JP2002164814A - スペクトラム拡散受信機の相関検出器 - Google Patents
スペクトラム拡散受信機の相関検出器Info
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- Signal Processing (AREA)
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- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 周波数変動に強く、耐ノイズ性に優れた相関
出力を得る。 【解決手段】 逆拡散回路１０は、デジタル信号ＩD、
ＱDを拡散符号Ｃｉ、Ｃｑによって逆拡散し、複素共役
乗算器６０は、乗算信号ＩＶ、ＱＶを求め、平均回路７
０ａ、７０ｂは、乗算信号ＩＶ、ＱＶを所定シンボルに
亘りベクトル平均し、その電力値（ＩＸ2＋ＱＸ2）が二
乗器８０ａ、８０ｂ及び加算器９０によって、求めら
れ、係数乗算器１００によって乗算結果｛Ｋ・（ＩＸ2
＋ＱＸ2）｝が求められる。二乗器３０ａ、３０ｂは、
加算器４０とともに、所定シンボル分の積分値ＩＷ、Ｑ
Ｗの電力値（ＩＷ2＋ＱＷ2）を求め、平均回路５０は、
電力値の平均値ＨＤを求める。加算器１１０は、電力値
の平均値ＨＤと乗算結果｛Ｋ・（ＩＸ2＋ＱＸ2）｝とを
加算しその加算結果を相関出力として出力する。
出力を得る。 【解決手段】 逆拡散回路１０は、デジタル信号ＩD、
ＱDを拡散符号Ｃｉ、Ｃｑによって逆拡散し、複素共役
乗算器６０は、乗算信号ＩＶ、ＱＶを求め、平均回路７
０ａ、７０ｂは、乗算信号ＩＶ、ＱＶを所定シンボルに
亘りベクトル平均し、その電力値（ＩＸ2＋ＱＸ2）が二
乗器８０ａ、８０ｂ及び加算器９０によって、求めら
れ、係数乗算器１００によって乗算結果｛Ｋ・（ＩＸ2
＋ＱＸ2）｝が求められる。二乗器３０ａ、３０ｂは、
加算器４０とともに、所定シンボル分の積分値ＩＷ、Ｑ
Ｗの電力値（ＩＷ2＋ＱＷ2）を求め、平均回路５０は、
電力値の平均値ＨＤを求める。加算器１１０は、電力値
の平均値ＨＤと乗算結果｛Ｋ・（ＩＸ2＋ＱＸ2）｝とを
加算しその加算結果を相関出力として出力する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、スペクトラム拡散
受信機の相関検出器に関する。
受信機の相関検出器に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、ＣＤＭＡ（符号分割多元接続）方
式を用いた通信方式では、基地局の送信時に、情報信号
及びパイロット信号（既知信号）が、拡散コードによっ
てスペクトラム拡散され、搬送波によって直交変調され
て送信されるようにしたものがある。拡散コードとして
は、第１及び第２のチャネライゼイションコード（Ｃｈ
ａｎｎｅｌｉｚａｉｔｉｏｎ Ｃｏｄｅ）とスクランブ
ルコード（Ｓｃｒａｍｂｌｅ Ｃｏｄｅ）とが採用され
ている。
式を用いた通信方式では、基地局の送信時に、情報信号
及びパイロット信号（既知信号）が、拡散コードによっ
てスペクトラム拡散され、搬送波によって直交変調され
て送信されるようにしたものがある。拡散コードとして
は、第１及び第２のチャネライゼイションコード（Ｃｈ
ａｎｎｅｌｉｚａｉｔｉｏｎ Ｃｏｄｅ）とスクランブ
ルコード（Ｓｃｒａｍｂｌｅ Ｃｏｄｅ）とが採用され
ている。
【０００３】ここで、情報信号は、第１のチャネライゼ
イションコードによってスペクトラム拡散され、更に、
スクランブルコードでスペクトラム拡散されている。ま
た、パイロット信号は、第２のチャネライゼイションコ
ードによってスペクトラム拡散され、更に、スクランブ
ルコードによってスペクトラム拡散されている。このよ
うに、基地局から送信される送信信号は、情報信号及び
パイロット信号がコード多重化されていることになる。
イションコードによってスペクトラム拡散され、更に、
スクランブルコードでスペクトラム拡散されている。ま
た、パイロット信号は、第２のチャネライゼイションコ
ードによってスペクトラム拡散され、更に、スクランブ
ルコードによってスペクトラム拡散されている。このよ
うに、基地局から送信される送信信号は、情報信号及び
パイロット信号がコード多重化されていることになる。
【０００４】スクランブルコードは、基地局毎に割り当
てられ、第１のチャネライゼイションコードは、通信端
末毎に毎に割り当てられている。そして、第２のチャネ
ライゼイションコードとしては、その値が定常的に
「１」となるコードが採用されているため、パイロット
信号は、実質的に、スクランブルコードだけで、スペク
トラム拡散されていることになる。そこで、通信端末
は、受信信号のうち、スペクトラム拡散されたパイロッ
ト信号を利用してスクランブルコードを検出する。この
スクランブルコードは、情報信号の逆拡散復調等の処理
に用いられる。
てられ、第１のチャネライゼイションコードは、通信端
末毎に毎に割り当てられている。そして、第２のチャネ
ライゼイションコードとしては、その値が定常的に
「１」となるコードが採用されているため、パイロット
信号は、実質的に、スクランブルコードだけで、スペク
トラム拡散されていることになる。そこで、通信端末
は、受信信号のうち、スペクトラム拡散されたパイロッ
ト信号を利用してスクランブルコードを検出する。この
スクランブルコードは、情報信号の逆拡散復調等の処理
に用いられる。
【０００５】以下、ＣＤＭＡ通信端末の受信機における
スクランブルコードのコード検出について図５を参照し
て説明する。図５は受信機の部分回路構成を示す。
スクランブルコードのコード検出について図５を参照し
て説明する。図５は受信機の部分回路構成を示す。
【０００６】図５において、受信した信号Ｒｘは、準同
