JP2002016996A

JP2002016996A - ノイズ・コントロール方法と回路

Info

Publication number: JP2002016996A
Application number: JP2000197735A
Authority: JP
Inventors: Hiroyuki Kawashima; 博之川島
Original assignee: Iwatsu Electric Co Ltd
Current assignee: Iwatsu Electric Co Ltd
Priority date: 2000-06-30
Filing date: 2000-06-30
Publication date: 2002-01-18

Abstract

(57)【要約】【課題】ハンズ・フリー通話において、音響結合を減
らして、信号対雑音比の向上を得ること。【解決手段】スピーカ５１からマイク５６への音響結
合特性を求める。そのためにＡＮＣ６１において通話に
先立ってインパルス応答を求め、通話中は、そのインパ
ルス応答により求めた伝達関数を用いて擬似エコー信号
を生成し、アナログの加算器３６でマイク５６からの信
号に対して逆相で加算して、音響結合を減少せしめた。
ＡＮＣ６１の動作は、ＬＭＳアルゴリズムを用いること
により、容易に実現できる。求めるべき音響結合特性の
測定では、装置筺体に沿った直接音による結合、筺体内
部を経由する音による結合、筺体振動による結合が用い
られる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、スピーカおよびマ
イクロホンを用いてハンズ・フリー通話を行う、電話お
よび音声会議の信号対雑音比を改善するためのノイズ・
コントロール方法と回路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】電話機や音声会議装置では、回線エコー
・キャンセラ、音響エコー・キャンセラ、ボイス・スイ
ッチ等をデジタル信号装置（ＤＳＰチップを用いる）に
より実現している。そこではループ利得０ｄＢ以下にす
ることにより双方向ハンズ・フリー通話を可能にしてい
る。

【０００３】図３には、従来のハンズ・フリー通話を可
能にした電話機の回路構成が示されている。回線３から
の通話信号は、ハイブリッド回路（Ｈ）５、アンプ１１
を介してＡ／Ｄ変換器２１でＡ／Ｄ変換される。デジタ
ル化された信号は、減算器３１においてエコー・キャン
セラ（ＥＣ）４１からの送信信号を減算され、減衰器や
ボイス・スイッチを含んだ減衰網５０を経て、受信用の
信号線６によりＤ／Ａ変換器２７に印加される。そこで
アナログ信号に変換され、アンプ１３で増幅されて、ス
ピーカ５１から音声出力される。

【０００４】一方、通話者の音声は、マイクロホン５
６，アンプ１４を介してＡ／Ｄ変換器２２に印加され、
Ａ／Ｄ変換される。このデジタル化された信号は、減算
器３２においてエコー・キャンセラ（ＥＣ）４２からの
受信信号を減算され送信用の信号線７により減算器やボ
イス・スイッチを含んだ減衰網５０に加えられる。

【０００５】減衰網５０からの送信用の信号は、Ｄ／Ａ
変換器２６においてＤ／Ａ変換されて、アナログ信号と
なり、アンプ１２で増幅されてハイブリッド回路（Ｈ）
５を経て回線３に出力される。

【０００６】ここで、送信用のアナログ信号が、ハイブ
リッド回路５から受信用の信号に加算される回線３側の
回線エコー経路が生ずる。また、スピーカ５１から出力
された音響が、マイクロホン５６に入ってしまう音響エ
コー経路が生じてしまう。

【０００７】２つのエコー・キャンセラ４１，４２は、
回線３側の回線エコー経路および音響エコー経路の２つ
の経路の線形特性に適応し擬似エコー信号を生成し、減
算することによってエコー信号のみを消去している。し
たがって、２つのエコー経路が、大きな信号をクリップ
（抑圧）するなどの非線形処理をすると、エコー消去で
きなくなり適応フィルタの係数が乱れてハウリング等を
起こす。

【０００８】信号線６，７より右側の音響エコー経路側
において、非線形処理（クリップ）が発生するのは、Ａ
／Ｄ変換器２２においてである。このような問題点を解
決する方法について説明する。

