JP2002010497A - System-linked inverter - Google Patents

System-linked inverter

Info

Publication number
JP2002010497A
JP2002010497A JP2000179624A JP2000179624A JP2002010497A JP 2002010497 A JP2002010497 A JP 2002010497A JP 2000179624 A JP2000179624 A JP 2000179624A JP 2000179624 A JP2000179624 A JP 2000179624A JP 2002010497 A JP2002010497 A JP 2002010497A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
frequency
inverter
circuit
power supply
voltage
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
JP2000179624A
Other languages
Japanese (ja)
Other versions
JP3818831B2 (en
Inventor
Kazuhito Nishimura
和仁 西村
Masaki Eguchi
政樹 江口
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Sharp Corp
Original Assignee
Sharp Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Sharp Corp filed Critical Sharp Corp
Priority to JP2000179624A priority Critical patent/JP3818831B2/en
Publication of JP2002010497A publication Critical patent/JP2002010497A/en
Application granted granted Critical
Publication of JP3818831B2 publication Critical patent/JP3818831B2/en
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0067—Converter structures employing plural converter units, other than for parallel operation of the units on a single load
    • H02M1/007—Plural converter units in cascade
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
    • Y02E10/00—Energy generation through renewable energy sources
    • Y02E10/50—Photovoltaic [PV] energy
    • Y02E10/56—Power conversion systems, e.g. maximum power point trackers
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
    • Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
    • Y02E40/40—Arrangements for reducing harmonics

Landscapes

  • Power Conversion In General (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a system-linked inverter which eliminates errors in a leakage detector by reducing the leakage current of a prescribed frequency which flows from the positive and negative poles of a DC power supply to the ground, and also reduces the noise generated by the leakage current in the prescribed frequency. SOLUTION: In a linked inverter, having a solar battery 20 which is the DC power supply, a voltage booster circuit 2 for boosting the DC voltage from the solar battery 20, and an inverter circuit 3 which inverts the DC voltage from the booster circuit 2 into AC voltage by on/off the IGBT(insulated gate bipolar transistor) T2 to T5 and supplies the AC power to the power system 6, a resonant circuit 8 consisting of a reactor L6 and a capacitor 7 both connected in parallel is provided for the two DC bus wires 13 and 14 connecting the solar battery 20 and the voltage booster circuit 2.

Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【０００１】[0001]

【発明の属する技術分野】本発明は、直流電源や発電機
等の電力供給源から電力を得る系統連系インバータ装置
に関するものである。特に、電力供給源からトランスを
介さずに商用交流電力系統に接続されるトランスレス方
式系統連系インバータ装置における高周波漏洩電流防止
技術に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a grid-connected inverter device that obtains power from a power supply source such as a DC power supply or a generator. In particular, the present invention relates to a technique for preventing a high-frequency leakage current in a transformerless system interconnection inverter device connected from a power supply source to a commercial AC power system without using a transformer.

【０００２】[0002]

【従来の技術】商用電力系統と連系した住宅用発電シス
テムは、太陽電池や燃料電池等の直流電源より発生する
直流電力を系統連系インバータ装置によって商用周波数
の交流電力に変換し、この交流電力を商用電力系統を介
して住宅内の負荷に供給するとともに、住宅内の負荷で
消費しきれない余剰電力を自動的に商用電力系統側に逆
潮流できる発電システムである。尚、系統連系インバー
タ装置に接続される直流電源は、発電機等により発生し
た交流電力をコンバータによって直流電力に変換したも
のでもよい。2. Description of the Related Art A residential power generation system interconnected with a commercial power system converts DC power generated from a DC power source such as a solar cell or a fuel cell into AC power of a commercial frequency by a system interconnection inverter device. This is a power generation system capable of supplying power to a load in a house via a commercial power system and automatically flowing excess power, which cannot be consumed by the load in the house, to the commercial power system in reverse flow. Note that the DC power supply connected to the grid-connected inverter device may be one obtained by converting AC power generated by a generator or the like into DC power by a converter.

【０００３】このような住宅用発電システムに用いられ
る従来のトランスレス式の系統連系インバータ装置は図
２に示すような構成になっている。系統連系インバータ
装置は、直流電源１と、昇圧回路２と、インバータ回路
３と、フィルタ回路４と、連系リレー５と、で構成され
る。A conventional transformerless system interconnection inverter device used in such a residential power generation system has a configuration as shown in FIG. The system interconnection inverter device includes a DC power supply 1, a booster circuit 2, an inverter circuit 3, a filter circuit 4, and an interconnection relay 5.

【０００４】直流電源１から出力される直流電圧は昇圧
回路２により昇圧され、その昇圧された直流電圧はイン
バータ回路３によって交流電圧に変換される。インバー
タ回路３は、フィルタ回路４、及び連系リレー５を介し
て商用電力系統６に接続されている。商用電力系統６は
単相３線式系統であり、漏電ブレーカ１０、漏電検出器
８、及び交流電源１９を有している。交流電源１９の中
性点９はポールトランス（図示せず）内で接地されてい
る。尚、直流電源１と昇圧回路２との間には、電流の逆
流を防止するためにダイオードＤ６が設けられている。A DC voltage output from a DC power supply 1 is boosted by a booster circuit 2, and the boosted DC voltage is converted into an AC voltage by an inverter circuit 3. The inverter circuit 3 is connected to a commercial power system 6 via a filter circuit 4 and an interconnection relay 5. The commercial power system 6 is a single-phase three-wire system, and includes a leakage breaker 10, a leakage detector 8, and an AC power supply 19. The neutral point 9 of the AC power supply 19 is grounded in a pole transformer (not shown). Note that a diode D6 is provided between the DC power supply 1 and the booster circuit 2 to prevent a backflow of current.

【０００５】直流電源１に直流母線１３及び１４によっ
て接続されている昇圧回路２について説明する。直流電
源１と入力電圧検出回路１１とは並列に接続されてい
る。直流電源１の＋端子には、リアクトルＬ１を介して
ダイオードＤ７のアノードとIGBT（Insulated Gate Bip
olar Transistor）Ｔ１のコレクタとが接続されてい
る。そして、ダイオードＤ７のカソードには、コンデン
サＣ２の＋側端子が接続されている。一方、直流電源１
の−端子には、ダイオードＤ６を介してIGBTＴ１のエミ
ッタとコンデンサＣ２の−側端子が接続されている。ま
た、IGBTＴ１のコレクタ−エミッタ間にはダイオードＤ
１が接続されている。The booster circuit 2 connected to the DC power supply 1 by the DC buses 13 and 14 will be described. The DC power supply 1 and the input voltage detection circuit 11 are connected in parallel. The + terminal of the DC power supply 1 is connected to the anode of a diode D7 and an IGBT (Insulated Gate Bip) via a reactor L1.
olar Transistor) is connected to the collector of T1. The cathode of the diode D7 is connected to the + terminal of the capacitor C2. On the other hand, DC power supply 1
The negative terminal is connected to the emitter of the IGBTT1 and the negative terminal of the capacitor C2 via a diode D6. A diode D is provided between the collector and the emitter of the IGBT T1.
1 is connected.

【０００６】これにより、IGBTＴ１がオン状態になると
リアクトルＬ１にエネルギーが蓄積され、IGBTＴ１がオ
フ状態になるとリアクトルＬ１に蓄積されたエネルギー
が放出されてコンデンサＣ２に充電される。IGBTＴ１の
オン状態の時間とオフ状態の時間との割合を制御するこ
とにより、昇圧回路２は直流電源１から供給される電圧
を所定の電圧（３５０[V]程度）に昇圧することができ
る。Thus, when the IGBTT1 is turned on, energy is stored in the reactor L1, and when the IGBTT1 is turned off, the energy stored in the reactor L1 is released and charged in the capacitor C2. By controlling the ratio between the on-state time and the off-state time of the IGBT T1, the booster circuit 2 can boost the voltage supplied from the DC power supply 1 to a predetermined voltage (about 350 [V]).

【０００７】入力電圧検出回路１１は抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ
４の接続ノードの電圧をＰＷＭ制御回路１２に出力し
て、直流電源１から昇圧回路２に供給される電圧を検出
する。ＰＷＭ制御回路１２は入力電圧検出回路１１から
出力される電圧信号に基づき、直流電源１から供給され
る電圧が所定の電圧（３５０[V]程度）に昇圧されるよ
うにIGBTＴ１のオン状態の時間とオフ状態の時間との割
合を決定し、IGBTＴ１が２０[kHz]程度のスイッチング
周波数でスイッチングを行うように、ＰＷＭ駆動信号を
IGBTＴ１のゲートに送る。このＰＷＭ駆動信号により、
IGBTＴ１のオン・オフ状態が切り替わる。The input voltage detecting circuit 11 includes a resistor R3 and a resistor R
4 is output to the PWM control circuit 12 to detect the voltage supplied from the DC power supply 1 to the booster circuit 2. The PWM control circuit 12 controls the time of the ON state of the IGBTT 1 so that the voltage supplied from the DC power supply 1 is boosted to a predetermined voltage (about 350 [V]) based on the voltage signal output from the input voltage detection circuit 11. The PWM drive signal is determined so that the IGBTT1 performs switching at a switching frequency of about 20 [kHz].
Send to IGBTT1 gate. With this PWM drive signal,
The on / off state of the IGBT T1 is switched.