期検波回路１に入力される。この準同期検波回路１は、
受信信号Ｒｘに対し乗算器１ａにてＣＯＳ（ωｔ＋θｆ
ｃ（ｔ））を掛け、また、乗算器１ｂにて−ＳＩＮ（ω
ｔ＋θｆｃ（ｔ））を掛けて直交検波を行い、さらにロ
ーパスフィルタ（ＬＰＦ）１ｃ、１ｄで、高調波成分を
除去することにより、準同期検波信号Ｉ、Ｑを出力す
る。そして、Ａ／Ｄ変換器２ａは、準同期検波信号Ｉを
デジタル信号ＩDに変換し、Ａ／Ｄ変換器２ｂは、準同
期検波信号Ｑをデジタル信号ＱDに変換する。デジタル
信号ＩD、ＱDは、コード検出器３に入力される。
期検波回路１に入力される。この準同期検波回路１は、
受信信号Ｒｘに対し乗算器１ａにてＣＯＳ（ωｔ＋θｆ
ｃ（ｔ））を掛け、また、乗算器１ｂにて−ＳＩＮ（ω
ｔ＋θｆｃ（ｔ））を掛けて直交検波を行い、さらにロ
ーパスフィルタ（ＬＰＦ）１ｃ、１ｄで、高調波成分を
除去することにより、準同期検波信号Ｉ、Ｑを出力す
る。そして、Ａ／Ｄ変換器２ａは、準同期検波信号Ｉを
デジタル信号ＩDに変換し、Ａ／Ｄ変換器２ｂは、準同
期検波信号Ｑをデジタル信号ＱDに変換する。デジタル
信号ＩD、ＱDは、コード検出器３に入力される。
【０００７】コード検出器３は、スクランブルコードの
候補｛Ｃ１ｉ、Ｃ１ｑ…Ｃｎｉ、Ｃｎｑ（ｎは自然
数）｝のうち、基地局で送信時に用いられたスクランブ
ルコードを検出する。具体的には、コード検出器３は、
相関検出器３１、３２、３３…３ｎ、及び、最大値判定
器３００を有し、相関検出器３１、３２、３３…３ｎ
は、それぞれ、異なるコードと、デジタル信号ＩD、ＱD
との相関出力を出力する。例えば、相関検出器３１は、
コードＣ１ｉ、Ｃ１ｑとデジタル信号ＩD、ＱDとの相関
出力を出力し、相関検出器３２は、コードＣ２ｉ、Ｃ２
ｑとデジタル信号ＩD、ＱDとの相関出力を出力する。そ
して、相関検出器３２は、コードＣｎｉ、Ｃｎｑとデジ
タル信号ＩD、ＱDとの相関出力を出力する。
候補｛Ｃ１ｉ、Ｃ１ｑ…Ｃｎｉ、Ｃｎｑ（ｎは自然
数）｝のうち、基地局で送信時に用いられたスクランブ
ルコードを検出する。具体的には、コード検出器３は、
相関検出器３１、３２、３３…３ｎ、及び、最大値判定
器３００を有し、相関検出器３１、３２、３３…３ｎ
は、それぞれ、異なるコードと、デジタル信号ＩD、ＱD
との相関出力を出力する。例えば、相関検出器３１は、
コードＣ１ｉ、Ｃ１ｑとデジタル信号ＩD、ＱDとの相関
出力を出力し、相関検出器３２は、コードＣ２ｉ、Ｃ２
ｑとデジタル信号ＩD、ＱDとの相関出力を出力する。そ
して、相関検出器３２は、コードＣｎｉ、Ｃｎｑとデジ
タル信号ＩD、ＱDとの相関出力を出力する。
【０００８】最大値判定器３００は、予め、相関検出器
３１〜３ｎで用いた各コード（Ｃ１ｉ、Ｃ１ｑ…Ｃｎ
ｉ、Ｃｎｑ）を記憶している。最大値判定器３００は、
相関検出器３１、３２、３３…３ｎの相関出力のうち最
大値を求め、上記各コード（Ｃ１ｉ、Ｃ１ｑ…Ｃｎｉ、
Ｃｎｑ）のうち、上記最大値に対応するコードの識別信
号（コードの番号を示す）を出力する。これにより、基
地局で送信時に用いられたスクランブルコードが検出さ
れ、この検出されたスクランブルコードは、情報信号の
逆拡散復調処理に用いられる。
３１〜３ｎで用いた各コード（Ｃ１ｉ、Ｃ１ｑ…Ｃｎ
ｉ、Ｃｎｑ）を記憶している。最大値判定器３００は、
相関検出器３１、３２、３３…３ｎの相関出力のうち最
大値を求め、上記各コード（Ｃ１ｉ、Ｃ１ｑ…Ｃｎｉ、
Ｃｎｑ）のうち、上記最大値に対応するコードの識別信
号（コードの番号を示す）を出力する。これにより、基
地局で送信時に用いられたスクランブルコードが検出さ
れ、この検出されたスクランブルコードは、情報信号の
逆拡散復調処理に用いられる。
【０００９】次に、相関検出器の詳細について説明す
る。ここで、相関検出器として、電力型相関検出器と同
相型相関検出器といった二種類の相関検出器が有り、先
ず、電力型相関検出器について図６を参照して説明す
る。以下、コード（拡散符号）として、スクランブルコ
ードの候補の１つであるコード（以下、コードＣｉ、Ｃ
ｑという）を採用した例について説明する。電力型相関
検出器は、図６に示すように、逆拡散回路１０、ダウン
サンプリング器（ＤＯＷＮ）２０ａ、２０ｂ、二乗器３
０ａ、３０ｂ、加算器４０、及び、平均回路５０を有す
る。
る。ここで、相関検出器として、電力型相関検出器と同
相型相関検出器といった二種類の相関検出器が有り、先
ず、電力型相関検出器について図６を参照して説明す
る。以下、コード（拡散符号）として、スクランブルコ
ードの候補の１つであるコード（以下、コードＣｉ、Ｃ
ｑという）を採用した例について説明する。電力型相関
検出器は、図６に示すように、逆拡散回路１０、ダウン
サンプリング器（ＤＯＷＮ）２０ａ、２０ｂ、二乗器３
０ａ、３０ｂ、加算器４０、及び、平均回路５０を有す
る。
【００１０】逆拡散回路１０は、デジタル信号ＩD、ＱD
に、基地局での送信時と同位相で、コードＣｉ、Ｃｑの
複素共役信号を複素乗算する。即ち、乗算器１１、１
２、加算器１３により、実数部信号ＩＳ（＝Ｉ・Ｃｉ＋
Ｑ・Ｃｑ）を求めるとともに、乗算器１４、１５、加算
器１６により、虚数部信号Ｑｓ（＝Ｑ・Ｃｉ−Ｉ・Ｃ
ｑ）を求める。そして、その他のチャネルと信号等の干
渉雑音を除去するために、積分器１７、１８によって、
それぞれ、１シンボル長積分して、逆拡散信号ＩＬ、Ｑ
Ｌを得る。
に、基地局での送信時と同位相で、コードＣｉ、Ｃｑの
複素共役信号を複素乗算する。即ち、乗算器１１、１
２、加算器１３により、実数部信号ＩＳ（＝Ｉ・Ｃｉ＋
Ｑ・Ｃｑ）を求めるとともに、乗算器１４、１５、加算
器１６により、虚数部信号Ｑｓ（＝Ｑ・Ｃｉ−Ｉ・Ｃ
ｑ）を求める。そして、その他のチャネルと信号等の干
渉雑音を除去するために、積分器１７、１８によって、
