JP2002057538A - 増幅回路 - Google Patents
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Abstract
ノイズが現われるのを可及的に防止することを可能にす
る。 【解決手段】 反転入力端子と非反転入力端子とを有す
る演算増幅器10と、一端に信号が入力され、他端が演
算増幅器の反転入力端子に接続された第1の抵抗R1
と、演算増幅器の反転入力端子と出力端子間に設けられ
た第2の抵抗R2と、演算増幅器の非反転入力端子と駆
動電源間に設けられた第3の抵抗R3と、演算増幅器の
非反転入力端子と接地電源間に設けられた第4の抵抗R
4と、一端が演算増幅器の非反転入力端子に接続され、
他端が容量を介して接地電源に接続された第5の抵抗R
5と、演算増幅器の反転入力端子と出力端子とを短絡す
る第1のアナログスイッチSW1と、第5の抵抗の両端
を短絡する第2のアナログスイッチSW2と、を備え、
第1のアナログスイッチと第2のアナログスイッチがほ
ぼ同時にON/OFFするように構成したことを特徴と
する。
Description
9に示す。この第1の例の増幅回路は反転型増幅回路で
あって、演算増幅器10を有している。この増幅回路の
入力電圧eiは中点電位VREFを平均値とする。今、
電源リップルerに係数aをかけたa・erが入力電圧
eiに重畳しているとする。図19に示す増幅回路の出
力eoは、次式で表わされる。
する。そこで公開技法(本出願人が発行)において図2
0に示す増幅回路が提案されている。この増幅回路で
は、オペアンプの正入力側にb・erなるノイズを入力
することで負入力からのノイズを打ち消している。ここ
で正入力側からのゲインは、(R1+R2)/R1であ
るから b・er・(R1+R2)/R1=(R2/R1)・
(a・er) となればノイズを打ち消すことができる。よって b=a・R2/(R1+R2) となるように抵抗R3〜R5を決めればよい。但し抵抗
R5には直列に容量Cが接続されるので、中点電位VR
EFは抵抗R3,R4のみで決定し、交流分は b=(R4//R5)/(R3+R4//R5) =(R4・R5)/(R3・R4+R3・R5+R4・R5) で決める。ここで記号「//」は並列接続したときの抵抗
値を示す。例えばR4//R5は抵抗R4,R5を並列接
続したときの抵抗値を示す。
還抵抗R2をショート(短絡)することによりアナログ
ミュートを行う回路を考える。コントロール信号MTが
HとなるとスイッチSWがショート状態となるとする。
この時アンプは正入力側からみるとポルテージフォロア
になっている。つまり反転入力からの出力は0で正側入
力の電圧がそのまま出力される。この場合当然交流出力
は b・er=(R4//R5)/(R3+R4//R5)=
(R4・R5)/(R3・R4+R3・R5+R4・R
5)・er となり、電源リップルが出力に出てしまう。さらに悪い
ことに、アナログミュートにより入力信号は出力されな
いので、なおさらノイズが目立ってしまう。
る。
路系の基準電位(グランド)間にノイズが発生するメカ
ニズムを説明する図である。二つの回路系間の矢印は信
号のやりとりの方向を示す。第1回路系から第2回路系
への信号の受け渡しにトータルでI1の電流が流れ、第
2回路系から第1回路系は信号の受け渡しにトータルで
I2の電流が流れるとすると、二つの基板の基準電位間
の接続ラインには回路系1から回路系2へI1−I2な
る電流が流れる。さらに、この接続ラインがアンテナの
役割を果たす場合、電波の形で入り込むノイズによる電
流Inも流れる。この基準電位接続ラインがインピーダ
ンスZを持っているとすると、二つの回路系間の基準電
位差Vxは Vx=Z・(I2−I1+In) で表される。
渡しの際に必ず発生するものであり、システムが大きく
なり、デジタル回路が増えるとともに大きくなる。又、
Inもデジタル回路が増えて不要放射が増加し、かつ、
基準電位接続ラインが長くなる程大きくなる。よって、
大規模でかつデジタル部が大きなシステムほど、基準電
位差Vxは大きくなると考えられる。
ングコンデンサでカットすることができるが、AC成分
はアナログ信号の受け渡しの際に信号成分に重畳し、伝
達性能を悪化させてしまう。
け渡し回路が使われていた。図22は、この信号受け渡
し回路の一例である。この回路は、信号出力側の第1回
路系の出力段に設けられ、送信すべき信号ei1の差動
信号eo+,eo−を生成する反転型アナログアンプ
1,2,3よりなる増幅回路と、信号入力側の第2回路
系の入力段に設けられ、差動信号eo+,eo−が入力
される差動アンプ15と、差動信号を伝播する2本の信
号ラインにより構成される。差動出力で信号を送信し、
差動入力で信号を受信することにより、基準電位が共通
でないことにより発生するノイズ成分をキャンセルして
いる。すなわち、図22において R2/R1=1, R21/R11=R22/R12=
A とすると、第1回路系の第1基準電位から見た第1回路
系の出力電位eo+とeo−は、 eo+=A・ei1, eo−=−A・ei1 となる。第2回路系の差動アンプ15から見たeo+と
eo−は第2回路系の第2基準電位を基準とするので、 eo+=A・ei1+Vx, eo−=−A・ei1+
Vx となる。第2回路系の差動アンプのゲインをA’とする
