KR19990065926A - 부스터교류/직류컨버터와풀브릿지직류/직류컨버터의소프트스위칭을위한무손실스너버회로 - Google Patents

Abstract

본 발명은, 부스터 AC/DC 컨버터 또는 양방향 DC/DC컨버터에 적용하여, 간단한 회로소자의 연결에 의해 구성되는 자체 스너버 회로에서는 전력을 전혀 소모하지 않고도, 공급 또는 DC변환하기 위해 공급되는 전력을 단속하기 위한 회로내의 스위칭소자를 영전압/영전류 상태에서 턴온과 턴오프시키는 부스터 AC/DC컨버터와 양방향 DC/DC 컨버터의 소프트 스위칭을 위한 무손실 스너버회로에 관한 것으로서, 부스터 AC/DC 컨버터에 적용되는 스너버회로는, 종래의 부스터 컨버터에, 직렬 연결된 전류(轉流) 다이오드(Dp)와 스너버 커패시터(Cr)가 컨버터의 입력 승압인덕터(Lb)에 병렬연결되고, 상기 전류 다이오드(Dp)와 스너버 커패시터(Cr)의 연결점과 접지간에 스너버 다이오드(Dr)와 스너버 인덕터(Lr)가 직렬로 연결되어 있으며, 그리고 정류부(FD)의 출력단에 병렬로 연결된 소용량의 입력 커패시터(Cin)가 더 연결됨으로써, 부스터 AC/DC 컨버터 또는 양방향 DC/DC 컨버터에의 적용시에, 적용된 컨버터의 소프트 스위칭을 위한 자체의 전력손실없이도, 컨버터내의 주 스위칭 소자의 스위칭 손실, 환류 다이오드의 역회복 손실 그리고 기생진동에 따른 EMI(Electro-Magnetic Interference)를 줄일 수 있는 효과가 있는 것이다

Description

부스터 교류/직류 컨버터와 풀브릿지 직류/직류 컨버터의 소프트 스위칭을 위한 무손실 스너버 회로

본 발명은 부스터 AC/DC 컨버터와 풀브릿지 DC/DC 컨버터의 소프트 스위칭을 위한 무손실 스너버회로에 관한 것으로서, 더욱 상세하게는 부스터 AC/DC 컨버터 , 양방향 DC/DC 컨버터 또는 풀브릿지 DC/DC 컨버터에 적용하여, 간단한 회로소자의 연결에 의해 구성되는 자체 스너버 회로에서는 전력을 전혀 소모하지 않고도, 공급전력 또는 DC변환하기 위해 공급되는 전력을 단속하기 위한 회로내의 스위칭소자들을 영전압/영전류 상태에서 턴온과 턴오프시킴으로써, 컨버터회로내의 스위칭소자의 스위칭손실 및 다이오드의 역회복손실 그리고 기생진동에 의해 발생되는 전자기파(EMI:Electro-Magnetic Interference)를 줄일 수 있는 부스터 AC/DC컨버터와 양방향 DC/DC 컨버터, 그리고 풀브릿지 DC/DC 컨버터의 소프트 스위칭을 위한 무손실 스너버회로에 관한 것이다.

종래의 전자기기용 전원의 AC/DC 변환을 위한 정류회로에는, 구성이 간단하고 가격이 저렴한 콘덴서 입력형 방식을 적용한 DC전원 장치가 일반적으로 널리 사용되고 있는 데, 이러한 정류방식은 상용교류 입력전압의 첨두치(peak) 부근에서만 전류가 흐르기 때문에, 입력전류 파형이 펄스형이 되어 많은 고조파를 발생시키게 되며, 급속히 발전보급되고 있는 많은 전자기기의 이들 전원에서 발생되는 상기와 같은 고조파전류에 의해 전력계통내의 콘덴서의 소손 및 전원측 변압기 철심의 온도상승 등의 현상이 발생하게 되고, 이는 곧 전원계통과 기타 전기기기에 악영향을 미치게 된다.

따라서, 외국에서는 이러한 고조파 전류를 규제하기 위한 법규(IEC 555-2, 3)를 강화하고 있고, 이러한 문제를 개선, 극복하기 위한 고역률 컨버터(Power Factor Correction Circuit)가 제안/연구되어지고 있으나, 이들 대부분의 제안회로는 하드 스위칭(Hard Switching)을 이용한 정류회로로서, 입력역률을 1로 만드는 제어와 입력전류를 정현파형으로는 만들 수 있지만 스위칭 노이즈(Switching Noise)에 의한 전자기파(EMI) 장해와 스위칭손실 등의 문제점을 대신 내포하고 있으며, 또한, 절연된 DC 출력전압을 얻기위해서는 고역률 컨버터 후단에 절연된 DC/DC 컨버터가 적용되어야 함으로써, 주회로 및 제어회로가 다단(multi stage)으로 구성되는 등, 복잡화되는 단점이 있었다.

도1a는 종래방식에 의한 저가의 절연된 일단(single stage) 승압형 AC/DC컨버터의 구성을 개략적으로 나타낸 것으로서, 풀브릿지(Full Bridge) 다이오드로 구성되어 교류입력을 정류하는 정류부(FD); 승압인덕터(Lb); 풀브릿지 고주파 인버터 스위칭소자(S1,S2,S3,S4); 고주파 변압기(Tr); 및 2차측 정류회로(D5,D6)를 포함하여 구성되어 있다.

