JP2002208526A - 磁心、線輪部品、及び電気回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 小形化、低損失化を図ることができ、簡素
化、高効率化、省資源化に対して寄与することができる
こと。 【解決手段】 磁路を形成する軟磁気特性の磁性体にお
ける一方の磁路端に、永久磁石１３Ａ，１３Ｂを配置し
た磁心１１Ａ，１１Ｂに対して、前記磁路に鎖交するよ
うに１つ以上の巻線１２を施した線輪部品Ｌ１を構成
し、かつ前記巻線１２に、入力電圧が印可されて流れる
励磁電流によって生じる前記磁性体に印可される磁界の
特性が前記永久磁石１３Ａ，１３Ｂによって前記磁性体
に印可される磁界の磁性とが互いに逆特性となるように
構成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、電子機器に多用さ
れる磁心、磁心を用いた線輪部品、及び電源回路に関す
るものであり、特にスイッチング電源などに使用される
磁心、チョークコイル、及びトランスなどの線輪部品、
及び線輪部品を用いた電気回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】図５（ａ）は、従来技術によるアクティ
ブフィルタを具備したスイッチング電源を示している。
図５（ｂ）は、従来技術によるアクティブフィルタに用
いるトランスを示している。図５（ｃ）は従来技術によ
るアクティブフィルタに用いるトランスの動作Ｂ−Ｈ特
性図を示している。図５（ｃ）においては残留磁束密度
をＢｒで示し、磁束密度幅をΔＢで示している。図５
（ｄ）は図５（ｃ）における主な動作波形を示してい
る。

【０００３】従来のスイッチング電源では、図５（ａ）
図に示す様に、商用電源ＶACIN入力への電流・電圧の歪
みに起因する力率の位下を排除するいわゆる高調波規制
に対応するため、商用電源ＶACINをチョークインプット
整流とせずに、あえて整流后にリアクタＬ５に出力電流
Ｉｃによってスイッチ素子（主ランジスタ）Ｑ１を介し
て地絡し、そのオフ后は、オン期間にリアクタＬ５に蓄
積した磁気エネルギーをダイオードＤ２、制御回路Ｃｏ
ｎｔ．５を介して出力コンデンサＣ１に放出する形態を
得た後に主たる機能であるＤＣ−ＤＣコンバータに出力
する、いわゆるアクティブフィルタ構成をとっている。

【０００４】尚、制御回路Ｃｏｎｔ．５は、リアクタＬ
５に流れる電流波形のピーク値が商用電源ＶACINからダ
イオードＤ１を介した全波整流波形電圧ＶCEに相似の値
となる様にオンとオフとの時化率を調整することによっ
て、入力の力率を、ほぼ１とする電源特性を得ている。

【０００５】図５（ｂ）に示したアクティブフィルタ回
路に供する磁心５１Ａ，５１Ｂと、磁心５１Ａ，５１Ｂ
を用いたリアクタＬ５は、一対のＥＥ型、或いはつぼ型
の磁心５１Ａ，５１Ｂの巻深部に磁束が鎖交する様に巻
線５２を施し、かつ対向する一対の磁心５１Ａ，５１Ｂ
の対向面のうち、内脚間に空隙５３を設けている。スイ
ッチ素子Ｑ１の導通に従って入力側のダイオードＤ１か
ら流れ込むコイル電流ｉＬによって磁心５１Ａ，５１Ｂ
に磁界が形成される。

【０００６】また、従来から電源の小形化と高効率化を
はかるためにスイッチング電源化が図られてきたが、一
般にトランスを用いた絶縁型で１００Ｗを越える出力を
得るためには、図６（ａ）に示す様なシングルエンドフ
ォワード型化のＤＣ−ＤＣコンバータが多用されてい
る。図６（ａ）は従来技術によるシングルエンドフォワ
ード型ＤＣ−ＤＣコンバータであり、図６（ｂ）は、線
輪部品の動作Ｂ−Ｈ特性をを示している。

【０００７】図６（ａ）において、Ｔ６はトランス、Ｌ
６は平滑用のチョークコイル、Ｑ１はスイッチング素子
（主トランジスタ）、Ｃｏｎｔ．６は制御回路、Ｄ６
５，Ｄ６Ａ，Ｄ６Ｂはダイオード、Ｃ１，Ｃ２はコンデ
ンサ、ＲL，Ｒ６５は抵抗である。

【０００８】図６（ａ）に示したシングルエンドフォワ
ード型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、チョークコイルＬ６
によってトランスＴ６の実効電流値も低減可能である。

