JP2002190719A - 縦続接続型二重モード圧電フィルタ - Google Patents
縦続接続型二重モード圧電フィルタInfo
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 縦続接続型の高周波二重モード圧電フィルタ
において終端インピーダンスを低くすると共に、通過域
近傍のスプリアスを低減する手段を得る。 【解決手段】 二重モード圧電フィルタを複数個縦続接
続して構成したフィルタであって、入力側と出力側に位
置する二重モード圧電フィルタのそれぞれ終端側に面す
る電極対が形成する周波数を他方の電極対が形成する周
波数より高くする。
において終端インピーダンスを低くすると共に、通過域
近傍のスプリアスを低減する手段を得る。 【解決手段】 二重モード圧電フィルタを複数個縦続接
続して構成したフィルタであって、入力側と出力側に位
置する二重モード圧電フィルタのそれぞれ終端側に面す
る電極対が形成する周波数を他方の電極対が形成する周
波数より高くする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は縦続接続型二重モー
ド圧電フィルタに関し、特に終端インピーダンスを小さ
くすると共に、パスバンド近傍の高周波側スプリアスを
低減した縦続接続型二重モード圧電フィルタに関する。
ド圧電フィルタに関し、特に終端インピーダンスを小さ
くすると共に、パスバンド近傍の高周波側スプリアスを
低減した縦続接続型二重モード圧電フィルタに関する。
【０００２】
【従来の技術】圧電基板にＡＴカット水晶基板を用いた
二重モード圧電フィルタ（以下、二重モードフィルタと
称す）は小型であること、高減衰量が得られること、及
び堅牢性を有すること等の理由から、移動体通信機のＩ
Ｆフィルタとして広く用いられている。図６（ａ）〜
（ｅ）は次数ｎ＝４の基準ローパスフィルタを例とし
て、縦続接続型二重モード圧電フィルタを構成する設計
手法を説明する図であって、基準ローパスフィルタをバ
ンドパスフィルタ変換して得られたバンドパスフィルタ
の一部を、二重モードフィルタ素子で置き換えて、縦続
接続型二重モードフィルタを構成する手順について説明
している。
二重モード圧電フィルタ（以下、二重モードフィルタと
称す）は小型であること、高減衰量が得られること、及
び堅牢性を有すること等の理由から、移動体通信機のＩ
Ｆフィルタとして広く用いられている。図６（ａ）〜
（ｅ）は次数ｎ＝４の基準ローパスフィルタを例とし
て、縦続接続型二重モード圧電フィルタを構成する設計
手法を説明する図であって、基準ローパスフィルタをバ
ンドパスフィルタ変換して得られたバンドパスフィルタ
の一部を、二重モードフィルタ素子で置き換えて、縦続
接続型二重モードフィルタを構成する手順について説明
している。
【０００３】周知のように、図６（ａ）に示す次数ｎ＝
４の基準ローパスフィルタの素子間に、同図（ｂ）に示
すように虚ジャイレータｊＫ１、ｊＫ２を挿入すること
により、インダクタンス素子Ｌ１を全て同一とすると共
に、回路の中央αに対して対称な回路に変換することが
できる。従って、回路の中央より左半分のみを検討すれ
ば十分である。ここで虚ジャイレータとしては図６
（ｃ）に示すように、正の容量Ｋと負の容量−Ｋとから
なるリアクタンスインバーターや、正の容量Ｋとインダ
クタンスＬからなるリアクタンスインバーターがよく知
られている。更に、図６（ｂ）に示す回路にバンドパス
変換と、フィルタのインピーダンス変換（系のインピー
ダンスを１ΩからＲΩへ変換すること）を施すことによ
り、同図（ｄ）の回路が得られる。一般的には共振回路
の各素子値を等しく、即ち共振回路の共振周波数を等し