도1b는 도1a의 동작시 파형을 도시한 것으로서, 도1b의 동작파형을 참조하여 도1a의 종래의 컨버터의 동작을 설명하면, 좌측 레그(leg)상의 스위칭소자(S1,S4)의 동시 턴온(모드(mode) 0)시( 또는 모드 2에서 우측 레그상의 스위칭소자(S3,S2)의 동시 턴온시 ) 교류입력전원(v _in)이 상기 입력 승압인덕터(Lb)를 매개로 단락됨으로써 상기 입력 승압인덕터(Lb)에 에너지가 저장되고, 다음 순간에 좌측 하단 스위칭소자(S4)는 턴오프, 우측 하단 스위칭소자(S2)가 턴온되는 순간(모드 1)( 또는 모드 3에서와 같이 우측 하단 스위칭소자(S2)의 턴오프, 좌측 하단 스위칭소자(S4)의 턴온 순간 ), 상기 입력 승압인덕터(Lb)에 저장된 에너지의 역 기전압(V_Lb)과 정류된 입력전압(Vin)의 합전압이 상기 고주파 변압기(Tr)에 인가됨으로써 부하에 에너지를 공급하게 된다. 이들 모드 1 ∼ 모드 4의 기간(duration)이 적절히 제어되어 입력전류의 파형을 개선하면서 상기 고주파 변압기(Tr)에 고주파 교류전압을 인가하여, 절연된 직류출력을 얻게될 수 있게 된다.

하지만, 이 방식은 좌측 레그상의 스위칭소자(S1과 S4) 또는 우측 레그상의 스위칭소자(S2과 S3)에서, 턴온된 스위칭소자 중 하나를 턴오프할 때, 상기 승압인덕터(Lb)에 흐르던 전류가 상기 고주파 변압기(Tr)의 누설 인덕턴스(L1)에 의해 상기 고주파 변압기(Tr)로 전류경로가 즉시 형성되지 못하고, 상기 입력 승압인덕터(Lb)의 역기전압이 인버터 스위칭소자의 DC 양단에 발생되어, 스위칭소자 양단의 서어지(surge)전압으로 유기됨으로써, 스위칭소자내의 기생 커패시턴스와 배선 인덕턴스의 진동(Ringing)현상을 일으키고 이에 따라 스위칭소자의 전압 스트레스가 증가하게 된다.

이러한 문제점을 해결하기 위해 상기 스위칭소자(S1,S2,S3,S4)의 DC 양단에, 도2와 같이 제안된 저항-커패시터-다이오드(RCD)의 스너버회로를 부착시켜 스위칭소자의 턴오프시, 상기 입력 승압인덕터(Lb)에 흐르는 전류(I_Lb)의 전류경로를 스너버 다이오드(Ds)와 스너버 커패시터(Cs)를 통해 흐르게 하여 줌으로써, 스위칭소자에 인가되는 서지전압을 흡수하게 하였다.

그러나, 이와 같은 RC 혹은 RCD스너버회로의 적용은, 방전시 상기 스너버 커패시터(Cs)에 충전된 에너지를 스너버 저항(Rs)을 통해 소비하게 함으로써, 스위칭주파수와 입력전압이 높을수록 스위칭손실이 커지게 되고, 이는 에너지의 변환효율을 저감시키게 되는 문제점을 발생시키게 되었다.

한편, 전술한 일반정류 회로에서 발생되는 문제점과 동일한 문제점이 양방향 전력수수가 가능한 DC/DC컨버터에서도 발생하고 있는 데, 이러한 양방향 DC/DC 컨버터는, 축전지 제조회사 등에서 축전지의 시제품(Prototype) 제작 후, 축전지내의 조직력 및 숙성(Ageing)을 위해 축전지를 만충전시겼다가 다시 만충전된 에너지를 70∼80% 방전시키기 위해 저항으로 태운다거나 Thyristo 위상제어 컨버터를 통해 상용 입력전원쪽으로 회생하여 방전시키는 동작을 3-5회 반복 후 출하시키게 되는 데, 이 때 사용되는 기존의 충방전 전원장치가 충전시 80%, 방전시 50%의 낮은 효율특성 및 저 역률특성을 갖고 있으므로, 이를 개선하기 위해 제안사용되고 있는 고역률 고주파 전력변환장치들에서, 전기적절연이 요구되는 경우에 적용사용되고 있다.

도3a는 양방향 전력수수가 가능한 DC/DC 컨버터의 구성을 개략적으로 도시한 것으로서, 1차측 브릿지 스위칭소자(Q1,Q2,Q3,Q4); 고주파 변압기(Tr); 2차측 브릿지 스위칭소자(Qa,Qb,Qc,Qd); 및 출력 인덕터(Lb)를 포함하여 구성되어 있다.

도3a의 양방향 DC/DC컨버터의 순변환 동작시에는 강압형(Step down) 컨버터로서 동작되어, 전기적 절연을 위한 상기 고주파 변압기(Tr)를 통해 출력에 강압된 정전압(또는 정전류)를 공급할 수 있도록, 주로 절연게이트 바이폴라 트랜지스터( IGBT:Insulated Gate Bipolar Transistor )로 구성되는 1차측 브릿지 스위칭소자가 위상천이(Phase Shift) 방식에 의해 스위칭하고, 2차측 브릿지의 스위칭소자의 게이트(Gate)에는 턴온신호를 주지 않음으로써, 2차측 브릿지 스위칭소자의 역병렬(바디:body) 다이오드가 정류기 역활만 하도록 하여 순변환 동작이 이루어지도록 한다.

순변환시의 동작은 기존의 영전압 스위칭(ZVS) 풀브릿지(FB) DC/DC 컨버터에서와 같고, 이에 대한 동작을 간단히 설명하면 다음과 같다.