【０００９】また、更に大きな出力を得るために、図７
（ａ）に示す様なフルブリッジ型のＤＣ−ＤＣコンバー
タ回路が多用されている。図７（ａ）は従来技術による
フルブリッジ型ＤＣ−ＤＣコンバータであり、図７
（ｂ）は線輪部品の動作Ｂ−Ｈ特性を示している。

【００１０】図７（ａ）において、Ｔ６はトランス、Ｌ
７は平滑用のチョークコイル、Ｑ７１，Ｑ７２，Ｑ７
３，Ｑ７４はスイッチング素子（主トランジスタ）、Ｃ
ｏｎｔ．７は制御回路、Ｄ７Ａ，Ｄ７Ｂはダイオード、
Ｃ２はコンデンサ、ＲLは抵抗である。

【００１１】図７（ａ）の様なフルブリッジコンバータ
構成を採ることによって、上記フォワード方式が図６
（ｂ）の様な半波励磁に対して、図７（ｂ）の様に、Ｂ
−Ｈ特性の第１象限のみならず第３象限まで対称に拡大
活用することによってトランスＴ６の利用率を高めて高
出力対応を可能としている。図７（ｂ）においては、残
留磁束密度をＢｒで示し、磁束密度幅をΔＢで示してい
る。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来技
術においては、工業上、下記の様な重大な欠点がある。
つまり、図５（ａ）に示した従来技術によるアクティブ
フィルタ回路においては、リアクタＬ５のサイズが、後
段に接続されるＤＣ−ＤＣコンバータの出力トランスと
ほぼ同等のサイズとなり、しかも、その巻線５２による
銅損が電源全体の効率を低下せしめると云う重大な欠点
があった。

【００１３】また、ある程度出力の大きいＤＣ−ＤＣコ
ンバータを従来技術にて構成する際、構成が簡素で経済
的にも望ましいシングルエンドフライバック方式では、
励磁電流が鋸歯状波となり、電流波形の実効値が増大し
てトランスの大型化がを避けられないため、図６（ａ）
図の様なシングルエンドフォードコンバータの構成を止
むなく採る必要があった。

【００１４】その結果、回路構成を複雑化して経済性を
も阻害してしまうという欠点を招いている。

【００１５】また更に高い出力を得る場合には、図７
（ａ）の様なフルブリッジコンバータ構成を採ることに
よって、上記フォワード方式が図６（ｂ）の様な半波励
磁に対して、図７（ｂ）の様に、Ｂ−Ｈ特性の第１象限
のみならず第３象限まで対称に拡大活用することによっ
てトランスＴ６の利用率を高めて高出力対応を可能とし
ているが、この場合には、スイッチ素子（主トランジス
タ）も４個必要とするのみならず、スイッチング動作も
スイッチ素子Ｑ７１とスイッチ素子Ｑ７２或いはスイッ
チ素子Ｑ７３とスイッチ素子Ｑ７４が同時に２つオンオ
フするため、経済的な面のみならず、損失の面でも工業
的に大きな不利益もたらすという重大な欠点があった。

【００１６】そこで、本発明の課題は、かかる従来技術
の問題点を解決し、スイッチング電源などに使用される
磁心やチョークコイル、及びトランスの小形化、低損失
化、更には回路の簡素化、小形化、高効率化、省資源
化、かつ経済的に優れた磁心、磁心を用いた線輪部品、
及び電源回路を提供することにある。

【００１７】

【課題を解決するための手段】本発明によれば、磁路を
形成する軟磁気特性を有する磁性体の少なくとも一方の
磁路端に永久磁石が配置されていることを特徴とする磁
心が得られる。

【００１８】また、本発明によれば、磁路を形成する軟
磁気特性を有する磁性体の少なくとも一方の磁路端に永
久磁石を配置した磁心に、少なくとも一つ以上でかつ1
ターン以上の巻線が施されていることを特徴とする線輪
部品が得られる。

【００１９】さらに、本発明によれば、磁路を形成する
磁性体と、線輪部品とを含む電気回路において、前記線
輪部品は、軟磁気特性を有する前記磁性体の少なくとも
一方の磁路端に永久磁石を配置した磁心に、少なくとも
一つ以上でかつ1ターン以上の巻線を施したものであ
り、前記線輪部品に施された前記巻線に入力電圧が印可
されて流れる励磁電流によって生じる前記軟磁気特性の
前記磁性体に印可される磁界の極性が、前記永久磁石に
よって前記軟磁気特性の前記磁性体に印可される磁界の
極性とが互いに逆極性となるよう構成したことを特徴と
する電気回路が得られる。