【０００９】図４にはこのクリップ現象を防ぐための回
路構成が示されている。ここで、図３の構成要素に対応
するものについては同じ記号を付してある。ここで図３
と異なるのは、Ｄ／Ａ変換器２７とアンプ１３の間に減
衰器（ＡＴＴ）４６を挿入し、アンプ１４とＡ／Ｄ変換
器２２の間に減衰器（ＡＴＴ）４７を挿入している点で
ある。

【００１０】この２つの減衰器４６，４７を挿入したこ
とにより、１．受話利得を小さくする（例として、減衰器４６によ
り１２ｄＢ小さくする）。２．送話利得を下げる（例として、減衰器４７により１
２ｄＢ小さくする）。いずれの方法もアンプ１３への入力およびＡ／Ｄ変換器
２２の入力端子の最大信号レベルを小さくすることで、
クリップ現象を防いではいるが、受話音量が小さくな
る、または送話音量が小さくなるという問題がある。

【００１１】音響エコー経路（音響伝達経路）において
発生する音響結合を減少せしめるために、しばしばアク
ティブ・ノイズ・コントロール（ＡＮＣ）が使用されて
いる。このアクティブ・ノイズ・コントロール（ＡＮ
Ｃ）には適応フィルタ（ウイナー・フィルタ）の原理が
使用されるので、それについて説明する。

【００１２】図５には適応フィルタの等価回路構成が示
されている。７１は適応フィルタＷ（ｚ）、７６は音響
エコー経路の伝達関数Ｄ（ｚ）、３３は減算器を表して
いる。エコー信号ｄ（ｎ）の推定値である擬似エコー信
号ｙ（ｎ）を生成し、減算し、エコー消去を行う。ｄ
（ｎ）は音響エコー信号に相当する。適応フィルタ７１
のＷ（ｚ）の係数は、誤差信号ｅ（ｎ）の２乗誤差平均
εを最小とするように求めている。

【００１３】誤差信号ｅ（ｎ）は、次の式（１）で表さ
れる。

【数１】

【００１４】ここで２乗誤差平均εは、式（２）で表さ
れる。

【数２】

【００１５】この２乗誤差平均εをベクトル表現する
と、式（３）で表される。

【数３】

【００１６】２乗誤差平均εを最小とするｗ（ｎ）のベ
クトル値は、εを偏微分する次の式（４）で求められ、
それによりウィナー解を求めることができる。

【数４】

【００１７】このウィナー解を直接的に求めることは膨
大な演算量、長時間の測定時間を必要とするので通常は
逐次再帰的なアルゴリズムが用いられる。このようなア
ルゴリズムとしては、例えばＬＭＳアルゴリズムがあ
る。ここに、ＬＭＳはLeast-Mean-Squares（最小２乗平
均）の略である。

【００１８】このＬＭＳアルゴリズムでは、次の式
（５）を用いて逐次更新する。ここでμはステップサイ
ズ・パラメータ（適応フィルタの修正係数）である。

【数５】

【００１９】図６にはＬＭＳアルゴリズムを用いた適応
フィルタの等価回路構成を示している。ＬＭＳアルゴリ
ズム６４では、ｅ（ｎ）とｘ（ｎ）を取り込んで、ステ
ップサイズ・パラメータ（適応フィルタの修正係数）μ
を乗ずる演算をし、それを前回に得たウィナー解ｗ_nの
ベクトル解に加算して、式（５）に示した結果を得てい
る。

【００２０】図７には、適応フィルタを用いたアクティ
ブ・ノイズ・コントロール（ＡＮＣ）の回路を示してい
る。

【００２１】動作原理を説明する。一般的にはダクトノ
イズ、自動車騒音等の定常的なノイズを抑制する場合に
用いられる。スピーカから逆相の擬似騒音を出力し、音
響空間的にノイズを打消すことで実現している。

