JP2002159185A - Current control method - Google Patents
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、インバータ回路に
適用される電流制御方法に関する。[0001] 1. Field of the Invention [0002] The present invention relates to a current control method applied to an inverter circuit.
【０００２】[0002]
【従来の技術】従来のインバータの制御では、インバー
タ回路の上下素子間の導通を防ぐために、上下素子のＯ
Ｎ−ＯＦＦを切換える際に双方がＯＦＦとなる休止期間
（デッドタイム）を設定している。そして、この素子の
休止期間の影響により負荷に加わる電圧実効値が減少す
るのを防ぐために、スイッチング変調度に補正を加える
デッドタイム補正を行なっている。このデッドタイム補
正では、インバータ電流の正／負を見て変調度に補正を
加える。2. Description of the Related Art In conventional inverter control, O and O elements of an upper and lower element are prevented in order to prevent conduction between upper and lower elements of an inverter circuit.
A quiescent period (dead time) in which both switches are turned off when N-OFF is switched is set. Then, in order to prevent the effective voltage value applied to the load from decreasing due to the effect of the idle period of the element, dead time correction for correcting the switching modulation degree is performed. In this dead time correction, the modulation degree is corrected by checking the positive / negative of the inverter current.
【０００３】[0003]
【発明が解決しようとする課題】図６の（ａ）は、従来
例に係るインバータ電流５１と変調度補正信号５２の波
形を示す概略図であり、図６の（ｂ）は従来の補正され
た電流波形５３と理想の電流波形５４を示す概略図であ
る。なお、図６の（ａ）におけるインバータ電流５１が
０の付近には、前述したデッドタイムが設定されてい
る。FIG. 6A is a schematic diagram showing the waveforms of an inverter current 51 and a modulation degree correction signal 52 according to a conventional example, and FIG. FIG. 5 is a schematic diagram showing a current waveform 53 and an ideal current waveform 54. Note that the dead time described above is set near the inverter current 51 of FIG.
【０００４】図６の（ａ）に示すように、従来ではイン
バータ電流が正である期間中、正の変調度補正を行な
い、インバータ電流が負である期間中、負の変調度補正
を行なっている。As shown in FIG. 6A, conventionally, a positive modulation factor correction is performed during a period when the inverter current is positive, and a negative modulation factor correction is performed during a period when the inverter current is negative. I have.
【０００５】しかし、このような変調度補正を適用する
場合、図６の（ｂ）に示すようにインバータ電流が０の
付近（デッドタイム）において、補正された電流波形５
３は、補正誤差により理想の電流波形５４に対して過補
正となり、電流波形が歪むという問題がある。However, when such a modulation factor correction is applied, as shown in FIG. 6B, when the inverter current is near zero (dead time), the corrected current waveform 5
No. 3 has a problem that overcorrection is performed on the ideal current waveform 54 due to a correction error, and the current waveform is distorted.
【０００６】本発明の目的は、インバータ回路のデッド
タイムにおける電流の変調度補正による電流波形の歪み
を防止し、理想的な電流波形を得る電流制御方法を提供
することにある。SUMMARY OF THE INVENTION It is an object of the present invention to provide a current control method for preventing a current waveform from being distorted due to correction of a current modulation factor during a dead time of an inverter circuit and obtaining an ideal current waveform.
【０００７】[0007]
【課題を解決するための手段】課題を解決し目的を達成
するために、本発明の電流制御方法は以下の如く構成さ
れている。Means for Solving the Problems In order to solve the problems and achieve the objects, the current control method of the present invention is configured as follows.
【０００８】（１）本発明の電流制御方法は、インバー
タ回路のデッドタイムにおける電流の変調度に補正を加
える電流制御方法において、前記インバータ回路におい
て検出した電流値の符号が正の時はスイッチング変調度
が大きくなるよう所定の補正信号を加算し、検出した電
流値の符号が負の時はスイッチング変調度が小さくなる
よう所定の補正信号を減算する変調度補正を行なう。(1) The current control method according to the present invention is a current control method for correcting a modulation degree of a current in a dead time of an inverter circuit. In the current control method, when a sign of a current value detected in the inverter circuit is positive, switching modulation is performed. A predetermined correction signal is added to increase the degree, and when the sign of the detected current value is negative, modulation degree correction is performed to subtract the predetermined correction signal so as to reduce the switching modulation degree.