それぞれ、１シンボル長積分して、逆拡散信号ＩＬ、Ｑ
Ｌを得る。
【００１１】ダウンサンプリング器２０ａは、逆拡散信
号の実数部ＩＬを１シンボル毎にダウンサンプリングす
ることにより、１シンボル毎の実数部の積分値ＩＷを得
る。ダウンサンプリング器２０ｂは、逆拡散信号の虚数
部ＱＬを１シンボル毎にダウンサンプリングすることに
より、１シンボル毎の虚数部の積分値ＱＷを得る。但
し、積分値ＩＷ、ＱＷは、パイロット信号の復調信号に
相当し、当該復調信号は、伝送路中のフェージング、ノ
イズ等の影響を受けている。また、二乗器３０ａは、実
数部の積分値ＩＷを順次二乗して二乗値ＩＷ2を求め、
二乗器３０ｂは、虚数部の積分値ＱＷを順次二乗して二
乗値ＱＷ2を求める。
号の実数部ＩＬを１シンボル毎にダウンサンプリングす
ることにより、１シンボル毎の実数部の積分値ＩＷを得
る。ダウンサンプリング器２０ｂは、逆拡散信号の虚数
部ＱＬを１シンボル毎にダウンサンプリングすることに
より、１シンボル毎の虚数部の積分値ＱＷを得る。但
し、積分値ＩＷ、ＱＷは、パイロット信号の復調信号に
相当し、当該復調信号は、伝送路中のフェージング、ノ
イズ等の影響を受けている。また、二乗器３０ａは、実
数部の積分値ＩＷを順次二乗して二乗値ＩＷ2を求め、
二乗器３０ｂは、虚数部の積分値ＱＷを順次二乗して二
乗値ＱＷ2を求める。
【００１２】加算器４０は、二乗値ＩＷ2と二乗値ＱＷ2
とを順次加算して加算値（ＩＷ2＋ＱＷ2）を求め、平均
回路５０は、所定シンボル数分の加算値（ＩＷ2＋Ｑ
Ｗ2）を平均しその平均値を相関出力として出力する。
換言すれば、所定期間における積分値ＩＷ、ＱＷの電力
値（ＩＷ2＋ＱＷ2）が求られ、この求められた電力値の
平均値が相関出力ＨＤとして求められることになる。
とを順次加算して加算値（ＩＷ2＋ＱＷ2）を求め、平均
回路５０は、所定シンボル数分の加算値（ＩＷ2＋Ｑ
Ｗ2）を平均しその平均値を相関出力として出力する。
換言すれば、所定期間における積分値ＩＷ、ＱＷの電力
値（ＩＷ2＋ＱＷ2）が求られ、この求められた電力値の
平均値が相関出力ＨＤとして求められることになる。
【００１３】次に、同相型相関検出器の詳細について図
７を参照して説明する。先ず、同相型相関検出器は、図
７に示すように、逆拡散回路１０、ダウンサンプリング
器（ＤＯＷＮ）２０ａ、２０ｂ、複素共役乗算器６０、
平均回路７０ａ、７０ｂ、二乗器８０ａ、８０ｂ、及
び、加算器９０を有する。但し、図７に示す逆拡散回路
１０及びダウンサンプリング器２０ａ、２０ｂは、図６
に示す逆拡散回路１０及びダウンサンプリング器２０
ａ、２０ｂは、各々、同一である。
７を参照して説明する。先ず、同相型相関検出器は、図
７に示すように、逆拡散回路１０、ダウンサンプリング
器（ＤＯＷＮ）２０ａ、２０ｂ、複素共役乗算器６０、
平均回路７０ａ、７０ｂ、二乗器８０ａ、８０ｂ、及
び、加算器９０を有する。但し、図７に示す逆拡散回路
１０及びダウンサンプリング器２０ａ、２０ｂは、図６
に示す逆拡散回路１０及びダウンサンプリング器２０
ａ、２０ｂは、各々、同一である。
【００１４】先ず、複素共役乗算器６０には、ダウンサ
ンプリング器２０ａの積分値ＩＷ、ダウンサンプリング
器２０ｂの積分値ＱＷ、及び、パイロット信号Ｄｐ、Ｄ
ｑが入力される。複素共役乗算器６０は、積分値ＩＷ、
ＱＷに、パイロット信号Ｄｐ、Ｄｑの複素共役信号を複
素乗算する。すなわち、乗算器６１、６２、加算器６３
により、実数部信号ＩＶ（＝ＩＷ・Ｄｉ＋ＱＷ・Ｄｑ）
を求めるとともに、乗算器６４、６５、加算器６６によ
り、虚数部信号ＱＶ（＝ＱＷ・Ｄｉ−ＩＷ・Ｄｑ）を求
める。なお、以下、実数部信号ＩＶ及び虚数部信号ＱＶ
を、乗算信号ＩＶ、ＱＶという。
ンプリング器２０ａの積分値ＩＷ、ダウンサンプリング
器２０ｂの積分値ＱＷ、及び、パイロット信号Ｄｐ、Ｄ
ｑが入力される。複素共役乗算器６０は、積分値ＩＷ、
ＱＷに、パイロット信号Ｄｐ、Ｄｑの複素共役信号を複
素乗算する。すなわち、乗算器６１、６２、加算器６３
により、実数部信号ＩＶ（＝ＩＷ・Ｄｉ＋ＱＷ・Ｄｑ）
を求めるとともに、乗算器６４、６５、加算器６６によ
り、虚数部信号ＱＶ（＝ＱＷ・Ｄｉ−ＩＷ・Ｄｑ）を求
める。なお、以下、実数部信号ＩＶ及び虚数部信号ＱＶ
を、乗算信号ＩＶ、ＱＶという。
【００１５】ここで、積分値ＩＷ、ＱＷは、上述の如
く、パイロット信号の復調信号に相当し、複素共役乗算
器６０は、積分値ＩＷ、ＱＷに、パイロット信号Ｄｐ、
Ｄｑの複素共役信号を複素乗算することにより、１シン
ボル毎に同相となる乗算信号ＩＶ、ＱＶを得ることにな
る。すなわち、複素共役乗算器６０は、積分値ＩＷ、Ｑ
Ｗ（或いは、逆拡散信号ＩＬ、ＱＬ）を、定常的に同一
の位相となる乗算信号ＩＶ、ＱＶ（同相信号）に変換す
る変換手段の役割を果たす。具体的には、Ｉ／Ｑ平面上
にて、乗算信号ＩＶ、ＱＶは、第１象限と第４象限との
境界を成すＩ軸（実軸）軸上に位置することになる。但
し、乗算信号ＩＶ、ＱＶは、伝送路中のフェージング、
ノイズ、位相変動等の影響を受けているため、乗算信号
ＩＶ、ＱＶは、シンボル毎に位相の「ばらつき」を有す
る。
く、パイロット信号の復調信号に相当し、複素共役乗算
器６０は、積分値ＩＷ、ＱＷに、パイロット信号Ｄｐ、
Ｄｑの複素共役信号を複素乗算することにより、１シン
ボル毎に同相となる乗算信号ＩＶ、ＱＶを得ることにな
る。すなわち、複素共役乗算器６０は、積分値ＩＷ、Ｑ
Ｗ（或いは、逆拡散信号ＩＬ、ＱＬ）を、定常的に同一
の位相となる乗算信号ＩＶ、ＱＶ（同相信号）に変換す
る変換手段の役割を果たす。具体的には、Ｉ／Ｑ平面上
にて、乗算信号ＩＶ、ＱＶは、第１象限と第４象限との
境界を成すＩ軸（実軸）軸上に位置することになる。但
し、乗算信号ＩＶ、ＱＶは、伝送路中のフェージング、
ノイズ、位相変動等の影響を受けているため、乗算信号
