JP3918107B2 - データ伝送回路 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は多チャンネル海中データ収集装置、特にソノブイにおけるデータ伝送回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
一般に従来の多チャンネルデータ収集装置のデータ伝送は、センサで受信した信号を電気信号に変換し、符号化を施して伝送する構成であった。
図４は、従来のデータ伝送回路の構成を示す図である。
図において、２０は信号を受信、電気信号変換するセンサ、２１は適正なレベルまで増幅したり、適当な周波数領域に限定するフィルタなどの電気回路、２２は必要に応じたサンプル・ホールド回路、２３はアナログデジタル変換回路、２４はパラレルシリアル変換回路である。
センサからデータを記録する装置までの伝送路が長く、各センサの信号をアナログのまま同時に伝送できない場合、図４の２１〜２３に示す回路が必要となっている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記構成の装置では、チャンネル数や信号の性質により１秒間に送信すべきデジタルデータが多くなる。標本化において入力信号が、foHzまでの周波数帯域を有す場合、ナイキストの定理を満たすために少なくとも２foでのサンプリングが必要となる。
現実的にはアンチエリアシングフィルタの特性を実現可能なのと考え２．５６foが一般的である。
【０００４】
また、入力信号のレベルが時間で変化する場合、変化分以上の十分なダイナミックレンジが必要であり、９０dBのダイナミックレンジを得るためには、交流信号の場合１６ビットの量子化が必要になる。今チャンネル数を３０程度、音響信号を２．５kHzまでとし、１６ビット量子化を考えると、３０×２５００×２．５６×１６＝３０７２０００より３．０７２Mbpsのデータ伝送レートが必要になる。
この場合、伝送路に周波数特性等の制約が多い場合、伝送速度が速すぎて伝送できない、特殊なケーブルを採用しなければならない、周波数帯域が広くなるため無線伝送できないという問題点があった。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
本発明に係るデータ伝送回路は、複数箇所における音のデータを収集する多チャンネルデータ収集装置におけるデータ伝送回路において、それぞれ任意の箇所において受信した音の信号を電気信号に変換する複数のセンサと、各センサの出力信号の増幅及び周波数領域限定の処理を行う複数の電気回路と、各電気回路の出力信号をサンプル・ホールドする複数のサンプル・ホールド回路と、各サンプル・ホールド回路がサンプリングした信号に基づく数値化を行って所定ビット数のビット列で数値を表し、さらに極性を示す極性ビットを付加したデジタルデータを含むデジタル信号を出力する複数のアナログデジタル変換回路と、各アナログデジタル変換回路からの各デジタル信号を変換処理し、シリアル信号として送信するパラレルシリアル変換回路とを備え、パラレルシリアル変換回路は、各アナログデジタル変換回路からの各デジタル信号に含まれる各デジタルデータに基づいて、極性ビットを除いた所定ビット数のビット列が表す数値の中の最大値を検出する最大値検出回路と、最大値を表す所定ビット数のビット列の最上位のビットから連続に続くゼロの個数を検出するゼロ符号検出回路と、所定ビット数のビット列の上位から連続に続くゼロの個数分を除き、除いた後の最上位のビットから、所定ビット数よりも少ないあらかじめ定めたビット数分のビット列を抽出して、抽出したビット列に極性ビットを付加することによるデジタルデータの変換処理を、各デジタル信号の各デジタルデータに対して行い、変換した各デジタルデータとゼロの個数を表すビット列とを含めたシリアル信号を送信するビット変換回路とを有するものである。
【０００６】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の一実施の形態に係るデータ伝送回路の構成を示すブロック図、図２はこの実施の形態のデータの例を示す図である。
図において、１は信号を受信、電気信号変換するセンサ、２は適正なレベルまで増幅したり、適当な周波数領域に限定するフィルタなどの電気回路、３は必要に応じたサンプル・ホールド回路、４はアナログデジタル変換回路、５はパラレルシリアル変換回路であり、パラレルシリアル変換回路５は、最大値検出回路１０、ゼロ符号検出回路１１、ビット変換回路１２が付加されている。
【０００７】