【０００９】（２）本発明の電流制御方法は上記（１）
に記載の方法であり、かつ前記インバータ回路におい
て、絶対値が所定のしきい値以下である場合、前記変調
度の補正を行なわない。(2) The current control method of the present invention provides the above-mentioned (1)
And when the absolute value is equal to or less than a predetermined threshold in the inverter circuit, the modulation degree is not corrected.
【００１０】（３）本発明の電流制御方法は上記（２）
に記載の方法であり、かつ前記インバータ回路におい
て、所定のしきい値を事前に固定値と定めず可変構造と
し、前記しきい値を電流制御周期毎に計算し設定する。(3) The current control method according to the present invention is characterized in that (2)
And the inverter circuit has a variable structure without previously setting a predetermined threshold value as a fixed value, and calculates and sets the threshold value for each current control cycle.
【００１１】[0011]
【発明の実施の形態】（実施の形態１）図１は、本発明
の実施の形態１に係る電流制御方法が適用されるインバ
ータ回路の構成を示す図である。(Embodiment 1) FIG. 1 is a diagram showing a configuration of an inverter circuit to which a current control method according to Embodiment 1 of the present invention is applied.
【００１２】前記インバータ回路は、系統連系インバー
タ、低インダクタンスモータ用ドライバなど、負荷イン
ダクタンスの小さい対象に適用される。The inverter circuit is applied to an object having a small load inductance, such as a grid-connected inverter and a driver for a low-inductance motor.
【００１３】インバータ回路１は、ブリッジ接続された
スイッチング素子（ＩＧＢＴ,ＭＯＳ−ＦＥＴ等）Ｓ１
＋，Ｓ１−，Ｓ２＋，Ｓ２−からなる。各スイッチング
素子Ｓ１＋〜Ｓ２−は、図示しない信号発生回路が図示
しない各ゲート駆動回路へ制御信号を送信することでＯ
Ｎ／ＯＦＦ制御される。このインバータ回路１の出力ラ
イン１０には、電流制御装置１１と負荷が接続されてい
る。The inverter circuit 1 includes a bridge-connected switching element (IGBT, MOS-FET, etc.) S1
+, S1-, S2 +, and S2-. Each of the switching elements S1 + to S2- is turned on by a signal generation circuit (not shown) transmitting a control signal to each gate drive circuit (not shown).
N / OFF control is performed. A current controller 11 and a load are connected to an output line 10 of the inverter circuit 1.
【００１４】図２は、図１に示したインバータ回路１の
電流制御を行なう電流制御装置１１の構成を示す図であ
る。FIG. 2 is a diagram showing a configuration of a current control device 11 for controlling the current of the inverter circuit 1 shown in FIG.
【００１５】この装置では、所定の電流指令値ｉ＊が減
算器２１に入力され、出力ライン１０における電流検出
値ｉが減算器２１とデッドタイム補償器２２に入力され
る。減算器２１は、電流指令値ｉ＊と電流検出値ｉとの
差Δｉを求め、電流制御器２３へ出力する。電流制御器
２３は、入力したΔｉに従い電圧指令値ｖ＊を加算器２
４へ出力する。In this device, a predetermined current command value i * is input to a subtractor 21, and a current detection value i on the output line 10 is input to a subtracter 21 and a dead time compensator 22. The subtracter 21 calculates a difference Δi between the current command value i * and the current detection value i, and outputs the difference Δi to the current controller 23. The current controller 23 adds the voltage command value v * according to the input Δi to the adder 2.
Output to 4.
【００１６】デッドタイム補償器２２は、入力した電流
検出値ｉを基に、後述する補償処理を行ない、補正電圧
値ｖhを加算器２４へ出力する。加算器２４は、入力し
た電圧指令値ｖ＊と補正電圧値ｖhとを加算した電圧値
ｖ＊＊を出力する。この電圧値ｖ＊＊の電圧が、電流制
御装置１１の図示しない電源から出力ライン１０へ印加
される。The dead time compensator 22 performs a compensation process described later based on the input current detection value i, and outputs a correction voltage value vh to the adder 24. The adder 24 outputs a voltage value v ** obtained by adding the input voltage command value v * and the correction voltage value vh. The voltage having the voltage value v ** is applied to the output line 10 from a power supply (not shown) of the current control device 11.