く設定すると共に、二重モードフィルタ素子の静電容量
Ｃ１を導出すべく、終端抵抗Ｒを抵抗Ｒ’と容量Ｃｅと
の並列回路で構成すると、同図（ｅ）のように変換され
る。ここで終端抵抗Ｒ’は次式のように表される。 Ｒ’＝（１＋Ｌ１2／（ｃ２・Ｌ３））Ｒ ・・（１） ここに、Ｌ１、ｃ２、Ｌ３は基準ローパスフィルタの素
子値である。
４の基準ローパスフィルタの素子間に、同図（ｂ）に示
すように虚ジャイレータｊＫ１、ｊＫ２を挿入すること
により、インダクタンス素子Ｌ１を全て同一とすると共
に、回路の中央αに対して対称な回路に変換することが
できる。従って、回路の中央より左半分のみを検討すれ
ば十分である。ここで虚ジャイレータとしては図６
（ｃ）に示すように、正の容量Ｋと負の容量−Ｋとから
なるリアクタンスインバーターや、正の容量Ｋとインダ
クタンスＬからなるリアクタンスインバーターがよく知
られている。更に、図６（ｂ）に示す回路にバンドパス
変換と、フィルタのインピーダンス変換（系のインピー
ダンスを１ΩからＲΩへ変換すること）を施すことによ
り、同図（ｄ）の回路が得られる。一般的には共振回路
の各素子値を等しく、即ち共振回路の共振周波数を等し
く設定すると共に、二重モードフィルタ素子の静電容量
Ｃ１を導出すべく、終端抵抗Ｒを抵抗Ｒ’と容量Ｃｅと
の並列回路で構成すると、同図（ｅ）のように変換され
る。ここで終端抵抗Ｒ’は次式のように表される。 Ｒ’＝（１＋Ｌ１2／（ｃ２・Ｌ３））Ｒ ・・（１） ここに、Ｌ１、ｃ２、Ｌ３は基準ローパスフィルタの素
子値である。
【０００４】次ぎに、図６（ｅ）の結合共振回路Ａは二
重モードフィルタ素子を等価回路にて表現したものと同
じ回路構成をしており、該素子に置き換えることができ
る。その結果、図７に中央より左半分を示すように二重
モードフィルタ素子と容量とで、縦続接続型二重モード
フィルタが構成できる。ここで、二重モードフィルタ間
の並列容量Ｃ’４と終端側の並列容量Ｃｅは構成するフ
ィルタの比帯域に依存し、帯域幅が広くなると小さな値
となり、帯域幅が狭くなると大きな値となる。図８は２
段縦続接続型二重モードフィルタを上記のような従来の
設計手法を用いて、中心周波数を225MHz、３ｄＢ帯域幅
を±130kHz、二重モードフィルタ素子のインダクタンス
を0.392mH、そのＱ値を15,000、終端抵抗を730Ωとして
シミュレーションにより求めたパスバンド特性である。
なお、終端抵抗Ｒ’に並列する容量Ｃｅは0.08ｐＦ、二
重モードフィルタ間の並列容量はＣ’４は0.8ｐＦであ
る。図９は図８の諸定数に基づいて試作した４次の縦続
接続型二重モードフィルタのフィルタ特性を実測したも
のである。
重モードフィルタ素子を等価回路にて表現したものと同
じ回路構成をしており、該素子に置き換えることができ
る。その結果、図７に中央より左半分を示すように二重
モードフィルタ素子と容量とで、縦続接続型二重モード
フィルタが構成できる。ここで、二重モードフィルタ間
の並列容量Ｃ’４と終端側の並列容量Ｃｅは構成するフ
ィルタの比帯域に依存し、帯域幅が広くなると小さな値
となり、帯域幅が狭くなると大きな値となる。図８は２
段縦続接続型二重モードフィルタを上記のような従来の
設計手法を用いて、中心周波数を225MHz、３ｄＢ帯域幅
を±130kHz、二重モードフィルタ素子のインダクタンス
を0.392mH、そのＱ値を15,000、終端抵抗を730Ωとして
シミュレーションにより求めたパスバンド特性である。
なお、終端抵抗Ｒ’に並列する容量Ｃｅは0.08ｐＦ、二
重モードフィルタ間の並列容量はＣ’４は0.8ｐＦであ
る。図９は図８の諸定数に基づいて試作した４次の縦続
接続型二重モードフィルタのフィルタ特性を実測したも