【００２０】

【作用】本発明では、磁路を形成する軟磁気特性の磁性
体の、少なくとも一方の磁路端に永久磁石を配置した磁
心であり、磁心に対して、磁路に鎖交する様に少なくと
も１つ以上の巻線を施した線輪部品を構成し、かつ、線
輪部品に施された巻線に、入力電圧が印可されて流れる
励磁電流によって生じる軟磁気特性の磁性体に印可され
る磁界の特性が永久磁石によって磁性体に印可される磁
界の磁性とが互いに逆特性となる様にする。

【００２１】これによって、半波励磁のコイル、或いは
トランスフォーマであっても、軟磁気特性を有する磁性
体は励磁方向がＢ−Ｈ特性曲線の第１象限方向であって
も、予め、永久磁石によって第３象限方向にバイアスさ
れているため、実質的に残留磁束密度も第３象限にシフ
トするので、活用できる磁束密度幅も大幅に拡大できる
ため、磁心に施す巻線を大幅に低減できる可能となり、
線輪部品の小形化と低損失化に寄与できる。

【００２２】しかも、本発明による磁心、磁心を用いた
線輪部品においては、上述したバイアス効果によって半
波励磁回路に対してもＢ−Ｈループの第一象限のみなら
ず第３象限までも充分広く活用出来るため、構成が最も
簡素なシングルエンドフライバック方式を採っても、電
流波形を前述した従来技術における鋸状波とすることな
く台形波状に設計することが可能となるので、巻線電流
の実効値は、前述した構成の煩雑なフォワードコンバー
タやフルブリッジコンバータと全く同等のレベルまで低
減できるため、スイッチング電源の高出力化を回路構成
を煩雑化すること無しにを大幅に簡素化できる。

【００２３】加えて、スイッチ素子のターンオン電流の
遅延用として新たに設けた極めて小形の磁心に少なくと
も１つ以上の巻線を施し、入力電圧に対し、励磁巻線と
スイッチ素子との間に直列に磁心の巻線の両端末をそれ
ぞれ接続するとともに、スイッチ素子には、少なくとも
ターンオフ時の並列共振用コンデンサを含む回路が並列
に接続された電源回路とすることで、スイッチ素子のタ
ーンオン、ターンオフ期間における時電流、電圧のクロ
スに伴うスイッチング損失を大幅に低減する電源回路を
簡素な構成のままで実現する。

【００２４】

【発明の実施の形態】以下、本発明の磁心とそれを用い
た線輪部品及び電源回路について、以下、図面を参照し
て詳細に説明する。図１（ａ）は、本発明による磁心と
線輪部品とを、図２（ｂ）に示した断面構造の様に構成
して、アクティブフィルタ回路を具備したスイッチング
電源を構成した第１の実施例である。

【００２５】図１（ｂ）は磁心と、磁心を用いた線輪部
品の断面構成図であり、図１（ｃ）は磁心と、磁心を用
いた線輪部品の動作Ｂ−Ｈ特性図、図１（ｄ）は図１
（ｃ）における主な動作波形を示す波形図、図１（ｅ）
は、磁心と、磁心を用いた線輪部品の直流重畳インダク
タンスを説明した説明図である。

【００２６】図１（ｂ）において、ＭｎーＺｎフェライ
トなどの軟磁気特性を有する一対のＥＥ型、或いはつぼ
型の磁心１１Ａ，１１Ｂの巻深部に磁束が鎖交する様に
巻線１２を施し、かつ対向する一対の磁心１１Ａ，１１
Ｂの対向面のうち、外脚の接合部に空隙を設けている。

【００２７】図１（ａ）に示したアクティブフィルタ回
路おいて、Ｌ１は線輪部品、Ｑ１はスイッチング素子
（主トランジスタ）、Ｃｏｎｔ．１は制御回路、Ｄ１，
Ｄ２はダイオード、Ｃ１はコンデンサ、ＲL，Ｒ１は抵
抗である。