と、差動アンプ15の出力電位eo2は、 eo2=A’・[(eo+)−(eo−)] =A’・[(A・ei1+Vx)−(−A・ei1+Vx)] =2A’・A・ei1 となりノイズVxが出力電位eo2に現れないようにす
ることができる。
り、送信側において3個の出力アンプと2本の信号ライ
ンが必要となり、さらに信号を受ける側においても差動
入力が必要となるため、コストや占有面積が増大する。
(特開平9−312525号公報参照)。
ei1は抵抗R1を介して演算増幅器10の反転入力端
子に供給され、反転入力端子と出力端子は抵抗R2を介
して接続されてアナログアンプ1を構成している。アナ
ログアンプ1の出力は第2回路系のアナログアンプ2の
入力に接続されている。又、第2回路系の基準電位はカ
ップリングコンデンサCを介して第1回路系の基準電位
差キャンセル回路17の入力端子INに接続される。基
準電位差キャンセル回路17は、DC的にはVDDを抵
抗R3,R4で分圧して出力oUTに出力する分圧回路
であり、AC的には基準電位差キャンセル回路17の入
力端子INに入ったノイズをR5と、R3とR4の並列
抵抗とで分圧しoUTに出力する分圧回路である。
電圧が供給されるので出力端子oUTでのAC成分出力
はen en=−Vx・(R3//R4)/[(R3//R4)+R5] =−Vx・(R3・R4)/[R3・R4+R4・R5+R3・R5] アナログアンプ1の+入力側から見たACゲインは(R
1+R2)/R1であるからアナログアンプ1の出力で
のノイズenoは、 eno=−Vx・(R3・R4)(R1+R2)/[R
1(R3・R4+R4・R5+R3・R5)] となる。ここで (R3・R4)(R1+R2)/[R1(R3・R4+
R4・R5+R3・R5)]=1 となるように抵抗値を設定すれば、 eno=−Vx となる。よって、eo1は eo1=−(R2/R1)・ei1−Vx となる。一方第2回路系のアナログアンプは第2基準電
位を基準にしているので となり、異なる基準電位差間のノイズVxを除去するこ
とができる。例えばR1=R2=R,R3=R4=r
とすると R5=r/2 に設定すればVxをキャンセ
ルできる。
較して接続ラインが少なくて済み、回路規模も小さくで
きる。
帰還抵抗をショートして入力信号を遮断するアナログミ
ュート回路が施される場合が出てきた。図25にその回
路例を示す。このアナログミュートがONするとR2が
ショートされるので+入力からみたゲインは1となり、
eo2のところでVxをキャンセルできなくなってしま
う。例えばR1=R2=R,R3=R4=r,R5=r
/2 の場合、 eo1=−(0/R)・ei1−Vx/2 =−Vx/2 eo2=Vx/2 となり、Vx/2のノイズがアナログアンプ2に入力さ
れてしまう。この場合アナログミュートによって入力信
号は0となるので、このVx/2なるノイズは非常に耳
障りになる。
考慮してなされたものであって、アナログミュートをか
けた場合も出力側にノイズが現れるのを可及的に防止す
ることのできる増幅回路を提供することを目的とする。
は、反転入力端子と非反転入力端子とを有する演算増幅
器と、一端に信号が入力され、他端が前記演算増幅器の
反転入力端子に接続された第1の抵抗と、前記演算増幅
器の反転入力端子と出力端子間に設けられた第2の抵抗
と、前記演算増幅器の非反転入力端子と駆動電源間に設
けられた第3の抵抗と、前記演算増幅器の非反転入力端
子と接地電源間に設けられた第4の抵抗と、一端が前記
演算増幅器の非反転入力端子に接続され、他端が容量を
介して接地電源に接続された第5の抵抗と、前記演算増
幅器の反転入力端子と出力端子とを短絡する第1のアナ
ログスイッチと、前記第5の抵抗の両端を短絡する第2
のアナログスイッチと、を備え、前記第1のアナログス
イッチと前記第2のアナログスイッチがほぼ同時にON
/OFFするように構成したことを特徴とする。
端子と非反転入力端子とを有する演算増幅器と、一端に
信号が入力され、他端が前記演算増幅器の反転入力に接
続された第1の抵抗と、前記演算増幅器の反転入力端子
と出力端子間に設けられた第2の抵抗と、前記演算増幅
器の非反転入力端子と駆動電源間に設けられた第3の抵
抗と、前記演算増幅器の非反転入力端子と接地電源間に
設けられた第4の抵抗と、一端が前記演算増幅器の非反
転入力端子に接続され、他端が容量を介して接地電源に
接続された第5の抵抗と、前記第5の抵抗の両端を短絡
するアナログスイッチと、を備え、前記第2の抵抗は第
1所定値から段階的に短絡状態に抵抗値を変化し、又短
絡状態から段階的に前記第1所定値に抵抗値を変化し、
前記アナログスイッチは概略前記第2の抵抗が第2所定
値から段階的に短絡状態に抵抗値を変化している間にO
Nし、前記短絡状態から段階的に前記第2所定値に抵抗
値を変化している間にOFFするように構成したことを
特徴とする。
端子と非反転入力端子とを有する演算増幅器と、一端に
信号が入力され、他端が前記演算増幅器の反転入力端子
に接続された第1の抵抗と、前記演算増幅器の反転入力
端子と出力端子間に設けられた第2の抵抗と、前記演算
増幅器の非反転入力端子と駆動電源間に設けられた第3
の抵抗と、前記演算増幅器の非反転入力端子と接地電源
間に設けられた第4の抵抗と、一端が前記演算増幅器の
非反転入力端子に接続され、他端が容量を介して接地電
源に接続された第5の抵抗と、を備え、前記第2の抵抗
は第1所定値から段階的に短絡状態に抵抗値を変化し、
又短絡状態から段階的に前記第1所定値に抵抗値を変化