のである。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記し
たように従来の設計に基づく縦続接続型二重モードフィ
ルタにおいては、要求される終端条件を用いてフィルタ
のインピーダンスを決めると、二重モードフィルタ素子
のインダクタンス値が小さく、即ち二重モードフィルタ
素子の電極が大きくなる。そのためパスバンド近傍の高
周波側に大きなスプリアスが生じるという問題があっ
た。図９に示す高周波二重モードフィルタの場合、その
減衰量は２３ｄＢ程度まで劣化し、このスプリアスを抑
圧する手段はこれまで見つかっていなかった。本発明は
上記問題を解決するためになされたものであって、縦続
接続型二重モードフィルタの終端抵抗を小さくすると共
に、通過域近傍のスプリアスを改善したフィルタを提供
することを目的とする。
たように従来の設計に基づく縦続接続型二重モードフィ
ルタにおいては、要求される終端条件を用いてフィルタ
のインピーダンスを決めると、二重モードフィルタ素子
のインダクタンス値が小さく、即ち二重モードフィルタ
素子の電極が大きくなる。そのためパスバンド近傍の高
周波側に大きなスプリアスが生じるという問題があっ
た。図９に示す高周波二重モードフィルタの場合、その
減衰量は２３ｄＢ程度まで劣化し、このスプリアスを抑
圧する手段はこれまで見つかっていなかった。本発明は
上記問題を解決するためになされたものであって、縦続
接続型二重モードフィルタの終端抵抗を小さくすると共
に、通過域近傍のスプリアスを改善したフィルタを提供
することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明に係る縦続接続型二重モード圧電フィルタの請
求項１記載の発明は、２対の電極を近接配置してなる二
重モード圧電フィルタを複数個縦続接続して構成したフ
ィルタにおいて、入力側と出力側に位置する二重モード
圧電フィルタのそれぞれ終端側に面する電極対が形成す
る周波数を他方の電極対が形成する周波数より高く設定
したことを特徴とする縦続接続型二重モード圧電フィル
タである。請求項２記載の発明は、１つの圧電基板上に
形成したことを特徴とする請求項１に記載の縦続接続型
二重モード圧電フィルタである。請求項３記載の発明
は、二重モード圧電フィルタ間に並列接続する容量を二
重モード圧電フィルタを形成する圧電基板上に形成した
ことを特徴とする請求項１乃至２に記載の縦続接続型二
重モード圧電フィルタである。
に本発明に係る縦続接続型二重モード圧電フィルタの請
求項１記載の発明は、２対の電極を近接配置してなる二
重モード圧電フィルタを複数個縦続接続して構成したフ
ィルタにおいて、入力側と出力側に位置する二重モード
圧電フィルタのそれぞれ終端側に面する電極対が形成す
る周波数を他方の電極対が形成する周波数より高く設定
したことを特徴とする縦続接続型二重モード圧電フィル
タである。請求項２記載の発明は、１つの圧電基板上に
形成したことを特徴とする請求項１に記載の縦続接続型
二重モード圧電フィルタである。請求項３記載の発明
は、二重モード圧電フィルタ間に並列接続する容量を二
重モード圧電フィルタを形成する圧電基板上に形成した
ことを特徴とする請求項１乃至２に記載の縦続接続型二
重モード圧電フィルタである。
【０００７】
【発明の実施の形態】以下本発明を図面に示した実施の
形態に基づいて詳細に説明する。図１（ａ）は本発明に
係る縦続接続型二重モードフィルタを１つの圧電基板上
に構成した例を示す斜視図であって、圧電基板１の主面
上に２つの電極２、３を近接して配置すると共に、該電
極２、３と対向して電極４を配設して第１の二重モード
フィルタＭＣＦ１を構成する。そして、第１の二重モー
