JP2002119056A - スイッチドモード電源 - Google Patents
スイッチドモード電源Info
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Abstract
て、これがわずかな部材しか有せずかつこのスイッチド
モード電源において小さな損失しか生じないようにする
こと。 【解決手段】 蓄積キャパシタ(C1)と、1次巻線お
よび2次巻線を備えるトランス(TR)と、1次巻線に
直列接続されたスイッチングトランジスタ(T1)とを
有するスイッチドモード電源において、1次巻線は、少
なくとも1つのタップ(A)を有する副巻線(W1a,
W1b)に分割されており、キャパシタ(C2,C3)
がそれぞれ、少なくとも2つの副巻線(W1a,W1
b)に並列接続されていることを特徴とするスイッチド
モード電源を構成する。
Description
源に関しており、ここでこのスイッチドモード電源は、
蓄積キャパシタと、1次巻線および2次巻線を備えるト
ランスと、1次巻線に直列接続されたスイッチングトラ
ンジスタとを有する。このタイプのスイッチドモード電
源は殊に、娯楽向け電子装置、例えばテレビジョンセッ
トおよびビデオレコーダにおけるフライバックコンバー
タとして使用される。
用されるスイッチングトランジスタは、スイッチングモ
ードにおいてできる限り短い導通および遮断時間で使用
され、これによってこのスイッチングトランジスタにお
ける損失が最小化されるようにする。この結果として得
られる遮断時間における電流の中断と、これによって生
じる大きなdi/dtと、このスイッチドモード電源の
遮断フェーズの開始時におけるトランスのインダクタン
スとによって、スイッチングトランジスタに高い電圧ピ
ークが形成される。ここでこの電圧ピークは、蓄積キャ
パシタによって定められる定常電圧値を大きく上回る。
したがってこのスイッチドモード電源が230ボルトの
交流電源系統で動作する場合、1000Vまでの電圧ピ
ークが発生することがあり、これはスイッチングトラン
ジスタにとって危険であり、後者をこの電圧領域に対し
て相応に設計しなければならない。
路を設けることが公知であり、この回路は少なくとも部
分的にこれらの電圧ピークを抑圧する。このタイプの減
衰回路でよく使用されるものは、例えばDE40292
21Aから公知である。ここではダイオードに直列接続
されたキャパシタからなる回路は抵抗が並列接続されて
おり、この回路はトランスの1次巻線に並列に配置され
る。この減衰回路によって、スイッチングトランジスタ
に発生する電圧ピークは、キャパシタによって少なくと
も部分的に抑圧されるか、または蓄積されかつダイオー
ドを介して蓄積キャパシタに実質的に供給されるか、ま
たはキャパシタの放電時に抵抗を介して消費される。
1次巻線に並列接続されたただ1つのキャパシタを減衰
回路として使用することも公知である。しかしながらこ
の回路変形によって、動作状態にする時にスイッチング
トランジスタに比較的高い電流負荷が形成されてしま
う。電圧ピークを減衰するためのさらなる回路変形は、
例えばEP−A−0279335から公知である。
に述べた形式のスイッチドモード電源用減衰回路を改良
して、この減衰回路がわずかな部材しか有せずかつこの
スイッチドモード電源において小さな損失しか生じない
ようにすることである。
モード電源において、本発明の請求項1の特徴部分に記
載された特徴的構成により解決される。本発明の有利な
発展形態は従属請求項に記載されている。
は、蓄積キャパシタと、1次巻線および少なくとも1つ
の2次巻線を備えるトランスと、1次巻線に直列接続さ
れたスイッチングトランジスタとを有する。ここでは1
次巻線は、少なくとも1つのタップを有する副巻線に分
割され、かつ減衰回路としてキャパシタがそれぞれ副巻
線に並列に配置され、有利には各副巻線に配置される。
この手段によって1次巻線それ自体ではなく1次巻線の
副巻線が個別に減衰される。
配置されるキャパシタのキャパシタンスとは有利には、
スイッチングトランジスタが非動作状態にされる時に形
成される発振が、異なる共振周波数を有し、かつこれに
よって少なくとも部分的に互いに打ち消し合うように選
択される。これによってスイッチングトランジスタが非