まず、１６ビットのデジタル信号に量子化された各センサの出力は、極性を示す１ビットの極性ビットＢ１５と、レベルを示すＢ０〜Ｂ１４の１５ビットの量子化ビットに分割される。図２に示すように、レベルの重みの一番小さいビットをＢ０、重みの一番大きいビットをＢ１４としたとき、Ｂ０の方からＢ１４のほうへ１ビット移動するとそのビットの重みは２倍となる。
【０００８】
そして、各サンプル毎に、各センサの信号は最大値検出回路１１に入力され、極性ビットを除いた１５ビットで最大値を示すチャンネルのレベルが選択される。このレベルはゼロ符号検出回路１２に入力される。
ゼロ符号検出回路１２において、最上位ビットであるＢ１４からＢ４まで連続に続くゼロの個数を検出する。
【０００９】
したがってＢ１４に１が出力されている場合、ゼロ符号検出回路１２の出力は０となり、Ｂ１４からＢ４までゼロが続いている場合、ゼロ符号検出回路１２の出力は１１となる。
ここで、ゼロ符号検出回路１２の出力をｎ（０≦ｎ≦１１）とする。この時、ｎの値が大きいと、センサは小さな信号を受信し、ｎの値が小さいとセンサは大きな信号を受信していることになる。
【００１０】
そして、各チャンネルの１６ビットの５ビットのデータに変換する。この５ビットは、極性ビットＢ１５と、レベルを示す４ビットから構成され、レベルを示す４ビットは、（１４−ｎ）番目のビットから（１１−ｎ）番目のビットである。
【００１１】
次に、この実施の形態の動作について、図２を参照して説明する。
あるサンプルにおいて極性ビットＢ１５を除く最大レベルを示すデジタル信号出力が図２の１４に示す信号であった場合、Ｂ１４〜Ｂ１１にゼロが連続するので図２の１５に示すように、ｎ＝４となる。
【００１２】
この時のこのチャンネルのデータは図２の１６に示すように、極性ビットＢ１５とＢ１０〜Ｂ７の５ビットになる。同時にサンプルされた図２の１７に示すようなデータに対しても、図２の１８に示すような極性ビットＢ１５とＢ１０〜Ｂ７に変換する。
最後に、ｎの値はこの時最大１１であるから４ビットの２進数で表わす事ができ、各チャンネルの５ビットに変換されたデータと共にパラレルシリアル変換し伝送する。
【００１３】
今、この実施の形態のように１６ビットのデータを５ビットとｎで表わす場合、量子化による雑音の影響を考える必要がある。
信号を符号化する場合、過負荷点を定め、その領域内を一定の法則で量子化を行う。符号化による雑音は、過負荷雑音と量子化雑音の和となる。
この実施の形態では、入力信号を符号化するときの過負荷点をｎで規定し、５ビットの均等量子化を計ったことに等しいものとなっている。
【００１４】
多チャンネル海中データ収集装置における対象となる信号は、海中雑音である。海中雑音は、波浪、生物音、航行船舶音などからなる広帯域雑音であり、通常そのレベルの確率分布は正規分布をなしている。
そして、同時間帯では各センサは同じレベルの信号を受信している。したがって、１サンプルにおいて、センサ１とセンサ２の受信した信号レベルが大きく異なっていたとしても、単位時間での実効値は同じであり、レベルの確率分布も同じとみなすことができる。
このことにより、過負荷点をチャンネル毎に設定しなくともよく、共通の過負荷点を設定しても符号化雑音はチャンネル毎に変動しないことになる。
【００１５】
また、入力信号が正規分布Ｐ（Ｘ）のときの均一量子化の符号化雑音Ｎｃは以下の計算によって算出される。
【００１６】
【数１】
【００１７】
但し、過負荷点を±Ｖ、量子化ビット数をＮｑ、量子化ステップ数ｋ＝２Nq−１、量子化ステップ幅Ｅ＝Ｖ／（２(Nq-1)−１）である。
【００１８】
図３は、横軸に過負荷点と入力信号の実効値の比をとり、縦軸は符号化雑音を入力信号に対するレベル比で示したグラフである。
５ビットの均一量子化を行えば、過負荷点と入力信号の実効値の比が２以上５以下のとき符号化雑音は、入力信号に対し２０dB以上低い値である。
この実施の形態においては、１サンプル毎に絶対値の最大値を過負荷点としている。
【００１９】
この最大値は、実効値の５倍以上になると過負荷点と入力信号の実効値の比が５以上になるが、確率上正規分布の５σ以上の値を採ることに等しく通常無視可能である。また、すべてのセンサが実効値の２倍以下のレベルを受信した場合、最大値は実効値の２倍以下で実施例では過負荷点を実効値の２倍以下に設定することになる。
しかし、この場合においても過負荷雑音が増加しているわけではなく、逆にステップが小さい量子化を行っているのでこのサンプルにおける量子化雑音は、通常取り得る量子化雑音よりも小さい。
【００２０】
以上のことにより、この実施の形態では常に符号化雑音を入力信号に対し２０dB以上小さくすることが可能である。
