JP2002010631A - 駆動回路 - Google Patents
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Abstract
る。 【解決手段】本発明のスイッチングレギュレータ1は、
MOSFET11からなり、パワーMOSFET5のゲ
ート端子と、駆動回路4の出力段のインバータを構成す
るnMOS52との間に挿入された電圧生成回路13を
有している。nMOS52が導通してパワーMOSFE
T5が導通すると、そのゲート端子から接地電位へと充
電電流が流れ、充電に伴ってゲート端子の電位は低下す
るが、MOSFET11により、パワーMOSFET5
のゲート端子の電位は、基準電圧生成回路12の出力電
圧以下には低下しないようにされているので、ゲート端
子の電位が接地電位まで低下していた回路よりも消費電
力を小さくでき、さらに従来回路のようにアンプを用い
ていないので、その分低消費電力化が図れると共に、素
子数が少なくなるので、回路が占める面積を小さくする
ことができる。
Description
に、低消費電力の電源回路のスイッチングトランジスタ
を駆動する駆動回路に関する。
トランジスタを導通/遮断することで、負荷に電源電圧
を供給する電源回路においては、消費電力を小さくして
効率を高めることが望まれている。
電源回路を示す。この電源回路101は、パワーMOS
FET105と、チョークコイル106と、整流素子1
07と、平滑コンデンサ108と、出力端子109と、
制御回路120とを有している。
MOSFET(以下でpMOSと称する。)で構成されて
おり、そのソース端子が電源電圧Vccに接続され、ドレ
イン端子がチョークコイル106の一端に接続され、ゲ
ート端子が制御回路120に接続されている。かかるパ
ワーMOSFET105は、制御回路120から出力さ
れる電圧に応じて導通又は遮断し、導通したときに、チ
ョークコイル106の一端を電源電圧Vccに接続するよ
うに構成されている。
パワーMOSFET105を介して電源電圧Vccがチョ
ークコイル106の一端に接続される。チョークコイル
106の他端は出力端子109を介して負荷110に接
続されており、パワーMOSFET105が導通状態に
ある間は、電源電圧Vccからチョークコイル106を介
して出力端子109から負荷110へと電流が流れる。
遮断状態に切り換わると、チョークコイル106の両端
子間に起電力が生じ、この起電力により整流素子107
が順バイアスされ、電流が流れたときに蓄積されたチョ
ークコイル106のエネルギーが負荷110に供給され
る。
回路120から出力される電圧に応じて導通/遮断を繰
り返し、出力端子109の電位はそれに応じて変動する
が、平滑コンデンサ108が負荷110と並列に接続さ
れており、この平滑コンデンサ108が充放電を繰り返
すことにより、結果として出力端子109の電位は平滑
コンデンサ108により平滑化される。この平滑化され
た電圧は出力電圧として、出力端子109から負荷11
0に印加される。
102と、前段側のインバータ103と、後段側のイン
バータ104とを有している。信号生成回路102か
ら、ローレベル又はハイレベルの信号であって、パワー
MOSFET105の導通/遮断を指示する駆動信号が
出力されると、その駆動信号が前段側インバータ10
3、後段側インバータ104で順次反転された後に、パ
ワーMOSFET105のゲート端子に出力されること
により、パワーMOSFET105が導通又は遮断す
る。
路190が設けられている。このレベルシフト回路19
0は、電源電圧Vccと接地電位との間に直列接続された
抵抗171、172と、ボルテージフォロワ接続された
アンプ181、182とを有しており、抵抗171、1
72の抵抗比で分圧された定電圧を前段側インバータ1
03と後段側インバータ104の接地側端子に出力でき
るように構成されている。
は、それぞれにローレベルの信号が入力されたときには
電源電圧Vccレベルの信号を出力するが、ハイレベルの
信号が入力されると、接地電位GNDレベルの信号を出力
せずに、各アンプ181、182の出力電圧レベルの信
号を出力する。
はpMOSで構成されているので、そのゲート端子に電
源電圧Vccレベルの信号が印加されると遮断状態にな
る。アンプ182の出力電圧は、接地電位よりも高く、