ＩＶ、ＱＶは、シンボル毎に位相の「ばらつき」を有す
る。
【００１６】平均回路７０ａは、所定シンボル数分の乗
算信号ＩＶを平均し平均値ＩＸを求め、平均回路７０ｂ
は、所定シンボル数分の乗算信号ＱＶを平均し平均値Ｑ
Ｘを求める。このことにより、平均回路７０ａ、７０ｂ
は、乗算信号ＩＶ、ＱＶを所定期間に亘りベクトル平均
することになる。換言すれば、平均回路７０ａ、７０ｂ
は、複素共役乗算器６０とともに、逆拡散信号ＩＬ、Ｑ
Ｌ（或いは、積分値ＩＷ、ＱＷ）を、同相で、所定期間
に亘りベクトル平均することになる。さらに、二乗器８
０ａは、平均値ＩＸを二乗して二乗値ＩＸ2を求め、二
乗器３０ｂは、平均値ＱＸを二乗して二乗値ＱＸ2を求
める。加算器９０は、二乗値ＩＸ2と二乗値ＱＸ2とを加
算して加算値（ＩＸ2＋ＱＸ2）を相関出力として出力す
る。
算信号ＩＶを平均し平均値ＩＸを求め、平均回路７０ｂ
は、所定シンボル数分の乗算信号ＱＶを平均し平均値Ｑ
Ｘを求める。このことにより、平均回路７０ａ、７０ｂ
は、乗算信号ＩＶ、ＱＶを所定期間に亘りベクトル平均
することになる。換言すれば、平均回路７０ａ、７０ｂ
は、複素共役乗算器６０とともに、逆拡散信号ＩＬ、Ｑ
Ｌ（或いは、積分値ＩＷ、ＱＷ）を、同相で、所定期間
に亘りベクトル平均することになる。さらに、二乗器８
０ａは、平均値ＩＸを二乗して二乗値ＩＸ2を求め、二
乗器３０ｂは、平均値ＱＸを二乗して二乗値ＱＸ2を求
める。加算器９０は、二乗値ＩＸ2と二乗値ＱＸ2とを加
算して加算値（ＩＸ2＋ＱＸ2）を相関出力として出力す
る。
【００１７】ここで、ノイズの位相はランダムに現れる
ため、上述の如く、平均回路７０ａ、７０ｂによって、
乗算信号ＩＶ、ＱＶを所定期間に亘りベクトル平均する
ことにより、所定期間における乗算信号ＩＶ、ＱＶのう
ち、ノイズ成分を相殺することができる。従って、同相
型相関検出器の相関出力のうちノイズ成分を取り除き、
ノイズによる相関出力の精度の劣化を抑えうる。
ため、上述の如く、平均回路７０ａ、７０ｂによって、
乗算信号ＩＶ、ＱＶを所定期間に亘りベクトル平均する
ことにより、所定期間における乗算信号ＩＶ、ＱＶのう
ち、ノイズ成分を相殺することができる。従って、同相
型相関検出器の相関出力のうちノイズ成分を取り除き、
ノイズによる相関出力の精度の劣化を抑えうる。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】ところで、ＣＤＭＡ通
信端末においては、電源ＯＮ直後に、その発振器の発振
周波数と基地局の発振器の発振周波数との同期タイミン
グを検出する同期検出回路が採用され、発振器は、上記
同期タイミングに基づき発振する。発振器は、寒暖差
（温度変化）等の環境変化等によって、周波数変動を起
こすため、ＣＤＭＡ通信端末では、上記周波数変動を抑
制するように発振器を制御するＡＦＣ回路（自動周波数
制御回路）が採用されている。
信端末においては、電源ＯＮ直後に、その発振器の発振
周波数と基地局の発振器の発振周波数との同期タイミン
グを検出する同期検出回路が採用され、発振器は、上記
同期タイミングに基づき発振する。発振器は、寒暖差
（温度変化）等の環境変化等によって、周波数変動を起
こすため、ＣＤＭＡ通信端末では、上記周波数変動を抑
制するように発振器を制御するＡＦＣ回路（自動周波数
制御回路）が採用されている。
【００１９】すなわち、ＣＤＭＡ通信端末では、電源Ｏ
Ｎ直後に、同期検出回路が作動し、その後、ＡＦＣ回路
が作動を開始し、発振器の発振に基づいて各種処理が行
われる。しかし、ＣＤＭＡ通信端末において、同期検出
回路の作動開始後で、且つ、ＡＦＣ回路の作動開始前
に、上述したスクランブルコードの検出処理を行う場
合、相関検出器は、周波数変動に関わらず、相関出力の
精度を所定以上に保つ必要がある。
Ｎ直後に、同期検出回路が作動し、その後、ＡＦＣ回路
が作動を開始し、発振器の発振に基づいて各種処理が行
われる。しかし、ＣＤＭＡ通信端末において、同期検出
回路の作動開始後で、且つ、ＡＦＣ回路の作動開始前
に、上述したスクランブルコードの検出処理を行う場
合、相関検出器は、周波数変動に関わらず、相関出力の
精度を所定以上に保つ必要がある。
【００２０】ここで、同相型相関検出器では、複素共役
乗算器６０は、上述の如く、ダウンサンプリング器２０
ａ、２０ｂの積分値ＩＷ、ＱＷを、１シンボル毎に、同
相になるように位相回転するものの、周波数変動によっ
て、積分値ＩＷ、ＱＷがそのシンボル毎に位相変動を生
じるとき、乗算信号ＩＶ、ＱＶは、１シンボル毎に、同
相にならず、位相の「ばらつき」が生じることになる。
このような乗算信号ＩＶ、ＱＶを、所定シンボル数分、
ベクトル平均すると、ｍシンボル目の乗算信号ＩＶ、Ｑ
Ｖと、ｎシンボル目の乗算信号ＩＶ、ＱＶとが打ち消さ
れ、相関出力（ＩＸ2＋ＱＸ2）が、その真の相関出力に
比べて、極めて小さくなって、零に近い値になり得る。
すなわち、同相型相関検出器では、周波数変動によっ
て、相関出力の精度が極めて劣化することがある。
乗算器６０は、上述の如く、ダウンサンプリング器２０
ａ、２０ｂの積分値ＩＷ、ＱＷを、１シンボル毎に、同
相になるように位相回転するものの、周波数変動によっ
て、積分値ＩＷ、ＱＷがそのシンボル毎に位相変動を生
じるとき、乗算信号ＩＶ、ＱＶは、１シンボル毎に、同
相にならず、位相の「ばらつき」が生じることになる。
このような乗算信号ＩＶ、ＱＶを、所定シンボル数分、
ベクトル平均すると、ｍシンボル目の乗算信号ＩＶ、Ｑ
Ｖと、ｎシンボル目の乗算信号ＩＶ、ＱＶとが打ち消さ
れ、相関出力（ＩＸ2＋ＱＸ2）が、その真の相関出力に
比べて、極めて小さくなって、零に近い値になり得る。
すなわち、同相型相関検出器では、周波数変動によっ
て、相関出力の精度が極めて劣化することがある。