【００２８】アクティブフィルタ回路に供する磁心１１
Ａ，１１Ｂとそれを用いた線輪部品Ｌ１は、スイッチ素
子（主タランジスタ）Ｑ１の導通に従って入力側１から
流れ込むコイル電流ｉＬによって磁心１１Ａ，１１Ｂに
形成する磁界の方向と逆極性となる様に磁心１１Ａ，１
１Ｂの接合部の空隙にフィルム状の永久磁石１３Ａ，１
３Ｂが配置されている。即ち、磁路において磁路を形成
する軟磁気特性を有する磁性体の少なくとも一方の磁路
端に永久磁石１３Ａ，１３Ｂを配置した磁心１１Ａ，１
１Ｂに、少なくとも一つ以上でかつ1ターン以上の巻線
１２が施されている。

【００２９】本発明による磁心１１Ａ，１１Ｂと線輪部
品Ｌ１を用いれば、図１（ｃ）に示す様に、磁心１１
Ａ，１１Ｂは，予め巻線に流れる電流によて形成される
磁界方向とは逆方向の第３象限側にフィルム状の永久磁
石１３Ａ，１３Ｂによって予めバイアスがΔＨ分だけか
かる状態が形成されるため、巻線に印可される電圧、電
流によって生じる磁束密度の動作許容幅ΔＢ値を図に示
す如く拡大することが出来る。

【００３０】また、図１（ｅ）に示す巻線を流れる励磁
電流に対する直流重畳インダクタンス特性の様に波線で
示した従来技術の線輪部品の特性に比較して、同じイン
ダクション係数ＡＬの磁心１１Ａ，１１Ｂ同士であれ
ば、図１（ｅ）に示した矢印（１）の様に、単純にイン
ダクタンスを同じくして、電流重畳値を飛躍的に伸ばす
ことが出来る。逆に、図１（ｅ）に示した矢印（２）の
様に空隙を狭めてＡＬ値を高めた場合でも、飛躍的にイ
ンダクタンスを高めて従来技術による線輪部品の重畳電
流許容値を確保することもできる。

【００３１】つまり、本発明の第１の実施例に示した磁
心並びに線輪部品をアクティブフィルタの線輪部品Ｌ１
に適用することによって、アクティブフィルタの昇圧に
寄与する出力電力Ｐo（Ｗ）は、動作周波数をｆ、巻線
電流のピーク値を図１（ｄ）に示すｉｐ、ｉｒとすれ
ば、Ｐo＝（１／２）×Ｌ×（（ｉｐ）^２−（ｉ
ｒ）^２）×ｆ …（式１）によって定義されるため、上
述した励磁巻線に許容する電流重畳値拡大に対する二乗
の効果によって、同一な磁心１１Ａ，１１Ｂのサイズと
周波数で最大４倍まで出力電力を高めることが可能とな
る。

【００３２】また、磁心１１Ａ，１１Ｂの実行体積をＶ
ｅ、比例定数をｋ、励振磁束幅をΔＢmaxとして上記式
１を変形すれば、Ｐo＝（ｋ／２）×（ΔＢmax）^２×Ｖ
ｅ×ｆとなるため、明らかに磁心の小形化をはかり、か
つ高いΔＢ設計値を許容することから、巻線の巻回数を
下げた銅損低減効果によって、小形、高効率のアクティ
ブフィルタを具備するスイッチング電源を提供すること
が可能となることは明白である。

【００３３】図２（ａ）は、本発明による磁心とそれを
用いた線輪部品（トランス）、及び電源回路をシングル
エンドフライバック型のＤＣ−ＤＣコンバータに適用し
た第２の実施例であり、図２（ｂ）は、その主な回路動
作波形を示し、図２（ｃ）は磁心とこの磁心を用いた線
輪部品の動作Ｂ−Ｈ特性図である。

【００３４】図２（ａ）において、Ｔ２はトランス、Ｑ
１はスイッチング素子（主トランジスタ）、Ｃｏｎｔ．
２は制御回路、Ｄ２はダイオード、Ｃ１，Ｃ２はコンデ
ンサ、ＲLは抵抗である。

【００３５】トランスＴ２は、第１の実施例で示した図
１（ｂ）の磁心と同様の構成であり巻線部は出力巻線
１，２と出力巻線３，４とからなっている。従って、励
磁巻線のインダクタンスは充分高い値が確保出来るた
め、スイッチ素子Ｑ１が導通すると、図２（ｂ）に示し
たように、励磁巻線に台形波状の電流が流れるとともに
磁気エネルギーを充電し、スイッチ素子Ｑ１が遮断する
と同時に出力巻線３，４とダイオードＤ２とを介して、
やはり台形波状の出力電流が流れて電力を伝達する動作
を制御回路Ｃｏｎｔ．２の指令に従って繰り返す。