海中雑音は、図１に示す電気回路２で、周波数特性を白色化することが可能であり、また符号化による雑音は白色雑音と考えて良い。
【００２１】
したがって、通常考えられる海中雑音の最小値の実効値レベルをｎ＝１１の過負荷点に設定すれば目的とする周波数帯域全域でほぼ符号化雑音は、海中雑音より約２０dB以上小さくなる。これは入力信号に対し０．１dB程度の雑音が加わったことに相当し、０．１dBという値は通常無視可能な値である。
よって、この実施の形態においての符号化による雑音の影響は考えなくとも良い。
【００２２】
多ビットのデジタル信号をより少ないビットに圧縮する方法には、Ａ法則やμ法則が一般的であるが、多チャンネルに適用した場合、各チャンネル毎について法則を適用するため圧縮効果が実施の形態よりも小さくなる。
以上の実施の形態で示されるように、１６ビットのデータは５ビットで示すことができる。ｎ（０≦ｎ≦１１）は、４ビットで表わすことが可能であるので、チャンネル数ｍの場合、１サンプルの総ビット数１６×ｍビットが５×ｍ＋４ビットに圧縮して伝送することが可能となる。
【００２３】
なお、この実施の形態では、１６ビットで示したが、よりダイナミックレンジの大きい２０ビット、２４ビットなどの場合でも、ダイナミックレンジ小さい８ビットの場合でも５ビットの信号とｎに変換することができ、データ伝送速度を低減することが可能である。
【００２４】
【発明の効果】
以上のように、本発明によれば、信号を受信、電気信号変換するセンサと、センサの出力信号を適正なレベルまで増幅したり、適当な周波数領域に限定するフィルタなどの電気回路と、電気回路の出力信号を必要に応じて、サンプル・ホールドするサンプル・ホールド回路と、アナログデジタル変換回路と、パラレルシリアル変換回路とを備え、パラレルシリアル変換回路は、極性ビットを除いた所定数のビットで最大値を示すチャンネルのレベルを選択する最大値検出回路、連続に続くゼロの個数を検出するゼロ符号検出回路、及びビット数を変換するビット変換回路を有ししているので、データ伝送速度を低減することができ、また、符号化雑音も低減することができるという効果を有する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施の形態に係るデータ伝送回路の構成を示すブロック図である。
【図２】実施の形態のデータの例を示す図である。
【図３】過負荷点と入力信号の実効値の比に対する、符号化雑音を入力信号に対するレベル比を示したグラフである。
【図４】従来のデータ伝送回路の構成を示す図である。
【符号の説明】
１ センサ
２ 電気回路
３ サンプル・ホールド回路
４ アナログデジタル変換回路
５ パラレルシリアル変換回路
１０ 最大値検出回路
１１ ゼロ符号検出回路
１２ ビット変換回路
【発明の属する技術分野】
本発明は多チャンネル海中データ収集装置、特にソノブイにおけるデータ伝送回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
一般に従来の多チャンネルデータ収集装置のデータ伝送は、センサで受信した信号を電気信号に変換し、符号化を施して伝送する構成であった。
図４は、従来のデータ伝送回路の構成を示す図である。
図において、２０は信号を受信、電気信号変換するセンサ、２１は適正なレベルまで増幅したり、適当な周波数領域に限定するフィルタなどの電気回路、２２は必要に応じたサンプル・ホールド回路、２３はアナログデジタル変換回路、２４はパラレルシリアル変換回路である。
センサからデータを記録する装置までの伝送路が長く、各センサの信号をアナログのまま同時に伝送できない場合、図４の２１〜２３に示す回路が必要となっている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記構成の装置では、チャンネル数や信号の性質により１秒間に送信すべきデジタルデータが多くなる。標本化において入力信号が、foHzまでの周波数帯域を有す場合、ナイキストの定理を満たすために少なくとも２foでのサンプリングが必要となる。
現実的にはアンチエリアシングフィルタの特性を実現可能なのと考え２．５６foが一般的である。
【０００４】
また、入力信号のレベルが時間で変化する場合、変化分以上の十分なダイナミックレンジが必要であり、９０dBのダイナミックレンジを得るためには、交流信号の場合１６ビットの量子化が必要になる。今チャンネル数を３０程度、音響信号を２．５kHzまでとし、１６ビット量子化を考えると、３０×２５００×２．５６×１６＝３０７２０００より３．０７２Mbpsのデータ伝送レートが必要になる。