【００２１】これに対して、電力型相関検出器では、周
波数変動によって、ダウンサンプリング器２０ａ、２０
ｂの積分値ＩＷ、ＱＷの位相が変動するものの、積分値
ＩＷ、ＱＷの振幅は変動しない。ここで、相関出力とし
ては、上述の如く、所定期間分の電力値（ＩＷ2＋Ｑ
Ｗ2）の平均値が求められるため、周波数変動による相
関出力の精度を劣化を抑えることができる。しかし、電
力型相関検出器では、積分値ＩＷ、ＱＷのうちノイズ成
分を含んだ状態で、電力値（ＩＷ2＋ＱＷ2）、ひいて
は、相関出力ＨＤが求められるため、ノイズ成分が大き
いときには、相関出力の精度が劣化することがある。
波数変動によって、ダウンサンプリング器２０ａ、２０
ｂの積分値ＩＷ、ＱＷの位相が変動するものの、積分値
ＩＷ、ＱＷの振幅は変動しない。ここで、相関出力とし
ては、上述の如く、所定期間分の電力値（ＩＷ2＋Ｑ
Ｗ2）の平均値が求められるため、周波数変動による相
関出力の精度を劣化を抑えることができる。しかし、電
力型相関検出器では、積分値ＩＷ、ＱＷのうちノイズ成
分を含んだ状態で、電力値（ＩＷ2＋ＱＷ2）、ひいて
は、相関出力ＨＤが求められるため、ノイズ成分が大き
いときには、相関出力の精度が劣化することがある。
【００２２】本発明は、上記点に鑑み、周波数変動に強
く、且つ、耐ノイズ性に優れたスペクトラム拡散受信機
の相関検出器を提供することを目的とする。
く、且つ、耐ノイズ性に優れたスペクトラム拡散受信機
の相関検出器を提供することを目的とする。
【００２３】
【課題を解決するための手段】本発明は、上記目的を達
成するために、請求項１に記載の発明においては、受信
信号と拡散符号との相関出力を出力するスペクトラム拡
散受信機の相関検出器であって、受信信号を直交検波す
る直交検波手段（１ａ、１ｂ）と、直交検波手段の出力
を前記拡散符号によって逆拡散して逆拡散信号を出力す
る逆拡散手段（１０）と、逆拡散信号を定常的に同一位
相となる同相信号に変換する変換手段（６０）と、同相
信号を所定期間に亘りベクトル平均する第１の平均手段
（７０ａ、７０ｂ）と、第１の平均手段の出力の電力情
報を求める第１の電力算出手段（８０ａ、８０ｂ）と、
逆拡散信号の電力情報を所定期間に亘り算出する第２の
電力算出手段（３０ａ、３０ｂ）と、第２の電力算出手
段の出力を平均する第２の平均手段（５０）と、第２の
平均手段の出力と第１の電力算出手段の出力とに応じて
相関出力を求める相関算出手段（１００、１１０）とを
有することを特徴とする。
成するために、請求項１に記載の発明においては、受信
信号と拡散符号との相関出力を出力するスペクトラム拡
散受信機の相関検出器であって、受信信号を直交検波す
る直交検波手段（１ａ、１ｂ）と、直交検波手段の出力
を前記拡散符号によって逆拡散して逆拡散信号を出力す
る逆拡散手段（１０）と、逆拡散信号を定常的に同一位
相となる同相信号に変換する変換手段（６０）と、同相
信号を所定期間に亘りベクトル平均する第１の平均手段
（７０ａ、７０ｂ）と、第１の平均手段の出力の電力情
報を求める第１の電力算出手段（８０ａ、８０ｂ）と、
逆拡散信号の電力情報を所定期間に亘り算出する第２の
電力算出手段（３０ａ、３０ｂ）と、第２の電力算出手
段の出力を平均する第２の平均手段（５０）と、第２の
平均手段の出力と第１の電力算出手段の出力とに応じて
相関出力を求める相関算出手段（１００、１１０）とを
有することを特徴とする。
【００２４】ここで、同相信号にノイズが含まれると
き、第１の平均手段によって、ノイズを有する同相信号
を、所定期間に亘りベクトル平均すると、同相信号のノ
イズが相殺されるため、ノイズによる第１平均手段の出
力精度の劣化、ひいては、ノイズによる第１の電力算出
手段の電力情報の精度の劣化を抑えうる。さらに、周波
数変動によって、逆拡散信号の位相は変動するものの、
逆拡散信号の振幅は変動しないため、周波数変動による
第２の電力算出手段の出力の精度の劣化を抑えうるた
め、周波数変動による第２の平均手段の出力の精度の劣
化を抑えることができる。このような第２の平均手段の
出力と第１の電力算出手段の出力との双方に応じて、相
関出力を求めるため、周波数変動に強く、且つ、耐ノイ
ズ性に優れた相関出力を得ることができる。
き、第１の平均手段によって、ノイズを有する同相信号
を、所定期間に亘りベクトル平均すると、同相信号のノ
イズが相殺されるため、ノイズによる第１平均手段の出
力精度の劣化、ひいては、ノイズによる第１の電力算出
手段の電力情報の精度の劣化を抑えうる。さらに、周波
数変動によって、逆拡散信号の位相は変動するものの、
逆拡散信号の振幅は変動しないため、周波数変動による
第２の電力算出手段の出力の精度の劣化を抑えうるた
め、周波数変動による第２の平均手段の出力の精度の劣
化を抑えることができる。このような第２の平均手段の
出力と第１の電力算出手段の出力との双方に応じて、相
関出力を求めるため、周波数変動に強く、且つ、耐ノイ
ズ性に優れた相関出力を得ることができる。
【００２５】具体的には、請求項２に記載の発明のよう
に、相関算出手段は、第２の平均手段の出力と第１の電
力算出手段の出力とのうち何れか一方に係数を乗算する
乗算手段（１００）と、係数を乗算された前記一方と、
第２の平均手段の出力と第１の電力算出手段の出力のう
ち他方とを加算することにより、相関出力を求める加算
手段（１１０）とを有するようにしてもよい。
に、相関算出手段は、第２の平均手段の出力と第１の電
力算出手段の出力とのうち何れか一方に係数を乗算する
乗算手段（１００）と、係数を乗算された前記一方と、
第２の平均手段の出力と第１の電力算出手段の出力のう
ち他方とを加算することにより、相関出力を求める加算
手段（１１０）とを有するようにしてもよい。
【００２６】因みに、上記各手段の括弧内の符号は、後