도3a에서처럼 1차측 브릿지의 스위칭소자(Q2 와 Q4)에 대한 게이트 신호가 1차측의 다른 스위칭소자(Q1 과 Q3)에 대하여 위상천이되게 함으로써, 고주파 변압기(Tr)의 2차측 전압이 영(zero)인 시간간격동안(ΔD) 1차측 브릿지 스위칭소자 중 하나는 항상 턴온되게 제어된다. 예를 들면 1차측 스위칭소자(Q1)가 개방(open)되었을 때, 1차측의 전류(누설분의 전류)는 같은 레그상에 있는 다른 스위칭소자(Q3)의 역병렬(바디:body) 다이오드가 도전하기 시작할 때까지 상기 스위칭소자(Q1)의 기생 캐패시턴스를 충전하면서 전류(轉流)하게 되고, 상기 다른 스위칭소자(Q3)의 역병렬 다이오드가 도전했을 때, 해당 스위칭소자(Q3)는 영전압 조건에서 턴온되게 되며, 또한, 마찬가지로 다른 레그상의 스위칭소자(Q2)가 개방되었을 때 해당 스위칭소자(Q2)의 기생 커패시턴스를 충전하면서, 동시에 상기 고주파 변압기(Tr)의 1차측에 흐르는 전류는 동일 레그상의 다른 스위칭소자(Q4)의 역병렬 다이오드를 통해서 도전하게 된다. 이때 상기 다른 스위칭소자(Q4)를 턴온시킴으로써 해당 스위칭소자(Q4)는 영전압조건에서 턴온되고, 교번전류는 Q4 → Tr → L1(누설 인덕턴스)→ Q3를 통해 흐르게 되는 것이다.

이는, 상기 고주파 변압기(Tr)의 누설 인덕턴스(L1)와 출력측 인덕터(Lb)에 따른 전류를 순환시키기 위한 저 임피던스 경로를 제공하여줌으로써, 기존 하드 스위칭 풀브릿지(FB) 펄스폭 변조(PWM)방식의 컨버터와 관련된 기생진동의 문제를 해결할 수 있게 되며, 1차측 브릿지의 스위칭소자는 소프트 스위칭을 이루게 된다.

하지만, 2차측 브릿지 양단에서는 도4a의 2차측 전압(V_T2)파형에서 보는 바와 같이, 상기 고주파 변압기(Tr)의 누설 인덕턴스(L1)와 스위칭소자의 기생 커패시턴스와의 기생진동에 의한 노이즈와 스위칭 서지전압이 발생되어 스위칭소자를 파괴 시킬수 있는 문제점을 여전히 갖고 있으므로, 스위칭노이즈 및 서지전압을 줄이기위해 도3b에서와 같이 일반 AC/DC 컨버터에서 제안된 바와 같은 RCD 스너버회로(Rs,Cs,Ds)의 부가적용이 제안되었다.

반대로 역변환 동작시는, 강압되어 있는 전압(Vout)으로 부터 더 높은 입력전압(Vin)에 에너지를 공급해 주게 되는 데, 이를 위해서 2차측 브릿지 스위칭소자는 위상천이(Phase-shift) 방식의 부스터(Boost) 승압형(Step up) 컨버터로 동작되도록 구성되고, 1차측의 스위칭소자에는 게이트 신호를 인가하지 않음으로써 1차측의 스위칭소자는 단순 정류기로서 동작되도록 구성되어지게 된다.

역변환 동작은 도4b의 타이밍도에 도시된 바와 같이, Qa와 Qc를 동시 턴온 (모드 0) → Qc 턴오프, Qa와 Qb는 턴온(모드 1) → Qa 턴오프, Qd와 Qb는 턴온(모드 2) → Qb 턴오프, Qc와 Qd는 턴온(모드 3)의 동작을, 고주파 스위칭 제어신호에 의해 반복하여 동작하게 된다.

모드 0(모드 2)의 스위칭소자(Qa와 Qc 또는 Qb와 Qd)를 통해 단락된 상태에서 모드 1(모드 3)로의 전이시, 출력측 인덕터(Lb)에 흐르던 전류가 고주파 변압기(Tr)의 누설 인덕턴스(L1)에 의해 바로 상기 고주파 변압기(Tr)로 흐르지 못하기 때문에, 2차측 브릿지 양단에 전압 서지 및 노이즈를 발생시켜 스위칭소자를 파괴시킬 수가 있게 되는 데, 이를 방지하기 위해서 도3b에서와 같이 제안적용된 RCD스너버회로의 적용이 필요하게 되며, 상기 RCD스너버회로는 모드 전이시에 출력측 인덕터(Lb)에 흐르는 전류에 저 임피던스의 다른 경로를 제공함으로써 임피던스의 급격한 변화가 발생하지 않도록 한다.

하지만 이러한 RCD스너버회로의 적용은 종래의 AC/DC 컨버터에서 전술한 바와 마찬가지로 고주파 변압기 누설 인덕턴스가 클수록 이로 인한 스너버 커패시터 값이 커지고, 입·출력전압과 스위칭주파수가 높을수록 스너버회로에 의한 손실이 증가되는 문제점을 내포하고 있었다.

따라서, 본 발명은 상기와 같은 문제점을 해결하기 위해 창작된 것으로서, 본 발명에서는, 위상천이(Phase-Shift) 제어방식으로 동작하는 부스터 AC/DC 컨버터와 양방향 DC/DC컨버터에 적용되어, 컨버터회로내의 스위칭소자의 스위칭손실 및 기생진동을 제거하면서도 자체의 전력손실은 없는 무손실 스너버회로를 제공하는 데 그 목적이 있는 것이다.