ドフィルタＭＣＦ１と音響的に干渉しない距離を離し
て、ＭＣＦ１と同様に２つの電極５、６を近接配置する
と共に、該電極５、６と対向して電極７を配設して第２
の二重モードフィルタＭＣＦ２を構成し、第１の二重モ
ードフィルタＭＣＦ１の出力側の電極３と、第２の二重
モードフィルタＭＣＦ２の入力側の電極５とをリード電
極で接続すると共に、該リード電極から別のリード電極
を圧電基板１の端部に向けて延在し、リアクタンス素子
を直列接続し、他方の端子を接地する。このリアクタン
ス素子（図の場合は容量Ｃ’４）は必要とする比帯域に
応じて変更するものであり、比帯域を狭くしたいときは
容量とし、広くしたいときはインダクタンスとすればよ
い。さらに、両端には負荷抵抗Ｒに並列にインダクタン
ス素子Ｌｅを接続して、縦続接続型二重モードフィルタ
を構成する。
形態に基づいて詳細に説明する。図１（ａ）は本発明に
係る縦続接続型二重モードフィルタを１つの圧電基板上
に構成した例を示す斜視図であって、圧電基板１の主面
上に２つの電極２、３を近接して配置すると共に、該電
極２、３と対向して電極４を配設して第１の二重モード
フィルタＭＣＦ１を構成する。そして、第１の二重モー
ドフィルタＭＣＦ１と音響的に干渉しない距離を離し
て、ＭＣＦ１と同様に２つの電極５、６を近接配置する
と共に、該電極５、６と対向して電極７を配設して第２
の二重モードフィルタＭＣＦ２を構成し、第１の二重モ
ードフィルタＭＣＦ１の出力側の電極３と、第２の二重
モードフィルタＭＣＦ２の入力側の電極５とをリード電
極で接続すると共に、該リード電極から別のリード電極
を圧電基板１の端部に向けて延在し、リアクタンス素子
を直列接続し、他方の端子を接地する。このリアクタン
ス素子（図の場合は容量Ｃ’４）は必要とする比帯域に
応じて変更するものであり、比帯域を狭くしたいときは
容量とし、広くしたいときはインダクタンスとすればよ
い。さらに、両端には負荷抵抗Ｒに並列にインダクタン
ス素子Ｌｅを接続して、縦続接続型二重モードフィルタ
を構成する。
【０００８】図１（ｂ）は、１つの圧電基板上に１つの
二重モードフィルタを形成し、これらを縦続して構成し
た縦続接続型二重モードフィルタの例である。
二重モードフィルタを形成し、これらを縦続して構成し
た縦続接続型二重モードフィルタの例である。
【０００９】本発明の特徴は、図１（ａ）、（ｂ）に示
すように２つの二重モードフィルタＭＣＦ１、ＭＣＦ２
を中央αにて回路的に対称に構成すると共に、二重モー
ドフィルタＭＣＦ１において電極２と４とで形成する共
振周波数と、電極３と電極４とで形成する周波数とを互
いに異ならせ、フィルタの終端インピーダンスを式
（１）に示すＲ’よりちいさなインピーダンス値Ｒで構
成できるようにしたことである。また、このような構成
法を採用することにより、従来の設計手法で得られる終
端抵抗と等しい値を採用すれば、二重モードフィルタ素
子のインダクタンス値を大きく、即ち電極面積を小さく
設定することが可能となり、二重モードフィルタのパス
バンド近傍のスプリアスを抑圧することができるように
なるのである。なお、両終端側に挿入した並列インダク
タンスＬｅは除外したいが、実際の携帯電話等に実装さ
れるときは、二重モードフィルタの終端が純抵抗終端で
使用される場合はまれで、フィルタを接続する終端側の
容量を吸収するために小さなコイルを用いるのが一般的
であり、実用上はさほど問題にはならない。
すように２つの二重モードフィルタＭＣＦ１、ＭＣＦ２
を中央αにて回路的に対称に構成すると共に、二重モー
ドフィルタＭＣＦ１において電極２と４とで形成する共
振周波数と、電極３と電極４とで形成する周波数とを互
いに異ならせ、フィルタの終端インピーダンスを式