述する一実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示
す一例である。
述する一実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示
す一例である。
【００２７】
【発明の実施の形態】図１に、本発明に係るＣＤＭＡ通
信端末の受信機の複合型相関検出器の一実施形態を示
す。図１は、ＣＤＭＡ通信端末の受信機の複合型相関検
出器の回路構成を示す。図１に示すように、複合型相関
検出器は、両逆拡散回路１０、両ダウンサンプリング器
（ＤＯＷＮ）２０ａ、２０ｂ、二乗器３０ａ、３０ｂ、
加算器４０、平均回路５０、複素共役乗算器６０、平均
回路７０ａ、７０ｂ、二乗器８０ａ、８０ｂ、加算器９
０、係数乗算器１００、及び、加算器１１０を有する。
但し、図１中、図４に示す同一符号のものは、同一物を
示し、図１中、図５に示す同一符号のものは、同一物を
示す。このように、本実施形態の複合型相関検出器は、
電力型相関検出器と同相型検出器とを組み合わせた構成
になっている。
信端末の受信機の複合型相関検出器の一実施形態を示
す。図１は、ＣＤＭＡ通信端末の受信機の複合型相関検
出器の回路構成を示す。図１に示すように、複合型相関
検出器は、両逆拡散回路１０、両ダウンサンプリング器
（ＤＯＷＮ）２０ａ、２０ｂ、二乗器３０ａ、３０ｂ、
加算器４０、平均回路５０、複素共役乗算器６０、平均
回路７０ａ、７０ｂ、二乗器８０ａ、８０ｂ、加算器９
０、係数乗算器１００、及び、加算器１１０を有する。
但し、図１中、図４に示す同一符号のものは、同一物を
示し、図１中、図５に示す同一符号のものは、同一物を
示す。このように、本実施形態の複合型相関検出器は、
電力型相関検出器と同相型検出器とを組み合わせた構成
になっている。
【００２８】先ず、係数乗算器１００には、同相型相関
検出器の加算器９０からの相関出力（ＩＸ2＋ＱＸ2）が
入力される。係数乗算器１００は、加算器９０からの相
関出力（ＩＸ2＋ＱＸ2）に係数Ｋを乗算し乗算結果｛Ｋ
・（ＩＸ2＋ＱＸ2）｝を求める。加算器１１０には、係
数乗算器１００の乗算結果｛Ｋ・（ＩＸ2＋ＱＸ2）｝
と、電力型相関検出器の平均回路５０からの相関出力Ｈ
Ｄとが入力されて、加算器１１０は、乗算結果｛Ｋ・
（ＩＸ2＋ＱＸ2）｝と平均回路５０からの相関出力ＨＤ
とを加算して複合型相関出力を求める。
検出器の加算器９０からの相関出力（ＩＸ2＋ＱＸ2）が
入力される。係数乗算器１００は、加算器９０からの相
関出力（ＩＸ2＋ＱＸ2）に係数Ｋを乗算し乗算結果｛Ｋ
・（ＩＸ2＋ＱＸ2）｝を求める。加算器１１０には、係
数乗算器１００の乗算結果｛Ｋ・（ＩＸ2＋ＱＸ2）｝
と、電力型相関検出器の平均回路５０からの相関出力Ｈ
Ｄとが入力されて、加算器１１０は、乗算結果｛Ｋ・
（ＩＸ2＋ＱＸ2）｝と平均回路５０からの相関出力ＨＤ
とを加算して複合型相関出力を求める。
【００２９】ここで、同相型相関検出器では、上述の如
く、乗算信号ＩＶ、ＱＶを所定期間に亘りベクトル平均
すると、所定期間における乗算信号ＩＶ、ＱＶのうち、
ノイズ成分を相殺することができるため、ノイズによる
相関出力の精度の劣化を抑えることができる。一方、電
力型相関検出器では、周波数変動によって、ダウンサン
プリング器２０ａ、２０ｂの積分値ＩＷ、ＱＷの位相が
変動するものの、積分値ＩＷ、ＱＷの振幅は変動しな
い。相関出力としては、上述の如く、所定期間分の電力
値（ＩＷ2＋ＱＷ2）の平均値が求められるため、周波数
変動による相関出力の精度を劣化を抑えることができ
る。
く、乗算信号ＩＶ、ＱＶを所定期間に亘りベクトル平均
すると、所定期間における乗算信号ＩＶ、ＱＶのうち、
ノイズ成分を相殺することができるため、ノイズによる
相関出力の精度の劣化を抑えることができる。一方、電
力型相関検出器では、周波数変動によって、ダウンサン
プリング器２０ａ、２０ｂの積分値ＩＷ、ＱＷの位相が
変動するものの、積分値ＩＷ、ＱＷの振幅は変動しな
い。相関出力としては、上述の如く、所定期間分の電力
値（ＩＷ2＋ＱＷ2）の平均値が求められるため、周波数
変動による相関出力の精度を劣化を抑えることができ
る。
【００３０】そこで、同相型相関検出器の相関出力（Ｉ
Ｘ2＋ＱＸ2）を、電力型相関検出器の相関出力の補助信
号として、乗算結果｛Ｋ・（ＩＸ2＋ＱＸ2）｝と電力型
相関検出器の相関出力ＨＤとを加算することにより、複
合型相関出力を求めるため、周波数変動に強く、耐ノイ
ズ性に優れた複合型相関出力を得ることができる。さら
に、スクランブルコードの検出にあたり、複合型相関検
出器を用いることにより、高精度のコード検出を行うこ
とができる。
Ｘ2＋ＱＸ2）を、電力型相関検出器の相関出力の補助信
号として、乗算結果｛Ｋ・（ＩＸ2＋ＱＸ2）｝と電力型
相関検出器の相関出力ＨＤとを加算することにより、複
合型相関出力を求めるため、周波数変動に強く、耐ノイ
ズ性に優れた複合型相関出力を得ることができる。さら
に、スクランブルコードの検出にあたり、複合型相関検
出器を用いることにより、高精度のコード検出を行うこ
とができる。
【００３１】以下、図５の中の相関検出器３１〜３ｎの
各々に対して、図１に示す複合型相関検出器を適用し
て、スクランブルコードを検出するシュミレーションを
した例について図２を参照して説明する。図２中の横軸
は、ＣＤＭＡ通信端末の発振器と、基地局の発振器との
周波数のずれ（ｐｐｍ）を示し、縦軸は、スクランブル
コードの検出確率を示す。本シュミレーションにおいて
は、静特性で、且つ、Ｅｂ／Ｍ0（ノイズ特性）は−４
ｄｂである。累積加算数としては、パイロット信号（CP
ICH）の１０シンボル（１スロット）が採用されてい
る。
各々に対して、図１に示す複合型相関検出器を適用し