【０００８】ダイオードＤ７は電流が直流電源１側に逆
流することを防止するために設けられており、ダイオー
ドＤ１はIGBTＴ１を保護するために設けられている。The diode D7 is provided to prevent a current from flowing back to the DC power supply 1, and the diode D1 is provided to protect the IGBTT1.

【０００９】次に直流母線１６、１７を介して昇圧回路
２に接続されているインバータ回路３について説明す
る。インバータ回路３はスイッチング手段として４個の
IGBTＴ２〜Ｔ５を単相フルブリッジ構成にしたものであ
る。そして、IGBTＴ２〜Ｔ５を保護するために、IGBTＴ
２〜Ｔ５にはそれぞれ並列にダイオードＤ２〜Ｄ５が接
続されている。IGBTＴ２とIGBTＴ３との接続点ｕ及びIG
BTＴ４とIGBTＴ５との接続点ｖが交流出力線１８ｕ及び
１８ｖを介してフィルタ回路４に接続されている。ま
た、IGBTＴ２〜Ｔ５のゲートはＰＷＭ制御回路１５に接
続されている。Next, the inverter circuit 3 connected to the booster circuit 2 via the DC buses 16 and 17 will be described. The inverter circuit 3 has four switching means.
The IGBTs T2 to T5 have a single-phase full bridge configuration. Then, in order to protect the IGBTT2 to T5, the IGBTT
Diodes D2 to D5 are connected in parallel to 2 to T5, respectively. Connection point u between IGBTT2 and IGBTT3 and IG
A connection point v between the BTT 4 and the IGBT T5 is connected to the filter circuit 4 via AC output lines 18u and 18v. The gates of the IGBTs T2 to T5 are connected to the PWM control circuit 15.

【００１０】ＰＷＭ制御回路１５は、２０[kHz]のＰＷ
Ｍ駆動信号をIGBTＴ２〜Ｔ５のゲートに供給する。これ
により、IGBTＴ２〜Ｔ５のオン・オフ状態が制御され、
昇圧回路２から供給される直流電圧が所定の周波数の交
流電圧と実質的に等価な２０[kHz]のパルス電圧に変換
されてフィルタ回路４に供給される。The PWM control circuit 15 has a PWM of 20 [kHz].
The M drive signal is supplied to the gates of the IGBTs T2 to T5. This controls the on / off state of the IGBTs T2 to T5,
The DC voltage supplied from the booster circuit 2 is converted into a pulse voltage of 20 [kHz] substantially equivalent to an AC voltage having a predetermined frequency and supplied to the filter circuit 4.

【００１１】フィルタ回路４は、リアクトルＬ２、Ｌ３
とコンデンサＣ３とから成り、インバータ回路３から出
力されるパルス電圧を平滑化し電圧波形を正弦波状にし
て、連系リレー５を介して接続されている商用電力系統
６に出力する。尚、フィルタ回路４から出力される電圧
は正弦波状の波形になるが、ＰＷＭ周波数である２０[k
Hz]の高周波成分を含んでいる。The filter circuit 4 includes reactors L2, L3
And a capacitor C <b> 3, smoothing the pulse voltage output from the inverter circuit 3, making the voltage waveform a sine wave, and outputting it to the commercial power system 6 connected via the interconnection relay 5. The voltage output from the filter circuit 4 has a sinusoidal waveform, but has a PWM frequency of 20 k
[Hz].

【００１２】商用電力系統６に設けられている漏電検出
器８は、２本の交流線２３Ｕ、２３Ｖに流れる電流を測
定することによって、系統連系インバータ装置から出力
される合計の電流（以下、零相電流という）を検出して
おり、通常の状態では商用電力系統６のＵ相側交流線２
３ＵとＶ相側交流線２３Ｖとに正負等量の電流が流れて
いるため、漏電検出器８にて検出される零相電流は零で
ある。The earth leakage detector 8 provided in the commercial power system 6 measures the current flowing through the two AC lines 23U and 23V to determine the total current (hereinafter, referred to as the output from the grid-connected inverter device). Zero-phase current), and in a normal state, the U-phase side AC line 2 of the commercial power system 6.
Since the same amount of positive and negative currents flows through 3U and the V-phase side AC line 23V, the zero-phase current detected by the leakage detector 8 is zero.

【００１３】しかし、例えば漏電検出器８より系統連系
インバータ装置側において地絡事故が生じた場合、Ｕ相
交流線２３ＵとＶ相交流線２３Ｖに流れる電流が不平衡
になり、漏電検出器８にて検出される零相電流は正負ど
ちらかの値をとることになる。漏電検出器８は、この零
相電流の絶対値が所定の値以上になると漏電ブレーカ１
０に漏電検知信号を出力する。漏電ブレーカ１０は、漏
電検出器８から出力される漏電検知信号に応じてトリッ
プする。これにより、漏電が起こった際はすぐに電路が
遮断され、感電や火災を防止するとともに、系統連系イ
ンバータ装置や電力系統の電気設備を保護することがで
きる。However, for example, when a ground fault occurs on the system interconnection inverter side with respect to the earth leakage detector 8, the currents flowing through the U-phase AC line 23U and the V-phase AC line 23V become unbalanced, and the earth leakage detector 8 The zero-sequence current detected by takes a positive or negative value. When the absolute value of the zero-phase current becomes equal to or greater than a predetermined value, the leakage detector 8 detects the leakage breaker 1.
0 is output as a leakage detection signal. The earth leakage breaker 10 trips according to the earth leakage detection signal output from the earth leakage detector 8. As a result, when an electric leakage occurs, the electric circuit is immediately cut off, electric shock and fire can be prevented, and the grid-connected inverter device and the electric equipment of the electric power system can be protected.

【００１４】しかしながら、このような系統連系インバ
ータ装置の直流電源１は、グランドとの間に浮遊容量７
を形成しており、浮遊容量７に対して流れる充放電電流
が原因で漏電検出器８の誤作動を招く虞がある。However, the DC power supply 1 of such a system interconnection inverter device has a stray capacitance 7 between the DC power supply 1 and the ground.
And the charge / discharge current flowing to the stray capacitance 7 may cause malfunction of the leakage detector 8.

【００１５】具体的には、インバータ回路３は２０[kH
z]の高周波でＰＷＭスイッチングを行っており、インバ
ータ回路３のIGBTＴ２のコレクタに接続されている直流
電圧母線１６及びIGBTＴ３のエミッタに接続されている
直流電圧母線１７とインバータ回路３の接続点ｕから出
ている交流出力線１８ｕ及び接続点ｖから出ている交流
出力線１８ｖとの接続状態は、インバータ回路３のＰＷ
Ｍパルスオン区間とＰＷＭパルスオフ区間とで切り替わ
る。Specifically, the inverter circuit 3 has a frequency of 20 [kH].
z] is performed at a high frequency, and a DC voltage bus 16 connected to the collector of the IGBTT 2 of the inverter circuit 3 and a DC voltage bus 17 connected to the emitter of the IGBTT 3 and a connection point u of the inverter circuit 3 The connection state between the output AC output line 18u and the AC output line 18v output from the connection point v is determined by the PW of the inverter circuit 3.
Switching is performed between the M pulse on section and the PWM pulse off section.

【００１６】ＰＷＭパルスオン区間では、IGBTＴ２及び
Ｔ５がオン状態になり、IGBTＴ３及びＴ４がオフ状態に
なる。これにより、直流母線１６はインバータ回路３及
びフィルタ回路４を介して商用電力系統６のＵ相側交流
線２３Ｕと接続され、直流母線１７はインバータ回路３
及びフィルタ回路４を介して商用電力系統６のＶ相側交
流線２３Ｖと接続される。In the PWM pulse ON period, the IGBTTs 2 and T5 are turned on, and the IGBTTs 3 and T4 are turned off. Thus, the DC bus 16 is connected to the U-phase AC line 23U of the commercial power system 6 via the inverter circuit 3 and the filter circuit 4, and the DC bus 17 is connected to the inverter circuit 3
And a filter circuit 4 to be connected to the V-phase side AC line 23V of the commercial power system 6.

【００１７】一方、ＰＷＭパルスオフ区間では、IGBTＴ
２及びＴ５がオフ状態になり、IGBTＴ３及びＴ４がオン
状態になる。これにより、直流母線１６はインバータ回
路３及びフィルタ回路４を介して商用電力系統６のＶ相
側交流線２３Ｖと接続され、直流母線１７はインバータ
回路３及びフィルタ回路４を介して商用電力系統６のＵ
相交流線２３Ｕと接続される。On the other hand, in the PWM pulse off period, the IGBTT
2 and T5 are turned off, and IGBTs T3 and T4 are turned on. Thus, the DC bus 16 is connected to the V-phase side AC line 23V of the commercial power system 6 via the inverter circuit 3 and the filter circuit 4, and the DC bus 17 is connected to the commercial power system 6 via the inverter circuit 3 and the filter circuit 4. U
Connected to phase exchange line 23U.