し、前記第5抵抗は第2所定値から段階的に短絡状態に
抵抗値を変化し、又短絡状態から段階的に前記第2所定
値に抵抗値を変化し、前記第2の抵抗と前記第5の抵抗
は概略同一時刻に前記所定値から段階的に短絡状態に抵
抗値を変化し、概略同一時刻に前記短絡状態から段階的
に前記所定値に抵抗値を変化するように構成されている
ことを特徴とする。
ミュートOFF時には第1の基準電位に基づいて第1の
信号を増幅し、アナログミュートON時にはゲインが0
となるアナログアンプを有する第1の回路系と、前記第
1の回路系のアナログアンプの出力端に接続され、第2
の基準電位に基づいて前記アナログアンプの出力信号を
増幅する第2の回路系と、入力端子が容量を介して前記
第2の回路系の第2の基準電位に接続され、出力信号が
前記第1の信号とともに前記アナログアンプの入力端に
供給され、前記入力端子から前記アナログアンプ出力ま
でのACゲインがアナログミュートON、OFFにかか
わらず1である基準電位差キャンセル回路と、を備えた
ことを特徴とする。
子と非反転入力端子とを有する演算増幅器と、一端に前
記信号が供給され、他端が前記演算増幅器の反転入力端
子に設けられた第1の抵抗と、前記演算増幅器の反転入
力端子と出力端子間に設けられた第2の抵抗と、前記演
算増幅器の反転入力端子と出力端子間に設けられた第1
のアナログスイッチとを有するアナログミュート機能付
き反転型アナログアンプであり、前記基準電位差キャン
セル回路は、前記演算増幅器の非反転入力端子と前記第
1の回路系の駆動電源との間に設けられた第3の抵抗
と、前記演算増幅器の非反転入力端子と前記第1の基準
電位の間に設けられた第4の抵抗と、前記基準電位差キ
ャンセル回路の入力端子と前記演算増幅器の非反転入力
端子との間に設けられた第5の抵抗と、前記第5の抵抗
に並列に接続された第2のアナログスイッチと、を備
え、前記第1と第2のアナログスイッチは概略同時刻
に、アナログミュートOFF時には開放状態となり、ア
ナログミュートON時には短絡状態となるように構成し
ても良い。
子と非反転入力端子とを有する演算増幅器と、一端に前
記信号が供給され、他端が前記演算増幅器の反転入力端
子に接続された第1の抵抗と、前記演算増幅器の反転入
力端子と出力端子間に設けられた第2の抵抗と、を備え
たアナログミュート機能付き反転型アナログアンプであ
り、前記基準電位差キャンセル回路は、前記演算増幅器
の非反転入力端子と前記第1の回路系の駆動電源との間
に設けられた第3の抵抗と、前記演算増幅器の非反転入
力端子と前記第1の基準電位の間に設けられた第4の抵
抗と、基準電位差キャンセル回路の入力端子と前記演算
増幅器の非反転入力端子との間に設けられた第5の抵抗
と、前記第5の抵抗に並列に接続されたアナログスイッ
チと、を備え、前記第2の抵抗は、アナログミュートO
FF直後には短絡状態から段階的に所定値となり、アナ
ログミュートOFF時には前記所定値を保持し、アナロ
グミュートON直後には前記所定値から段階的に短絡状
態となり、アナログミュートON時に短絡状態を保持
し、前記アナログスイッチは、概略前記第2の抵抗が前
記所定値から段階的に短絡状態に抵抗値を変化している
間に短絡状態となり、アナログミュートON時に短絡状
態を保持し、概略前記第2の抵抗が短絡状態から段階的
に前記所定値に抵抗値を変化している間に開放状態とな
り、アナログミュートOFF時に開放状態を保持するよ
うに構成しても良い。
子と非反転入力端子とを有する演算増幅器と、一端に前
記信号が供給され、他端が前記演算増幅器の反転入力端
子に接続された第1の抵抗と、前記演算増幅器の反転入
力端子と出力端子間に設けられた第2の抵抗と、を備え
たアナログミュート機能付き反転型アナログアンプであ
り、前記基準電位差キャンセル回路は、前記演算増幅器
の非反転入力端子と前記第1の回路系の駆動電源との間
に設けられた第3の抵抗と、前記演算増幅器の非反転入
力端子と前記第1の基準電位の間に設けられた第4の抵
抗と、基準電位差キャンセル回路の入力端子と前記演算
増幅器の非反転入力端子との間に設けられた第5の抵抗
と、を備え、前記第2の抵抗は、アナログミュートOF
F直後には短絡状態から段階的に第1所定値となり、ア
ナログミュートOFF時には前記第1所定値を保持し、
アナログミュートON直後には前記第1所定値から段階
的に短絡状態となり、アナログミュートON時に短絡状
態を保持し、前記第5の抵抗は、アナログミュートOF
F直後には短絡状態から段階的に第2所定値となり、ア
ナログミュートOFF時には前記第2所定値を保持し、
アナログミュートON直後には前記第2所定値から段階
的に短絡状態となり、アナログミュートON時に短絡状
態を保持し、前記第2の抵抗と前記第5の抵抗は概略同
一時刻に前記所定値から段階的に短絡状態に抵抗値を変
化、概略同一時刻に前記短絡状態から段階的に前記所定
値に抵抗値を変化するように構成しても良い。
を参照して説明する。
路の第1の実施の形態の構成を図1に示す。この実施の
形態の増幅回路は、反転入力端子および非反転入力端子
を有する演算増幅器10と、抵抗R1〜R5と、アナロ
グスイッチSW1,SW2と、バイパスコンデンサCと
を備えている。
1を介して入力信号(電圧)eiが入力される。そして
演算増幅器10の反転入力端子と出力端子との間に帰還
抵抗R2が接続され、この抵抗R2と並列にアナログス
イッチSW1が設けられている。