도1a는 종래의 절연된 일단계( single stage ) 승압형(boost) AC/DC 컨버터의 구성을 개략적으로 도시한 것이고,

도1b는 도1a에 도시된 컨버터의 동작시의 파형도이고,

도2는 도1a의 승압형 AC/DC 컨버터에 종래의 RCD 스너버회로를 부가한 구성도이고,

도3a는 종래의 양방향 DC/DC 컨버터의 구성을 개략적으로 도시한 것이고,

도3b는 도3a의 DC/DC 컨버터에 종래의 RCD 스너버회로를 부가한 구성도이고,

도4a 와 4b는 도3a의 양방향 DC/DC 컨버터의 양방향 변환동작시에 나타나는 파형을 순변환과 역변환시에 대해 각각 도시한 것이고,

도5는 본 발명에 따른 무손실 스너버회로가 적용된 절연된 승압형 AC/DC 컨버터의 구성을 도시한 것이고,

도6은 도5의 부스터 AC/DC 컨버터의 동작시에 나타나는 파형도이고,

도7a 내지 7e는 도5의 부스터 AC/DC 컨버터의 각 동작모드에 따라 전류흐름을 위주로 구분도시된 회로도이고,

도8은 DC 입력일 경우에 본 발명에 따른 무손실 스너버회로가 적용된 DC/DC 컨버터의 구성도이고,

도9는 본 발명에 따른 무손실 스너버회로가 적용된 양방향 DC/DC 컨버터의 구성을 도시한 것이고,

도10은 도9의 양방향 DC/DC 컨버터의 역변환(승압형) 동작시의 주요 부분의 파형도이고,

도11은 도9의 양방향 DC/DC 컨버터의 순변환(강압형) 동작시의 주요 부분의 파형도이고,

도12는 풀브릿지 DC/DC 컨버터의 구성을 개략적으로 도시한 것이다.

※ 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명

Cin : 입력 커패시터 Co : 출력 커패시터

Cs, Cr : 스너버 커패시터 D5, D6 : 출력 다이오드

Dp : 전류(轉流) 다이오드 Ds, Dr : 스너버 다이오드

FD : 풀브릿지 정류 다이오드 L1 : 변압기 기생 인덕턴스

Lb : 승압 인덕터 Lo : 출력 인덕터

R : 부하 Rs : 스너버 저항

S1~S4,Q1~Q4,Qa~Qd : 스위칭소자 Tr : 고주파 변압기

상기와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른, AC/DC컨버터에 적용되는 무손실 스너버회로는, 1차측에 입력인덕터의 포함하는 부스터(Boost) AC/DC 컨버터에 있어서, 상호 직렬연결되되 그 양단은 상기 입력인덕터 전단에서 전원입력 양단에 연결되는 제1 및 제2 정류소자와 유도성 소자; 및 상기 입력인덕터 그리고 상기 제1 정류소자와 함께 루프(loop)가 형성되도록 연결된 용량성 소자를 포함하여 구성되되, 상기 제1 정류소자는 상기 입력인덕터과의 연결점으로 전류가 흐르도록 배치되고, 상기 제2 정류소자는 상기 제1 정류소자와 상기 용량성 소자의 연결점으로 전류가 흐르도록 배치된 있는 것에 특징이 있는 것이다.

또한, 본 발명에 따른 양방향 DC/DC 컨버터에 적용되는 무손실 스너버회로는, 변압기 일측(一側)의 전류 입/출력 경로상에 인덕터를 포함하는 양방향 또는 풀브릿지 DC/DC 컨버터에 있어서, 상호 직렬연결되어 상기 인덕터와 함께 루프(loop)를 형성하는 용량성 소자와 제1 정류소자; 및 상호 직렬연결되되 그 양단은, 상기 용량성소자와 상기 제1 정류소자의 연결점에서 접지사이에 연결되는 제2 정류소자와 유도성 소자를 포함하여 구성되되, 상기 제1 정류소자는 상기 연결점에서 전류가 유출되도록 배치되고, 상기 제2 정류소자는 상기 연결점으로 전류가 유입되도록 배치된 것에 특징이 있는 것이다.

본 발명에 따른 부스터 AC/DC컨버터와 양방향 또는 풀브릿지 DC/DC컨버터의 소프트 스위칭을 위한 무손실 스너버회로에서는, 위상천이방식에 의해 브릿지의 한쪽레그의 단락상태에서 파워링모드를 거쳐 다른쪽 레그의 단락상태로 전이되는 과정에서, 상기 용량성 소자에 역충전된 에너지가 상기 제2 정류소자와 상기 유도성소자에 의해 형성되는 경로를 통해 방전하여 정방향 충전하게 되고, 단락된 레그상의 스위칭소자의 개방과 다른 쪽 레그상의 스위칭소자의 단락이 동시에 이루어지는 파워링 모드로의 전환시에는 정방향 충전된 상기 용량성 소자가 다시 상기 제1 정류소자를 통해 방전되면서 역방향으로 충전되게 되며, 이와 같이 역방향 충전된 상태는 다른 쪽 레그상의 스위칭소자의 동시 단락상태가 될 때까지 지속된 후, 동시 단락상태가 되면 전술한 바와 같이 상기 용량성 소자는 상기 제2 정류소자와 상기 유도성소자에 의한 경로를 통해 방전하게 된다.

상기와 같은 과정이 진행되는 동안, 스위칭소자의 턴온과 턴오프의 전환시에상기 용량성소자의 충전(역충전)과 방전이 이루어지게 되고, 이에 의해 이와 연결되어 있는 상기 스위칭소자들은 영전압/영전류 스위칭을 이루게 되며, 본 발명에 따른 스너버회로는 상기의 충방전이 반복적으로 진행되는 동안 저항성분에 의한 손실은 발생하지 않게 되는 것이다.