【００１８】従って、直流母線１６及び１７と交流線２
３Ｕ及び２３Ｖとの接続状態は、ＰＷＭ周波数で周期的
に変化する。この接続状態の変化に伴い、直流電源１の
正負電極電位もＰＷＭ周波数で周期的に変動する。その
変動幅は、昇圧回路２からインバータ回路３に出力され
る電圧値（３５０[V]程度）と等しい。Therefore, the DC buses 16 and 17 and the AC line 2
The connection state with 3U and 23V periodically changes at the PWM frequency. With the change in the connection state, the positive and negative electrode potentials of the DC power supply 1 also periodically fluctuate at the PWM frequency. The fluctuation range is equal to the voltage value (about 350 [V]) output from the booster circuit 2 to the inverter circuit 3.

【００１９】このため、直流電源１の電極を介して浮遊
容量７にＰＷＭ周波数で振幅が３５０[V]程度である高
周波電圧が印加され、系統連系インバータ装置の連系運
転中に浮遊容量７を充放電するＰＷＭ周波数の高周波の
漏洩電流が対アースに流れてしまう。この漏洩電流の零
相成分が漏電検出器８の設定値を越えると、漏電検出器
８は地絡事故が発生したと判断して漏電ブレーカ１０を
開放して、系統連系インバータ装置を商用電力系統６か
ら解列させる。For this reason, a high-frequency voltage having a PWM frequency and an amplitude of about 350 [V] is applied to the stray capacitance 7 via the electrode of the DC power supply 1, and the stray capacitance 7 during the interconnection operation of the system interconnection inverter device. A high-frequency leakage current of a PWM frequency that charges and discharges the current flows to the ground. When the zero-phase component of the leakage current exceeds the set value of the leakage detector 8, the leakage detector 8 determines that a ground fault has occurred, opens the leakage breaker 10, and disconnects the grid-connected inverter device from the commercial power. Disconnect from system 6.

【００２０】このような誤作動を起こさない系統連系イ
ンバータ装置が特開平１０−２１０６４９号公報に開示
されている。この系統連系インバータ装置は、図６に示
すように、交流電源２０１から供給される交流電力を、
降圧トランス２０２、漏電遮断器２０３、整流器２０４
を介して一旦直流電力にして平滑コンデンサＣ４で平滑
化したのち、インバータ回路２０５で交流電力に変換
し、その変換された交流電力を電動機２０６に供給する
ことによって電動機２０６を駆動するとともに、整流器
２０４と平滑コンデンサＣ４との間に設けられた漏洩電
流抑制回路２０８により漏洩電流を吸収する。A system interconnection inverter device which does not cause such a malfunction is disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 10-210649. As shown in FIG. 6, this grid-connected inverter device converts AC power supplied from an AC power supply 201 into
Step-down transformer 202, earth leakage breaker 203, rectifier 204
, And then converted into AC power by an inverter circuit 205, and the converted AC power is supplied to the motor 206 to drive the motor 206, and the rectifier 204 A leakage current is absorbed by a leakage current suppression circuit 208 provided between the capacitor and the smoothing capacitor C4.

【００２１】漏洩電流抑制回路２０８は、リアクトルＬ
４及びＬ５と、コンデンサＣ５及びＣ６と、抵抗Ｒ１及
びＲ２と、から構成されている。この構成により、イン
バータ回路２０５の動作により発生する対アース漏洩電
流の零相成分は、浮遊容量２１５からアース２１６、抵
抗Ｒ１及びＲ２、コンデンサＣ５及びＣ６を含む閉回路
に流れるとともに、リアクトルＬ４及びＬ５により漏洩
電流零相成分の電源２０１側への流入が抑制されるた
め、零相電流は漏電遮断器２０３側に流れにくくなる。
これにより、漏電遮断器２０３の誤作動を抑制すること
ができる。The leakage current suppressing circuit 208 includes a reactor L
4 and L5, capacitors C5 and C6, and resistors R1 and R2. With this configuration, the zero-phase component of the earth leakage current generated by the operation of the inverter circuit 205 flows from the stray capacitance 215 to the closed circuit including the earth 216, the resistors R1 and R2, and the capacitors C5 and C6, and the reactors L4 and L5. As a result, the zero-phase component of the leakage current is suppressed from flowing into the power supply 201, so that the zero-phase current hardly flows to the leakage breaker 203.
Thereby, malfunction of the earth leakage breaker 203 can be suppressed.

【００２２】[0022]

【発明が解決しようとする課題】図２のようなトランス
レス方式の系統連系インバータ装置において、図６と同
じ漏洩電流抑制回路２０８を設けて図７のような構成に
した場合、直流母線１６の電位と直流母線１７の電位と
の中間電位がアース電位と等しくなるため、漏洩電流の
零相成分は減らすことができる。In the transformerless system interconnection inverter device as shown in FIG. 2, when the same leakage current suppression circuit 208 as that of FIG. 6 is provided and the configuration as shown in FIG. Is equal to the ground potential, the zero-phase component of the leakage current can be reduced.

【００２３】しかしながら、昇圧回路２の入力側から直
流電源１側を見たときの対アースのインピーダンスは低
下して見かけの浮遊容量成分は大きくなるため、対アー
スに流れる漏洩電流自体は大きくなってしまう。However, when the DC power supply 1 is viewed from the input side of the booster circuit 2, the impedance with respect to the ground decreases and the apparent stray capacitance component increases, so that the leakage current flowing to the ground increases. I will.

【００２４】このため、漏電検出器８の誤作動は防ぐこ
とはできるが、直流母線１６及び１７に流れる漏洩電流
に起因する高周波ノイズの発生を抑制することはできな
い。尚、図７において図２及び図６と同一の部分につい
ては同一の符号を付し説明を省略する。For this reason, the malfunction of the leakage detector 8 can be prevented, but the generation of high-frequency noise due to the leakage current flowing through the DC buses 16 and 17 cannot be suppressed. In FIG. 7, the same parts as those in FIGS. 2 and 6 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.

【００２５】本発明は、上記の問題点に鑑み、直流電源
の正負各電極から対アースに流れる所定の周波数の漏洩
電流を低減することにより漏電検出器の誤作動をなくす
とともに、所定の周波数の漏洩電流により発生するノイ
ズを低減した系統連系インバータ装置を提供することを
目的とする。In view of the above problems, the present invention reduces the leakage current of a predetermined frequency flowing from each of the positive and negative electrodes of a DC power supply to the ground, thereby preventing malfunction of the leakage detector and reducing the frequency of the predetermined frequency. An object of the present invention is to provide a grid-connected inverter device in which noise generated by a leakage current is reduced.

【００２６】[0026]

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明に係る系統連系インバータ装置においては、
直流電源と、該直流電源から供給される直流電圧を昇圧
する昇圧手段と、該昇圧手段から供給される直流電圧を
スイッチング素子のオン・オフにより交流電圧に変換し
該交流電圧を電力系統に出力するインバータ手段と、を
有するとともに、前記直流電源と前記昇圧手段とを連結
する２本の接続線と、前記昇圧手段と前記インバータ手
段とを連結する２本の接続線と、前記インバータ手段と
前記電力系統とを連結する２本の接続線と、のうち少な
くとも１本の接続線に、リアクトルとコンデンサとを並
列接続して成る共振回路を設ける構成とする。Means for Solving the Problems To achieve the above object, in a grid-connected inverter device according to the present invention,
DC power supply, boosting means for boosting a DC voltage supplied from the DC power supply, and converting the DC voltage supplied from the boosting means to an AC voltage by turning on / off a switching element and outputting the AC voltage to a power system Inverter means, and two connection lines connecting the DC power supply and the boosting means, two connection lines connecting the boosting means and the inverter means, the inverter means, At least one of the two connection lines connecting the power system is provided with a resonance circuit formed by connecting a reactor and a capacitor in parallel.

【００２７】このような構成にすると、共振回路の共振
周波数と同じ周波数の高周波電流は共振回路において共
振するので、直流電源の正負電極から浮遊容量を介して
アースに至る経路には、共振回路の共振周波数と同じ周
波数の高周波電流は流れない。また、共振回路の共振周
波数に近い周波数の高周波電流は共振回路において低減
されるので、直流電源の正負電極から浮遊容量を介して
アースに至る経路には、共振回路の共振周波数に近い周
波数の高周波電流はほとんど流れない。With this configuration, since a high-frequency current having the same frequency as the resonance frequency of the resonance circuit resonates in the resonance circuit, a path from the positive and negative electrodes of the DC power supply to the ground via the stray capacitance is connected to the resonance circuit. No high-frequency current having the same frequency as the resonance frequency flows. In addition, since a high-frequency current having a frequency close to the resonance frequency of the resonance circuit is reduced in the resonance circuit, a high-frequency current having a frequency close to the resonance frequency of the resonance circuit is provided on a path from the positive and negative electrodes of the DC power supply to the ground via the stray capacitance. Little current flows.