は、駆動電圧VDDを抵抗R3と抵抗R4とで分圧した
電圧が印加されるとともに、抵抗R5の一端が接続され
た構成となっている。この抵抗R5の他端はバイパスコ
ンデンサCを介して接続されている。また抵抗R5と並
列にアナログスイッチSW2が設けられた構成となって
いる。
0に示す従来の増幅回路において、抵抗R5に並列にア
ナログスイッチSW2を設けた構成となっている。この
ように構成したことに、アナログミュート信号MTがH
となると抵抗R5の両端がスイッチSW2で短絡され
る。この時、抵抗R2の両端がスイッチSW1で短絡さ
れるので入力信号は遮断され、非反転入力端子から見た
アンプはボルテージフォロアとなるがスイッチSW2も
ONしているので、非反転入力端子は容量CによりAC
的に接地される。これにより従来例と異なりアナログミ
ュートをONにしても電源リップルは出力されないの
で、ノイズが出力に出ることは回避することができる。
幅回路の第2の実施の形態の構成を図2に示す。この第
2の実施の形態の増幅回路は図1に示す第1の実施の形
態の増幅回路において、アナログスイッチSW1を削除
するとともに、抵抗R2を抵抗値が零と所定値との間で
段階的に増減するボリュームタイプの回路に置換えた構
成となっている。なお、このボリュームタイプの抵抗は
制御信号CNTによって制御される。このように構成し
たことにより、信号が急激にON/OFFすることによ
る不快な音を防ぐとともに、アナログミュートON/O
FF時のアンプ出力のDCオフセットの急激な変化によ
るボツ音を防ぐことができる。ここでSWのON/OF
Fのタイミングは抵抗R2の抵抗値が変化し始める時か
ら変化し終わる時までの間の適当な時点で行えばよい。
の形態と同様の効果を奏することはいうまでもない。
幅回路の第3の実施の形態の構成を図3に示す。この第
3の実施の形態の増幅回路は、図1に示す第1の実施の
形態の増幅回路において、アナログスイッチSW1,S
W2を削除して抵抗R2,R5を、抵抗値が零と所定値
との間で段階的に増減するボリュームタイプの回路に置
換えた構成となっている。
急激にON/OFFすることによる不快な音を防ぐとと
もに、アナログミュートON/OFF時のアンプ出力の
DCオフセットの急激な変化によるボツ音を防ぐことが
できる。ここで抵抗R2と抵抗R5の抵抗変化は抵抗値
が変化し始める時間と変化し終わる時間を一致させ、そ
の間は各自適当に変化させても十分な効果がえられる。
しかし、出力での電源リップルを完全に抑えたい場合
や、抵抗変化の時間が長い場合は抵抗の変化時間も一致
させ、かつ各時点で出力の電源リップルが完全に打ち消
されるような値を抵抗R2と抵抗R5が取るように構成
する。
路で用いられるボリュームタイプの抵抗の構成を図4
(a)に示し、アナログスイッチの具体的構成を図4
(b)に示す。
は、15本の信号ラインを介して入力される15ビット
の信号S1〜S15からなる制御信号CNTによって制
御され、16ステップの0〜15・rの抵抗値を取るよ
うに構成されている。
形成回路の構成を図5に示す。この制御信号形成回路は
4ビットアップダウンカウンタと、4ビット−15ライ
ンデコーダとから構成される。この4ビット−15ライ
ンデコーダの具体的な構成を図6(a)に示し、その入
力と出力の関係を図6(b)に示す。また上記4ビット
−15ラインデコーダに用いられるフリップフロップ回
路の構成を図7に示す。また上記4ビットアップダウン
カウンタの具体的な構成を図8に示す。また上記制御信
号形成回路の動作タイミングチャートを図9に示す。
ップダウンカウンタがアップカウントをスタートし、抵
抗R2の値が段階的に小さくなる。カウンタの値が15
になると抵抗R2は0となり完全にミュートONの状態
となる。
るとアップダウンカウンタがダウンカウントをスタート
し、抵抗R2の値が段階的に大きくなる。カウンタの値
が0になると抵抗R2は15・rとなり完全にミュート
OFFの状態となる。
おいては、図9に示すタイミングチャートのMT信号を
そのまま使用することができる。
路においては、抵抗R5の制御信号として上述の抵抗R
2の制御信号と同じものを使用することができる。更に
図4に示すボリュームタイプの回路もミュートOFF時
の値を15で除した値を上述のrとして構成しても良い
し、ミュートON/OFFの途中段階で完全に電源リッ
プルが出現しないような値で構成しても良い。
幅回路の第4の実施の形態の構成を図10に示す。この
第4の実施の形態の増幅回路は、第1回路系と、第2回
路系と、コンデンサC1,C2と、インピーダンスZ
と、を有している。第1回路系はアナログアンプ1と、
基準電位差キャンセル回路13と、第1基準電位と、を
備えている。第2回路系はアナログアンプ20と、第2
基準電位とを有している。
非反転入力端子を有する演算増幅器10と、抵抗R1,
R2と、スイッチSW1とを備えている。抵抗R1は一
端が演算増幅器10の反転入力端子に接続され、他端に
入力信号(電圧)ei1が入力される。そして抵抗R2
は演算増幅器の反転入力端子と出力端子との間に設けら
れている。また、スイッチSW1は抵抗R2に並列に接
続されるように構成されている。なお、演算増幅器10
の出力端はコンデンサC1を介してアナログアンプ20
の入力端に接続される。
〜R5と、スイッチSW2とを備えている。駆動電圧V
DDを抵抗R3および抵抗R4によって分圧した電圧が