이하, 본 발명에 따른 부스터 AC/DC 컨버터와 양방향 DC/DC 컨버터의 소프트 스위칭을 위한 무손실 스너버회로의 바람직한 실시예의 구성 및 동작에 대해 첨부된 도면에 의거하여 상세히 설명한다.

도5는 본 발명에 따른 부스터 AC/DC 컨버터의 소프트 스위칭을 위한 무손실 스너버회로가 적용된 부스터 AC/DC 컨버터의 개략적인 구성도로서, 도1a의 컨버터의 구성과는, 직렬 연결된 전류(轉流) 다이오드(Dp)와 스너버 커패시터(Cr)가 컨버터의 입력 승압인덕터(Lb)에 병렬연결되어 있고, 상기 전류 다이오드(Dp)와 스너버 커패시터(Cr)의 연결점과 접지간에 스너버 다이오드(Dr)와 스너버 인덕터(Lr)에 직렬로 연결되어 있으며, 그리고 정류부(FD)의 출력단에 병렬로 연결된 소용량의 입력 커패시터(Cin)가 더 연결되어 있는 것이 상이하다.

도5와 같은 구성을 갖는 부스터 AC/DC 컨버터에서, 좌측 레그에서 우측레그로 스위칭상태가 전이되는 동작시의 파형은, 도6에 나타낸 것처럼 5가지 모드로 나뉘어 지며, 각 모드에서의 전류흐름상태는 도7과 같고, 도7의 각 모드별 회로상에서 굵은 선으로 표시된 부분은 해당모드에서 그 지로를 따라 전류가 흐르고 있음을 나타낸 것이다

이하에서는 무손실 스너버회로가 적용된 부스터 AC/DC 컨버터의 동작을, 상기 구분된 동작모드순으로 도6의 파형도와 도7a내지 7e의 모드별 회로도를 참고하여 상세히 설명한다.

최초 동작모드( 모드 0 )의 설명을 위해 상기 스너버 커패시터(Cr)의 충전전압(Vcr)은 입력전압의 역전압(-Vin)으로 충전되어 있는 것으로 가정한다. 그러나, 이 가정은 최초 설명의 편의를 위한 것일 뿐, 도5의 컨버터가 초기동작에서 일정시간이 흐르게 되면 회로특성상 저절로 획득되게 조건으로서, 단지 설명의 편의만을 위한 것일 뿐이다.

모드 0 (t ₀ -t ₁ )

턴온되어 있던 스위칭소자(S3)의 턴오프와 동시에 턴오프되어 있던 다른 레그상의 스위칭소자(S1)가 턴온되면(t₀), 교류 입력전원(Vac)로부터 정류 다이오드(FD), 입력 승압인덕터(Lb)와 스위칭소자(S1,S4)가 단락회로를 형성하게 되고, 이에 따라 흐르게 되는 인덕터 전류(I_Lb)는 상기 승압인덕터(Lb)에 에너지를 축적시키면서 그 크기가 상승하게 된다. 이 때, 상기 승압 인덕터 전류(I_Lb)의 흐름과 동시에, 상기 스너버 다이오드(Dr)와 상기 스너버 인덕터(Lr)에 의해 형성된 경로를 통해 단락된 스위칭소자(S1,S4)를 흐르게 되는 상기 스너버 커패시터(Cr)의 방전전류(Icr)는 상기 승압 인덕터전류(I_Lb)와 합해져서, 도7a의 모드 0에서와 같이 단락된 주 스위칭소자(S1,S4)를 통해 흐르기 시작한다.

또한, 고주파 변압기(Tr)의 누설 인덕턴스(L1)에 축적되어 있던 에너지는 스위칭소자(S4) 및 턴오프되어 있는 스위칭 소자(S2)의 역변환 다이오드의 경로로 순환한다. 이 모드동안 상기 스너버 커패시터(Cr)의 충전전압(Vcr)은 도6에서 보는 바와 같이 입력전압의 역전압(-Vin)에서 입력전압(+Vin)까지 역충전되고, 역충전이 완료되면서 방전전류(Icr)가 0이 되면 이 모드가 종료되고 다음 모드가 진행된다.

모드 1 (t ₁ -t ₂ )

상기 스너버 커패시터(Cr)의 공진전류(Icr)가 0이 되는 순간(t₁), 이 모드가 시작되면서, 도7b의 모드 1에서와 같이 단락된 스위칭소자(S1과 S4)에는 교류전원(Vac)과 상기 승압인덕터(Lb)로 부터 공급되는 전류(I_Lb)만이 흐르게 되고, 이전 모드(모드 0)에 이어서 계속하여 상기 승압인덕터(Lb)가 교류전원(Vac)으로부터 에너지를 축적하게 되는 부스터(Boost) 모드가 진행된다.

이때도, 이전 모드(모드 0)에서와 같이 상기 고주파 변압기(Tr)의 누설 인덕턴스(L1)의 에너지에 의한 순환전류는 계속해서 흐르게 되고, 스위칭소자(S4)가 턴오프할 때까지 상기 승압인덕터(Lb)에는 부스터 모드로서 에너지를 계속 저장하게 되며, 이 모드동안에는 상기 고주파 변압기(Tr)의 1차권선이 스위칭소자(S1과 S4)를 통해 단락되어 있으므로, 상기 고주파 변압기(Tr)의 1차전압은 0을 유지하게 되어, 상기 고주파 변압기(Tr) 2차측단에 에너지가 전달되지 않게 되며, 따라서 이 모드동안에는 출력 커패시터(Co)에 저장되어 있는 에너지가 부하에 방전공급하게 된다.