【００３６】従って、この図２（ａ）に示したシングル
エンドフライバック型のＤＣ−ＤＣコンバータの場合で
も出力電力Ｐo（Ｗ）は、第１の実施例の場合と同様
に、Ｐo＝（１／２）×Ｌ×（（ｉｐ）^２−（ｉ
ｒ）^２）×ｆ、Ｐo＝（ｋ／２）×（ΔＢmax）２×Ｖｅ
×ｆで示され、大出力のＤＣ−ＤＣコンバータに対して
も、あえて回路構成の複雑な従来技術のシングルエンド
フォワード方式や、フルブリッジ構成を採らなくとも、
トランスＴ２の利用率を高め、かつ巻線の実効電流値も
充分低減出来るシングルエンドフライバック型コンバー
タを、経済性と小形化を阻害することなく簡素な構成で
小形高効率に提供することができる。

【００３７】図３(ａ)は、磁心と、磁心を用いた線輪部
品（リアクタ）、及び電源回路を、第１の実施例に記述
したアクティブフィルタ回路に対して適用して、スイッ
チ素子の損失を大幅に低減した本発明の第３の実施例で
あり、図３(ｂ)にはその主な波形を示している。

【００３８】図３（ａ）において、Ｌ１はリアクタ、Ｑ
１はスイッチング素子（主トランジスタ）、Ｃｏｎｔ．
３は制御回路、Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３はダイオード、Ｃｒ，
Ｃ１はコンデンサ、ＲL，Ｒ３１，Ｒ３２は抵抗、Ｌｄ
は可飽和コイルである。

【００３９】電源として高出力化するためにスイッチ素
子に流れる電流を鋸歯状から台形波状とすれば、リアク
タの巻線電流の実効値は低減して損失も低減するもの
の、スイッチ素子自体のクロスカレント損失はターンオ
ンを軸に増大するため、まず，スイッチ素子Ｑ１のター
ンオン期間に対しては、遅延用として新たに設けた極め
て小形の磁心にわずかの巻線ｘ−ｙを施し、トランスの
励磁巻線とスイッチ素子Ｑ１との間に直列に可飽和コイ
ルＬｄとして接続する。そして、スイッチ素子Ｑ１のタ
ーンオフ期間用としては、スイッチ素子Ｑ１と並列共振
するようにコンデンサＣｒを設けている。

【００４０】つまり、スイッチ素子Ｑ１のターンオン期
間は、上記可飽和コイルＬｄが未だ非飽和状態でスイッ
チ素子Ｑ１には、その励磁電流分が流れ、飽和に達した
時点でリアクタＬ１への励磁電流を導通させるため、問
題クロスカレント損失は極めて小さくできる。

【００４１】また、スイッチ素子Ｑ１のターンオフ期間
についても、リアクタＬ１と可飽和コイルＬｄとの和の
インダクタンスと、コンデンサＣｒとがダイオードＤ３
を介して並列共振を開始するため、スイッチ素子Ｑ１の
電圧は、固有振動周波数 １／（（Ｌ１＋Ｌｄ）×Ｃ
ｒ）^１／２ に拘束されて上昇するため、同様にクロス
カレント損失は極めて小さくできる。

【００４２】ダイオードＤ３については、上記並列共振
動作に介在させるとともに、スイッチ素子Ｑ１がターン
オンする際にコンデンサＣｒにチャージアップされた電
荷を瞬時に放電してクロスカレント損失を増さぬ様に抵
抗Ｒ３１と並列に構成している。

【００４３】なお、このような商用電源ＶACIN入力に供
するアクティブフィルタの場合には、ダイオードＤ２に
ファストリカバリダイオードを用いざるを得ない。

【００４４】従来技術の構成の場合には、スイッチ素子
Ｑ１をターンオンすると同時にダイオードＤ２のリカバ
リ期間と重なるため、大きな貫通電流が出力からスイッ
チ素子Ｑ１にが逆流して効率を低下させるとともに、大
きなＥＭＩ障害をもたらしている。しかし、上述した本
発明の構成によれば可飽和リアクタＬｄが上記貫通電流
をも阻止出来るため、更なる高効率と低ノイズのアクテ
ィブフィルタの提供が可能となる点も工業的に益すると
ころ極めて大といえる。

【００４５】図４(ａ)は、本発明による磁心とそれを用
いた線輪部品（トランス）、及び電源回路を、第１の実
施例に記述したシングルエンドフライバックコンバータ
回路に対して適用して、スイッチ素子の損失を大幅に低
減した本発明の第４の実施例であり、図４(ｂ)にはその
主な波形を示している。