【００２２】騒音源ＮＳはダクト５９の左側にあり、音
波はダクト５９中を右側に進行する。アクティブ・ノイ
ズ・コントロール（ＡＮＣ）では、参照マイクロホン５
７で騒音源ＮＳのノイズを入力とし、Ａ／Ｄ変換器２３
でＡ／Ｄ変換して適応フィルタＷ（ｚ）７５を通して騒
音と逆相の擬似騒音をＤ／Ａ変換器２９を介してスピー
カ５２から出力し、誤差マイクロホン５８で誤差を検出
し、誤差が最小となるようにＡ／Ｄ変換器２４を介して
適応フィルタＷ（ｚ）７５をコントロールしてノイズを
打ち消す。

【００２３】図８には、適応フィルタＷ（ｚ）７５の更
新式を導くための等価回路を示している。スピーカ５
２、マイクロホン５７，５８、Ａ／Ｄ変換器２３，２
４、Ｄ／Ａ変換器２９の伝達特性も含めている。

【００２４】ここで各要素は、７６のＤ（ｚ）は伝達関数（参照用のマイクロホン５７
の近傍から消去用のスピーカ５２の近傍）７１のＷ（ｚ）は適応フィルタ８１のＨ₁（ｚ）は伝達関数（参照用のマイクロホン５
７の入力からＡ／Ｄ変換器２３の出力）８２のＨ₂（ｚ）は伝達関数（Ｄ／Ａ変換器２９の入力
から消去用のスピーカ５２の出力）８３のＨ₃（ｚ）は伝達関数（消去用のスピーカ５２の
近傍から誤差マイクロホン５８の近傍）８４のＨ₄（ｚ）は伝達関数（誤差マイクロホン５８の
入力からＡ／Ｄ変換器２４の出力）ｘ（ｎ）は騒音（参照用のマイクロホン５７の近傍）ｅ_m（ｎ）は誤差信号（誤差マイクロホン５８の近傍）ｅ（ｎ）は誤差信号（誤差マイクロホン５８の出力）ｄ（ｎ）は騒音（消去用のスピーカ５２の近傍）ｙ（ｎ）は擬似騒音信号（適応フィルタ７５の出力）である。

【００２５】図８に示した誤差信号ｅ（ｎ）は、次の式
（６）で表される。

【数６】

【００２６】ただし、ｐ（ｎ）およびｘ'（ｎ）は次の
式（７）で表される。

【数７】

【００２７】式（６）および（７）で、ｐ（ｎ）をｄ
（ｎ）に、ｘ'（ｎ）をｘ（ｎ）に置換えると、ウィナ
ー・フィルタＬＭＳアルゴリズムを表す式（５）にな
る。

【００２８】図９には、このｐ（ｎ），ｘ'（ｎ）を用
いたアクティブ・ノイズ・コントロール（ＡＮＣ）回路
用ＬＭＳアルゴリズムの等価回路を示している。２乗誤
差平均εを最小とする逐次再帰的なＬＭＳアルゴリズム
は、式（５）において、ｘ_nのベクトルをｘ_n'のベクト
ルに置換えて、式（８）を得る。

【数８】

【００２９】式（８）は、図９のＬＭＳアルゴリズム実
行回路６５が、ｅ（ｎ）とｘ'（ｎ）を取り込んで、増
幅係数μを乗ずる演算をし、それを前回に得たウィナー
解ｗ _n のベクトル解に加算して、式（８）に示した結果
を得ている。

【００３０】ここで、図８に示した構成要素に対応する
ものについては同じ記号を付してある。Ｈ₁（ｚ）８１
ａ〜Ｈ₄（ｚ) ８４ａは入力信号ｘ（ｎ）をフィルタＳ
（ｘ）に通して適応フィルタＷ（ｚ）７１に入力するこ
とから、Filtered−ＸＬＭＳ（ＦＸＬＭＳ）アルゴリズ
ムと呼ばれている。