演算増幅器10の非反転入力端子に印加される。また抵
抗R5は一端が演算増幅器の非反転入力端子に接続さ
れ、他端がコンデンサC2の一端に接続された構成とな
っている。またスイッチSW2は抵抗R5に並列に接続
された構成となっている。なお、コンデンサC2の他端
は第2回路系の第2基準電位に接続されている。またイ
ンピーダンスZは第1回路系の第1基準電位と第2回路
系の第2基準電位との間に設けられている。
図25に示す従来の増幅回路において、基準電位差キャ
ンセル回路17の抵抗R5に並列にスイッチSW2を設
けた構成となっている。
ミュート信号MTがHとなると抵抗R5の両端がSW2
で短絡される。この時、抵抗R2の両端がSW1で短絡
されるので入力信号は遮断され、非反転入力端子から見
たアンプはボルテージフォロアとなるからスイッチSW
2もONしているので、非反転入力端子は容量C2によ
り回路系2の基準電位2に接地される。このため従来例
と異なりアナログミュートONにしても二つの回路系間
の基準電位差Vxを打消すことが可能となりノイズが出
力に出ることは回避することができる。
幅回路の第5の実施の形態の構成を図11に示す。この
第5の実施の形態の増幅回路は、図10に示す第4の実
施の形態の増幅回路において、アナログアンプ1をアナ
ログアンプ2に置換えた構成となっている。アナログア
ンプ2はアナログアンプ1において、スイッチSW1を
削除するとともに抵抗R2を、抵抗値が段階的に増減す
るボリュームタイプの回路に置換えた構成となってい
る。
ことによる不快な音を防ぐとともに、アナログミュート
ON/OFF時のアンプ出力のDCオフセットの急激な
変化によるボツ音を防ぐことができる。ここでスイッチ
SW2のON/OFFのタイミングは抵抗R2の抵抗値
が変化し始める時から変化し終わる時までの間の適当な
時点で行えば良い。
幅回路の第6の実施の形態の構成を図12に示す。この
第6の実施の形態の増幅回路は、図10に示す第4の実
施の形態の増幅回路において、スイッチSW1,SW2
を削除するとともに、抵抗R2,R5を、各々抵抗値が
段階的に増減するボリュームタイプの回路に置換えた構
成となっている。このように構成したことにより、信号
が急激にON/OFFすることによる不快な音を防ぐと
ともに、アナログミュートON/OFF時のアンプ出力
のDCオフセットの急激な変化によるボツ音を防ぐこと
ができる。ここで抵抗R2と抵抗R5の抵抗変化は抵抗
値が変化し始める時間と変化し終わる時間を一致させ、
その間は各自適当に変化させても十分な効果がえられ
る。しかし、出力での電源リップルを完全に抑えたい場
合や、抵抗変化の時間が長い場合は抵抗の変化時間も一
致させ、かつ各時点で出力の電源リップルが完全に打ち
消されるような値を抵抗R2と抵抗R5が取るように構
成する。
幅回路の第7の実施の形態の構成を図13に示す。この
第7の実施の形態の増幅回路は、第1回路系と、第2回
路系と、コンデンサC1a,C1b,C2と、インピー
ダンスZと、を備えている。第1回路系はアナログアン
プ1a,1bと、基準電位差キャンセル回路13a,1
3bとを備えている。第2回路系はアナログアンプ20
a,20bを有している。
と、抵抗R1a,R2aと、スイッチSW1aとを備え
ており、図10に示すアナログアンプ1と同様の構成と
なっている。またアナログアンプ1bも、演算増幅器1
0bと、抵抗R1b,R2bと、スイッチSW1bとを
備えており、図10に示すアナログアンプ1と同様の構
成となっている。
3a〜R5aと、スイッチSW2aとを備えており、図
10に示す基準電位キャンセル回路13と同様な構成と
なっている。また、基準電位差キャンセル回路13b
は、抵抗R3b〜R5bと、スイッチSW2bとを備え
ており、図10に示す基準電位キャンセル回路13と同
様な構成となっている。基準電位差キャンセル回路13
aの抵抗R5aの一端は演算増幅器10aの非反転入力
端子に接続され、他端はコンデンサC2の一端に接続さ
れている。また、基準電位差キャンセル回路13bの抵
抗R5bの一端は演算増幅器10bの非反転入力端子に
接続され、他端はコンデンサC2の一端に接続されてい
る。
路系のアナログアンプ20aの入力端に接続され、演算
増幅器10bの出力端は第2回路系のアナログアンプ2
0bの入力端に接続される構成となっている。
0に示す増幅回路が2チャンネルあって、基準電位差キ
ャンセル回路13a,13bの入力INと第2回路系の
第2基準電位とを接続するコンデンサC2を共通にした
構成となっている。これによりコンデンサを1個削減す
ることができる。更に図10に示す回路が3チャンネル
以上ある場合もコンデンサC2を共有化することが可能
であり、この場合はさらにコンデンサを節約できる。
の形態と同様の効果を奏することは云うまでもない。
幅回路の第8の実施の形態の構成を図14に示す。この
第8の実施の形態の増幅回路は、図13に示す第7の実
施の形態の増幅回路において、アナログアンプ1a,1
bをアナログアンプ2a,2bに各々置換えた構成とな
っている。アナログアンプ2aはアナログアンプ1aに
おいて、スイッチSW1aを削除するとともに、抵抗R
2aを、抵抗値が段階的に増減するボリュームタイプの
回路に置換えた構成となっている。また、アナログアン
プ2bはアナログアンプ1bにおいて、スイッチSW1
bを削除するとともに、抵抗R2bを、ボリュームタイ