【００４６】図４（ａ）において、Ｔ４はトランス、Ｑ
１はスイッチング素子（主トランジスタ）、Ｃｏｎｔ．
４は制御回路、Ｄ２，Ｄ３はダイオード、Ｃｒ，Ｃ１，
Ｃ２はコンデンサ、ＲL，Ｒ３１，Ｒ３２は抵抗、Ｌｄ
は可飽和コイルである。

【００４７】上述した第３の実施例の場合と同様に、高
出力化するためトランスの巻線電流を台形波状として
も、遅延用の可飽和コイルＬｄと、並列共振用のコンデ
ンサＣｒを設けているためスイッチ素子Ｑ１自体のクロ
スカレント損失を同様に大幅低減出来る。

【００４８】従って、本発明による磁心とそれを用いた
トランスＴ４によってシングルエンドフライバックコン
バータを形成すれば、前述した通り広い磁束密度の動作
幅において、励磁巻線のインダクタンスも充分高い値が
確保出来る。従って、大出力のＤＣ−ＤＣコンバータを
構成する際でも、あえて回路構成の複雑な従来技術のシ
ングルエンドフォワード方式や、フルブリッジ構成を採
らなくとも、トランスの利用率を高め、かつ巻線の実効
電流値も充分低減出来るシングルエンドフライバック型
コンバータを、経済性と小形化を阻害することなく簡素
な構成で小形、高効率に提供することができることは明
白である。

【００４９】尚、上述した本発明による磁心とそれを用
いた線輪部品、及び電源回路においては、直流重畳特性
とともに優れたコアロス特性を有する磁心１１Ａ，１１
ｂを容易かつ経済的に提供することが必須であって、か
つそのためにはシート状の永久磁石１３Ａ，１３Ｂの特
性が重要であるといえる。

【００５０】従って、磁心１１Ａ，１１ｂには、磁路の
少なくとも1箇所以上にエアギャップを有し、エアギャ
ップに比抵抗が１Ω・ｃｍ以上でかつ固有保磁力が３９
５ｋＡ／ｍ以上の永久磁石１３Ａ，１３Ｂを配置する。

【００５１】つまり、まず、安定動作のためには、固有
保磁力が３９５ｋＡ／ｍ以下ではＭｎ−Ｚｎフェライト
等の軟磁気特性を有する磁性体に印可され得る直流磁界
によって保磁力が消失するので、それ以上の保磁力の永
久磁石材料、たとえばＳｍＣｏ系磁石材料が有効であ
る。なお、懸案のコアロス増大防止対策のためには、渦
電流因子を排除するため上記磁石材料の粉体と熱可塑性
樹脂とを混練した後にシート状に成形して得られるボン
ド磁石の形態とする必要がある。その際、比抵抗は１Ω
・ｃｍ以上、かつ粉末の最大粒径は１５０μｍ以下とし
ている。

【００５２】よって、永久磁石１３Ａ，１３Ｂは、希土
類磁石粉末とバインダーとで構成されているボンド磁石
とし、ボンド磁石に使用する希土類磁石粉末の粒径が実
質的に１５０μｍ以下とする。

【００５３】

【発明の効果】以上、詳細に説明したように、本発明の
係る磁心、磁心を用いた線輪部品、及び電源回路によれ
ば、磁路を形成する軟磁気特性の磁性体の、少なくとも
一方の磁路端に永久磁石を配置した磁心、磁心に対し
て、磁路に鎖交する様に少なくとも１つ以上の巻線を施
したコイルやトランスフォーマなどの線輪部品を構成
し、かつ、線輪部品に施された励磁巻線に、入力電圧が
印可されて流れる励磁電流によって生じる軟磁気特性の
磁性体に印可される磁界の特性が永久磁石によって軟磁
気特性の磁性体に印可される磁界の磁性とが互いに逆特
性となる様にした電源回路である。

【００５４】これによって、半波励磁のコイル、或いは
トランスフォーマであっても、軟磁気特性を有する磁性
体は励磁方向がＢ−Ｈ特性曲線の第１象限方向であって
も、予め、永久磁石によって第３象限方向にバイアスさ
れているため、実質的に残留磁束密度も第３象限にシフ
トする為、活用できる磁束密度幅も大幅に拡大できるた
め、磁心に施す巻線を大幅に低減できる可能となり、線
輪部品の小形化と低損失化に寄与できる。