この場合、伝送路に周波数特性等の制約が多い場合、伝送速度が速すぎて伝送できない、特殊なケーブルを採用しなければならない、周波数帯域が広くなるため無線伝送できないという問題点があった。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
本発明に係るデータ伝送回路は、複数箇所における音のデータを収集する多チャンネルデータ収集装置におけるデータ伝送回路において、それぞれ任意の箇所において受信した音の信号を電気信号に変換する複数のセンサと、各センサの出力信号の増幅及び周波数領域限定の処理を行う複数の電気回路と、各電気回路の出力信号をサンプル・ホールドする複数のサンプル・ホールド回路と、各サンプル・ホールド回路がサンプリングした信号に基づく数値化を行って所定ビット数のビット列で数値を表し、さらに極性を示す極性ビットを付加したデジタルデータを含むデジタル信号を出力する複数のアナログデジタル変換回路と、各アナログデジタル変換回路からの各デジタル信号を変換処理し、シリアル信号として送信するパラレルシリアル変換回路とを備え、パラレルシリアル変換回路は、各アナログデジタル変換回路からの各デジタル信号に含まれる各デジタルデータに基づいて、極性ビットを除いた所定ビット数のビット列が表す数値の中の最大値を検出する最大値検出回路と、最大値を表す所定ビット数のビット列の最上位のビットから連続に続くゼロの個数を検出するゼロ符号検出回路と、所定ビット数のビット列の上位から連続に続くゼロの個数分を除き、除いた後の最上位のビットから、所定ビット数よりも少ないあらかじめ定めたビット数分のビット列を抽出して、抽出したビット列に極性ビットを付加することによるデジタルデータの変換処理を、各デジタル信号の各デジタルデータに対して行い、変換した各デジタルデータとゼロの個数を表すビット列とを含めたシリアル信号を送信するビット変換回路とを有するものである。
【０００６】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の一実施の形態に係るデータ伝送回路の構成を示すブロック図、図２はこの実施の形態のデータの例を示す図である。
図において、１は信号を受信、電気信号変換するセンサ、２は適正なレベルまで増幅したり、適当な周波数領域に限定するフィルタなどの電気回路、３は必要に応じたサンプル・ホールド回路、４はアナログデジタル変換回路、５はパラレルシリアル変換回路であり、パラレルシリアル変換回路５は、最大値検出回路１０、ゼロ符号検出回路１１、ビット変換回路１２が付加されている。
【０００７】
まず、１６ビットのデジタル信号に量子化された各センサの出力は、極性を示す１ビットの極性ビットＢ１５と、レベルを示すＢ０〜Ｂ１４の１５ビットの量子化ビットに分割される。図２に示すように、レベルの重みの一番小さいビットをＢ０、重みの一番大きいビットをＢ１４としたとき、Ｂ０の方からＢ１４のほうへ１ビット移動するとそのビットの重みは２倍となる。
【０００８】
そして、各サンプル毎に、各センサの信号は最大値検出回路１１に入力され、極性ビットを除いた１５ビットで最大値を示すチャンネルのレベルが選択される。このレベルはゼロ符号検出回路１２に入力される。
ゼロ符号検出回路１２において、最上位ビットであるＢ１４からＢ４まで連続に続くゼロの個数を検出する。
【０００９】
したがってＢ１４に１が出力されている場合、ゼロ符号検出回路１２の出力は０となり、Ｂ１４からＢ４までゼロが続いている場合、ゼロ符号検出回路１２の出力は１１となる。
ここで、ゼロ符号検出回路１２の出力をｎ（０≦ｎ≦１１）とする。この時、ｎの値が大きいと、センサは小さな信号を受信し、ｎの値が小さいとセンサは大きな信号を受信していることになる。
【００１０】
そして、各チャンネルの１６ビットの５ビットのデータに変換する。この５ビットは、極性ビットＢ１５と、レベルを示す４ビットから構成され、レベルを示す４ビットは、（１４−ｎ）番目のビットから（１１−ｎ）番目のビットである。
【００１１】
次に、この実施の形態の動作について、図２を参照して説明する。
あるサンプルにおいて極性ビットＢ１５を除く最大レベルを示すデジタル信号出力が図２の１４に示す信号であった場合、Ｂ１４〜Ｂ１１にゼロが連続するので図２の１５に示すように、ｎ＝４となる。
【００１２】
この時のこのチャンネルのデータは図２の１６に示すように、極性ビットＢ１５とＢ１０〜Ｂ７の５ビットになる。同時にサンプルされた図２の１７に示すようなデータに対しても、図２の１８に示すような極性ビットＢ１５とＢ１０〜Ｂ７に変換する。