【００３１】Ｈ₁（ｚ）８１ａ，Ｈ₂（ｚ）８２ａ，Ｈ₃
（ｚ）８３ａ，Ｈ₄（ｚ）８４ａは全て既知ではなく、
求め方としてオフライン（Off- Line）ＡＮＣとオンラ
イン（ON- Line）ＡＮＣの２つの方法がある。（１）オフライン（Off- Line）ＡＮＣｗ（ｎ）の適応動作の前に、ｓ（ｎ）（擬似騒音ＮＳの
出力から誤差マイクロホン５８の出力までの伝達関数）
を事前に測定し、ｗ（ｎ）の適応動作時には固定フィル
タｓ（ｎ）として動作させる。（２）オンライン（ON- Line）ＡＮＣｗ（ｎ）の適応動作とともに、ｓ（ｎ）の適応も同時に
行う。

【００３２】この伝達関数ｓ（ｎ）を通話に先立って測
定するには適応動作の前にインパルス応答を行う。その
具体的測定法には、パルス同期加算法、ＴＳＰ法、Ｍ系
列法などがある。測定時間が短くデジタル演算処理が比
較的簡単なＭ系列法について説明する。

【００３３】Ｍ系列法によるインパルス応答測定の基本
原理は、白色雑音ｗ_h（ｎ）を測定系に入力し、出力信
号ｙ（ｎ）と白色雑音ｗ_h（ｎ）との相互相関値を計算
することで測定系のインパルス応答ｓ（ｎ）を求めるこ
とができる。白色雑音ｗ_h（ｎ）の自己相関ｒ_w（ｋ）
は、式（９）で定義され、

【数９】式（１０）の計算でインパルス応答ｓ（ｎ）が求めら
れる。

【数１０】

【００３４】ただし、式（１０）では、Ｅ［ｗ_h（ｎ−
ｋ）・ｗ_h（ｉ）］に白色雑音の自己相関値を代入して
いるので、無限時間（もしくは十分な時間）の集合平均
から、次の式（１１）により相互相関値Ｅ［ｗ_h（ｎ−
ｋ）・ｙ（ｎ）］を求める必要がある。

【数１１】

【００３５】この場合、インパルス応答の測定時間が長
くなるので有限時間の自己相関が確定しているＭ系列信
号を入力として測定するのがＭ系列法である。振幅（Ａ
・Ａ）で周期ＬのＭ系列信号ｍ（ｎ）の自己相関値ｒ_m
（ｋ）は、次に示す式（１２）により求められる。

【数１２】

【００３６】さらに、入力信号ｍ（ｎ）と出力信号ｙ
（ｎ）との相互相関値ｒ_my（ｋ）は、式（１３）により
求められる。

【数１３】

【００３７】ただし、式（１３）の周期Ｌはインパルス
応答長より十分に大きな値とする。インパルス応答ｓ
（ｎ）を求める上で、右辺第２項が不要であるが、これ
は出力信号ｙ（ｎ）の直流成分信号ｙ_DC（ｎ）と入力信
号ｍ（ｎ）との相互相関ｒ_yDCm（ｋ）から式（１４）に
よって求めることができる。

【数１４】

【００３８】したがって、インパルス応答ｓ（ｋ）は式
（１５）によって求められる。

【数１５】

【００３９】

【発明が解決しようとする課題】ハンズ・フリー通話に
おいて、受話音量を下げると利用者が不快感を持つの
で、通常は受話音量よりも送話音量を下げることで対応
している。コスト重視の電話機などでは、送話用Ａ／Ｄ
変換器としてμ−Law コーデックを用いており、送話用
Ａ／Ｄ変換器の出力端のレベルを小さくする方法で対処
している。