【００１７】図３は、上記電流制御装置の動作手順を示
すフローチャートである。まずステップＳ１で、デッド
タイム補償器２２は、入力した電流検出値ｉの絶対値｜
ｉ｜と所定のしきい値ｉTとを比較する。そして、｜ｉ
｜がしきい値ｉTを超える場合、ステップＳ２で、ｉ≧
０であれば、ステップＳ３で、補正電圧値ｖhを所定値
ｖTdとする。また、ステップＳ２で、ｉ＜０であれば、
ステップＳ４で、補正電圧値ｖhを所定値−ｖTdとす
る。また、ステップＳ１で、｜ｉ｜がしきい値ｉT以下
である場合、ステップＳ５で、補正電圧値ｖhを０とす
る。FIG. 3 is a flowchart showing the operation procedure of the current control device. First, in step S1, the dead time compensator 22 determines the absolute value | of the input current detection value i.
i | is compared with a predetermined threshold value i T. And | i
Exceeds | threshold value i T , in step S2, i ≧
If 0, at step S3, the corrected voltage value vh and a predetermined value v Td. If i <0 in step S2,
In step S4, the correction voltage value vh and a predetermined value -v Td. If | i | is equal to or smaller than the threshold value i T in step S1, the correction voltage value vh is set to 0 in step S5.
【００１８】ステップＳ３，Ｓ４，Ｓ５の後、ステップ
Ｓ６で、加算器２１は、電圧指令値ｖ＊と補正電圧値ｖ
hを加算し、電圧値ｖ＊＊とする。After steps S3, S4 and S5, in step S6, the adder 21 sets the voltage command value v * and the correction voltage value v
h is added to obtain a voltage value v ** .
【００１９】図４は、本実施の形態に係るインバータ電
流４１と変調度補正信号４２の波形を示す概略図であ
る。本実施の形態では、インバータ電流４１が正である
場合、正の変調度補正を行ない、インバータ電流４１が
負である場合、負の変調度補正を行なうが、インバータ
電流４１の絶対値｜ｉ｜がしきい値ｉT以下である場合
は変調度補正を行なわない。すなわち、｜ｉ｜がしきい
値ｉT以下である場合、変調度補正信号４２は出力され
ない。FIG. 4 is a schematic diagram showing waveforms of the inverter current 41 and the modulation degree correction signal 42 according to the present embodiment. In the present embodiment, when the inverter current 41 is positive, a positive modulation factor correction is performed, and when the inverter current 41 is negative, a negative modulation factor correction is performed, but the absolute value | i | Is smaller than the threshold value i T , the modulation factor correction is not performed. That is, when | i | is equal to or smaller than threshold value i T , modulation degree correction signal 42 is not output.
【００２０】このように本実施の形態では、インバータ
電流の正負以外に電流値を監視し、電流値の絶対値が所
定のしきい値以下の時は変調度補正を行なわないため、
当然過補正となることはなく、インバータ電流が０の付
近における電流波形歪を無くすことができ、図６の
（ｂ）に示す理想の電流波形５４が得られる。As described above, in the present embodiment, the current value is monitored in addition to the positive and negative of the inverter current, and when the absolute value of the current value is equal to or smaller than the predetermined threshold value, the modulation degree is not corrected.
Naturally, overcorrection does not occur, and current waveform distortion near the inverter current of 0 can be eliminated, and an ideal current waveform 54 shown in FIG. 6B can be obtained.
【００２１】（実施の形態２）図１は、本発明の実施の
形態２に係る電流制御方法が適用されるインバータ回路
の構成を示す図である。(Embodiment 2) FIG. 1 is a diagram showing a configuration of an inverter circuit to which a current control method according to Embodiment 2 of the present invention is applied.
【００２２】前記インバータ回路は、系統連系インバー
タ、低インダクタンスモータ用ドライバなど、負荷イン
ダクタンスの小さい対象に適用される。The inverter circuit is applied to an object having a small load inductance, such as a grid-connected inverter and a driver for a low-inductance motor.
【００２３】インバータ回路１は、ブリッジ接続された
スイッチング素子（ＩＧＢＴ,ＭＯＳ−ＦＥＴ等）Ｓ１
＋，Ｓ１−，Ｓ２＋，Ｓ２−からなる。各スイッチング
素子Ｓ１＋〜Ｓ２−は、図示しない信号発生回路が図示
しない各ゲート駆動回路へ制御信号を送信することでＯ
Ｎ／ＯＦＦ制御される。このインバータ回路１の出力ラ
イン１０には、電流制御装置１１と負荷が接続されてい
る。The inverter circuit 1 includes a bridge-connected switching element (IGBT, MOS-FET, etc.) S1
+, S1-, S2 +, and S2-. Each of the switching elements S1 + to S2- is turned on by a signal generation circuit (not shown) transmitting a control signal to each gate drive circuit (not shown).