パワーMOSFETが導通できる閾値電圧よりも低い電
圧に予め設定されており、後段側インバータ104か
ら、アンプ182の出力電圧がパワーMOSFET10
5のゲート端子に出力されると、パワーMOSFET1
05は導通することができる。
は、各インバータ103、104が、それぞれに入力さ
れる信号に応じて、電源電圧Vccレベルの信号、または
アンプ181、182の出力電圧レベルの信号のいずれ
か一方をそれぞれ出力しているので、電源電圧Vccレベ
ルの信号、または接地電位GNDレベルの信号のいずれか
一方を出力するインバータを用いる場合に比して、パワ
ーMOSFET105が導通する際の消費電力が小さく
なっており、低消費電力化が図られている。
アンプ181、182を備えており、各アンプ181、
182の消費電流が数百μA程度になる。かかるアンプ
181、182を備えた電源回路101を、例えばノー
トパソコンなどのように、極めて低い消費電力が要求さ
れる機器に活用した場合には、各アンプ181、182
による消費電力が無視できない大きさになるため、さら
に消費電力が低くなる電源回路が望まれていた。
82を構成する素子数が多くなってしまい、チップに搭
載した場合に、回路が占めるスペースが大きくなってし
まう等の問題も生じていた。
の不都合を解決するために創作されたものであり、その
目的は、低消費電力、省スペースの電源回路を提供する
ことにある。
に、請求項1に記載の発明は、スイッチングトランジス
タと、コイルと、平滑コンデンサと、フライホイールダ
イオードとを有するスイッチングレギュレータのスイッ
チングトランジスタを駆動する駆動回路であって、上記
スイッチングトランジスタの制御端子を第1の電源端子
に電気的に接続するための第1の駆動トランジスタと、
上記スイッチングトランジスタの制御端子を第2の電源
端子に電気的に接続するための第2の駆動トランジスタ
と、上記スイッチングトランジスタの制御端子と上記第
2の駆動トランジスタとの間に電気的に接続されている
電圧生成回路と、上記第1及び第2の駆動トランジスタ
の制御端子に駆動制御信号を供給する信号生成回路とを
有し、上記第2の駆動トランジスタが導通して上記スイ
ッチングトランジスタが導通するときに上記スイッチン
グトランジスタの制御端子の電圧が上記電圧生成回路に
より所定の電圧に保持される。請求項2に記載の発明
は、請求項1に記載の駆動回路であって、上記スイッチ
ングトランジスタの制御端子に接続され、上記第2の駆
動トランジスタが導通しているときに上記スイッチング
トランジスタの制御端子に所定の電流を供給する電流供
給回路を更に有する。請求項3に記載の発明は、請求項
2に記載の駆動回路であって、第1の電源端子と第2の
電源端子との間に接続されて基準電圧を生成する基準電
圧生成回路と、上記基準電圧が制御端子に印加され、上
記電流供給回路を構成する第1のトランジスタの制御端
子に所定の電圧を供給する第2のトランジスタと、上記
基準電圧が制御端子に印加され、上記電圧生成回路を構
成する第3のトランジスタの制御端子に所定の電圧を供
給する第4のトランジスタとを更に有する。請求項4に
記載の発明は、請求項3に記載の駆動回路であって、上
記スイッチングトランジスタ、上記第1の駆動トランジ
スタ、上記第2のトランジスタ及び上記第3のトランジ
スタがPMOSトランジスタで構成され、上記第2の駆
動トランジスタ、上記第1のトランジスタ及び上記第4
のトランジスタがNMOSトランジスタで構成される。
請求項5に記載の発明は、請求項4に記載の駆動回路で
あって、上記第1の電源端子と上記第2のトランジスタ
との間に第1の電流源が接続され、上記第2の電源端子
と上記第4のトランジスタとの間に第2の電流源が接続
されている。
ジスタのゲート端子と第2の電源端子との間に、第2の
駆動トランジスタと直列に挿入された電圧生成回路を有
しており、スイッチングトランジスタが遮断から導通に
転じて充電電流が流れるときに電圧生成回路が電圧を生
成し、スイッチングトランジスタのゲート端子と第2の
電源端子との間の電位差が、所定値よりも小さくならな
いようにしている。
ート端子が直接的に第2の電源端子に接続され、ゲート
端子と第2の電源端子との間の電位差が、所定値よりも
大きくなっていた回路に比して小さくなるので、スイッ
チングトランジスタの導通時の消費電力が小さくなる。
動回路のようにアンプを用いていないので、その分だけ