【００２８】また、本発明に係る系統連系インバータ装
置においては、直流電源と、該直流電源から供給される
直流電圧を昇圧する昇圧手段と、該昇圧手段から供給さ
れる直流電圧をスイッチング素子のオン・オフにより交
流電圧に変換し該交流電圧を電力系統に出力するインバ
ータ手段と、を有するとともに、前記直流電源と前記昇
圧手段とを連結する２本の接続線と、前記昇圧手段と前
記インバータ手段とを連結する２本の接続線と、前記イ
ンバータ手段と前記電力系統とを連結する２本の接続線
と、のうち少なくとも１本の接続線に、リアクトルとコ
ンデンサとを並列接続して成る共振回路を設け、前記イ
ンバータ手段のスイッチング周波数ｆと、前記リアクト
ルのインダクタンスＬと前記コンデンサの静電容量Ｃと
が、 ０．９８／（２×π×ｆ）2≦Ｌ×Ｃ≦１．０２／（２
×π×ｆ）2 の関係に成るような構成としてもよい。Further, in the system interconnection inverter device according to the present invention, a DC power supply, a boosting means for boosting a DC voltage supplied from the DC power supply, and a DC voltage supplied from the boosting means to a switching element. Inverter means for converting the AC voltage into an AC voltage by turning on and off, and outputting the AC voltage to a power system, two connection lines connecting the DC power supply and the boosting means, the boosting means and the inverter A reactor and a capacitor are connected in parallel to at least one of two connection lines connecting the inverter means and the power system to the inverter means. A resonance circuit is provided, and the switching frequency f of the inverter means, the inductance L of the reactor, and the capacitance C of the capacitor are 0.98 / ( 2 × π × f) 2 ≦ L × C ≦ 1.02 / (2
× π × f) 2 .

【００２９】このような構成にすると、共振回路の共振
周波数がインバータ手段のスイッチング周波数とほぼ一
致するので、直流電源の正負電極から浮遊容量を介して
アースに至る経路には、インバータ手段のスイッチング
周波数の高周波電流はほとんど流れない。With such a configuration, since the resonance frequency of the resonance circuit substantially matches the switching frequency of the inverter means, the switching frequency of the inverter means is provided on the path from the positive and negative electrodes of the DC power supply to the ground via the stray capacitance. Almost no high-frequency current flows.

【００３０】また、本発明に係る系統連系インバータ装
置においては、直流電源と、該直流電源から供給される
直流電圧を昇圧する昇圧手段と、該昇圧手段から供給さ
れる直流電圧をスイッチング素子のオン・オフにより交
流電圧に変換し該交流電圧を電力系統に出力するインバ
ータ手段と、を有するとともに、前記直流電源と前記昇
圧手段とを連結する２本の接続線と、前記昇圧手段と前
記インバータ手段とを連結する２本の接続線と、前記イ
ンバータ手段と前記電力系統とを連結する２本の接続線
と、のうち少なくとも１本の接続線に、リアクトルとコ
ンデンサとを並列接続して成る共振回路を設けるととも
に、前記インバータ手段のスイッチング周波数を可変す
るスイッチング周波数変更手段を備え、前記インバータ
手段のスイッチング周波数ｆと、前記リアクトルのイン
ダクタンスＬと前記コンデンサの静電容量Ｃとが、Ｌ×
Ｃ＝１／（２π×ｆ）2の関係になるように、前記スイ
ッチング周波数変更手段によって前記インバータ手段の
スイッチング周波数ｆを変更する構成としてもよい。Further, in the system interconnection inverter device according to the present invention, a DC power supply, a boosting means for boosting a DC voltage supplied from the DC power supply, and a DC voltage supplied from the boosting means to a switching element. Inverter means for converting the AC voltage into an AC voltage by turning on and off, and outputting the AC voltage to a power system, two connection lines connecting the DC power supply and the boosting means, the boosting means and the inverter A reactor and a capacitor are connected in parallel to at least one of two connection lines connecting the inverter means and the power system to the inverter means. A switching circuit for changing the switching frequency of the inverter means; And frequency f, the inductance L of the reactor and the capacitance C of the capacitor, L ×
The switching frequency changing means may change the switching frequency f of the inverter means so that C = 1 / (2π × f) 2 .

【００３１】このような構成にすると、インバータ手段
のスイッチング周波数が調整できるので、インバータ手
段のスイッチング周波数と共振回路の共振周波数とを正
確に一致させることができ、直流電源の正負電極から浮
遊容量を介してアースに至る経路には、インバータ手段
のスイッチング周波数の高周波電流は全く流れない。With such a configuration, the switching frequency of the inverter means can be adjusted, so that the switching frequency of the inverter means and the resonance frequency of the resonance circuit can be accurately matched, and the stray capacitance can be removed from the positive and negative electrodes of the DC power supply. No high-frequency current of the switching frequency of the inverter means flows through the path to the ground via the inverter means.

【００３２】また、本発明に係る系統連系インバータ装
置においては、上記構成の直流電源を太陽電池とする構
成としてもよい。Further, in the grid-connected inverter device according to the present invention, the DC power supply having the above configuration may be configured as a solar cell.

【００３３】このような構成にすると、直流電源が太陽
電池であるので、直流電源とアースとの浮遊容量が大き
くなるが、その浮遊容量に高周波電流がほとんど流れな
くなる。With this configuration, since the DC power supply is a solar cell, the stray capacitance between the DC power supply and the ground increases, but high-frequency current hardly flows through the stray capacitance.

【００３４】[0034]

【発明の実施の形態】本発明の系統連系インバータ装置
の一実施形態について図面を参照して説明する。図１に
第一実施形態の系統連系インバータ装置の構成図を示
す。尚、図１において図２と同一の部分については同一
の符号を付し説明を省略する。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS One embodiment of a system interconnection inverter device of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 shows a configuration diagram of the system interconnection inverter device of the first embodiment. In FIG. 1, the same portions as those in FIG. 2 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.

【００３５】本実施形態では、直流電源として太陽電池
を用いている。太陽電池２０は、正極−筐体間、負極−
筐体間に寄生的な浮遊容量成分をもっているため、通常
太陽電池２０の正負極はそれぞれ浮遊容量７を介して接
地されていることになる。In this embodiment, a solar cell is used as a DC power supply. The solar cell 20 is provided between the positive electrode and the housing, the negative electrode
Since there is a parasitic stray capacitance component between the housings, the positive and negative electrodes of the solar cell 20 are usually grounded via the stray capacitance 7, respectively.

【００３６】太陽電池モジュールは屋根据え置き型や建
材一体型など様々な形態のものがあり、浮遊容量７の値
はモジュールの形態によって異なる。建材一体型のよう
にアースに接続されている補強金属板が太陽電池２０の
裏側に配設されたモジュールでは、補強金属板と太陽電
池２０の電極が対向して平行平板を形成しているため、
浮遊容量が大きくなり、数μＦに達する場合もある。There are various types of solar cell modules such as a roof-mounted type and a building material integrated type, and the value of the floating capacitance 7 differs depending on the type of the module. In a module in which a reinforcing metal plate connected to the ground, such as a building material integrated type, is disposed on the back side of the solar cell 20, the reinforcing metal plate and the electrode of the solar cell 20 face each other to form a parallel flat plate. ,
The stray capacitance increases and may reach several μF.

【００３７】本実施形態においては、零相電流が３０[m
A]を越えた場合は漏電ブレーカ１０をトリップさせるよ
うな漏電検出器８を用いることとし、昇圧回路２及びイ
ンバータ回路３のスイッチングのＰＷＭ周波数を２０[k
Hz]とする。In the present embodiment, the zero-phase current is 30 [m
A], the leakage detector 8 that trips the leakage breaker 10 is used, and the switching PWM frequency of the booster circuit 2 and the inverter circuit 3 is set to 20 [k].
Hz].

【００３８】太陽電池２０と昇圧回路２との間には、リ
アクトルＬ６とコンデンサＣ７とを並列接続して成る共
振回路２１が正の直流母線１３と負の直流母線１４に一
つずつ設けられている。リアクトルＬ６のインダクタン
スをＬ[H]、コンデンサＣ７の静電容量をＣ[F]、共振回
路２１の共振周波数をｆr[Hz]、共振回路２１のインピ
ーダンスをＺ[Ω]とすると、 の関係が成り立っている。Between the solar cell 20 and the booster circuit 2, a resonance circuit 21 formed by connecting a reactor L6 and a capacitor C7 in parallel is provided for each of the positive DC bus 13 and the negative DC bus 14. I have. Assuming that the inductance of the reactor L6 is L [H], the capacitance of the capacitor C7 is C [F], the resonance frequency of the resonance circuit 21 is fr [Hz], and the impedance of the resonance circuit 21 is Z [Ω]. The relationship holds.