N / OFF control is performed. A current controller 11 and a load are connected to an output line 10 of the inverter circuit 1.
【００２４】図２は、図１に示したインバータ回路１の
電流制御を行なう電流制御装置１１の構成を示す図であ
る。FIG. 2 is a diagram showing a configuration of a current control device 11 for controlling the current of inverter circuit 1 shown in FIG.
【００２５】この装置では、所定の電流指令値ｉ＊が減
算器２１に入力され、出力ライン１０における電流検出
値ｉが減算器２１とデッドタイム補償器２２に入力され
る。減算器２１は、電流指令値ｉ＊と電流検出値ｉとの
差Δｉを求め、電流制御器２３へ出力する。電流制御器
２３は、入力したΔｉに従い電圧指令値ｖ＊を加算器２
４へ出力する。In this device, a predetermined current command value i * is input to the subtractor 21, and a current detection value i on the output line 10 is input to the subtracter 21 and the dead time compensator 22. The subtracter 21 calculates a difference Δi between the current command value i * and the current detection value i, and outputs the difference Δi to the current controller 23. The current controller 23 adds the voltage command value v * according to the input Δi to the adder 2.
Output to 4.
【００２６】デッドタイム補償器２２は、入力した電流
検出値ｉを基に、後述する補償処理を行ない、補正電圧
値ｖhを加算器２４へ出力する。加算器２４は、入力し
た電圧指令値ｖ＊と補正電圧値ｖhとを加算した電圧値
ｖ＊＊を出力する。この電圧値ｖ＊＊の電圧が、電流制
御装置１１の図示しない電源から出力ライン１０へ印加
される。The dead time compensator 22 performs a compensation process described later based on the input current detection value i, and outputs a correction voltage value vh to the adder 24. The adder 24 outputs a voltage value v ** obtained by adding the input voltage command value v * and the correction voltage value vh. The voltage having the voltage value v ** is applied to the output line 10 from a power supply (not shown) of the current control device 11.
【００２７】図３は、上記電流制御装置の動作手順を示
すフローチャートである。まずステップＳ１で、デッド
タイム補償器２２は、入力した電流検出値ｉの絶対値｜
ｉ｜と所定のしきい値ｉTとを比較する。そして、｜ｉ
｜がしきい値ｉTを超える場合、ステップＳ２で、ｉ≧
０であれば、ステップＳ３で、補正電圧値ｖhを所定値
ｖTdとする。また、ステップＳ２で、ｉ＜０であれば、
ステップＳ４で、補正電圧値ｖhを所定値−ｖTdとす
る。また、ステップＳ１で、｜ｉ｜がしきい値ｉT以下
である場合、ステップＳ５で、補正電圧値ｖhを０とす
る。FIG. 3 is a flowchart showing the operation procedure of the current control device. First, in step S1, the dead time compensator 22 determines the absolute value | of the input current detection value i.
i | is compared with a predetermined threshold value i T. And | i
Exceeds | threshold value i T , in step S2, i ≧
If 0, at step S3, the corrected voltage value vh and a predetermined value v Td. If i <0 in step S2,
In step S4, the correction voltage value vh and a predetermined value -v Td. If | i | is equal to or smaller than the threshold value i T in step S1, the correction voltage value vh is set to 0 in step S5.
【００２８】前記しきい値ｉTの決定法を以下に示す。
図５にインバータの出力電流と出力電圧パルスの関係を
示す。ＰＷＭ(パルス振幅変調)により図中の出力電圧パ
ルス幅ＴＯＮは、キャリア周期ＴＳ間の電圧平均値が電
圧指令値ｖ＊に等しくなるように決定されるので（１）
式の関係が成り立つ。A method for determining the threshold value i T will be described below.
FIG. 5 shows the relationship between the output current of the inverter and the output voltage pulse. The output voltage pulse width T ON in the figure is determined by PWM (pulse amplitude modulation) so that the average voltage value during the carrier cycle T S becomes equal to the voltage command value v * (1).
The relationship of the expression holds.