【００４０】しかし、Ａ／Ｄ変換器が十分に大きなレベ
ルの動作ポイントで送話信号を符号化できず、量子化雑
音が大きくなり、信号対雑音比が著しく悪くなる（送話
信号にジリツキ感が重畳してしまう）。また、音響側の
μ−Law コーデックをリニア１６ビットＡ／Ｄ変換器に
部品変更すれば、ダイナミックレンジが大きくなり、量
子化雑音が少ないために解決されるが、価格がμ−Law
コーデックに比べ数倍〜十倍前後するため、通常は採用
できない等の課題があった。

【００４１】

【課題を解決するための手段】この課題を解決するため
に本発明は、通話に先立ってスピーカ受話信号からマイ
ク送話信号への音響結合特性のインパルス応答を求め、
それを用いて音響エコーの逆相信号（擬似エコー信号）
を生成し、Ａ／Ｄ変換器とオペアンプを用いてアナログ
部で加算することにより音響結合を減らすようにした。
この擬似エコー信号の生成には、アクティブ・ノイズ・
コントロール（ＡＮＣ）を取り入れ、ＬＭＳアルゴリズ
ムで適応フィルタ（ウィナー・フィルタ）を動作せしめ
るようにしている。

【００４２】このように、通話に先立ってインパルス応
答を測定し、それを用いて音響エコーの逆相信号（擬似
エコー信号）を生成し加算するから、通話中は回線ハイ
ブリッド回路のような固定的減算機構が働き、音響結合
を等価的に減らすことができる。その結果、送話用のＡ
／Ｄ変換器の動作ポイントを上げることが可能となり、
送話の信号対雑音比を改善する作用が得られた。

【００４３】

【発明の実施の形態】図１には本発明の実施の形態を示
す回路構成図が示されている。ここで、図３および図４
に示した構成要素に対応するものについては同じ記号を
付してある。ここで図３に示した従来例と異なるのは、
受信用の信号線６と送信用の信号線７から右側の部分で
ある。

【００４４】図１において、受信用の信号線６の信号は
Ｄ／Ａ変換器２７に印加される。そこでアナログ信号に
変換され、アンプ１３で増幅されて、スピーカ５１から
音声出力される。一方通話者の音声は、マイクロホン５
６に加えられる。これと同時に、スピーカ５１から出力
される音声が、音響エコー経路を介してマイクロホン５
６に加えられ、アンプ１４で増幅されて出力される。

【００４５】この音響エコー経路の伝達特性を決定する
音響結合は、筺体に沿った直接音による結合筺体内部に沿った直接音による結合筺体振動による結合室内反響による結合の要因に分けることができる。

【００４６】このうち、〜の結合が結合利得に対し
て支配的であり、かつ音響環境の変化に対する影響を受
け難いため、回線ハイブリッド回路のような固定的減算
機構を採用して音響結合を等価的に減らそうとしてい
る。

【００４７】そこで、すでに従来の技術として図面およ
び数式を用いて説明したアクティブ・ノイズ・コントロ
ール（ＡＮＣ）動作をするアクティブ・ノイズ・コント
ロール（ＡＮＣ）回路６１に受信用の信号線６からの信
号を取り込む。この構成によって、スピーカ５１からマ
イク５６への音響結合特性のインパルス応答を通話の開
始直前に求めて、その伝達関数を用いて音響エコーの逆
相信号（擬似エコー信号）をアクティブ・ノイズ・コン
トロール回路（ＡＮＣ）６１において生成し、アンプ１
５で増幅し、アンプ１４の出力とは、逆相で加算器３６
で加算される。

【００４８】このアナログの加算により、音響結合を減
らしている。アナログの加算理由は、マイクロホン５６
から入力された信号がアンプ１４を介してＡ／Ｄ変換器
２２に印加される際に、大きな入力に対してクリップ減
少が発生するのを防止するためであり、Ａ／Ｄ変換器２
２の入力端の最大信号レベルを小さくするためである。