プの回路に置換えた構成となっている。
路は、図11に示す第5の実施の形態の増幅回路が2チ
ャンネルあって、基準電位差キャンセル回路13a,1
3bの入力INと第2回路系の第2基準電位とを接続す
るコンデンサC2を共通にした構成となっている。これ
によりコンデンサを1個削減することができる。更に図
11に示す回路が3チャンネル以上ある場合もコンデン
サC2を共有化することが可能であり、この場合はさら
にコンデンサを節約できる。
の形態と同様の効果を奏することは云うまでもない。
幅回路の第9の実施の形態の構成を図15に示す。この
第9の実施の形態の増幅回路は、図14に示す第8の実
施の形態の増幅回路において、基準電位差キャンセル回
路13a,13bを、基準電位差キャンセル回路14
a,14bに置換えた構成となっている。基準電位差キ
ャンセル回路13aにおいて、スイッチSW2aを削除
するとともに、抵抗R5aを、ボリュームタイプの回路
に置換えた構成となっている。また基準電位差キャンセ
ル回路14bは基準電位差キャンセル回路13bにおい
て、スイッチSW2bを削除するとともに、抵抗R5b
をボリュームタイプの回路に置換えた構成となってい
る。
路は、図12に示す第6の実施の形態の増幅回路が2チ
ャンネルあって、基準電位差キャンセル回路の入力IN
と第2回路系の第2基準電位とを接続するコンデンサC
2を共通にした構成となっている。これによりコンデン
サを1個削減することができる。更に図12に示す回路
が3チャンネル以上ある場合もコンデンサC2を共有化
することが可能であり、この場合はさらにコンデンサを
節約できる。
の形態と同様の効果を奏することは云うまでもない。
増幅回路の第10の実施の形態の構成を図16に示す。
この第10の実施の形態の増幅回路は、図13に示す第
7の実施の形態の増幅回路において、基準電位差キャン
セル回路13a,13bを削除して1個の基準電位差キ
ャンセル回路13を新たに設けた構成となっている。こ
の基準電位差キャンセル回路13は、抵抗R3〜R5
と、スイッチSW2と、を備えている。駆動電圧VDD
を抵抗R3と抵抗R4によって分圧した電圧が演算増幅
器10aおよび10bの非反転入力端子に印加される。
また、抵抗R5の一端が演算増幅器10aおよび10b
の非反転入力端子に接続されるとともに、他端がコンデ
ンサC2を介して第2回路系の第2基準電位に接続され
た構成となっている。
回路は、図10に示す第4の実施の形態の増幅回路を2
チャンネル設けてかつコンデンサC2のみならず、基準
電位差キャンセル回路まで共通にした構成となってい
る。これによりコンデンサを1個と抵抗3個、アナログ
スイッチ1個が削減できる。更に図10に示す回路が3
チャンネル以上ある場合もコンデンサC2と基準電位差
キャンセル回路を共有化することが可能であり、この場
合はさらに部品を節約できる。
と同様の効果を奏することは云うまでもない。
増幅回路の第11の実施の形態の構成を図17に示す。
この第11の実施の形態の増幅回路は、図14に示す第
8の実施の形態の増幅回路において、基準電位差キャン
セル回路13a,13bを削除して1個の基準電位差キ
ャンセル回路13を設けた構成となっている。この基準
電位差キャンセル回路は第10の実施の形態で説明した
ものと同一の構成であって、抵抗R3と抵抗R4によっ
て電源電圧VDDを分圧した電圧が演算増幅器10a,
10bの非反転入力端子に入力されている。また、抵抗
R5の一端が上記演算増幅器の非反転入力端子に接続さ
れ、他端がコンデンサC2を介して第2回路系の第2基
準電位に接続された構成となっている。
接続されている。
回路は、図11に示す第5の実施の形態の増幅回路を2
チャンネル設けてかつコンデンサC2のみならず、基準
電位差キャンセル回路まで共通化した構成となってい
る。これによりコンデンサを1個と抵抗3個、アナログ
スイッチ1個が削減できる。図11に示す回路が3チャ
ンネル以上ある場合もコンデンサC2と基準電位差キャ
ンセル回路を共有化することが可能であり、この場合は
さらに部品を節約できる。
は第5の実施の形態と同様の効果を奏することは云うま
でもない。
増幅回路の第12の実施の形態の構成を図18に示す。
この第12の実施の形態の増幅回路は、図17に示す第
11の実施の形態の増幅回路において、基準電位差キャ
ンセル回路13を基準電位差キャンセル回路14に置換
えた構成となっている。基準電位差キャンセル回路14
は基準電位差キャンセル回路13において、スイッチS
W2を削除して抵抗R5をボリュームタイプの回路に置
換えた構成となっている。
回路は図12に示す第6の実施の形態の増幅回路を2チ
ャンネル設けてかつコンデンサC2のみならず基準電位
差キャンセル回路まで共通にした構成となっている。こ
れによりコンデンサを1個と抵抗2個、デジタル制御可
変抵抗1個が削減できる。更に図12に示す回路が3チ
ャンネル以上ある場合もコンデンサC2と基準電位差キ
ャンセル回路を共有化することが可能であり、この場合
はさらに部品を節約できる。
も第6の実施の形態の増幅回路と同様の効果を奏するこ
とは云うまでもない。
ナログミュートをかけた場合も出力側にノイズが現われ
るのを可及的に防止することができる。
図。
図。
図。
イッチ回路の構成を示す回路図。
図。
図。
ート。
図。
図。
図。
図。
図。
図。
路図。
路図。
路図。
幅回路の構成を示す回路図。
構成を示す回路図。