【００３９】ここで、共振回路２１の共振周波数ｆrが
インバータ回路３のＰＷＭ周波数ｆ[Hz]と一致するよう
にインダクタンスＬ[H]とコンデンサＣ７の静電容量Ｃ
[F]の値を設定する。すなわち、 Ｌ×Ｃ＝１／（２π×ｆ）2…（２） の関係を満たすように、リアクトルＬ６のインダクタン
スＬ及びコンデンサＣ７の静電量Ｃの値を設定すれば、
ｆ＝ｆrとなり、共振回路２１はＰＷＭ周波数近傍の高
周波電流を低減する帯域フィルタとして動作する。[0039] Here, the electrostatic capacitance C of the inductance L [H] and capacitor C7 so that the resonance frequency f r coincides with the PWM frequency f of the inverter circuit 3 [Hz] of the resonant circuit 21
Set the value of [F]. That is, if the values of the inductance L of the reactor L6 and the capacitance C of the capacitor C7 are set so as to satisfy the relationship of L × C = 1 / (2π × f) 2 (2)
When f = fr , the resonance circuit 21 operates as a band-pass filter for reducing a high-frequency current near the PWM frequency.

【００４０】本実施形態ではインバータ回路３のＰＷＭ
周波数ｆは２０[kHz]であるので、（２）式の関係を満
たすようにするには、例えばリアクトルＬ６のインダク
タンスＬを６３[μH]、コンデンサＣ７の静電容量Ｃを
１．０[μF]と設定する。In this embodiment, the PWM of the inverter circuit 3
Since the frequency f is 20 [kHz], in order to satisfy the relationship of the expression (2), for example, the inductance L of the reactor L6 is 63 [μH], and the capacitance C of the capacitor C7 is 1.0 [μF]. ].

【００４１】この場合の共振回路２１の高周波電流振幅
減衰率Ｑを図８（ａ）に示す。この共振回路２１の高周
波電流振幅減衰率Ｑより、共振回路２１は２０[kHz]の
高周波電流を１００％カットできることがわかる。FIG. 8A shows the high frequency current amplitude decay rate Q of the resonance circuit 21 in this case. The high frequency current amplitude decay rate Q of the resonance circuit 21 indicates that the resonance circuit 21 can cut the high frequency current of 20 [kHz] by 100%.

【００４２】また、１９．８[kHz]から２０．２[kHz]ま
での周波数範囲内での共振回路２１の高周波電流振幅減
衰率Ｑは１／ｅ（ｅ：自然対数の底）以下であり、１
９．８[kHz]から２０．２[kHz]までの範囲の高周波数電
流に対して共振回路２１はフィルタとして効果的に作用
することがわかる。従って、Ｌ×Ｃの値の範囲が（２）
式の関係より多少ずれても、共振回路２１はインバータ
回路３のＰＷＭ周波数の高周波数電流に対してフィルタ
として機能する。The high frequency current amplitude decay rate Q of the resonance circuit 21 in the frequency range from 19.8 [kHz] to 20.2 [kHz] is equal to or less than 1 / e (e: natural logarithm base). , 1
It can be seen that the resonance circuit 21 effectively acts as a filter for high frequency currents in the range from 9.8 [kHz] to 20.2 [kHz]. Therefore, the range of the value of L × C is (2)
The resonance circuit 21 functions as a filter for the high frequency current of the PWM frequency of the inverter circuit 3 even if it deviates slightly from the relationship of the formula.

【００４３】インバータ回路３のＰＷＭ周波数ｆとリア
クトルＬ６のインダクタンスＬ及びコンデンサＣ７の静
電容量ＣとがＬ×Ｃ＝０．９８／（２π×ｆ）2の関係
である場合には共振回路２１の高周波電流振幅減衰率は
図８（ｂ）に示すＱ1のように成る。When the PWM frequency f of the inverter circuit 3 and the inductance L of the reactor L6 and the capacitance C of the capacitor C7 have a relationship of L × C = 0.98 / (2π × f) 2 , the resonance circuit 21 high-frequency current amplitude decay rate of is as for Q 1 shown in Figure 8 (b).

【００４４】一方、インバータ回路３のＰＷＭ周波数ｆ
とリアクトルＬ６のインダクタンスＬ及びコンデンサＣ
７の静電容量ＣとがＬ×Ｃ＝１．０２／（２π×ｆ）2
の関係である場合には共振回路２１の高周波電流振幅減
衰率は図８（ｂ）に示すＱ2のように成る。On the other hand, the PWM frequency f of the inverter circuit 3
And the inductance L and the capacitor C of the reactor L6
7 and the capacitance C is L × C = 1.02 / (2π × f) 2
If it is to do the high-frequency current amplitude attenuation coefficient of the resonant circuit 21 is composed as Q 2 'shown in Figure 8 (b).

【００４５】Ｑ1とＱ2はともに、ＰＷＭ周波数ｆである
２０ｋＨｚでの減衰率はほぼ１／ｅであり、上記２つの
Ｌ×Ｃの値がインバータ回路３のＰＷＭ周波数ｆの高周
波電流を効果的に低減できる上下限の値である。すなわ
ち、 ０．９８／（２π×ｆ）2≦Ｌ×Ｃ≦１．０２／（２π×ｆ）2…（３） の範囲内であれば、共振回路２１はＰＷＭ周波数ｆの高
周波電流振幅を１／ｅ以下に低減できるので、Ｌ×Ｃの
値が（３）式の範囲内になるように共振回路２１のリア
クトルＬ６のインダクタンスＬとコンデンサＣ７の静電
容量Ｃとを設定するようにすればよい。勿論、（３）式
の条件において、Ｌ×Ｃ＝１／（２π×ｆ）2になるこ
とが最も望ましい。Both Q 1 and Q 2 have an attenuation rate of about 1 / e at a PWM frequency f of 20 kHz, and the two L × C values effect the high frequency current of the inverter circuit 3 at the PWM frequency f. This is the upper and lower limit that can be reduced. That is, within the range of 0.98 / (2π × f) 2 ≦ L × C ≦ 1.02 / (2π × f) 2 (3), the resonance circuit 21 determines the high-frequency current amplitude of the PWM frequency f. Since the value can be reduced to 1 / e or less, the inductance L of the reactor L6 of the resonance circuit 21 and the capacitance C of the capacitor C7 are set so that the value of L × C falls within the range of the expression (3). I just need. Of course, it is most preferable that L × C = 1 / (2π × f) 2 under the condition of the expression (3).

【００４６】このようにすると、インバータ回路３のＰ
ＷＭ周波数ｆの高周波電流は共振回路２１によって減衰
するので、浮遊容量７に流れるインバータ回路３のＰＷ
Ｍ周波数ｆの漏洩電流を大幅に抑制することができる。
これにより、漏電ブレーカ１０のトリップ基準値３０ｍ
Ａ以上の漏洩電流が流れることがなくなり、漏電検出器
８の誤作動を防止することができる。また、高周波電流
によるノイズも低減できる。By doing so, the P of the inverter circuit 3
Since the high frequency current of the WM frequency f is attenuated by the resonance circuit 21, the PW of the inverter circuit 3 flowing through the stray capacitance 7
The leakage current at the M frequency f can be greatly suppressed.
Thereby, the trip reference value of the earth leakage breaker 10 is 30 m.
The leakage current of A or more does not flow, and the malfunction of the leakage detector 8 can be prevented. Further, noise due to high-frequency current can be reduced.

【００４７】また、図３のように共振回路２１を昇圧回
路２とインバータ回路３の間の正の直流母線１６と負の
直流母線１７とにそれぞれ設けた構成にしてもよい。こ
の構成においても、上述した図１の構成と同様に共振回
路２１はインバータ回路３のＰＷＭ周波数ｆの高周波電
流を減衰させ、浮遊容量７への高周波漏洩電流の流入を
抑制することができる。As shown in FIG. 3, the resonance circuit 21 may be provided on the positive DC bus 16 and the negative DC bus 17 between the booster circuit 2 and the inverter circuit 3, respectively. Also in this configuration, similarly to the configuration of FIG. 1 described above, the resonance circuit 21 can attenuate the high-frequency current of the PWM frequency f of the inverter circuit 3 and suppress the inflow of the high-frequency leakage current into the stray capacitance 7.

【００４８】また、図４のように共振回路２１をフィル
タ回路４と連系リレー５の間に設けた構成にしてもよ
い。この構成においても、上述した図１及び図３の構成
と同様に共振回路２１はインバータ回路３のＰＷＭ周波
数ｆの高周波電流を減衰させ、浮遊容量７への高周波漏
洩電流の流入を抑制することができる。Further, as shown in FIG. 4, the resonance circuit 21 may be provided between the filter circuit 4 and the interconnection relay 5. Also in this configuration, the resonance circuit 21 attenuates the high-frequency current of the PWM frequency f of the inverter circuit 3 and suppresses the inflow of the high-frequency leakage current into the stray capacitance 7, as in the configurations of FIGS. 1 and 3 described above. it can.

【００４９】次に、第二実施形態の系統連系インバータ
装置について、図５を参照して説明する。尚、図５にお
いて図１と同一の部分については同一の符号を付し説明
を省略する。Next, a system interconnection inverter device according to a second embodiment will be described with reference to FIG. In FIG. 5, the same parts as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.

【００５０】第二実施形態の系統連系インバータ装置
は、図１の第一実施形態の系統連系インバータ装置にＰ
ＷＭ制御回路１５のＰＷＭ周波数ｆを調整するＰＷＭ周
波数調整回路２２を付加した構成に成っている。The grid-connected inverter device of the second embodiment is different from the grid-connected inverter device of the first embodiment of FIG.
The configuration is such that a PWM frequency adjustment circuit 22 for adjusting the PWM frequency f of the WM control circuit 15 is added.