모드 2 (t ₂ -t ₃ )

이전모드에서 턴온되어 있던 스위칭소자(S4)를 턴오프하고, 동시에 다른 레그상의 스위칭소자(S2)를 턴온하면(t₂), 이 모드가 시작되는 데, 초기에는, 상기 승압인덕터(Lb)에 저장되어 있던 에너지가, 스위칭소자(S1) → 누설인덕터(Ll) → 고주파 변압기(Tr) → 스위칭소자(S2)의 높은 임피던스 경로보다는, 도7c의 모드 2에 대한 회로도에서 보는 바와 같이, 상기 스너버 커패시터(Cr) 및 상기 전류(轉流)(Commutation) 다이오드(Dp)에 의해 형성되는 낮은 임피던스의 경로를 통해 전류가 흐르게 되면서, 상기 스너버 커패시터(Cr)의 충전전압(Vcr)이 +Vin에서 서서히 방전하기 시작한다. 이에 따라, 스위칭소자(S4,S2)의 양단전압은 영전압에서 서서히 변하게 되고, 전류 또한 저 임피던스의 스너버회로 경로를 흐르게 되므로 상기 스위칭소자(S4,S2)는 영전압, 영전류(ZVS, ZCS)상태에서 턴오프 및 턴온하게 된다.

또한, 모드전환으로부터 어느 정도 시간이 지나게 되면서, 상기 스너버 커패시터(Cr)의 전압(Vcr)이 방전하여 0으로 감소되면, 입력전압(Vin)과 상기 승압인덕터(Lb)의 역전압(V_Lb)의 합전압(Vin+V_Lb)이 스위칭소자(S1)와 고주파 변압기(Tr), 그리고 다른 레그상의 스위칭소자(S2)의 경로를 통해 상기 고주파 변압기(Tr)의 1차측에 서서히 인가되기 시작함으로써, 상기 고주파 변압기(Tr)의 2차측에 에너지를 전달하게 된다. 이와 같이 서서히 증가되면서 인가되는 1차측에 따라 2차측에 서서히 유기되는 에너지에 의해, 출력 다이오드(D5 또는 D6)가 영전압/영전류 상태에서 턴온되게 되므로, 다이오드의 역회복손실 및 전압 스트레스 또한 발생하지 않게 된다.

이 모드동안 상기 승압인덕터(Lb)의 후단의 전압이 상승하여, 상기 스너버 커패시터(Cr)의 방전전류(Icr)가 상기 전류 다이오드(Dp)를 통해 흐르게 되고, 이에 따라 교류전원(Vac)으로부터 공급되는 교류전류(Iac)가 입력되지 않는 단속현상이 발생하게 되는 데, 상기 정류부(FD) 후단에 연결된 입력 커패시터(Cin)는, 이 때 입력전류(Iac)의 경로를 도7c의 모드 2의 회로도에서와 같이 형성함으로써, 상기와 같은 전류 단속 즉, 불연속모드의 동작현상을 제거하게 되고, 이에 따라 입력교류전류(Iac)가 연속적으로 흐르게 된다.

상기 스너버 커패시터(Cr)의 충전전압이 0에서 입력전압의 역전압(-Vin)으로 완전히 재충전되면 이 모드는 종료되고 다음 모드로 진행되게 된다.

모드 3 (t ₃ -t ₄ )

상기 스너버 커패시터(Cr)의 방전전류(Icr)가 0이 되는 시점(t₃)에서, 상기 스너버 커패시터(Cr)의 충전전압(Vcr)은 입력전압의 역전압(-Vin)으로 재충전됨으로써 상기 스너버회로를 통한 전류흐름은 중단되고, 상기 승압인덕터(Lb)에 저장된 에너지는 상기 고주파 변압기(Tr)를 거쳐, 변압기(Tr)의 2차측 양단의 출력 커패시터(Co)를 통해 평활되어 부하에 에너지가 공급되는, 도7d의 모드 3과 같은 전류흐름을 갖는 파워링(powering) 모드가 지속되게 된다.

모드 4 (t ₄ -t ₅ )

이전 모드에서 턴온되어 있던 스위칭소자(S1)가 턴오프되고, 이와 동시에 다른 레그상의 스위칭소자(S3)가 턴온되면(t₄), 모드 0에서와 같이 교류 입력전원(Vac)으로부터 정류부(FD), 승압인덕터(Lb), 그리고 현재 턴온되어 있는 동일 레그상의 스위칭소자(S2)를 통해 단락회로를 형성하면서, 상기 승압인덕터(Lb)에 에너지를 다시 축적시키게 되고, 상기 스너버 커패시터(Cr)의 충전전압(Vcr)은 이전모드에서 충전되어 있던 입력전압의 역전압(-Vin)에서 정 입력전압(+Vin)까지 역충전되고, 역충전이 완료됨으로써 방전전류(Icr)가 0이 되면 이 모드는 종료된다.

이 모드는, 단락되어 있는 스위칭소자의 레그가 좌측에서 우측으로 전이된 모드이며 이 후의 동작은 전술한 모드 1이후의 동작과정에 따라 다시 좌측의 레그가 단락된 상태로 전이되게 되며, 이러한 동작이 위상천이 제어방식에 따라 계속적으로 반복하여 이루어지면서, 컨버터내의 스위칭소자는 영전압/영전류 스위칭에 의해 스위칭 손실없이 부하에 평활된 DC성분의 전력을 공급하게 되는 것이다.