最後に、ｎの値はこの時最大１１であるから４ビットの２進数で表わす事ができ、各チャンネルの５ビットに変換されたデータと共にパラレルシリアル変換し伝送する。
【００１３】
今、この実施の形態のように１６ビットのデータを５ビットとｎで表わす場合、量子化による雑音の影響を考える必要がある。
信号を符号化する場合、過負荷点を定め、その領域内を一定の法則で量子化を行う。符号化による雑音は、過負荷雑音と量子化雑音の和となる。
この実施の形態では、入力信号を符号化するときの過負荷点をｎで規定し、５ビットの均等量子化を計ったことに等しいものとなっている。
【００１４】
多チャンネル海中データ収集装置における対象となる信号は、海中雑音である。海中雑音は、波浪、生物音、航行船舶音などからなる広帯域雑音であり、通常そのレベルの確率分布は正規分布をなしている。
そして、同時間帯では各センサは同じレベルの信号を受信している。したがって、１サンプルにおいて、センサ１とセンサ２の受信した信号レベルが大きく異なっていたとしても、単位時間での実効値は同じであり、レベルの確率分布も同じとみなすことができる。
このことにより、過負荷点をチャンネル毎に設定しなくともよく、共通の過負荷点を設定しても符号化雑音はチャンネル毎に変動しないことになる。
【００１５】
また、入力信号が正規分布Ｐ（Ｘ）のときの均一量子化の符号化雑音Ｎｃは以下の計算によって算出される。
【００１６】
【数１】
但し、過負荷点を±Ｖ、量子化ビット数をＮｑ、量子化ステップ数ｋ＝２Nq−１、量子化ステップ幅Ｅ＝Ｖ／（２(Nq-1)−１）である。
【００１８】
図３は、横軸に過負荷点と入力信号の実効値の比をとり、縦軸は符号化雑音を入力信号に対するレベル比で示したグラフである。
５ビットの均一量子化を行えば、過負荷点と入力信号の実効値の比が２以上５以下のとき符号化雑音は、入力信号に対し２０dB以上低い値である。
この実施の形態においては、１サンプル毎に絶対値の最大値を過負荷点としている。
【００１９】
この最大値は、実効値の５倍以上になると過負荷点と入力信号の実効値の比が５以上になるが、確率上正規分布の５σ以上の値を採ることに等しく通常無視可能である。また、すべてのセンサが実効値の２倍以下のレベルを受信した場合、最大値は実効値の２倍以下で実施例では過負荷点を実効値の２倍以下に設定することになる。
しかし、この場合においても過負荷雑音が増加しているわけではなく、逆にステップが小さい量子化を行っているのでこのサンプルにおける量子化雑音は、通常取り得る量子化雑音よりも小さい。
【００２０】
以上のことにより、この実施の形態では常に符号化雑音を入力信号に対し２０dB以上小さくすることが可能である。
海中雑音は、図１に示す電気回路２で、周波数特性を白色化することが可能であり、また符号化による雑音は白色雑音と考えて良い。
【００２１】
したがって、通常考えられる海中雑音の最小値の実効値レベルをｎ＝１１の過負荷点に設定すれば目的とする周波数帯域全域でほぼ符号化雑音は、海中雑音より約２０dB以上小さくなる。これは入力信号に対し０．１dB程度の雑音が加わったことに相当し、０．１dBという値は通常無視可能な値である。
よって、この実施の形態においての符号化による雑音の影響は考えなくとも良い。
【００２２】
多ビットのデジタル信号をより少ないビットに圧縮する方法には、Ａ法則やμ法則が一般的であるが、多チャンネルに適用した場合、各チャンネル毎について法則を適用するため圧縮効果が実施の形態よりも小さくなる。
以上の実施の形態で示されるように、１６ビットのデータは５ビットで示すことができる。ｎ（０≦ｎ≦１１）は、４ビットで表わすことが可能であるので、チャンネル数ｍの場合、１サンプルの総ビット数１６×ｍビットが５×ｍ＋４ビットに圧縮して伝送することが可能となる。
【００２３】
なお、この実施の形態では、１６ビットで示したが、よりダイナミックレンジの大きい２０ビット、２４ビットなどの場合でも、ダイナミックレンジ小さい８ビットの場合でも５ビットの信号とｎに変換することができ、データ伝送速度を低減することが可能である。
【００２４】
【発明の効果】
以上のように、本発明によれば、信号を受信、電気信号変換するセンサと、センサの出力信号を適正なレベルまで増幅したり、適当な周波数領域に限定するフィルタなどの電気回路と、電気回路の出力信号を必要に応じて、サンプル・ホールドするサンプル・ホールド回路と、アナログデジタル変換回路と、パラレルシリアル変換回路とを備え、パラレルシリアル変換回路は、極性ビットを除いた所定数のビットで最大値を示すチャンネルのレベルを選択する最大値検出回路、連続に続くゼロの個数を検出するゼロ符号検出回路、及びビット数を変換するビット変換回路を有ししているので、データ伝送速度を低減することができ、また、符号化雑音も低減することができるという効果を有する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施の形態に係るデータ伝送回路の構成を示すブロック図である。