消費電力が小さくなり、又、回路の素子数が少なくて済
むので、駆動回路をチップに搭載した際に回路が占める
スペースが小さくなる。
充電流を供給する電流供給回路(電流補充回路)を有する
構成としてもよい。特に、電圧生成回路がMOSFET
で構成されている場合には、充電電流が供給されなくな
ると、電圧生成回路が導通状態を維持できなくなり、導
通しているべき第2の駆動トランジスタが遮断してしま
うおそれがあるが、電圧生成回路に供給される充電電流
が少なくなると、電流供給回路から電圧生成回路に補充
電流が供給されるので、電圧生成回路は導通状態を維持
し続け、第2の駆動トランジスタが遮断しないようにす
ることができる。
施の形態について説明する。図1(a)の符号1に、本発
明の一実施形態の電源回路を示す。この電源回路1は、
パワーMOSFET5と、チョークコイル6と、整流素
子7と、平滑コンデンサ8と、出力端子9と、制御回路
(駆動回路)20とを有している。
され、そのソース端子が電源電圧V ccの供給端子に接続
され、そのドレイン端子がチョークコイル6の一端に接
続されている。パワーMOSFET5のゲート端子は、
制御回路20の出力端子に接続され、制御回路20から
ゲート端子に印加される電圧によって導通又は遮断する
ように構成されている。
ーMOSFET5を介して電源電圧Vccがチョークコイ
ル6の一端に接続される。チョークコイル6の他端は出
力端子9に接続され、出力端子9は負荷10に接続され
ており、パワーMOSFET5が導通状態にある間は、
電源電圧Vccからチョークコイル6を介して出力端子9
から負荷10へと電流が流れる。
状態に切り換わると、チョークコイル6の両端子間に起
電力が生じる。パワーMOSFET5のドレイン端子に
は、整流素子7のアノード側端子が接続され、整流素子
7のカソード側端子は接地されており、チョークコイル
6の両端子間に生じた起電力により整流素子7が順バイ
アスされ、電流が流れたときにチョークコイル6に蓄積
されたエネルギーが負荷10に供給される。
20から出力される電圧に応じて導通/遮断を繰り返
し、出力端子9の電位はそれに応じて変動するが、平滑
コンデンサ8が負荷10と並列に接続されており、この
平滑コンデンサ8が充放電を繰り返すことにより、結果
として出力端子9の電位は平滑コンデンサ8により平滑
化される。この平滑化された電圧は出力電圧として、出
力端子9から負荷10に印加される。
路12と、nチャネルMOSFET(以下、nMOSと
称する。)25と、pMOS41と、定電流源26と、
駆動回路4と、カレントミラー回路14と、定電流源3
3と、電流補充回路42と、信号生成回路2と、インバ
ータ3とを有している。また、駆動回路4は電圧生成回
路13を有している。
22と、nMOS23、24とを有している。pMOS
21、22とnMOS23、24とは、それぞれのゲー
ト端子とドレイン端子とが互いに接続されている。pM
OS21は、そのソース端子が電源電圧Vccに接続さ
れ、ドレイン端子がpMOS22のソース端子に接続さ
れている。pMOS22のドレイン端子はnMOS23
のドレイン端子に接続され、nMOS23のソース端子
はnMOS24のドレイン端子に接続されており、nM
OS24のソース端子は接地電位のグランド線(電圧線)
に接続されている。pMOS22のドレイン端子とnM
OS23のドレイン端子とは、基準電圧生成回路12の
出力端子80に接続されており、pMOS21、22、
nMOS23、24に電流が流れると、出力端子80か
ら、pMOS21、22、nMOS23、24の抵抗比
に応じた電圧VAが出力される。
nMOS25のゲート端子に接続されており、出力端子
80の電圧VAは、nMOS25のゲート端子に印加さ
れる。nMOS25は、ソース端子が定電流源26を介
して接地され、ドレイン端子が電源電圧Vccに接続され
ている。このnMOS25は、そのゲート端子に印加さ
れる電圧VAによって常時導通し、定電流源26に流れ
る定電流Iaが流れるように構成されている。
にも接続されている。駆動回路4は、CMOSインバー
タを構成するpMOS51、nチャネルMOSFET
(以下でnMOSと称する。)52と、pMOS51、n
MOS52の間に挿入された電圧生成回路13を有して
いる。
に接続され、nMOS52のソース端子はグランド線に