도8은 승압형 컨버터가 도5의 교류 입력전원대신 직류 입력전원일 경우에 본 발명에 따른 무손실 스너버회로가 적용된 승압형 소프트스위칭 DC/DC 컨버터를 도시한 것이며, 그 동작은 모드에 따라 구분하여 상세히 전술한 바와 동일하게 이루어진다.

도9는 본 발명에 따른 양방향 DC/DC 컨버터의 소프트 스위칭을 위한 무손실 스너버회로가 적용된 양방향 DC/DC 컨버터의 개략적인 구성도로서, 도3a의 컨버터의 구성과는, 직렬 연결된 전류(轉流) 다이오드(Dp)와 스너버 커패시터(Cr)가 컨버터의 2차측 출력 인덕터(Lb)에 병렬연결되어 있고, 상기 전류 다이오드(Dp)와 스너버 커패시터(Cr)의 연결점과 접지간에 스너버 다이오드(Dr)와 스너버 인덕터(Lr)가 직렬로 더 연결되어 있는 것이 상이하다.

도9의 양방향 DC/DC 컨버터가 역변환으로 즉, 승압형(step up)으로 동작할 때는, 1차측의 스위칭소자(Q1,Q2,Q3,Q4)에 게이트 전압을 인가하지 않아, 각 스위칭소자(Q1,Q2,Q3,Q4)의 바디(body) 다이오드가 2차측으로부터 1차측에 유기되는 전력을 정류시키는 동작을 하게 되며, 이 때는 상기 출력 인덕터(Lb)가 부스터 인덕터로 작용함으로써 그 구성과 동작이 도5의 전술한 부스터 AC/DC 컨버터와 동일하게 되므로, 이 역변환 동작시에 얻어지는 동작파형인 도10은 도6의 파형도와 완전 동일하게 된다. 따라서, 도9의 양방향 DC/DC 컨버터의 역변환 동작에 대한 설명은 생략하고 순변환 동작에 대해서만 이하에서 설명한다.

도11은 도9의 양방향 DC/DC 컨버터가 순변환, 즉 강압형( step down )으로 동작할 때의 파형도로서, 도11의 파형도를 참조하여, 본 발명에 따른 소프트 스위칭을 위한 무손실 스너버회로가 적용된 도9의 양방향 DC/DC 컨버터의 순변환 동작에 대해 동작모드별로 나누어서 상술한다.

순변환동작에서는 2차측 브릿지 스위칭소자(Qa,Qb,Qc,Qd)에는 게이트 신호가 인가되지 않아 모두 턴오프되어 있게 되며 각 스위칭소자(Qa,Qb,Qc,Qd)의 역병렬의 바디 다이오드가 정류기 역할만 수행하게 된다.

이 상태에서의 순변환동작의 설명을 위해, 초기모드가 시작되는 스위칭시점(t₀) 이전상태에서는 2차측 스위칭소자의 바디 다이오드를 통해서 출력 인덕터(Lb) 전류가 프리휠링(freewheeling)하고 있고, 스너버 커패시터(Cr) 전압은 부의 출력전압(-Vout)으로 역 충전상태에 있다고 가정한다. 이러한 충전상태의 가정은 단지 설명의 편의를 위한 것이며, 도9의 양방향 DC/DC 컨버터의 순변환동작의 안정상태에서는 자연적으로 취득되는 조건이 된다.

모드 0 (t ₀ -t ₁ )

스위칭소자(Q1)가 턴온되어 있는 상태에서 다른 레그상의 스위칭소자(Q2)가 턴온되면(t₀), 고주파 변압기(Tr)를 통해 전류경로가 형성되어 1차측에는 위상천이(Phase-shift)값 변화에 따른 입력전압이 인가되고, 이로 인해 상기 고주파 변압기(Tr)의 2차측에 전압이 유기된다. 이때, 스너버 커패시터(Cr)의 양단전압(Vcr)은 출력전압의 부의 전압(-Vout)으로 충전되어 있으므로, 2차측에 유기된 전압은 출력전압과 더해져 0(Vcr+Vout)이 되고, 따라서 상기 고주파 변압기(Tr)의 2차측전압(V_T2)은 영전압에서 상기 스너버 커패시터(Cr)의 방전에 따라, 도11에서 보는 바와 같이 서서히 증가하면서, 프리휠링(freewheeling)하고 있는 2차측 부스터 브릿지 IGBT 스위칭소자(Qa,Qb,Qc,Qd)의 바디 다이오드에 인가된다. 따라서, 2차측 스위칭소자의 바디 다이오드는 영전압 조건에서 턴온되어 전류를 흘리게 되며, 또한, 바디 다이오드의 역회복시간(Reverse Recovery Time)에 따른 역회복 손실을 저감하게 된다.

모드 1 (t ₁ -t ₂ )

상기 고주파 변압기(Tr)의 2차측에 전류가 흐르면서, 방전되고 있던 상기 스너버 커패시터(Cr)의 전류가 0이 되는 시점(t₁)에서, 상기 스너버 커패시터(Cr)의 전압(Vcr)은 출력인덕터(Lb)의 전압(V_Lb)( 이 때의 전압은 2차측 전압(V_T2)과 출력전압(Vout)의 차전압이 된다 )으로 충전되어 머물게 되고, 이 모드동안(t₁∼t₂) 컨버터는 입력전력을 부하측으로 전달하는 파워링 모드가 된다.