【００５１】ＰＷＭ周波数調整回路２２は、ＰＷＭ制御
回路１５に対してＰＷＭ周波数の指令値Ｓ１を与えてい
る。指令値Ｓ１は、系統連系インバータ装置の外部に設
けられている操作部（図示せず）において行われる操作
に基づき変化する。これにより、ＰＷＭ制御回路１５が
IGBTＴ２〜Ｔ５に対して出力するＰＷＭ制御信号の周波
数が変化し、インバータ回路３のＰＷＭ周波数ｆが可変
する。The PWM frequency adjusting circuit 22 gives a PWM frequency command value S 1 to the PWM control circuit 15. The command value S1 changes based on an operation performed on an operation unit (not shown) provided outside the grid interconnection inverter device. Thereby, the PWM control circuit 15
The frequency of the PWM control signal output to the IGBTs T2 to T5 changes, and the PWM frequency f of the inverter circuit 3 changes.

【００５２】共振回路８のリアクトルＬ６とコンデンサ
Ｃ７とは個々の製品により物性がばらつくため、インダ
クタンスＬや静電容量Ｃを所望の値と一致させることは
困難である。例えば、ＰＷＭ制御回路１５は２０[kHz]
のＰＷＭ制御信号をIGBTＴ２〜Ｔ５に出力する場合、イ
ンダクタンスＬや静電容量Ｃの所望の値は、上述した第
一実施形態で挙げた例のようにリアクトルＬ６のインダ
クタンスＬが６３[μH]、コンデンサＣ７の静電容量Ｃ
が１．０[μF]であるが、実際にはコンデンサＣ７の静
電容量Ｃは所望の値である１．０[μF]が得られ、イン
ダクタンスＬは物性のばらつきにより６０[μH]になっ
たとする。Since the physical properties of the reactor L6 and the capacitor C7 of the resonance circuit 8 vary depending on individual products, it is difficult to match the inductance L and the capacitance C with desired values. For example, the PWM control circuit 15 outputs 20 [kHz]
When the PWM control signal is output to the IGBTs T2 to T5, the desired values of the inductance L and the capacitance C are 63 [μH], the inductance L of the reactor L6 as in the example described in the first embodiment. Capacitance C of capacitor C7
Is actually 1.0 [μF], but in practice, the desired value of the capacitance C of the capacitor C7 is 1.0 [μF], and the inductance L becomes 60 [μH] due to the variation in physical properties. Suppose.

【００５３】インバータ回路３のＰＷＭ周波数である２
０[kHz]の高周波電流を抑制するためには、Ｌ×Ｃの値
は（３）式より６．２×１０-11≦Ｌ×Ｃ≦６．５×１
０-11を満たしていなければ所望のフィルタ効果が期待
できない。しかし、実際のＬ×Ｃの値は、リアクトルＬ
６の物性のばらつきによって６．０×１０-11であるた
め、インバータ回路３のＰＷＭ周波数である２０[kHz]
の高周波電流はほとんど低減できない。2 which is the PWM frequency of the inverter circuit 3
In order to suppress the high-frequency current of 0 [kHz], the value of L × C is determined by the expression (3) as follows: 6.2 × 10 −11 ≦ L × C ≦ 6.5 × 1
If 0-11 is not satisfied, a desired filter effect cannot be expected. However, the actual value of L × C is the reactor L
Since it is 6.0 × 10 -11 due to the variation in the physical properties of 6, the PWM frequency of the inverter circuit 3 is 20 [kHz].
Of the high-frequency current can hardly be reduced.

【００５４】この場合、ＰＷＭ周波数調整回路２２を用
いて、（２）式を満たすようにＰＷＭ周波数ｆを調整す
る。すなわち、リアクトルＬ６のインダクタンスＬが６
０[μH]、コンデンサＣ７の静電容量Ｃ７が１．０[μF]
である場合は、（１）式より共振回路８の共振周波数ｆ
rは２０．５[kHz]になるので、インバータ回路３のＰＷ
Ｍ周波数ｆも２０．５[kHz]とすればよい。従って、Ｐ
ＷＭ周波数調整回路２２はインバータ回路３のＰＷＭ周
波数ｆが２０．５[kHz]になるような指令値Ｓ１をＰＷ
Ｍ制御回路１５に与えるようにする。これにより、イン
バータ回路３のＰＷＭ周波数は２０．５[kHz]になる。
尚、共振回路８の共振周波数ｆrを検知するには、周波
数が可変する高周波電源を共振回路８に接続し、共振回
路８に高周波電圧を入力して共振回路８から出力される
電圧が零になる周波数を探せばよい。In this case, the PWM frequency f is adjusted using the PWM frequency adjusting circuit 22 so as to satisfy the expression (2). That is, the inductance L of the reactor L6 is 6
0 [μH], the capacitance C7 of the capacitor C7 is 1.0 [μF]
, The resonance frequency f of the resonance circuit 8 is obtained from the equation (1).
Since r becomes 20.5 [kHz], the PW of the inverter circuit 3
The M frequency f may be set to 20.5 [kHz]. Therefore, P
The WM frequency adjusting circuit 22 sets the command value S1 such that the PWM frequency f of the inverter circuit 3 becomes 20.5 [kHz].
The signal is supplied to the M control circuit 15. As a result, the PWM frequency of the inverter circuit 3 becomes 20.5 [kHz].
Note that detects the resonance frequency f r of the resonance circuit 8, a voltage with a frequency of the high frequency power source for variably connected to the resonant circuit 8 is outputted from the resonance circuit 8 to enter a high-frequency voltage to the resonance circuit 8 is zero What is necessary is just to find the frequency that becomes.

【００５５】これにより、リアクトルＬ６のインダクタ
ンスＬが６０[μH]、コンデンサＣ７の静電容量Ｃが
１．０[μF]である場合に、高周波電流低減効果が最も
高くなる２０．５[kHz]の帯域に、インバータ回路３の
ＰＷＭ周波数ｆを一致させることができる。従って、共
振回路８はインバータ回路３のＰＷＭ周波数の高周波電
流を最も効果的に減衰させ、浮遊容量７への漏洩電流の
流入を抑制することができる。尚、このようなインバー
タ回路３のＰＷＭ周波数の調整は工場出荷時に行ってお
くとよい。Thus, when the inductance L of the reactor L6 is 60 [μH] and the capacitance C of the capacitor C7 is 1.0 [μF], the effect of reducing the high frequency current is 20.5 [kHz], which is the highest. , The PWM frequency f of the inverter circuit 3 can be made to match. Therefore, the resonance circuit 8 most effectively attenuates the high frequency current of the PWM frequency of the inverter circuit 3 and can suppress the leakage current from flowing into the stray capacitance 7. Note that such adjustment of the PWM frequency of the inverter circuit 3 is preferably performed at the time of factory shipment.

【００５６】[0056]

【発明の効果】本発明によると、前記直流電源と前記昇
圧手段とを連結する２本の接続線と、前記昇圧手段と前
記インバータ手段とを連結する２本の接続線と、前記イ
ンバータ手段と前記電力系統とを連結する２本の接続線
と、のうち少なくとも１本の接続線に共振回路が設けら
れているので、共振回路の共振周波数近傍の周波数の高
周波電流は共振回路において低減される。従って、直流
電源の正負電極から浮遊容量を介してアースに至る経路
には、共振回路の共振周波数近傍に周波数の高周波電流
はほとんど流れない。これにより、高周波電流が流れる
ことによって電力系統に設けられている漏電検出器に誤
作動が起こることを防止できる。また、高周波電流によ
るインバータ装置外部への発生ノイズを低減することが
できる。According to the present invention, two connection lines connecting the DC power supply and the boosting means, two connection lines connecting the boosting means and the inverter means, Since the resonance circuit is provided in at least one of the two connection lines connecting the power system, the high-frequency current having a frequency near the resonance frequency of the resonance circuit is reduced in the resonance circuit. . Therefore, on the path from the positive and negative electrodes of the DC power supply to the ground via the stray capacitance, almost no high-frequency current having a frequency near the resonance frequency of the resonance circuit flows. Thereby, it is possible to prevent the malfunction of the leakage detector provided in the power system due to the flow of the high-frequency current. Further, noise generated outside the inverter device due to the high-frequency current can be reduced.