接続されている。電圧生成回路13はpMOSで構成さ
れたMOSFET11からなり、そのソース端子がpM
OS51のドレイン端子に接続されるとともに、そのド
レイン端子がnMOS52のドレイン端子に接続されて
おり、ゲート端子が上述したnMOS25のソース端子
に接続されている。
子には、定電圧VAが印加されており、そのソース端子
の電位は、nMOS25のゲート電圧をVgs25とすると
(VA−Vgs25)になる。このように、nMOS25は、
レベルシフト素子として機能している。この電圧(VA−
Vgs25)がMOSFET11のゲート端子に印加され
る。MOSFET11は、そのソース端子が駆動回路4
の出力端子81に接続されており、駆動回路4の出力端
子81の電位VBは、MOSFET11のゲート電圧を
Vgs11とすると、VB=(VA−Vgs25+Vgs11)になる。
1とのドライブ能力が等しいものとし、MOSFET1
1が導通して、nMOS25に流れている電流Iaが流
れているものとすると、nMOS25のゲート電圧Vgs
25とMOSFET11のゲート電圧Vgs11とは等しくな
るので、駆動回路4の出力端子81の電位VBは、 VB=(VA−Vgs25+Vgs25)=VA となる。
あるpMOS22、nMOS23のドレイン端子は、p
MOS41にも接続されている。pMOS41は、その
ドレイン端子が接地され、ソース端子が電流補充回路4
2のゲート端子に接続されている。電流補充回路42は
nMOSで構成され、そのドレイン端子が電源電圧Vcc
に接続され、ソース端子が駆動回路4のMOSFET1
1のソース端子である出力端子81に接続されている。
ミラー回路14が接続されている。カレントミラー回路
14は、ダイオード接続されたpMOS31と、ダイオ
ード接続されていないpMOS32とで構成されてお
り、ダイオード接続されたpMOS31は定電流源33
に接続されている。このため、ダイオード接続されたp
MOS31には定電流源33に流れる電流Iaが流れ、
この電流と同じ大きさの電流がダイオード接続されてい
ないpMOS32にも流れる。従って、ダイオード接続
されていないpMOS32と直列接続されたpMOS4
1にも、電流Iaが流れている。
基準電圧生成回路12の出力電圧をVA、pMOS41
のゲート電圧をVgs41、電流補充回路42のゲート電圧
をVgs42としたときに、 VB=VA+Vgs41−Vgs42 と表される。
電圧出力回路の出力電圧VAと等しい場合には、VB=V
Aであるから、上式より、 Vgs41=Vgs42 となる。これは、pMOS41と、電流補充回路42の
ゲート−ソース間電圧が等しいことを示している。本実
施形態では、pMOS41のドライブ能力と、電流補充
回路42のドライブ能力とが等しくなるように予め設定
されているから、電流補充回路42と、pMOS41と
には、同じ大きさの電流が流れる。上述したようにpM
OS41には電流Iaが流れているので、電流補充回路
42にも電流Iaが流れることになる。
成回路2から、オフ状態を指示する駆動信号が出力され
ると、その駆動信号がインバータ3で反転された後に駆
動回路4内のインバータに出力される。本実施形態で
は、駆動信号がハイレベルの状態でパワーMOSFET
5を遮断状態にし、ローレベルの状態でパワーMOSF
ET5を導通状態にするものとしており、オフを指示す
るハイレベルの駆動信号がインバータ3で反転された後
に、ローレベルの信号が、駆動回路4内のインバータに
出力される。
するとともにnMOS52が遮断し、パワーMOSFE
T5のゲート端子がpMOS51を介して電源電圧Vcc
に接続される。pMOSからなるパワーMOSFET5
は、そのソース端子が電源電圧Vccに接続され、ドレイ
ン端子が整流素子7を介して接地電位に接続されてお
り、電源電圧Vccがゲート端子に印加されることにより
遮断する。このとき、MOSFET11のソース端子に
は駆動回路4のpMOS51を介して電源電圧Vccが印
加され、MOSFET11は導通した状態になってい
る。
状態で、信号生成回路2から、パワーMOSFET5を
導通状態にする信号であるローレベルの駆動信号が出力
されると、その駆動信号はインバータ3で反転され、ハ
イレベルの駆動信号が駆動回路4内のインバータに出力
される。
信号が入力されると、導通状態にあったpMOS51が
遮断するとともにnMOS52が導通する。このときM