【００２９】ｖ＊＝ＴＯＮ／ＴＳ・ＶＤＣ （１） 制御周期ＴＳは出力電圧の基本周期と比較して十分短い
ので、ＴＳ間の電圧ｖＳは一定値で扱うと、パルス幅Ｔ
ＯＮの電圧パルスと電流リプル幅ΔＩには（２）式が成
り立つ。[0029] v * = T ON / T S · V DC (1) since the control period T S is sufficiently shorter than the fundamental period of the output voltage, the voltage v S between T S is the handle at a constant value, pulse Width T
Equation (2) holds for the ON voltage pulse and the current ripple width ΔI.
【００３０】 Ｌ・ｄｉ／ｄｔ＝Ｌ・ΔＩ／ＴＯＮ＝ＶＤＣ−ｖＳ （２） したがって、電流リプル幅ΔＩは（３）式で与えられ
る。L · di / dt = L · ΔI / T ON = V DC −v S (2) Therefore, the current ripple width ΔI is given by equation (3).
【００３１】 ΔＩ＝ＴＳ／Ｌ・ｖ＊ (１−ｖＳ／ＶＤＣ) （３） ところで、同期パルス幅変調方式では、出力電流検出値
ｉは図５に示すように電流リプル幅の中点である「ｏ」
点となる。したがって、｜ｉ｜＜｜ΔＩ／２｜であれ
ば、スイッチング毎に電流符号が正負変化する。このよ
うな動作領域では、デッドタイム補正は不必要である。ΔI = T S / L · v * (1−v S / V DC ) (3) In the synchronous pulse width modulation method, the output current detection value i is equal to the current ripple width as shown in FIG. The point “o”
Points. Therefore, if | i | <| ΔI / 2 |, the current sign changes positive or negative for each switching. In such an operation region, dead time correction is unnecessary.
【００３２】すなわちデッドタイム補正は、表１に示す
ように電流検出値が｜ｉ｜＜｜ΔＩ／２｜の場合はデッ
ドタイム補正量をゼロとし、逆に｜ｉ｜≧｜ΔＩ／２｜
の場合は（４）式によりデッドタイム補正を与える。That is, as shown in Table 1, when the detected current value is | i | <| ΔI / 2 |, the dead time correction amount is set to zero, and conversely, | i | ≧ | ΔI / 2 |
In the case of (1), dead time correction is given by equation (4).
【００３３】 ｖh＝ｓｉｇｎ（ｉ）・ｖＴｄ （４）Vh = sign (i) · v Td (4)
【００３４】[0034]
【表１】 [Table 1]
【００３５】ステップＳ３，Ｓ４，Ｓ５の後、ステップ
Ｓ６で、加算器２１は、電圧指令値ｖ＊と補正電圧値ｖ
hを加算し、電圧値ｖ＊＊とする。After steps S3, S4 and S5, in step S6, the adder 21 sets the voltage command value v * and the correction voltage value v
h is added to obtain a voltage value v ** .
【００３６】図４は、本実施の形態に係るインバータ電
流４１と変調度補正信号４２の波形を示す概略図であ
る。本実施の形態では、インバータ電流４１が正である
場合、正の変調度補正を行ない、インバータ電流４１が
負である場合、負の変調度補正を行なうが、インバータ
電流４１の絶対値｜ｉ｜がしきい値ｉT以下である場合
は変調度補正を行なわない。すなわち、｜ｉ｜がしきい
値ｉT以下である場合、変調度補正信号４２は出力され
ない。FIG. 4 is a schematic diagram showing waveforms of the inverter current 41 and the modulation degree correction signal 42 according to the present embodiment. In the present embodiment, when the inverter current 41 is positive, a positive modulation factor correction is performed, and when the inverter current 41 is negative, a negative modulation factor correction is performed, but the absolute value | i | Is smaller than the threshold value i T , the modulation factor correction is not performed. That is, when | i | is equal to or smaller than threshold value i T , modulation degree correction signal 42 is not output.
【００３７】このように本実施の形態では、インバータ
電流の正負以外に電流値を監視し,電流値の絶対値がし
きい値以下の時は変調度補正を行なわないため、当然過
補正となることはなく、インバータ電流が０の付近（デ
ッドタイム）における電流波形歪を無くすことができ、
図６の（ｂ）に示す理想の電流波形５４が得られる。As described above, in the present embodiment, the current value is monitored in addition to the positive and negative of the inverter current, and when the absolute value of the current value is equal to or less than the threshold value, the modulation degree is not corrected, so that the correction is naturally overcorrected. And the current waveform distortion near the inverter current of 0 (dead time) can be eliminated,
An ideal current waveform 54 shown in FIG. 6B is obtained.