【００５５】しかも、本発明による磁心、磁心を用いた
線輪部品においては、上述したバイアス効果によって半
波励磁回路に対してもＢ−Ｈループの第一象限のみなら
ず第３象限までも充分広く活用出来るため、構成が最も
簡素なシングルエンドフライバック方式を採っても、電
流波形を前述した従来技術における鋸状波とすることな
く台形波状に設計することが可能となるため、巻線電流
の実効値は、前述した構成の煩雑なフォワードコンバー
タやフルブリッジコンバータと全く同等のレベルまで低
減できるため、スイッチング電源の高出力化を回路構成
を煩雑化すること無しにを大幅に簡素化できる。

【００５６】加えて、スイッチ素子のターンオン電流の
遅延用として新たに設けた極めて小形の磁心に少なくと
も１つ以上の巻線を施し、入力電圧に対し、励磁巻線と
スイッチ素子との間に直列に磁心の巻線の両端末をそれ
ぞれ接続するとともに、スイッチ素子には、少なくとも
ターンオフ時の並列共振用コンデンサを含む回路が並列
に接続された電源回路とすることで、スイッチ素子のタ
ーンオン、ターンオフ期間における時電流、電圧のクロ
スに伴うスイッチング損失を大幅に低減する電源回路を
簡素な構成のままで実現することが出来る。

【００５７】したがって、本発明によれば、スイッチン
グ電源などに使用される磁心やチョークコイル、トラン
ス等の線輪部品の小形化、低損失化が図ることができ、
更に、電源回路の簡素化、高効率化、省資源化に対して
飛躍的に寄与する事が出来るため、工業的に益するとこ
ろ極めて大なるものである。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例を示し、（ａ）はアクテ
ィブフィルタを具備したスイッチング電源の構成図、
（ｂ）は磁心とそれを用いた線輪部品の断面構成図、
（ｃ）は磁心とそれを用いた線輪部品の動作Ｂ−Ｈ特性
図、（ｄ）は（ｃ）における主な動作波形を示す波形
図、（ｅ）は磁心とそれを用いた線輪部品の直流重畳イ
ンダクタンスを説明した説明図である。

【図２】本発明の第２の実施例を示し、（ａ）はシング
ルエンドフライバック型ＤＣ−ＤＣコンバータ構成図、
（ｂ）は（ａ）における主な動作波形を示す波形図、
（ｃ）は磁心とそれを用いた線輪部品の動作Ｂ−Ｈ特性
図である。

【図３】本発明の第３の実施例を示し、（ａ）はアクテ
ィブフィルタを具備したスイッチング電源の構成例図、
（ｂ）は（ａ）における主な動作波形を示す動作波形図
である。

【図４】本発明の第４の実施例を示し、(ａ)は磁心とそ
れを用いた線輪部品、及び電源回路を、第１の実施例に
記述したシングルエンドフライバックコンバータ回路に
対して適用して、スイッチ素子の損失を大幅に低減した
本発明の第４の実施例であり、(ｂ)は（ａ）における主
な動作波形を示す波形図である。

【図５】（ａ）は従来技術によるアクティブフィルタを
具備したスイッチング電源構成図、（ｂ）は従来技術に
よるアクティブフィルタに用いるトランスの断面構成
図、（ｃ）は従来技術によるアクティブフィルタに用い
るトランスの動作Ｂ−Ｈ特性図、（ｄ）は（ｃ）におけ
る主な動作波形を示す波形図である。

【図６】（ａ）は従来技術によるシングルエンドフォワ
ード型ＤＣ−ＤＣコンバータ構成図、（ｂ）は動作Ｂ−
Ｈ特性図である。

【図７】（ａ）は従来技術によるフルブリッジ型ＤＣ−
ＤＣコンバータ構成図、（ｂ）線輪部品の動作Ｂ−Ｈ特
性図である。

【符号の説明】

１１Ａ，１１Ｂ，５１Ａ，５１Ｂ 磁心 １２ 巻線 １３Ａ，１３Ｂ 永久磁石 Ｃ１，Ｃ２，Ｃｒ コンデンサ Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ６５，Ｄ６Ａ，Ｄ６Ｂ，Ｄ７Ａ，
Ｄ７Ｂ ダイオード Ｌ１，Ｌ５ リアクタ Ｌ６，Ｌ７ チョークコイル Ｌｄ 可飽和コイル Ｑ１，Ｑ７１，Ｑ７２，Ｑ７３，Ｑ７４ スイッチ素
子 Ｒ１，ＲL，Ｒ３１，Ｒ３２，Ｒ６５ 抵抗 Ｔ２，Ｔ４，Ｔ６ トランス