OSFET11は導通しているので、パワーMOSFE
T5のゲート端子は、MOSFET11とnMOS52
とを介して接地電位に接続され、他方、パワーMOSF
ET5のソース端子には電源電圧Vccが接続されている
ので、パワーMOSFET5のゲート−ソース間の寄生
容量がゲート−ソース間の電圧により充電され、この充
電により、電源電圧Vccから寄生容量、パワーMOSF
ET5のゲート端子、MOSFET11、駆動回路4の
nMOS52を順次介して接地電位GNDへと充電電流が
流れる。
の出力端子81の電位VBはほぼ電源電圧Vccに等し
く、電流補充回路42のソース端子もほぼ電源電圧Vcc
に等しいので、電流補充回路42は導通しておらず、電
流補充回路42にはほとんど電流が流れない。このた
め、大きな充電電流のみがMOSFET11に流れ込
む。
ET5のゲート端子の電位が徐々に低下する。そしてパ
ワーMOSFET5のゲート−ソース間電圧がそのスレ
ッショルド電圧Vthを超えると、パワーMOSFET5
が導通する。
充回路42は、そのソース端子の電位が低下して、導通
する。すると、電源電圧Vccから電流補充回路42を介
して補充電流がMOSFET11に流れ込む。この補充
電流は、電流補充回路42が導通した直後は、そのソー
ス端子の電位が十分に低下していないので、微小な電流
量である。
MOSFET11には、減少した充電電流と、電流補充
回路42を介して供給される微小な補充電流の両方が供
給される。このときMOSFET11には、電流Iaよ
りも大きい電流が流れる。
SFET5のゲート端子の電位VBが電圧VAとほぼ等し
くなると、電流補充回路42には、電流Iaとほぼ等し
い大きさの電流が流れるとともに、充電電流はほとんど
流れなくなる。
補充回路42から、ほぼ電流Iaに等しい電流が供給さ
れるので、MOSFET11のソース端子の電位すなわ
ちパワーMOSFET5のゲート端子の電位VBは、ほ
ぼVAの状態で維持され、それ以下には低下しない。以
上により、パワーMOSFET5が導通している間、パ
ワーMOSFET5のゲート端子の電位は、基準電圧生
成回路12の出力電圧VA以下には低下しない。
pMOS21、22、nMOS23、24のオン抵抗は
全て等しくなるようにされており、その結果、基準電圧
生成回路12の出力電圧VAは電源電圧Vccの二分の一
の(1/2)Vccになる。
で低下する回路に比して、パワーMOSFETの導通時
における消費電力が少なくなり、低消費電力の電源回路
を得ることができる。
ことなく、簡単な回路構成で、パワーMOSFET5の
ゲート端子の電位が接地電位まで低下しないようにしつ
つ、パワーMOSFET5の導通状態を維持することが
できるので、アンプを用いていた従来回路に比してさら
に消費電力が小さくなる。本発明の発明者等が測定した
結果、従来回路の消費電力が数百μA程度であったのに
対し、本実施形態の電源回路ではその消費電力が数μA
まで低下しており、消費電力が大幅に低減されたことが
確認された。
ないので素子数が少なくなり、本実施形態の電源回路を
チップに搭載した際に回路が占めるスペースが小さくな
る。こうしてパワーMOSFET5が導通した状態で、
信号生成回路2から、再びオフ状態を指示するハイレベ
ルの駆動信号が出力されると、pMOS51が導通する
とともにnMOS52が遮断し、パワーMOSFET5
のゲート端子がpMOS51を介して電源電圧Vccに接
続される。その結果、パワーMOSFET5は遮断す
る。このように、駆動信号が切り変わるごとに、パワー
MOSFET5は導通/遮断を繰り返すことができる。
OSFET5をpMOSで構成しているが、本発明のパ
ワーMOSFETはこれに限られるものではなく、nM
OSで構成してもよい。
しているが、本発明のMOSFETはこれに限られるも
のではなく、nMOSで構成してもよい。さらに、基準
電圧生成回路12においては、合計4個のpMOS2
1、22、nMOS23、24のオン抵抗の比で、その
出力電圧VAが(1/2)Vccになるようにしているが、
本発明の基準電圧生成回路12はこれに限られるもので
はなく、例えば互いに等しいオン抵抗を有する合計8個
のpMOS、nMOSを用い、そのオン抵抗の比で電源
電圧Vccを5/8に分圧することで、出力電圧VAを(5
/8)Vccにして、駆動回路4の出力端子81の電位VB