の差動型増幅回路の構成を示す回路図。
を説明する図。
回路の構成を示す回路図。
能を設けた従来の増幅回路の構成を示す回路図。
Claims (7)
- 【請求項1】反転入力端子と非反転入力端子とを有する
演算増幅器と、 一端に信号が入力され、他端が前記演算増幅器の反転入
力端子に接続された第1の抵抗と、 前記演算増幅器の反転入力端子と出力端子間に設けられ
た第2の抵抗と、 前記演算増幅器の非反転入力端子と駆動電源間に設けら
れた第3の抵抗と、 前記演算増幅器の非反転入力端子と接地電源間に設けら
れた第4の抵抗と、 一端が前記演算増幅器の非反転入力端子に接続され、他
端が容量を介して接地電源に接続された第5の抵抗と、 前記演算増幅器の反転入力端子と出力端子とを短絡する
第1のアナログスイッチと、 前記第5の抵抗の両端を短絡する第2のアナログスイッ
チと、 を備え、前記第1のアナログスイッチと前記第2のアナ
ログスイッチがほぼ同時にON/OFFするように構成
したことを特徴とする増幅回路。 - 【請求項2】反転入力端子と非反転入力端子とを有する
演算増幅器と、 一端に信号が入力され、他端が前記演算増幅器の反転入
力端子に接続された第1の抵抗と、 前記演算増幅器の反転入力端子と出力端子間に設けられ
た第2の抵抗と、 前記演算増幅器の非反転入力端子と駆動電源間に設けら
れた第3の抵抗と、 前記演算増幅器の非反転入力端子と接地電源間に設けら
れた第4の抵抗と、 一端が前記演算増幅器の非反転入力端子に接続され、他
端が容量を介して前記接地電源に接続された第5の抵抗
と、 前記第5の抵抗の両端を短絡するアナログスイッチと、 を備え、前記第2の抵抗は第1所定値から段階的に短絡
状態に抵抗値を変化し、又短絡状態から段階的に前記第
1所定値に抵抗値を変化し、前記アナログスイッチは概
略前記第2の抵抗が第2所定値から段階的に短絡状態に
抵抗値を変化している間にONし、前記短絡状態から段
階的に前記第2所定値に抵抗値を変化している間にOF
Fするように構成したことを特徴とする増幅回路。 - 【請求項3】反転入力端子と非反転入力端子とを有する
演算増幅器と、 一端に信号が入力され、他端が前記演算増幅器の反転入
力端子に接続された第1の抵抗と、 前記演算増幅器の反転入力端子と出力端子間に設けられ
た第2の抵抗と、 前記演算増幅器の非反転入力端子と駆動電源間に設けら
れた第3の抵抗と、 前記演算増幅器の非反転入力端子と接地電源間に設けら
れた第4の抵抗と、 一端が前記演算増幅器の非反転入力端子に接続され、他
端が容量を介して前記接地電源に接続された第5の抵抗
と、 を備え、前記第2の抵抗は第1所定値から段階的に短絡
状態に抵抗値を変化し、又短絡状態から段階的に前記第
1所定値に抵抗値を変化し、 前記第5抵抗は第2所定値から段階的に短絡状態に抵抗
値を変化し、又短絡状態から段階的に前記第2所定値に
抵抗値を変化し、前記第2の抵抗と前記第5の抵抗は概
略同一時刻に前記所定値から段階的に短絡状態に抵抗値
を変化し、概略同一時刻に前記短絡状態から段階的に前
記所定値に抵抗値を変化するように構成されていること
を特徴とする増幅回路。 - 【請求項4】アナログミュートOFF時には第1の基準
電位に基づいて第1の信号を増幅し、アナログミュート
ON時にはゲインが0となるアナログアンプを有する第
1の回路系と、 前記第1の回路系のアナログアンプの出力端に接続さ
れ、第2の基準電位に基づいて前記アナログアンプの出
力信号を増幅する第2の回路系と、 入力端子が容量を介して前記第2の回路系の前記第2の
基準電位に接続され、出力信号が前記第1の信号ととも
に前記アナログアンプの入力端に供給され、前記入力端
子から前記アナログアンプ出力までのACゲインがアナ
ログミュートON、OFFにかかわらず1である基準電
位差キャンセル回路と、 を備えたことを特徴とする増幅回路。 - 【請求項5】前記アナログアンプは、反転入力端子と非
反転入力端子とを有する演算増幅器と、 一端に前記第1の信号が供給され、他端が前記演算増幅
器の反転入力端子に接続された第1の抵抗と、 前記演算増幅器の反転入力端子と出力端子間に設けられ
た第2の抵抗と、 前記演算増幅器の反転入力端子と出力端子間に設けられ
た第1のアナログスイッチとを有するアナログミュート
機能付き反転型アナログアンプであり、 前記基準電位差キャンセル回路は、 前記演算増幅器の非反転入力端子と前記第1の回路系の
駆動電源との間に設けられた第3の抵抗と、 前記演算増幅器の非反転入力端子と前記第1の基準電位
の間に設けられた第4の抵抗と、 前記基準電位差キャンセル回路の入力端子と前記演算増
幅器の非反転入力端子との間に設けられた第5の抵抗
と、 前記第5の抵抗に並列に接続された第2のアナログスイ
ッチと、 を備え、 前記第1と第2のアナログスイッチは概略同時刻に、ア
ナログミュートOFF時には開放状態となり、アナログ
ミュートON時には短絡状態となるように構成したこと
を特徴とする請求項4記載の増幅回路。 - 【請求項6】前記アナログアンプは、反転入力端子と非
反転入力端子とを有する演算増幅器と、 一端に前記信号が供給され、他端が前記演算増幅器の反
転入力端子に接続された第1の抵抗と、 前記演算増幅器の反転入力端子と出力端子間に接続され
た第2の抵抗と、 を備えたアナログミュート機能付き反転型アナログアン
プであり、 前記基準電位差キャンセル回路は、 前記演算増幅器の非反転入力端子と前記第1の回路系の