（１）に示すＲ’よりちいさなインピーダンス値Ｒで構
成できるようにしたことである。また、このような構成
法を採用することにより、従来の設計手法で得られる終
端抵抗と等しい値を採用すれば、二重モードフィルタ素
子のインダクタンス値を大きく、即ち電極面積を小さく
設定することが可能となり、二重モードフィルタのパス
バンド近傍のスプリアスを抑圧することができるように
なるのである。なお、両終端側に挿入した並列インダク
タンスＬｅは除外したいが、実際の携帯電話等に実装さ
れるときは、二重モードフィルタの終端が純抵抗終端で
使用される場合はまれで、フィルタを接続する終端側の
容量を吸収するために小さなコイルを用いるのが一般的
であり、実用上はさほど問題にはならない。
【００１０】本発明の縦続接続型二重モードフィルタを
説明すると、図２（ａ）は、図６（ｄ）に示した回路と
同じであり、図２（ｂ）は図２（ａ）のＢの部分を二重
モードフィルタ素子で置き換えたものである。ここで、
二重モードフィルタ素子には電極２と４（電極３と４）
とにより静電容量Ｃ１（図示しない）が必然的に形成さ
れるため、図２（ａ）の回路と電気的に等価にするため
に、並列にインダクタンスＬｅを挿入する必要がある。
ここで、インダクタンスＬｅは二重モードフィルタ素子
の静電容量Ｃ１と並列共振回路を構成し、その共振周波
数をフィルタの中心周波数ｆ0に設定することにより、
図２（ａ）、（ｂ）は電気回路的に等価にすることがで
きる。
説明すると、図２（ａ）は、図６（ｄ）に示した回路と
同じであり、図２（ｂ）は図２（ａ）のＢの部分を二重
モードフィルタ素子で置き換えたものである。ここで、
二重モードフィルタ素子には電極２と４（電極３と４）
とにより静電容量Ｃ１（図示しない）が必然的に形成さ
れるため、図２（ａ）の回路と電気的に等価にするため
に、並列にインダクタンスＬｅを挿入する必要がある。
ここで、インダクタンスＬｅは二重モードフィルタ素子
の静電容量Ｃ１と並列共振回路を構成し、その共振周波
数をフィルタの中心周波数ｆ0に設定することにより、
図２（ａ）、（ｂ）は電気回路的に等価にすることがで
きる。
【００１１】図２（ａ）に示すように、電極２−３と電
極３−４とのそれぞれの共振周波数を互いに異なる周波
数に調整することは難しく、従来は採用していなかっ
た。その理由は図３（ａ）に示すように、電極２−４と
電極３−４との共振周波数が異なると、端子Ｔ３とＴ２
とを短絡して端子Ｔ１−Ｔ２からみた共振特性は、同図
（ｂ）、（ｃ）に示すように２つの共振周波数ｆ１、ｆ
２の共振強度が大幅に異なることになり、周波数を精度
よく測定し、調整することは難しかった。
極３−４とのそれぞれの共振周波数を互いに異なる周波
数に調整することは難しく、従来は採用していなかっ
た。その理由は図３（ａ）に示すように、電極２−４と
電極３−４との共振周波数が異なると、端子Ｔ３とＴ２
とを短絡して端子Ｔ１−Ｔ２からみた共振特性は、同図
（ｂ）、（ｃ）に示すように２つの共振周波数ｆ１、ｆ
２の共振強度が大幅に異なることになり、周波数を精度
よく測定し、調整することは難しかった。
【００１２】そこで、例えば４次のフィルタのように、
電極２−４の共振周波数Ｆ１が電極３−４の共振周波数
Ｆ２より高い場合には、図３（ｄ）に示すような並列の
インダクタンスＬ0と直列のインダクタンスＬcとからな
る逆Ｌ型回路を付加することにより、２つの共振周波数
の励振強度をほぼ等しくすることが可能となった。これ
は、並列インダクタンスＬ0を二重モードフィルタ素子
の静電容量Ｃ１とフィルタの中心周波数ｆ0にて共振す
るように設定し、インダクタンスＬcの値は電極２−４
の共振周波数Ｆ１を低下させ、電極３−４の共振周波数
Ｆ２と等しくなる値に設定する。このような逆Ｌ字型イ