が(5/8)Vcc以下に低下しないようにすることができ
る。このように、基準電圧生成回路12のnMOS、p
MOSの個数を増減して、各nMOS、pMOSのオン
抵抗による分圧比を調整することにより、駆動回路4の
出力端子81の電位VBの下限を調整することができ
る。
が、駆動回路4内のインバータを構成するpMOS51
とnMOS52との間に挿入されているものとしている
が、MOSFET11は、パワーMOSFET5のゲー
ト端子と、接地電位との間で、nMOS52と直列接続
回路を構成していればよいので、例えば、nMOS52
のソース端子と接地電位との間に挿入される構成として
もよい。
3として、MOSFET11を用いているが、本発明は
これに限らず、電流が流れたときにその両端に電位差を
生じるように構成された回路であればよい。
のゲート端子の電圧の範囲を制限することができ、低消
費電力、省スペースの電源回路を得ることができる。
ッチ素子) 6……チョークコイル(コイル) 7…
…整流素子 10……負荷 11……MOSFET
12……基準電圧生成回路 13……電圧生成回
路 20……制御回路(駆動回路) 25……電流補
充回路 52……nMOS(副スイッチ素子)
Claims (5)
- 【請求項1】スイッチングトランジスタと、コイルと、
平滑コンデンサと、フライホイールダイオードとを有す
るスイッチングレギュレータのスイッチングトランジス
タを駆動する駆動回路であって、 上記スイッチングトランジスタの制御端子を第1の電源
端子に電気的に接続するための第1の駆動トランジスタ
と、 上記スイッチングトランジスタの制御端子を第2の電源
端子に電気的に接続するための第2の駆動トランジスタ
と、 上記スイッチングトランジスタの制御端子と上記第2の
駆動トランジスタとの間に電気的に接続されている電圧
生成回路と、 上記第1及び第2の駆動トランジスタの制御端子に駆動
制御信号を供給する信号生成回路と、 を有し、 上記第2の駆動トランジスタが導通して上記スイッチン
グトランジスタが導通するときに上記スイッチングトラ
ンジスタの制御端子の電圧が上記電圧生成回路により所
定の電圧に保持される駆動回路。 - 【請求項2】上記スイッチングトランジスタの制御端子
に接続され、上記第2の駆動トランジスタが導通してい
るときに上記スイッチングトランジスタの制御端子に所
定の電流を供給する電流供給回路を更に有する請求項1
に記載の駆動回路。 - 【請求項3】第1の電源端子と第2の電源端子との間に
接続されて基準電圧を生成する基準電圧生成回路と、 上記基準電圧が制御端子に印加され、上記電流供給回路
を構成する第1のトランジスタの制御端子に所定の電圧
を供給する第2のトランジスタと、 上記基準電圧が制御端子に印加され、上記電圧生成回路
を構成する第3のトランジスタの制御端子に所定の電圧
を供給する第4のトランジスタと、 を更に有する請求項2に記載の駆動回路。 - 【請求項4】上記スイッチングトランジスタ、上記第1
の駆動トランジスタ、上記第2のトランジスタ及び上記
第3のトランジスタがPMOSトランジスタで構成さ
れ、上記第2の駆動トランジスタ、上記第1のトランジ
スタ及び上記第4のトランジスタがNMOSトランジス
タで構成される請求項3に記載の駆動回路。 - 【請求項5】上記第1の電源端子と上記第2のトランジ
スタとの間に第1の電流源が接続され、上記第2の電源
端子と上記第4のトランジスタとの間に第2の電流源が
接続されている請求項4に記載の駆動回路。
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR100782659B1 (ko) | 2006-08-23 | 2007-12-07 | 리엔 창 일렉트로닉 엔터프라이즈 컴퍼니 리미티드 | 듀얼 n-mos를 갖는 하프 브릿지 인버터 |
US10208454B2 (en) | 2014-05-12 | 2019-02-19 | Barrnon Ltd. | Apparatus for the removal of sludge |
WO2022202609A1 (ja) * | 2021-03-25 | 2022-09-29 | 国立研究開発法人科学技術振興機構 | スイッチ回路および電源回路 |
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