【図２】実施の形態のデータの例を示す図である。
【図３】過負荷点と入力信号の実効値の比に対する、符号化雑音を入力信号に対するレベル比を示したグラフである。
【図４】従来のデータ伝送回路の構成を示す図である。
【符号の説明】
１ センサ
２ 電気回路
３ サンプル・ホールド回路
４ アナログデジタル変換回路
５ パラレルシリアル変換回路
１０ 最大値検出回路
１１ ゼロ符号検出回路
１２ ビット変換回路
Claims (1)
- 複数箇所における音のデータを収集する多チャンネルデータ収集装置におけるデータ伝送回路において、
それぞれ任意の箇所において受信した音の信号を電気信号に変換する複数のセンサと、
各センサの出力信号の増幅及び周波数領域限定の処理を行う複数の電気回路と、
各電気回路の出力信号をサンプル・ホールドする複数のサンプル・ホールド回路と、
各サンプル・ホールド回路がサンプリングした信号に基づく数値化を行って所定ビット数のビット列で数値を表し、さらに極性を示す極性ビットを付加したデジタルデータを含むデジタル信号を出力する複数のアナログデジタル変換回路と、
各アナログデジタル変換回路からの各デジタル信号を変換処理し、シリアル信号として送信するパラレルシリアル変換回路とを備え、
前記パラレルシリアル変換回路は、
各アナログデジタル変換回路からの前記各デジタル信号に含まれる各デジタルデータに基づいて、前記極性ビットを除いた前記所定ビット数のビット列が表す数値の中の最大値を検出する最大値検出回路と、
前記最大値を表す前記所定ビット数のビット列の最上位のビットから連続に続くゼロの個数を検出するゼロ符号検出回路と、
前記所定ビット数のビット列の上位から前記連続に続くゼロの個数分を除き、除いた後の最上位のビットから、前記所定ビット数よりも少ないあらかじめ定めたビット数分のビット列を抽出して、抽出したビット列に前記極性ビットを付加することによる前記デジタルデータの変換処理を、前記各デジタル信号の各デジタルデータに対して行い、変換した各デジタルデータと前記ゼロの個数を表すビット列とを含めたシリアル信号を送信するビット変換回路と
を有することを特徴とするデータ伝送回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001021466A JP3918107B2 (ja) | 2001-01-30 | 2001-01-30 | データ伝送回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
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Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002230677A JP2002230677A (ja) | 2002-08-16 |
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ID=18887026
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001021466A Expired - Lifetime JP3918107B2 (ja) | 2001-01-30 | 2001-01-30 | データ伝送回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3918107B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4705685B2 (ja) * | 2009-06-12 | 2011-06-22 | 日本電信電話株式会社 | 信号の符号化装置、復号化装置、方法、プログラム、および記録媒体 |
-
2001
- 2001-01-30 JP JP2001021466A patent/JP3918107B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2002230677A (ja) | 2002-08-16 |
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