て、スクランブルコードを検出するシュミレーションを
した例について図２を参照して説明する。図２中の横軸
は、ＣＤＭＡ通信端末の発振器と、基地局の発振器との
周波数のずれ（ｐｐｍ）を示し、縦軸は、スクランブル
コードの検出確率を示す。本シュミレーションにおいて
は、静特性で、且つ、Ｅｂ／Ｍ0（ノイズ特性）は−４
ｄｂである。累積加算数としては、パイロット信号（CP
ICH）の１０シンボル（１スロット）が採用されてい
る。
【００３２】なお、静特性とは、フェージング、ドップ
ラーシフトが無く、ガウス雑音だけが存在する状態であ
る。また、累積加算数は、平均回路７０ａ、７０ｂ、５
０で平均処理にて用いられたシンボル数を示し、係数乗
算器１００の係数Ｋとしては「１」が採用されている
（Ｋ＝１）。図２に示すように、約０．１ｐｐｍ〜約
０．６ｐｐｍの周波数のずれがあるときには、複合型相
関器（電力＋同相）の方が、同相型相関検出器及び電力
型相関検出器の双方に比べて、スクランブルコードの検
出確率が高いことが分かる。
ラーシフトが無く、ガウス雑音だけが存在する状態であ
る。また、累積加算数は、平均回路７０ａ、７０ｂ、５
０で平均処理にて用いられたシンボル数を示し、係数乗
算器１００の係数Ｋとしては「１」が採用されている
（Ｋ＝１）。図２に示すように、約０．１ｐｐｍ〜約
０．６ｐｐｍの周波数のずれがあるときには、複合型相
関器（電力＋同相）の方が、同相型相関検出器及び電力
型相関検出器の双方に比べて、スクランブルコードの検
出確率が高いことが分かる。
【００３３】さらに、上記実施形態では、複合型相関検
出器としては、図１に示すように、両逆拡散回路１０、
両ダウンサンプリング器（ＤＯＷＮ）２０ａ、２０ｂを
採用した例について説明したが、これに限らず、図３に
示すように、両ダウンサンプリング器（ＤＯＷＮ）２０
ａとしては、各々、同一の役割を果たすため、両ダウン
サンプリング器２０ａのうち一方だけを採用し、両ダウ
ンサンプリング器２０ｂのうち一方だけを採用するよう
にしてもよい。これに加えて、両逆拡散回路１０は、各
々、同一の役割を果たすので、両逆拡散回路１０のうち
一方だけを採用するようにしてもよい。以上により、図
３に示す複合型相関検出器では、逆拡散回路１０及びダ
ウンサンプリング器２０ａ、２０ｂを共通利用している
ことになるため、回路構成を簡素化できる。
出器としては、図１に示すように、両逆拡散回路１０、
両ダウンサンプリング器（ＤＯＷＮ）２０ａ、２０ｂを
採用した例について説明したが、これに限らず、図３に
示すように、両ダウンサンプリング器（ＤＯＷＮ）２０
ａとしては、各々、同一の役割を果たすため、両ダウン
サンプリング器２０ａのうち一方だけを採用し、両ダウ
ンサンプリング器２０ｂのうち一方だけを採用するよう
にしてもよい。これに加えて、両逆拡散回路１０は、各
々、同一の役割を果たすので、両逆拡散回路１０のうち
一方だけを採用するようにしてもよい。以上により、図
３に示す複合型相関検出器では、逆拡散回路１０及びダ
ウンサンプリング器２０ａ、２０ｂを共通利用している
ことになるため、回路構成を簡素化できる。
【００３４】さらに、スクランブルコード等の各種相関
検出の処理にあたり、図５に示すコード検出器３に代え
て、図４に示すコード検出器３Ａを採用して、デジタル
信号ＩD、ＱDと、スクランブルコードの候補｛Ｃ１ｉ、
Ｃ１ｑ…Ｃｎｉ、Ｃｎｑ｝とを時分割的に相関検出を求
めるようにしてもよい。すなわち、図４に示すように、
１つの相関検出器４００を採用して、相関検出器４１０
に、スクランブルコードの候補を一種類毎に一定期間
｛例えば、１０シンボル（１スロット））｝入力する。
これにより、相関検出器３は、時分割で、スクランブル
コードの候補を一種類毎に相関出力を求め、この求めら
れた各相関出力は、メモリ４２０に記憶され、最大値判
定４２０は、メモリ４２０から各相関出力を読み出し、
図５に示す最大値判定器３００と同様に、基地局で送信
時に用いられたスクランブルコードを検出しその識別信
号を出力する。
検出の処理にあたり、図５に示すコード検出器３に代え
て、図４に示すコード検出器３Ａを採用して、デジタル
信号ＩD、ＱDと、スクランブルコードの候補｛Ｃ１ｉ、
Ｃ１ｑ…Ｃｎｉ、Ｃｎｑ｝とを時分割的に相関検出を求
めるようにしてもよい。すなわち、図４に示すように、
１つの相関検出器４００を採用して、相関検出器４１０
に、スクランブルコードの候補を一種類毎に一定期間
｛例えば、１０シンボル（１スロット））｝入力する。
これにより、相関検出器３は、時分割で、スクランブル
コードの候補を一種類毎に相関出力を求め、この求めら
れた各相関出力は、メモリ４２０に記憶され、最大値判
定４２０は、メモリ４２０から各相関出力を読み出し、
図５に示す最大値判定器３００と同様に、基地局で送信
時に用いられたスクランブルコードを検出しその識別信
号を出力する。
【００３５】さらに、上記実施形態では、逆拡散回路１
０の逆拡散信号ＩＬ、ＱＬの電力情報として、ダウンサ
ンプリング器２０ａ、２０ｂの積分値ＩＷ、ＱＷの電力
値（ＩＷ2＋ＱＷ2）を採用した例について説明したが、
これに限らず、積分値ＩＷ、ＱＷの振幅（ＩＷ2＋Ｑ
Ｗ2）1/2を採用し、所定シンボル数分における積分値Ｉ
Ｗ、ＱＷの振幅（ＩＷ2＋ＱＷ2）1/2の平均値を、相関
検出ＨＤとして求めるようにしてもよい。この場合、加
算器９０の加算値（ＩＸ2＋ＱＸ2）に代えて、平均値Ｉ
Ｘ、ＱＸの振幅（ＩＸ2＋ＱＸ2）1/2を採用するように
しておく。
０の逆拡散信号ＩＬ、ＱＬの電力情報として、ダウンサ
ンプリング器２０ａ、２０ｂの積分値ＩＷ、ＱＷの電力
値（ＩＷ2＋ＱＷ2）を採用した例について説明したが、
これに限らず、積分値ＩＷ、ＱＷの振幅（ＩＷ2＋Ｑ
Ｗ2）1/2を採用し、所定シンボル数分における積分値Ｉ