【００３８】なお、本発明は上記各実施の形態のみに限
定されず、要旨を変更しない範囲で適宜変形して実施で
きる。It should be noted that the present invention is not limited to only the above-described embodiments, and can be appropriately modified and implemented without departing from the scope of the invention.
【００３９】[0039]
【発明の効果】請求項１から請求項３に関わる本発明の
電流制御方法によれば、インバータ回路において検出し
た電流値の絶対値が所定のしきい値以下である場合、変
調度の補正を行なわないことで、インバータ回路のデッ
ドタイムにおける電流の変調度補正による電流波形の歪
みを防止し、理想的な電流波形を得ることができる。According to the current control method of the present invention, when the absolute value of the current value detected by the inverter circuit is equal to or smaller than a predetermined threshold value, the modulation degree is corrected. By not performing this, distortion of the current waveform due to correction of the modulation degree of the current during the dead time of the inverter circuit can be prevented, and an ideal current waveform can be obtained.
【図１】本発明の実施の形態に係る電流制御装置が適用
されるインバータ回路の構成を示す図。FIG. 1 is a diagram showing a configuration of an inverter circuit to which a current control device according to an embodiment of the present invention is applied.
【図２】本発明の実施の形態に係る電流制御装置の構成
を示す図。FIG. 2 is a diagram showing a configuration of a current control device according to the embodiment of the present invention.
【図３】本発明の実施の形態に係る電流制御装置の動作
手順を示すフローチャート。FIG. 3 is a flowchart showing an operation procedure of the current control device according to the embodiment of the present invention.
【図４】本発明の実施の形態に係るインバータ電流と変
調度補正信号の波形を示す概略図。FIG. 4 is a schematic diagram showing waveforms of an inverter current and a modulation degree correction signal according to the embodiment of the present invention.
【図５】本発明の実施の形態に係るインバータ出力電圧
パルスとインバータ電流波形の関係を示す概略図。FIG. 5 is a schematic diagram showing a relationship between an inverter output voltage pulse and an inverter current waveform according to the embodiment of the present invention.
【図６】従来例に係るインバータ電流と変調度補正信号
の波形を示す概略図と、補正された電流波形と理想の電
流波形を示す概略図。FIG. 6 is a schematic diagram showing waveforms of an inverter current and a modulation degree correction signal according to a conventional example, and a schematic diagram showing a corrected current waveform and an ideal current waveform.
１…インバータ回路 １０…出力ライン １１…電流制御装置 Ｓ１＋，Ｓ１−，Ｓ２＋，Ｓ２−…スイッチング素子 ２１…減算器 ２２…デッドタイム補償器 ２３…電流制御器 ２４…加算器 Ｌ…負荷 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Inverter circuit 10 ... Output line 11 ... Current control device S1 +, S1-, S2 +, S2 -... Switching element 21 ... Subtractor 22 ... Dead time compensator 23 ... Current controller 24 ... Adder L ... Load
Claims (3)
流の変調度に補正を加える電流制御方法において、 前記インバータ回路において検出した電流値の符号が正
の時はスイッチング変調度が大きくなるよう所定の補正
信号を加算し、検出した電流値の符号が負の時はスイッ
チング変調度が小さくなるよう所定の補正信号を減算す
る変調度補正を行なうことを特徴とする電流制御方法。1. A current control method for correcting a modulation degree of a current in a dead time of an inverter circuit, wherein a predetermined correction signal increases a switching modulation degree when a sign of a current value detected in the inverter circuit is positive. And performing a modulation degree correction for subtracting a predetermined correction signal so as to reduce the switching modulation degree when the sign of the detected current value is negative.
定のしきい値以下である場合、前記変調度の補正を行な
わないことを特徴とする請求項１に記載の電流制御方
法。2. The current control method according to claim 1, wherein in the inverter circuit, when the absolute value is equal to or less than a predetermined threshold, the modulation degree is not corrected.
い値を事前に固定値と定めず可変構造とし、前記しきい
値を電流制御周期毎に計算し設定することを特徴とする
請求項２に記載の電流制御方法。3. The inverter circuit according to claim 2, wherein the predetermined threshold value has a variable structure without being determined in advance as a fixed value, and the threshold value is calculated and set for each current control cycle. The current control method as described.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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-
2000
- 2000-11-15 JP JP2000348168A patent/JP2002159185A/en not_active Withdrawn
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