駆動電源との間に設けられた第3の抵抗と、 前記演算増幅器の非反転入力端子と前記第1の基準電位
の間に設けられた第4の抵抗と、 基準電位差キャンセル回路の入力端子と前記演算増幅器
の非反転入力端子との間に設けられた第5の抵抗と、 前記第5の抵抗に並列に接続されたアナログスイッチ
と、 を備え、 前記第2の抵抗は、アナログミュートOFF直後には短
絡状態から段階的に所定の値となり、アナログミュート
OFF時には所定の値を保持し、アナログミュートON
直後には前記所定の値から段階的に短絡状態となり、ア
ナログミュートON時に短絡状態を保持し、 前記アナログスイッチは、概略前記第2の抵抗が前記所
定値から段階的に短絡状態に抵抗値を変化している間に
短絡状態となり、アナログミュートON時に短絡状態を
保持し、概略前記第2の抵抗が短絡状態から段階的に前
記所定値に抵抗値を変化している間に開放状態となり、
アナログミュートOFF時に開放状態を保持するように
構成されたことを特徴とする請求項4記載の増幅回路。 - 【請求項7】前記アナログアンプは、反転入力端子と非
反転入力端子とを有する演算増幅器と、 一端に前記信号が供給され、他端が前記演算増幅器の反
転入力端子に接続された第1の抵抗と、 前記演算増幅器の反転入力端子と出力端子間に設けられ
た第2の抵抗と、 を備えたアナログミュート機能付き反転型アナログアン
プであり、 前記基準電位差キャンセル回路は、 前記演算増幅器の非反転入力端子と前記第1の回路系の
駆動電源との間に設けられた第3の抵抗と、 前記演算増幅器の非反転入力端子と前記第1の基準電位
の間に設けられた第4の抵抗と、 基準電位差キャンセル回路の入力端子と前記演算増幅器
の非反転入力端子との間に設けられた第5の抵抗と、 を備え、 前記第2の抵抗は、アナログミュートOFF直後には短
絡状態から段階的に第1所定値となり、アナログミュー
トOFF時には前記第1所定値を保持し、アナログミュ
ートON直後には前記第1所定値から段階的に短絡状態
となり、アナログミュートON時に短絡状態を保持し、 前記第5の抵抗は、アナログミュートOFF直後には短
絡状態から段階的に第2所定値となり、アナログミュー
トOFF時には前記第2所定値を保持し、アナログミュ
ートON直後には前記第2所定値から段階的に短絡状態
となり、アナログミュートON時に短絡状態を保持し、 前記第2の抵抗および前記第5の抵抗は概略同一時刻に
それぞれ前記所定値から段階的に短絡状態に抵抗値を変
化、概略同一時刻に前記短絡状態から段階的に前記所定
値に抵抗値を変化するように構成したことを特徴とする
請求項4記載の増幅回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2000243968A JP3612474B2 (ja) | 2000-08-11 | 2000-08-11 | 増幅回路 |
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Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2002057538A true JP2002057538A (ja) | 2002-02-22 |
JP3612474B2 JP3612474B2 (ja) | 2005-01-19 |
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Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2003077415A1 (en) * | 2002-03-13 | 2003-09-18 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Front stage amplifier with different modes |
JP2006042057A (ja) * | 2004-07-28 | 2006-02-09 | Sanyo Electric Co Ltd | ショック音抑制回路 |
JP2012147066A (ja) * | 2011-01-07 | 2012-08-02 | Renesas Electronics Corp | 電圧増幅装置、及び電圧増幅方法 |
-
2000
- 2000-08-11 JP JP2000243968A patent/JP3612474B2/ja not_active Expired - Fee Related
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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WO2003077415A1 (en) * | 2002-03-13 | 2003-09-18 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Front stage amplifier with different modes |
JP2006042057A (ja) * | 2004-07-28 | 2006-02-09 | Sanyo Electric Co Ltd | ショック音抑制回路 |
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