動作状態にされる時の電圧が効果的に減衰される。しか
しながらキャパシタはここでは直列接続されているた
め、結果的に得られる全キャパシタンスは小さく、これ
によって関連する放電電流は、スイッチングトランジス
タを動作状態にする時に比較的小さくなる。
ら公知のタイプのいわゆる「チャンバ式トランス」(ch
amber transformer)をトランスとして使用可能であ
り、このトランスでは1次巻線は副巻線に分割され、こ
れらの副巻線はコイル外被からなる個別のチャンバに配
置される。ここでは大きなコストをかけずにタップを各
副巻線に設けることができる。
さらに詳しく説明する。
シタC1を有しており、これはトランスTRの1次巻線
に接続されており、かつその電圧U1ないしは電荷によ
ってスイッチドモード電源に必要な電力が供給される。
スイッチングトランジスタT1の電気接続線路1および
2に直列接続された1次巻線はここで、2つの副巻線W
1aおよびW1bに分割されており、かつタップAを2
つの副巻線W1aとW1bとの間に有する。キャパシタ
C2またはC3はそれぞれ、これらの2つの副巻線W1
a,W1bに減衰回路として並列接続されている。
おり、これが負荷に給電する。実践的な実施形態ではこ
のトランスは通常、さらに2次巻線と、1次側にスイッ
チドモード電源の動作に対する補助巻線とを有する。こ
のスイッチドモード電源が230Vの電源系統で動作す
る場合、これは電源の分離(mains isolation)によっ
て設計される。ここでは蓄積キャパシタC1は整流器を
介して電源系統に接続されており、これによって電力を
スイッチドモード電源に供給する。しかしながらスイッ
チドモード電源は、電源の分離を有しないトランスによ
って給電することも可能であり、これは例えばバッテリ
と共にDC−DCコンバータを使用することに行われ
る。
1008から公知のチャンバ式トランスであり、その1
次巻線および2次巻線は複数の副巻線に分割されてお
り、これらの副巻線はチャンバ式コイル外被のチャンバ
に配置されており、1次側および2次側の副巻線はイン
ターリーブされている。この実施例では、キャパシタC
2,C3のキャパシタンスはそれぞれ2.2nFおよび
1nFである。
ランジスタT1はフライバックコンバータとして動作
し、制御接続線路3を介して駆動段Dによって公知のよ
うに制御される。ここではスイッチングトランジスタT
1は例えばMOSFETである。
C3は、関連する副巻線W1a,W1bと共に発振が可
能な系を形成しており、これは互いに依存せず、かつス
イッチングトランジスタT1が非動作状態にされる場合
に励起される。スイッチングトランジスタT1は、導通
フェーズに相応の電流を1次巻線W1a,W1bを介し
て蓄積キャパシタC1から導くため、キャパシタC2お
よびC3は、スイッチングトランジスタT1が非動作状
態にされる時に、関連する副巻線W1aおよびW1bの
インダクタンスによって充電される。したがってスイッ
チングトランジスタT1の入力側1に存在する電圧は、
蓄積キャパシタC1を介する電圧U1を基準にして、キ
ャパシタC2およびC3を介して供給される電圧の和か
ら導出される。減衰回路の2つの共振はここでは発振が
互いに打ち消し合うように選択され、これによって効果
的な発振の減衰が保証されるようにする。これは例えば
共振周波数の比が1:3である場合である。キャパシタ
C2およびC3は直列接続されているため、この減衰回
路の全キャパシタンスは比較的小さく、このためトラン
ジスタT1が動作状態にされる時、放電電流も比較的小
さい。
および電圧線図を参照して詳しく説明する。ここではチ
ャネル1すなわちCH1はスイッチングトランジスタT
1のドレイン接続線路1に存在する電圧U2を、またチ
ャネル4すなわちCH4は、スイッチドモード電源の通
常動作においてスイッチングトランジスタT1を流れる
電流をそれぞれ示している。スイッチングトランジスタ
T1は時点t1およびt3にそれぞれ導通され、時点t
2およびt4にそれぞれ遮断される。
ンジスタT1が動作状態にされる時に相応する電流サー
ジI1が、2つのキャパシタC2およびC3の放電によ
って発生する(チャネルCH4を参照されたい)。つぎ
にスイッチングトランジスタを流れる電流は、トランス