ンダクタンス回路を付加することにより、結合共振回路
の共振周波数が互いに異なる場合であっても、共振強度
をほぼ等しくすることが可能であり、その共振周波数を
容易に調整することが可能になった。
電極２−４の共振周波数Ｆ１が電極３−４の共振周波数
Ｆ２より高い場合には、図３（ｄ）に示すような並列の
インダクタンスＬ0と直列のインダクタンスＬcとからな
る逆Ｌ型回路を付加することにより、２つの共振周波数
の励振強度をほぼ等しくすることが可能となった。これ
は、並列インダクタンスＬ0を二重モードフィルタ素子
の静電容量Ｃ１とフィルタの中心周波数ｆ0にて共振す
るように設定し、インダクタンスＬcの値は電極２−４
の共振周波数Ｆ１を低下させ、電極３−４の共振周波数
Ｆ２と等しくなる値に設定する。このような逆Ｌ字型イ
ンダクタンス回路を付加することにより、結合共振回路
の共振周波数が互いに異なる場合であっても、共振強度
をほぼ等しくすることが可能であり、その共振周波数を
容易に調整することが可能になった。
【００１３】一例として中心周波数ｆ0を２２５ＭＨ
ｚ、３ｄＢ帯域幅を±１３０ｋＨｚ、共振子のＱ値を１
５，０００、終端抵抗Ｒを７３０Ωとした場合の素子値
は、インダクタンスＬ’１が0.601mH、Lmが0.476μH、
Ｆ１が225,089,048Hz、Ｆ２が225,018,575Hzとなった。
並列インダクタンスＬｅは二重モードフィルタ素子の容
量0.51pFと中心周波数ｆ0で共振する値を設定すればよ
い。また、縦続接続部のリアクタンスは容量性となり、
0.31pFが必要となる。なお、0.601mHのインダクタンス
を形成する電極面積としては0.024mm2となる。従来の設
計手法を用いた場合には前述したように、インダクタン
スＬ’１が0.392mHとなり、電極面積は0.037 mm2となる
のに対し、本発明では電極面積を小さくできることが分
かる。従って、フィルタのスプリアスを抑圧することが
可能となる。なお、この場合に用いた逆Ｌ字型のインダ
クタンスＬ0とＬcはそれぞれ0.981μＨ、0.377μＨであ
った。
ｚ、３ｄＢ帯域幅を±１３０ｋＨｚ、共振子のＱ値を１
５，０００、終端抵抗Ｒを７３０Ωとした場合の素子値
は、インダクタンスＬ’１が0.601mH、Lmが0.476μH、
Ｆ１が225,089,048Hz、Ｆ２が225,018,575Hzとなった。
並列インダクタンスＬｅは二重モードフィルタ素子の容
量0.51pFと中心周波数ｆ0で共振する値を設定すればよ
い。また、縦続接続部のリアクタンスは容量性となり、
0.31pFが必要となる。なお、0.601mHのインダクタンス
を形成する電極面積としては0.024mm2となる。従来の設
計手法を用いた場合には前述したように、インダクタン
スＬ’１が0.392mHとなり、電極面積は0.037 mm2となる
のに対し、本発明では電極面積を小さくできることが分
かる。従って、フィルタのスプリアスを抑圧することが
可能となる。なお、この場合に用いた逆Ｌ字型のインダ
クタンスＬ0とＬcはそれぞれ0.981μＨ、0.377μＨであ
った。
【００１４】図４は上記の素子値を用いてシミュレーシ
ョンにより求めた通過域のフィルタ特性であり、図５は
試作した縦続接続型二重モードフィルタのフィルタ特性
である。図４からパスバンド特性は従来の設計によるフ
ィルタの特性と変わらないが、図５から明らかなように
通過域の高域側の生ずるスプリアスは52ｄＢ程度と29ｄ
Ｂも改善されていることが分かる。
ョンにより求めた通過域のフィルタ特性であり、図５は
試作した縦続接続型二重モードフィルタのフィルタ特性
である。図４からパスバンド特性は従来の設計によるフ
ィルタの特性と変わらないが、図５から明らかなように