【００４９】図２には本発明の実施例を示している。図
１，３，４の構成要素に対応するものには同じ記号を付
している。図１のアクティブ・ノイズ・コントロール回
路（ＡＮＣ）６１の機能を、インパルス応答測定回路
（ｓ（ｎ））６２，ＬＭＳアルゴリズム実行回路６３お
よび応答フィルタ（ｗ（ｎ））６６で具体化し、ハイパ
ス・フィルタ（ＨＰＦ）４３を追加している。

【００５０】インパルス応答測定回路（ｓ（ｎ））６２
は、通話に先立ち、Ｄ／Ａ変換器２８，アンプ１５，加
算器３６，Ａ／Ｄ変換器２２，ハイパス・フィルタ（Ｈ
ＰＦ）４３の経路Ｓ（ｚ）のインパルス応答を求めて保
持する回路である。この経路Ｓ（ｚ）はアナログ回路，
Ａ／Ｄ，Ｄ／Ａ変換器，デジタル処理の電気部品で構成
されており、個体差、部品バラツキ、温度・経年変化等
は小さい。すなわち、経路Ｓ（ｚ）のインパルス応答の
個体差、部品バラツキ、温度・経年変化等による変化は
小さい。

【００５１】したがって、本実施例では処理が簡単なオ
フライン（Off-Line）ＡＮＣを採用した。通話の直前に
行われるインパルス応答ｓ（ｎ）の具体的測定法には、
測定精度、測定時間の短い、しかもデジタル処理におけ
る演算が比較的簡単な式（９）〜式（１５）を用いて従
来の技術として説明したＭ系列法を用いた。インパルス
応答ｓ（ｎ）が電気回路のインパルス応答であり十分に
短いので、１６ｍｓ（１２８タップ）とし、Ｍ系列信号
の周期Ｌは１０２４ｍｓ（２¹³−１サンプル）とした。

【００５２】また、適応フィルタ（ｗ（ｎ））６６にお
けるｎ値の更新には、一様分布白色雑音を信号線６から
Ｄ／Ａ変換器２７およびアンプ１３を経てスピーカ５１
に与え、音響エコー経路を経て、マイク５６，アンプ１
４，加算器３６，Ａ／Ｄ変換器２２，ハイパス・フィル
タ（ＨＰＦ）４３の経路におけるインパルス応答を求め
る場合に、ＬＭＳアルゴリズム（μ＝０．５）を用いて
いる。

【００５３】ｗ（ｎ）の時間長は、筺体に沿った直接
音による結合、筺体内部を経由する音による結合、
筺体振動による結合によって決まるので、遅延時間は比
較的短く実測から１６ｍｓ（１２８タップ）とした。こ
こで、ＬＭＳアルゴリズム実行回路（ＬＭＳ）６３に代
えてＮＬＭＳアルゴリズムを実行するＮＬＭＳアルゴリ
ズム実行回路を用いることができる。ＮＬＭＳとは、No
rmalized-ＬＭＳ（正規化ＬＭＳ）の略である。

【００５４】ハイパス・フィルタ（ＨＰＦ）４３は、Ａ
／Ｄ変換器２２においてＡ／Ｄ変換された信号のうち、
Ａ／Ｄ変換器２２で発生する不必要な低周波成分を除く
ためのものである。

【００５５】

【発明の効果】通話に先立ってインパルス応答を求め、
それによって得た伝達関数を用いて音響エコーの逆相信
号（擬似エコー信号）を生成し加算するから、回線ハイ
ブリッド回路のような固定的減算機構が働き、音響結合
を等価的に減らすことができる。その結果、送話用のＡ
／Ｄ変換器の動作ポイントを上げることが可能となり、
送話の信号対雑音比を改善する作用が得られた。したが
って、本発明の効果は極めて大きい。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態を示す回路構成図である。