TRのインダクタンスにしたがって連続的に増加する。
時点t2およびt4で、スイッチングトランジスタが遮
断されると、電流はそれぞれ0まで減少する。電圧U2
も相応に時点t2およびt4において急峻に増加し、つ
ぎに緩慢に減衰する。第1のピークにおいて、グリッチ
が明らかに発生しており、これは異なる共振周波数によ
るものである。このピークは比較的小さく、スイッチン
グトランジスタに危険はない。したがって相応に小さな
絶縁耐力を有するタイプを、スイッチドモード電源とし
て選択することができる。
ってただ1つのキャパシタが1次巻線に接続されている
減衰回路に対して、相応する電流および電圧の関係が示
されている。ここでこのキャパシタは2.2nFのキャ
パシタンスを有する。ここでは電圧ピークU4のレベル
は電圧ピークU1と同等であるが、電流サージI2は、
スイッチングトランジスタが動作状態にされる時、すな
わちt1およびt3において著しく大きく、殊にその幅
が著しく広い。この結果、スイッチングトランジスタに
高い熱負荷が発生してしまう。それはスイッチングトラ
ンジスタはこの時間中にはまだ完全には導通されておら
ず、したがって実質的な電圧が、このスイッチングトラ
ンジスタの電流接続路1にまだ存在し、これにより電流
−電圧の積が相応に大きくなるからである。
の副巻線に分割された1つの1次巻線と、付加的なキャ
パシタとによって示されたのである。殊にキャパシタを
放電するための抵抗は不要であり、ここでこの抵抗をふ
つうは大きな電力損失に対して設計しなければならない
のである。
巻線を備えるトランスと、並列接続された2つのキャパ
シタとを有するが、2つ以上の副巻線を備えるトランス
と共に相応に使用することができる。2つの副巻線を有
する場合、これは殊に、100ワット以下の電力領域を
有しかつMOSFETをスイッチングトランジスタとし
て有するフライバックコンバータに有利である。
チドモード電源の簡略化された回路図である。
線図である。
れた、従来技術によるスイッチドモード電源の電圧およ
び電流線図である。
Claims (6)
- 【請求項1】 蓄積キャパシタ(C1)と、1次巻線お
よび2次巻線を備えるトランス(TR)と、1次巻線に
直列接続されたスイッチングトランジスタ(T1)とを
有するスイッチドモード電源において、 前記1次巻線は、少なくとも1つのタップ(A)を有す
る副巻線(W1a,W1b)に分割されており、 キャパシタ(C2,C3)がそれぞれ、少なくとも2つ
の前記副巻線(W1a,W1b)に並列接続されている
ことを特徴とするスイッチドモード電源。 - 【請求項2】 前記の2つのキャパシタ(C2,C3)
のキャパシタンスおよび前記の2つの副巻線(W1a,
W1b)の巻数は、スイッチングトランジスタ(T1)
が非動作状態にされる時に発生する発振が互いに異なる
共振周波数を有し、これによって一方の発振の第1の最
大値と、他方の発振の最小値とが同時に発生するように
選択されている請求項1に記載のスイッチドモード電
源。 - 【請求項3】 一方の副巻線(W1b)に並列接続され
ておりかつスイッチングトランジスタ(T1)に接続さ
れている前記キャパシタ(C3)は、他方の副巻線(W
1a)に並列接続されている他方のキャパシタ(C2)
よりも小さい請求項1または2に記載のスイッチドモー
ド電源。 - 【請求項4】 前記トランス(TR)は、2つの副巻線
(W1a,W1b)と、2つのキャパシタ(C1,C
2)とを有しており、 前記の2つのキャパシタ(C2,C3)のキャパシタン
スおよび前記の2つの副巻線(W1a,W1b)の巻数
は、共振周波数の比が約1:3になるように選択されて
いる請求項1から3までのいずれか1項のスイッチドモ
ード電源。 - 【請求項5】 前記トランス(TR)は、1次側の副巻
線(W1a,W1b)がタップ(A)によって取り出さ
れるチャンバ式トランスである請求項1から4までのい
ずれか1項に記載のスイッチドモード電源。 - 【請求項6】 MOSFETをスイッチングトランジス
タ(T1)として有し、100ワット以下の電力領域内
のフライバックコンバータとして動作する請求項1から
5までのいずれか1項に記載のスイッチドモード電源。
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