フロントページの続き (72)発明者 藤原 照彦 宮城県仙台市太白区郡山六丁目７番１号 株式会社トーキン内 (72)発明者 山田 孝男 宮城県仙台市太白区郡山六丁目７番１号 株式会社トーキン内 (72)発明者 伊藤 透 宮城県仙台市太白区郡山六丁目７番１号 株式会社トーキン内 Ｆターム(参考） 5E043 AA01 5E070 AA11

Claims (13)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 磁路を形成する軟磁気特性を有する磁性
   体の少なくとも一方の磁路端に永久磁石が配置されてい
   ることを特徴とする磁心。
2. 【請求項２】 請求項１記載の磁心において、前記磁路
   の少なくとも1箇所以上にエアギャップを有し、該エア
   ギャップに比抵抗が１Ω・ｃｍ以上でかつ固有保磁力が
   ３９５ｋＡ／ｍ以上の前記永久磁石が配置されているこ
   とを特徴とする磁心。
3. 【請求項３】 請求項２記載の磁心において、前記永久
   磁石は希土類磁石粉末とバインダーとによって構成され
   ているボンド磁石であることを特徴とする磁心。
4. 【請求項４】 請求項３記載の磁心において、前記ボン
   ド磁石に使用する希土類磁石粉末の粒径が実質的に１５
   ０μｍ以下であることを特徴とする磁心。
5. 【請求項５】 磁路を形成する軟磁気特性を有する磁性
   体の少なくとも一方の磁路端に永久磁石を配置した磁心
   に、少なくとも一つ以上でかつ1ターン以上の巻線が施
   されていることを特徴とする線輪部品。
6. 【請求項６】 請求項５記載の磁心を用いた線輪部品に
   おいて、前記磁路の少なくとも1箇所以上にエアギャッ
   プを有し、該エアギャップに比抵抗が１Ω・ｃｍ以上で
   かつ固有保磁力が３９５ｋＡ／ｍ以上の前記永久磁石が
   配置されていることを特徴とする磁心を用いた線輪部
   品。
7. 【請求項７】 請求項６記載の磁心を用いた線輪部品に
   おいて、前記永久磁石は希土類磁石粉末とバインダーと
   で構成されているボンド磁石であることを特徴とする磁
   心を用いた線輪部品。
8. 【請求項８】 請求項７記載の磁心を用いた線輪部品に
   おいて、前記ボンド磁石に使用する希土類磁石粉末の粒
   径が実質的に１５０μｍ以下であることを特徴とする磁
   心を用いた線輪部品。
9. 【請求項９】 磁路を形成する磁性体と、線輪部品とを
   含む電気回路において、前記線輪部品は、軟磁気特性を
   有する前記磁性体の少なくとも一方の磁路端に永久磁石
   を配置した磁心に、少なくとも一つ以上でかつ1ターン
   以上の巻線を施したものであり、前記線輪部品に施され
   た前記巻線に入力電圧が印可されて流れる励磁電流によ
   って生じる前記軟磁気特性の前記磁性体に印可される磁
   界の極性が、前記永久磁石によって前記軟磁気特性の前
   記磁性体に印可される磁界の極性とが互いに逆極性とな
   るよう構成したことを特徴とする電気回路。
10. 【請求項１０】 請求項９記載の電気回路において、他
    方の前記磁心に少なくとも１つ以上の巻線を施し、前記
    入力電圧に対し前記巻線とスイッチ素子との間に直列に
    前記他方の磁心における巻線の両端末をそれぞれ接続す
    るとともに、前記スイッチ素子には、少なくともコンデ
    ンサを含む回路が並列に接続されていることを特徴とす
    る電気回路。
11. 【請求項１１】 請求項９記載の電気回路において、前
    記磁路の少なくとも1箇所以上にエアギャップを有し、
    該エアギャップに比抵抗が１Ω・ｃｍ以上でかつ固有保
    磁力が３９５ｋＡ／ｍ以上の前記永久磁石が挿入されて
    いることを特徴とする電気回路。
12. 【請求項１２】 請求項１１記載の電気回路において、
    前記永久磁石は希土類磁石粉末とバインダーとで構成さ
    れているボンド磁石であることを特徴とする電気回路。
13. 【請求項１３】 請求項１２記載の電気回路において、
    前記ボンド磁石に使用する希土類磁石粉末の粒径が実質
    的に１５０μｍ以下であることを特徴とする電気回路。