【図２】本発明の実施例を示す回路構成図である。

【図３】従来例を示す回路構成図である。

【図４】従来例を示す他の回路構成図である。

【図５】従来公知の適応フィルタの等価回路構成図であ
る。

【図６】従来公知のＬＭＳアルゴリズムを用いた適応フ
ィルタの等価回路構成図である。

【図７】従来公知のＡＮＣ（アクティブ・ノイズ・コン
トロール）回路の回路構成図である。

【図８】図７の回路構成の動作を説明するための等価回
路図である。

【図９】図８に示した動作において用いられるＬＭＳア
ルゴリズムを説明するためのＬＭＳアルゴリズム図であ
る。

【符号の説明】

３回線５ハイブリッド回路（Ｈ）６，７信号線１１〜１６アンプ２１〜２４Ａ／Ｄ変換器２６〜２９Ｄ／Ａ変換器３１〜３３減算器３６加算器４１，４２エコー・キャンセラ（ＥＣ）４３ハイパス・フィルタ（ＨＰＦ）４６，４７減衰器（ＡＴＴ）５０減衰網５１，５２スピーカ５６〜５８マイクロホン５９ダクト６１ノイズ・コントロール回路（ＡＮＣ）６２インパルス応答測定回路（ｓ（ｎ））６３〜６５ＬＭＳアルゴリズム実行回路（ＬＭＳ）６６適応フィルタ（ｗ（ｎ））７１，７５適応フィルタ（Ｗ（ｚ））７６未知系の伝達関数（Ｄ（ｚ））８１伝達関数（Ｈ₁（ｚ））８２伝達関数（Ｈ₂（ｚ））８３伝達関数（Ｈ₃（ｚ））８４伝達関数（Ｈ₄（ｚ））ｄ（ｎ）エコー信号ＮＳ騒音源ｅ（ｎ），ｅ_m（ｎ）誤差信号ｘ（ｎ）入力信号ｙ（ｎ）擬似エコー信号