【００５７】また、本発明によると、前記インバータ手
段のスイッチング周波数ｆと、前記リアクトルのインダ
クタンスＬと前記コンデンサの静電容量Ｃとが、０．９
８／（２π×ｆ）2≦Ｌ×Ｃ≦１．０２／（２π×ｆ）2
の関係にあるので、共振回路の共振周波数がインバータ
手段のスイッチング周波数とほぼ一致する。従って、イ
ンバータ手段のスイッチングに伴い発生するインバータ
手段のスイッチング周波数と同じ周波数の高周波電流を
低減することができる。これにより、インバータ手段の
スイッチング周波数と同じ周波数の高周波電流が流れる
ことによって電力系統に設けられている漏電検出器に誤
作動が起こることを防止できる。また、インバータ手段
のスイッチング周波数と同じ周波数の高周波電流による
インバータ装置外部への発生ノイズを低減することがで
きる。According to the present invention, the switching frequency f of the inverter means, the inductance L of the reactor, and the capacitance C of the capacitor are set to 0.9.
8 / (2π × f) 2 ≦ L × C ≦ 1.02 / (2π × f) 2
Therefore, the resonance frequency of the resonance circuit substantially matches the switching frequency of the inverter means. Therefore, a high-frequency current having the same frequency as the switching frequency of the inverter generated by the switching of the inverter can be reduced. Thereby, it is possible to prevent the malfunction of the leakage detector provided in the power system due to the flow of the high-frequency current having the same frequency as the switching frequency of the inverter means. Further, noise generated outside the inverter device due to a high-frequency current having the same frequency as the switching frequency of the inverter means can be reduced.

【００５８】また、本発明によると、インバータ手段の
スイッチング周波数を可変するスイッチング周波数変更
手段を備え、前記インバータ手段のスイッチング周波数
ｆと、前記リアクトルのインダクタンスＬと前記コンデ
ンサの静電容量Ｃとが、Ｌ×Ｃ＝１／（２π×ｆ）2の
関係になるように、前記スイッチング周波数変更手段に
よって前記インバータ手段のスイッチング周波数ｆを変
更するので、インバータ手段のスイッチング周波数と共
振回路の共振周波数とを正確に一致させることができ
る。これにより、直流電源の正負電極から浮遊容量を介
してアースに至る経路にはインバータ手段のスイッチン
グ周波数の高周波電流は全く流れなくなり、直流電源と
アースとの浮遊容量が大きくなっても、インバータ手段
のスイッチング周波数と同じ周波数の高周波電流が流れ
ることによって電力系統に設けられている漏電検出器に
誤作動が起こることを防ぐことができる。また、インバ
ータ手段のスイッチング周波数と同じ周波数の高周波電
流によるインバータ装置外部への発生ノイズを完全にな
くすことができる。Further, according to the present invention, there is provided switching frequency changing means for varying the switching frequency of the inverter means, wherein the switching frequency f of the inverter means, the inductance L of the reactor and the capacitance C of the capacitor are: Since the switching frequency f of the inverter means is changed by the switching frequency changing means so that L × C = 1 / (2π × f) 2 , the switching frequency of the inverter means and the resonance frequency of the resonance circuit are changed. Can be matched exactly. As a result, no high-frequency current of the switching frequency of the inverter means flows on the path from the positive and negative electrodes of the DC power supply to the ground via the floating capacitance at all, and even if the floating capacitance between the DC power supply and the ground increases, It is possible to prevent a malfunction from occurring in the leakage detector provided in the power system due to the flow of the high-frequency current having the same frequency as the switching frequency. Further, it is possible to completely eliminate noise generated outside the inverter device due to a high-frequency current having the same frequency as the switching frequency of the inverter means.

【００５９】また、本発明によると、直流電源を太陽電
池としているので、直流電源とアースとの浮遊容量が大
きくなるが、その浮遊容量に高周波電流がほとんど若し
くは全く流れなくなる。これにより、高周波電流が流れ
ることによって電力系統に設けられている漏電検出器に
誤作動が起こることを防止できる。また、高周波電流に
よるインバータ装置外部への発生ノイズを低減すること
ができる。According to the present invention, since the DC power supply is a solar cell, the stray capacitance between the DC power supply and the ground increases, but little or no high-frequency current flows through the stray capacitance. Thereby, it is possible to prevent the malfunction of the leakage detector provided in the power system due to the flow of the high-frequency current. Further, noise generated outside the inverter device due to the high-frequency current can be reduced.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図１】 本発明の第一実施形態の系統連系インバ
ータ装置の構成を示す図である。FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of a system interconnection inverter device according to a first embodiment of the present invention.

【図２】 従来のトランスレス方式の系統連系イン
バータ装置の構成を示す図である。FIG. 2 is a diagram showing a configuration of a conventional transformerless system interconnection inverter device.

【図３】 本発明の第一実施形態の系統連系インバ
ータ装置と同様の効果を奏する他の系統連系インバータ
装置の構成を示す図である。FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration of another system interconnection inverter device having the same effect as the system interconnection inverter device of the first embodiment of the present invention.

【図４】 本発明の第一実施形態の系統連系インバ
ータ装置と同様の効果を奏する更に他の系統連系インバ
ータ装置の構成を示す図である。FIG. 4 is a diagram showing a configuration of still another system interconnection inverter device having the same effect as that of the system interconnection inverter device of the first embodiment of the present invention.

【図５】 本発明の第二実施形態の系統連系インバ
ータ装置の構成を示す図である。FIG. 5 is a diagram illustrating a configuration of a system interconnection inverter device according to a second embodiment of the present invention.

【図６】 漏洩電流抑制回路を備えた従来の系統連
系インバータ装置図である。FIG. 6 is a diagram of a conventional system interconnection inverter device having a leakage current suppression circuit.

【図７】 漏洩電流抑制回路を備えた従来のトラン
スレス方式の系統連系インバータ装置の構成を示す図で
ある。FIG. 7 is a diagram illustrating a configuration of a conventional transformerless system interconnection inverter device having a leakage current suppression circuit.

【図８】 共振回路における高周波電流の振幅減衰
率を示す図である。FIG. 8 is a diagram illustrating an amplitude decay rate of a high-frequency current in a resonance circuit.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１ 直流電源 ２ 昇圧回路 ３ インバータ回路 ４ フィルタ回路 ５ 連系リレー ６ 商用電力系統 ７ 浮遊容量 ８ 漏電検出器 ９ 中性点 １０ 漏電ブレーカ １１ 入力電圧検出回路 １２ ＰＷＭ制御回路 １３ 直流母線 １４ 直流母線 １５ ＰＷＭ制御回路 １６ 直流母線 １７ 直流母線 １８ｕ、１８ｖ 交流出力線 １９ 交流電源 ２０ 太陽電池 ２１ 共振回路 ２２ ＰＷＭ周波数調整回路 ２３Ｕ、２３Ｖ 交流線 ２０１ 交流電源 ２０２ 降圧トランス ２０３ 漏電遮断器 ２０４ 整流器 ２０８ 漏洩電流抑制回路 ２１５ 浮遊容量 Ｃ１〜Ｃ７ コンデンサ Ｄ１〜Ｄ７ ダイオード Ｌ１〜Ｌ６ リアクトル Ｒ１〜Ｒ４ 抵抗 Ｓ１ 指令値 Ｔ１〜Ｔ５ IGBT ｕ 接続点 ｖ 接続点 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 DC power supply 2 Booster circuit 3 Inverter circuit 4 Filter circuit 5 Interconnection relay 6 Commercial power system 7 Floating capacitance 8 Leakage detector 9 Neutral point 10 Leakage breaker 11 Input voltage detection circuit 12 PWM control circuit 13 DC bus 14 DC bus 15 PWM control circuit 16 DC bus 17 DC bus 18u, 18v AC output line 19 AC power supply 20 Solar cell 21 Resonance circuit 22 PWM frequency adjustment circuit 23U, 23V AC line 201 AC power supply 202 Step-down transformer 203 Leakage breaker 204 Rectifier 208 Leakage current suppression Circuit 215 Stray capacitance C1 to C7 Capacitor D1 to D7 Diode L1 to L6 Reactor R1 to R4 Resistance S1 Command value T1 to T5 IGBT u Connection point v Connection point

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5G066 EA01 HA13 HA30 HB05 5H007 AA01 AA08 AA17 BB07 CA01 CB04 CB05 CC03 CC09 CC12 DB01 DC05 EA02 5H740 BA11 BB05 BB08 MM11 NN02 NN17 NN18  ──────────────────────────────────────────────────続 き Continued on the front page F term (reference) 5G066 EA01 HA13 HA30 HB05 5H007 AA01 AA08 AA17 BB07 CA01 CB04 CB05 CC03 CC09 CC12 DB01 DC05 EA02 5H740 BA11 BB05 BB08 MM11 NN02 NN17 NN18