Ｗ、ＱＷの振幅（ＩＷ2＋ＱＷ2）1/2の平均値を、相関
検出ＨＤとして求めるようにしてもよい。この場合、加
算器９０の加算値（ＩＸ2＋ＱＸ2）に代えて、平均値Ｉ
Ｘ、ＱＸの振幅（ＩＸ2＋ＱＸ2）1/2を採用するように
しておく。
【００３６】さらに、上記実施形態では、同相型相関検
出器の相関出力と電力型相関検出器の相関出力との複合
型相関出力を求めるにあたり、同相型相関検出器の相関
出力（ＩＸ2＋ＱＸ2）を、電力型相関検出器の相関出力
の補助信号として、乗算結果｛Ｋ・（ＩＸ2＋ＱＸ2）｝
と電力型相関検出器の相関出力ＨＤとを加算する例につ
いて説明したが、これに限らず、同相型相関検出器の相
関出力と電力型相関検出器の相関出力との双方に応じ
て、複合型相関出力を求めるのであれば、同相型相関検
出器の相関出力と電力型相関検出器の相関出力との双方
を何れの処理を成して求めるようにしてもよい。
出器の相関出力と電力型相関検出器の相関出力との複合
型相関出力を求めるにあたり、同相型相関検出器の相関
出力（ＩＸ2＋ＱＸ2）を、電力型相関検出器の相関出力
の補助信号として、乗算結果｛Ｋ・（ＩＸ2＋ＱＸ2）｝
と電力型相関検出器の相関出力ＨＤとを加算する例につ
いて説明したが、これに限らず、同相型相関検出器の相
関出力と電力型相関検出器の相関出力との双方に応じ
て、複合型相関出力を求めるのであれば、同相型相関検
出器の相関出力と電力型相関検出器の相関出力との双方
を何れの処理を成して求めるようにしてもよい。
【００３７】例えば、複合型相関出力を求めるにあた
り、電力型相関検出器の相関出力ＨＤを、同相型相関検
出器の相関出力（ＩＸ2＋ＱＸ2）の補助信号として、相
関出力ＨＤに係数を乗算し、その乗算結果を同相型相関
検出器の相関出力（ＩＸ2＋ＱＸ2）に加算して、複合型
相関出力を求めてもよい。
り、電力型相関検出器の相関出力ＨＤを、同相型相関検
出器の相関出力（ＩＸ2＋ＱＸ2）の補助信号として、相
関出力ＨＤに係数を乗算し、その乗算結果を同相型相関
検出器の相関出力（ＩＸ2＋ＱＸ2）に加算して、複合型
相関出力を求めてもよい。
【００３８】なお、本発明の実施にあたり、複合型相関
器としては、ＣＤＭＡ通信端末、Ｗ−ＣＤＭＡ通信端
末、若しくは、基地局等の各種相関検出の処理に適用し
てもよい。
器としては、ＣＤＭＡ通信端末、Ｗ−ＣＤＭＡ通信端
末、若しくは、基地局等の各種相関検出の処理に適用し
てもよい。
【図１】本発明に係る一実施形態の複合型相関器の回路
構成を示すブロック図である。
構成を示すブロック図である。
【図２】上記複合型相関器を採用してスクランブルコー
ドの検出を行うシュミレーションの結果を示す図であ
る。
ドの検出を行うシュミレーションの結果を示す図であ
る。
【図３】上記実施形態の変形例の複合型相関器の回路構
成を示すブロック図である。
成を示すブロック図である。
【図４】コードを検出するコード検出器の回路構成を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図５】コードを検出するコード検出器の回路構成を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図６】電力型相関検出器の回路構成を示すブロック図
である。
である。
【図７】同相型相関検出器の回路構成を示すブロック図
である。
である。
１０…逆拡散回路、４０…加算器、５０…平均回路、６
０…複素共役乗算器、７０ａ、７０ｂ…平均回路、８０
ａ、８０ｂ…二乗器、９０…加算器、１００…係数乗算
器、１１０…加算器。
０…複素共役乗算器、７０ａ、７０ｂ…平均回路、８０
ａ、８０ｂ…二乗器、９０…加算器、１００…係数乗算
器、１１０…加算器。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 盛田 英之 愛知県西尾市下羽角町岩谷14番地 株式会 社日本自動車部品総合研究所内 (72)発明者 佐藤 龍哉 愛知県刈谷市昭和町１丁目１番地 株式会 社デンソー内 Ｆターム(参考） 5K022 EE01 EE31 5K052 AA01 AA12 BB02 BB15 CC06 DD04 EE17 FF32 GG19 GG20 GG45
Claims (2)
- 【請求項１】 受信信号と拡散符号との相関出力を出力
するスペクトラム拡散受信機の相関検出器であって、 前記受信信号を直交検波する直交検波手段（１ａ、１
ｂ）と、 前記直交検波手段の出力を前記拡散符号によって逆拡散
して逆拡散信号を出力する逆拡散手段（１０）と、 前記逆拡散信号を定常的に同一位相となる同相信号に変
換する変換手段（６０）と、 前記同相信号を所定期間に亘りベクトル平均する第１の
平均手段（７０ａ、７０ｂ）と、 前記第１の平均手段の出力の電力情報を求める第１の電
力算出手段（８０ａ、８０ｂ）と、 前記逆拡散信号の電力情報を前記所定期間に亘り算出す
る第２の電力算出手段（３０ａ、３０ｂ）と、 前記第２の電力算出手段の出力を平均する第２の平均手
段（５０）と、 前記第２の平均手段の出力と前記第１の電力算出手段の
出力とに応じて、前記相関出力を求める相関算出手段
（１００、１１０）とを有することを特徴とするスペク
トラム拡散受信機の相関検出器。 - 【請求項２】 前記相関算出手段は、 前記第２の平均手段の出力と前記第１の電力算出手段の
出力とのうち何れか一方に係数を乗算する乗算手段（１
００）と、 前記係数を乗算された前記一方と、前記第２の平均手段
の出力と前記第１の電力算出手段の出力のうち他方とを
加算することにより、前記相関出力を求める加算手段
（１１０）とを有することを特徴とする請求項１に記載
のスペクトラム拡散受信機の相関検出器。
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