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】受信信号（６）を音声出力する音声出力
手段（５１）から送話すべき音声を入力する音声入力手
段（５６）への音響結合特性をインパルス応答により求
めて、前記音響結合特性を用いて、前記音声出力手段
（５１）の音声出力が前記音声入力手段（５６）に音響
エコーとして入力される音響エコーを擬似エコー信号と
して生成し（６１）、前記音響エコーを打消すように前記音声入力手段（５
６）の出力に前記擬似エコー信号を加える（３６）ノイ
ズ・コントロール方法。
【請求項２】受信信号（６）を音声出力する音声出力
手段（５１）から送話すべき音声を入力する音声入力手
段（５６）への音響結合特性をインパルス応答により求
めるためのインパルス応答処理（６２）をし、送話すべき信号と前記音響結合特性とから逐次再帰的に
適応解（式（５））を求めるためのアルゴリズム実行処
理（６３）をし、前記適応解（式（５））により前記受信信号（６）から
適応する信号成分を擬似エコー信号として得るための適
応フィルタ処理（６６）をし、前記音声出力手段（５１）の音声出力が前記音声入力手
段（５６）に音響エコーとして入力される音響エコーを
打消すように、前記音声入力手段（５６）の出力に前記
擬似エコー信号を加える（３６）ノイズ・コントロール
方法。
【請求項３】受信信号（６）を音声出力する音声出力
手段（５１）から送話すべき音声を入力する音声入力手
段（５６）への音響結合特性をインパルス応答により求
めるためのインパルス応答処理（６２）をし、送話すべき信号と前記音響結合特性とから逐次再帰的に
適応解（式（５））を求めるためのアルゴリズム実行処
理（６３）をし、前記適応解（式（５））により前記受信信号（６）から
適応する信号成分を擬似エコー信号として得るための適
応フィルタ処理（６６）をし、前記音声出力手段（５１）の音声出力が前記音声入力手
段（５６）に音響エコーとして入力される音響エコーを
打消すように、前記音声入力手段（５６）の出力に前記
擬似エコー信号を加え、そこに含まれた不必要な低周波
成分を除去するようにした（３６，４３）ノイズ・コン
トロール方法。
【請求項４】前記逐次再帰的に適応解（式（５））を
求めるためのアルゴリズム実行処理において、ＬＭＳア
ルゴリズムを実行する（６３）請求項２または３のノイ
ズ・コントロール方法。
【請求項５】前記音響結合特性が、前記音声出力手段（５１）から前記音声入力手段（５
６）への直接音により求められる請求項１，２または３
のノイズ・コントロール方法。
【請求項６】前記音響結合特性が、前記音声出力手段（５１）と前記音声入力手段（５６）
を収納している筺体内部を経由する音により求められる
請求項１，２または３のノイズ・コントロール方法。
【請求項７】前記音響結合特性が、前記音声出力手段（５１）と前記音声入力手段（５６）
を収納している筺体の振動による振動音により求められ
る請求項１，２または３のノイズ・コントロール方法。
【請求項８】受信信号（６）を音声出力する音声出力
手段（５１）から送話すべき音声を入力する音声入力手
段（５６）への音響結合特性をインパルス応答により求
めて、前記音響結合特性を用いて、前記音声出力手段
（５１）の音声出力が前記音声入力手段（５６）に音響
エコーとして入力される音響エコーを擬似エコー信号と
して生成するための擬似エコー信号生成手段（６１）
と、前記音響エコーを打消すように前記音声入力手段（５
６）の出力に前記擬似エコー信号を加えるための音響エ
コー打消手段（３６）を含んだノイズ・コントロール回
路。
【請求項９】受信信号（６）を音声出力する音声出力
手段（５１）から送話すべき音声を入力する音声入力手
段（５６）への音響結合特性をインパルス応答により求
めるためのインパルス応答手段（６２）と、送話すべき信号と前記音響結合特性とから逐次再帰的に
適応解（式（５））を求めるためのアルゴリズム実行手
段（６３）と、前記適応解（式（５））により前記受信信号（６）から
適応する信号成分を擬似エコー信号として得るための適
応フィルタ手段（６６）と、前記音声出力手段（５１）の音声出力が前記音声入力手
段（５６）に音響エコーとして入力される音響エコーを
打消すように、前記音声入力手段（５６）の出力に前記
擬似エコー信号を加えるための音響エコー打消手段（３
６）を含んだノイズ・コントロール回路。
【請求項１０】受信信号（６）を音声出力する音声出
力手段（５１）から送話すべき音声を入力する音声入力
手段（５６）への音響結合特性をインパルス応答により
求めるためのインパルス応答手段（６２）と、送話すべき信号と前記音響結合特性とから逐次再帰的に
適応解（式（５））を求めるためのアルゴリズム実行手
段（６３）と、前記適応解（式（５））により前記受信信号（６）から
適応する信号成分を擬似エコー信号として得るための適
応フィルタ手段（６６）と、前記音声出力手段（５１）の音声出力が前記音声入力手
段（５６）に音響エコーとして入力される音響エコーを
打消すように、前記音声入力手段（５６）の出力に前記
擬似エコー信号を加え、そこに含まれた不必要な高周波
成分を除去するようにした音響エコー打消手段（３６，
４３）を含んだノイズ・コントロール回路。
【請求項１１】前記逐次再帰的に適応解（式（５））
を求めるためのアルゴリズム実行手段において、ＬＭＳ
アルゴリズムを実行する（６３）請求項９または１０の
ノイズ・コントロール回路。
【請求項１２】前記音響結合特性が、前記音声出力手段（５１）から前記音声入力手段（５
６）への直接音により求められる請求項８，９または１
０のノイズ・コントロール回路。
【請求項１３】前記音響結合特性が、前記音声出力手段（５１）と前記音声入力手段（５６）
を収納している筺体内部を経由する音により求められる
請求項８，９または１０のノイズ・コントロール回路。
【請求項１４】前記音響結合特性が、前記音声出力手段（５１）と前記音声入力手段（５６）
を収納している筺体の振動による振動音により求められ
る請求項８，９または１０のノイズ・コントロール回
路。