Claims (4)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】直流電源と、該直流電源から供給される直
流電圧を昇圧する昇圧手段と、該昇圧手段から供給され
る直流電圧をスイッチング素子のオン・オフにより交流
電圧に変換し該交流電圧を電力系統に出力するインバー
タ手段と、を有する系統連系インバータ装置において、 前記直流電源と前記昇圧手段とを連結する２本の接続線
と、前記昇圧手段と前記インバータ手段とを連結する２
本の接続線と、前記インバータ手段と前記電力系統とを
連結する２本の接続線と、のうち少なくとも１本の接続
線に、 リアクトルとコンデンサとを並列接続して成る共振回路
を設けたことを特徴とする系統連系インバータ装置。A DC power supply; a boosting means for boosting a DC voltage supplied from the DC power supply; a DC voltage supplied from the boosting means is converted into an AC voltage by turning on / off a switching element; And an inverter means for outputting the power to the power system, comprising: two connection lines connecting the DC power supply and the boosting means; and 2 connecting the boosting means and the inverter means.
A resonance circuit formed by connecting a reactor and a capacitor in parallel to at least one of the two connection lines and the two connection lines connecting the inverter means and the power system. A grid-connected inverter device. 【請求項２】前記インバータ手段のスイッチング周波数
ｆと、前記リアクトルのインダクタンスＬと前記コンデ
ンサの静電容量Ｃとが、 ０．９８／（２π×ｆ）2≦Ｌ×Ｃ≦１．０２／（２π
×ｆ）2 の関係にあることを特徴とする請求項１に記載の系統連
結インバータ装置。2. The switching frequency f of the inverter means, the inductance L of the reactor, and the capacitance C of the capacitor are 0.98 / (2π × f) 2 ≦ L × C ≦ 1.02 / ( 2π
The system connection inverter device according to claim 1, wherein the relationship is (f) 2 . 【請求項３】前記インバータ手段のスイッチング周波数
を可変するスイッチング周波数変更手段を備えるととも
に、 前記インバータ手段のスイッチング周波数ｆと、前記リ
アクトルのインダクタンスＬと前記コンデンサの静電容
量Ｃとが、 Ｌ×Ｃ＝１／（２π×ｆ）2 の関係になるように、前記スイッチング周波数変更手段
によって前記インバータ手段のスイッチング周波数ｆを
変更することを特徴とする請求項１または請求項２に記
載の系統連系インバータ装置。3. A switching frequency changing means for varying a switching frequency of the inverter means, wherein a switching frequency f of the inverter means, an inductance L of the reactor, and a capacitance C of the capacitor are L × C. 3. The system interconnection according to claim 1, wherein the switching frequency f of the inverter means is changed by the switching frequency changing means such that a relationship of = 1 / (2π × f) 2 is satisfied. 4. Inverter device. 【請求項４】前記直流電源は太陽電池であることを特徴
とする請求項１〜請求項３のいずれかに記載の系統連系
インバータ装置。4. The system interconnection inverter device according to claim 1, wherein said DC power supply is a solar cell.
JP2000179624A 2000-06-15 2000-06-15 Grid-connected inverter device Expired - Fee Related JP3818831B2 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2000179624A JP3818831B2 (en) 2000-06-15 2000-06-15 Grid-connected inverter device

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2000179624A JP3818831B2 (en) 2000-06-15 2000-06-15 Grid-connected inverter device

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2002010497A true JP2002010497A (en) 2002-01-11
JP3818831B2 JP3818831B2 (en) 2006-09-06

Family

ID=18680862

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2000179624A Expired - Fee Related JP3818831B2 (en) 2000-06-15 2000-06-15 Grid-connected inverter device

Country Status (1)

Country Link
JP (1) JP3818831B2 (en)

Cited By (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP1235339A2 (en) * 2001-02-26 2002-08-28 Canon Kabushiki Kaisha Inverter, power supply system and method of reducing leakage current in power supply system
WO2006125409A3 (en) * 2005-05-20 2008-01-17 Sma Technologie Ag Power inverter
JP2010041790A (en) * 2008-08-04 2010-02-18 Fuji Electric Systems Co Ltd Power conversion apparatus
CN103192739A (en) * 2013-04-24 2013-07-10 王大方 Hybrid-electric pure electric vehicle energy distributor and control method thereof
WO2017197629A1 (en) * 2016-05-19 2017-11-23 胡炎申 Current source inverter system and inverter device
KR20180132617A (en) * 2016-02-01 2018-12-12 팩키징 테크놀로지스 앤드 인스펙션, 엘엘시 System and method for AC-DC high-voltage leak detection
JP2020515217A (en) * 2017-02-03 2020-05-21 シーメンス アクチエンゲゼルシヤフトＳｉｅｍｅｎｓ Ａｋｔｉｅｎｇｅｓｅｌｌｓｃｈａｆｔ Power semiconductor circuit
CN115692138A (en) * 2023-01-03 2023-02-03 华中科技大学 Cathode high-voltage power supply for frequency modulation of terahertz gyrotron
CN117955047A (en) * 2024-03-26 2024-04-30 锦浪科技股份有限公司 Leakage current suppression method in relay self-test

Cited By (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP1235339A2 (en) * 2001-02-26 2002-08-28 Canon Kabushiki Kaisha Inverter, power supply system and method of reducing leakage current in power supply system
EP1235339A3 (en) * 2001-02-26 2004-09-08 Canon Kabushiki Kaisha Inverter, power supply system and method of reducing leakage current in power supply system
WO2006125409A3 (en) * 2005-05-20 2008-01-17 Sma Technologie Ag Power inverter
JP2010041790A (en) * 2008-08-04 2010-02-18 Fuji Electric Systems Co Ltd Power conversion apparatus
CN103192739A (en) * 2013-04-24 2013-07-10 王大方 Hybrid-electric pure electric vehicle energy distributor and control method thereof
KR102417975B1 (en) 2016-02-01 2022-07-05 팩키징 테크놀로지스 앤드 인스펙션, 엘엘시 Systems and methods for detecting AC-DC high voltage leaks
KR20180132617A (en) * 2016-02-01 2018-12-12 팩키징 테크놀로지스 앤드 인스펙션, 엘엘시 System and method for AC-DC high-voltage leak detection
JP2019505006A (en) * 2016-02-01 2019-02-21 パッケージング テクノロジーズ アンド インスペクション、エルエルシイ System and method for AC-DC high voltage leakage detection
JP2021060425A (en) * 2016-02-01 2021-04-15 パッケージング テクノロジーズ アンド インスペクション、エルエルシイ System and method for ac-dc high-voltage leak detection
US11300476B2 (en) 2016-02-01 2022-04-12 Packaging Technologies & Inspection, LLC System and method for alternating-direct high voltage leak detection
JP7056998B2 (en) 2016-02-01 2022-04-19 パッケージング テクノロジーズ アンド インスペクション、エルエルシイ Systems and methods for AC-DC high voltage leak detection
WO2017197629A1 (en) * 2016-05-19 2017-11-23 胡炎申 Current source inverter system and inverter device
JP2020515217A (en) * 2017-02-03 2020-05-21 シーメンス アクチエンゲゼルシヤフトＳｉｅｍｅｎｓ Ａｋｔｉｅｎｇｅｓｅｌｌｓｃｈａｆｔ Power semiconductor circuit
CN115692138A (en) * 2023-01-03 2023-02-03 华中科技大学 Cathode high-voltage power supply for frequency modulation of terahertz gyrotron
CN115692138B (en) * 2023-01-03 2023-04-07 华中科技大学 Cathode high-voltage power supply for frequency modulation of terahertz gyrotron
CN117955047A (en) * 2024-03-26 2024-04-30 锦浪科技股份有限公司 Leakage current suppression method in relay self-test
CN117955047B (en) * 2024-03-26 2024-05-31 锦浪科技股份有限公司 Leakage current suppression method in relay self-test

Also Published As

Publication number Publication date
JP3818831B2 (en) 2006-09-06

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP4463963B2 (en) Grid interconnection device
US8508957B2 (en) Power conversion device for converting DC power to AC power
US7944091B2 (en) Apparatus for feeding electrical energy into a power grid and DC voltage converter for such an apparatus
US8994216B2 (en) Power conversion apparatus
JP5208374B2 (en) Grid interconnection power conditioner and grid interconnection power system
JP5097828B2 (en) Power converter
JP4783294B2 (en) Power converter for grid connection
US11228258B2 (en) Uninterruptible power supply apparatus
JP2002252986A (en) Inverter, power supply system and method for reducing leakage current in power supply system
CN101785174B (en) Inverter unit without transformer for thin-film solar panels
JP4494562B2 (en) Power converter for photovoltaic power generation
JP4705682B2 (en) Inverter for two direct current sources and driving method of the inverter
JP6526924B1 (en) Power converter
WO2006136801A2 (en) Improvements in electrical power converters
JP3941346B2 (en) Power conditioner in solar power generation system
JP2002218656A (en) System linkage inverter
JP3818831B2 (en) Grid-connected inverter device
JP3805953B2 (en) Power conditioner and solar power generation system using the same
JP3226246B2 (en) High voltage self-excited converter for grid interconnection
JP2801621B2 (en) Power supply device by PWM control
WO1999027639A1 (en) Power converter
CN114400913A (en) Photovoltaic inverter and photovoltaic grid-connected inverter system applying same
CN102130457A (en) Harmonic current counteracting module
Su et al. A novel topology for single phase UPS systems
JP2002142463A (en) System linkage inverter

Legal Events

Date Code Title Description
A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20041201

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20041214

A521 Written amendment

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20050127

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20050830

A521 Written amendment

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20051017

A02 Decision of refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02

Effective date: 20060328

A521 Written amendment

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20060413

A911 Transfer of reconsideration by examiner before appeal (zenchi)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A911

Effective date: 20060425

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20060613

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20060613

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100623

Year of fee payment: 4

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100623

Year of fee payment: 4

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110623

Year of fee payment: 5

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120623

Year of fee payment: 6

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120623

Year of fee payment: 6

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130623

Year of fee payment: 7

LAPS Cancellation because of no payment of annual fees