通過域の高域側の生ずるスプリアスは52ｄＢ程度と29ｄ
Ｂも改善されていることが分かる。
【００１５】以上はフィルタの次数が４の場合について
説明したが、次数が４より大きな場合には両端に位置す
る二重モードフィルタにおいて、それぞれ終端に対面す
る側の対向電極の周波数のみを他方の電極対の周波数と
互いに異ならせればよい。このとき、それぞれ終端側に
面する対向電極の周波数を他方の対向電極の周波数よ
り、フィルタ設計から得られる値だけ高く設定する。
説明したが、次数が４より大きな場合には両端に位置す
る二重モードフィルタにおいて、それぞれ終端に対面す
る側の対向電極の周波数のみを他方の電極対の周波数と
互いに異ならせればよい。このとき、それぞれ終端側に
面する対向電極の周波数を他方の対向電極の周波数よ
り、フィルタ設計から得られる値だけ高く設定する。
【００１６】また、以上では水晶圧電基板を想定して述
べたが、本発明は必ずしも水晶に限定するものではな
く、タンタル酸リチウム、ランガサイト等にも適用でき
る。
べたが、本発明は必ずしも水晶に限定するものではな
く、タンタル酸リチウム、ランガサイト等にも適用でき
る。
【００１７】
【発明の効果】本発明は、以上説明したように構成した
ので、請求項１に記載の発明では縦続接続型二重モード
圧電フィルタの終端インピーダンスを従来のものより小
さくすることができる。請求項２記載の発明は１枚の圧
電基板上に縦続接続型二重モード圧電フィルタ構成する
ので、小型になると共に終端インピーダンスを小さく、
スプリアスを抑圧することが可能となる。請求項３に記
載の発明は終端インピーダンスを小さくできると共に、
パスバンド近傍のスプリアスを抑圧することが可能とな
る。請求項４に記載の発明は上記の効果の上に段間の容
量を同一圧電基板上に形成するので小型化できるという
優れた効果を表す。
ので、請求項１に記載の発明では縦続接続型二重モード
圧電フィルタの終端インピーダンスを従来のものより小
さくすることができる。請求項２記載の発明は１枚の圧
電基板上に縦続接続型二重モード圧電フィルタ構成する
ので、小型になると共に終端インピーダンスを小さく、
スプリアスを抑圧することが可能となる。請求項３に記
載の発明は終端インピーダンスを小さくできると共に、
パスバンド近傍のスプリアスを抑圧することが可能とな
る。請求項４に記載の発明は上記の効果の上に段間の容
量を同一圧電基板上に形成するので小型化できるという
優れた効果を表す。
【図１】本発明に係る縦続接続型二重モードフィルタの
構成を示す図で、（ａ）は同一圧電基板上に構成した場
合の斜視図、（ｂ）は二重モードフィルタ素子を２段縦
続接続して構成した場合の図である。
構成を示す図で、（ａ）は同一圧電基板上に構成した場
合の斜視図、（ｂ）は二重モードフィルタ素子を２段縦
続接続して構成した場合の図である。
【図２】（ａ）は本発明の縦続接続型二重モードフィル
タを誘導する段階のＬＣフィルタ、（ｂ）は結合共振回
路を二重モードフィルタで置き換えた場合の図である。
タを誘導する段階のＬＣフィルタ、（ｂ）は結合共振回
路を二重モードフィルタで置き換えた場合の図である。
【図３】（ａ）は二重モードフィルタ素子、（ｂ）、
（ｃ）は二重モードフィルタ素子の共振特性、（ｂ）二
重モードフィルタ素子に２つのインダクタンスからなる
Ｌ型回路を接続した回路である。
（ｃ）は二重モードフィルタ素子の共振特性、（ｂ）二
重モードフィルタ素子に２つのインダクタンスからなる
Ｌ型回路を接続した回路である。
【図４】縦続接続型二重モードフィルタのパスバンド特
性である。
性である。
【図５】試作した縦続接続型二重モードフィルタのフィ
ルタ特性である。
ルタ特性である。