모드 2 (t ₂ -t ₄ )

파워링 모드가 지속되는 도중 턴온되어 있던 스위칭소자(Q1)가 턴오프되면(t₂), 상기 고주파 변압기(Tr)의 1차측전압은 스위칭소자(Q3)의 바디 다이오드 → 고주파 변압기(Tr) → 턴온되어 있는 스위칭소자(Q2)로 이루어지는 저임피던스 경로를 통하여 순환하게 되므로 0전압이 되고, 이에 따라 상기 고주파 변압기(Tr) 2차측 전압(V_T2)도 0이 되어, 상기 고주파 변압기(Tr)의 2차측전압(V_T2)과 출력전압(Vout)의 차전압으로 충전되어 있던 상기 스너버 커패시터(Cr)의 전압은, 스너버 인덕터(Lr) → 스너버 다이오드(Dr) → 스너버 커패시터(Cr) → 출력인덕터(Lb) → 출력 커패시터 또는 부하를 통하여 방전하기 시작하여 0전압이 되고, 이와 동시에 출력인덕터(Lb)의 전류는 2차측 스위칭소자의 바디 다이오드를 통해서 환류하기 시작한다.

그리고, 상기 스너버 커패시터(Cr)의 전압은 상기 스너버 인덕터(Lr)에 축적된 에너지의 전이에 의해 다시 부의 출력전압(-Vout)만큼 역충전된 후, 상기 스너버 인덕터(Lr)에 축적되어 있던 에너지는 초기화된다.

모드 3 (t ₄ -t ₆ )

스위칭소자(Q3)가 턴온되어 있는 상태에서 다른 레그상의 스위칭소자(Q2)의 턴오프(t₅)후 다른 스위칭소자(Q4)가 턴온되면(t₅), 턴온/턴오프되는 레그상의 차이만 상이할 뿐, 모드 0에서와 동일한 상태가 되고 따라서 모드 0에서와 같은 동작이 반복되게 된다.

따라서, 순변환 동작중, 스위칭소자(Q1,Q2)의 턴온시(t₀)( 또는 스위칭소자(Q3,Q4)의 턴온시(t₅) ), 상기 고주파 변압기(Tr)의 누설 인덕턴스(L1)와 2차측 부스터 브릿지 스위칭소자(Qa,Qb,Qc,Qd)의 기생 커패시턴스에 의해, 상기 고주파 변압기(Tr)의 2차측 스위칭소자(Qa,Qb,Qc,Qd)에서 발생되는 기생진동 및 첨두치(peak) 서지전압은, 순변환 동작시에 본 발명에 따른 무손실 스너버회로의 동작에 따른 영전압 스위칭에 의해, 저감되게 되는 것이다.

또한, 전술한 바와 같이 동작하는 양방향 DC/DC 컨버터의 순변환동작은 도12와 같은 풀브릿지 DC/DC 컨버터의 2차측이 스위칭소자의 역병렬, 즉 바디 다이오드에 의해 구성되는 것이 상이할 뿐, 그 구성과 동작이 도12의 풀브릿지 DC/DC 컨버터와 기본적으로 동일하므로 본 발명에 따른 무손실 스너버회로가 도12의 풀브릿지 DC/DC 컨버터의 2차측에도 적용되어, 전술한 순변환동작시의 모드별로 구분되는 동작과 동일한 동작이 수행됨으로써, 이에 따른 영전압 스위칭에 의한 스위칭손실 제거와 다이오드의 역회복손실을 저감할 수가 있게 된다.

상기와 같이 구성되는 본 발명에 따른, 부스터 AC/DC컨버터와 양방향 DC/DC컨버터의 소프트 스위칭을 위한 무손실 스너버 회로는, 부스터 AC/DC 컨버터, 양방향 DC/DC 컨버터 또는 풀브릿지 DC/DC 컨버터에의 적용시에, 적용된 컨버터의 소프트 스위칭을 위한 자체의 전력손실없이도, 컨버터내의 주 스위칭 소자의 스위칭 손실, 환류 다이오드의 역회복 손실 그리고 기생진동에 따른 전자기파(EMI:Electro-Magnetic Interference)를 줄일 수 있는 효과가 있는 것이다.

Claims (3)

1차측에 입력인덕터의 포함하는 부스터(Boost) AC/DC 컨버터에 있어서,

상호 직렬연결되되 그 양단은 상기 입력인덕터 전단에서 전원입력 양단에 연결되는 제1 및 제2 정류소자와 유도성 소자; 및

상기 입력인덕터 그리고 상기 제1 정류소자와 함께 루프(loop)가 형성되도록 연결된 용량성 소자를 포함하여 구성되되,

상기 제1 정류소자는 상기 입력인덕터와의 연결점으로 전류가 흐르도록 배치되고, 상기 제2 정류소자는 상기 제1 정류소자와 상기 용량성 소자의 연결점으로 상기 유도성소자를 통해 전류가 흐르도록 배치된 부스터 AC/DC 컨버터의 소프트 스위칭을 위한 무손실 스너버 회로.

상기 입력인덕터 전단에서 전원입력 양단에 연결되는 별도의 용량성 소자를 더 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 부스터 AC/DC 컨버터의 소프트 스위칭을 위한 무손실 스너버 회로.

변압기 일측(一側)의 전류 입/출력 경로상에 인덕터를 포함하는 풀브릿지 DC/DC 컨버터에 있어서,

상호 직렬연결되어 상기 인덕터와 함께 루프(loop)를 형성하는 용량성 소자와 제1 정류소자; 및

상호 직렬연결되되 그 양단은, 상기 용량성소자와 상기 제1 정류소자의 연결점에서 접지사이에 연결되는 제2 정류소자와 유도성 소자를 포함하여 구성되되,

상기 제1 정류소자는 상기 연결점에서 전류가 유출되도록 배치되고, 상기 제2 정류소자는 상기 연결점으로 전류가 유입되도록 배치된 풀브릿지 DC/DC 컨버터의 소프트 스위칭을 위한 무손실 스너버 회로.