【図６】（ａ）〜（ｅ）は基準ローパスフィルタを変換
して、縦続接続型二重モードフィルタを実現するまでの
過程を示した図である。
して、縦続接続型二重モードフィルタを実現するまでの
過程を示した図である。
【図７】２段縦続接続型二重モードフィルタの左半分を
示した図である。
示した図である。
【図８】従来の２段縦続接続型二重モードフィルタのパ
スバンド特性を示す図である。
スバンド特性を示す図である。
【図９】従来の２段縦続接続型二重モードフィルタのフ
ィルタ特性を示す図である。
ィルタ特性を示す図である。
１・・圧電基板 ２、３、４、５、６、７・・電極 ＭＣＦ、ＭＣＦ１、ＭＣＦ２・・二重モード圧電フィル
タ素子 Ｒ・・抵抗 Ｌｅ、Ｌ’１、Ｌ0、Ｌｃ・・インダクタンス Ｃ２、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ’４・・容量 Ｆ１、Ｆ２・・共振アームの周波数 ｆ１、ｆ２・・端子Ｔ２、Ｔ３を短絡し、端子Ｔ１−Ｔ
２からみた共振周波数
タ素子 Ｒ・・抵抗 Ｌｅ、Ｌ’１、Ｌ0、Ｌｃ・・インダクタンス Ｃ２、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ’４・・容量 Ｆ１、Ｆ２・・共振アームの周波数 ｆ１、ｆ２・・端子Ｔ２、Ｔ３を短絡し、端子Ｔ１−Ｔ
２からみた共振周波数
Claims (3)
- 【請求項１】 対向電極を２対近接配置してなる二重モ
ード圧電フィルタを複数個縦続接続して構成したフィル
タにおいて、入力側と出力側に位置する二重モード圧電
フィルタのそれぞれの終端側に面する電極対が形成する
周波数を他方の電極対が形成する周波数より高く設定し
たことを特徴とする縦続接続型二重モード圧電フィル
タ。 - 【請求項２】１つの圧電基板上に形成したことを特徴と
する請求項１に記載の縦続接続型二重モード圧電フィル
タ。 - 【請求項３】二重モード圧電フィルタ間に並列接続する
容量を二重モード圧電フィルタを形成する圧電基板上に
形成したことを特徴とする請求項１乃至２に記載の縦続
接続型二重モード圧電フィルタ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000388208A JP2002190719A (ja) | 2000-12-21 | 2000-12-21 | 縦続接続型二重モード圧電フィルタ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000388208A JP2002190719A (ja) | 2000-12-21 | 2000-12-21 | 縦続接続型二重モード圧電フィルタ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002190719A true JP2002190719A (ja) | 2002-07-05 |
Family
ID=18854993
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000388208A Pending JP2002190719A (ja) | 2000-12-21 | 2000-12-21 | 縦続接続型二重モード圧電フィルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2002190719A (ja) |
-
2000
- 2000-12-21 JP JP2000388208A patent/JP2002190719A/ja active Pending
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