JP2002218656A - System linkage inverter - Google Patents

System linkage inverter

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JP2002218656A
JP2002218656A JP2001014081A JP2001014081A JP2002218656A JP 2002218656 A JP2002218656 A JP 2002218656A JP 2001014081 A JP2001014081 A JP 2001014081A JP 2001014081 A JP2001014081 A JP 2001014081A JP 2002218656 A JP2002218656 A JP 2002218656A
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Masaki Eguchi
Kazuhito Nishimura
政樹 江口
和仁 西村
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Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a system linkage inverter of a transformerless system, wherein the amount of high frequency leakage current is smaller and possibility of malfunction of a leakage detector is small.
SOLUTION: In the system linkage inverter comprising a direct current, a voltage step-up circuit which steps up a dc voltage output by the de power supply and an inverter circuit which converts the direct current output by the step-up circuit to an alternating current, a filter circuit is provided between the inverter circuit, a connecting point of the power system and a positive input line of the step-up circuit. The leakage current flowing through a floating capacity to the ground of the dc power source is reduced by decreasing the high frequency voltage applied to the dc power source from the system.
COPYRIGHT: (C)2002,JPO

Description

【発明の詳細な説明】 DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【0001】 [0001]

【発明の属する技術分野】本発明は、直流電源、発電機等の電力供給源から電力を得る系統連系インバータ装置に関し、特に電力供給源からトランスを介さずに商用交流電力系統に接続されるトランスレス方式インバータにおける高周波漏洩電流防止技術に関するものである。 BACKGROUND OF THE INVENTION The present invention includes a DC power supply, relates interconnection inverter device for obtaining power from the power supply of the generator or the like, in particular connected from the power supply to the commercial AC power system without using the transformer it relates RF leakage current preventing technique in transformerless type inverter.

【0002】 [0002]

【従来の技術】電力系統と連系した住宅用発電システムは、太陽電池や燃料電池等の直流電源より発生する直流電力を系統連系インバータにより商用周波数の交流電力に変換し、この交流電力を電力系統に接続されている家庭内負荷に供給するとともに、余剰電力を自動的に系統側へ逆潮流できるシステムである。 BACKGROUND OF THE INVENTION power system and interconnection power generation system for residential, converted into AC power of a commercial frequency DC power generated from the DC power supply such as a solar cell or a fuel cell by system interconnection inverter, the AC power supplies to domestic loads connected to the power grid, it is automatically system capable backward flow to the system side excess power.

【0003】従来のトランスレス方式の系統連系インバータ装置は特開平10−271688号公報の従来技術の項に記されているようなものが一般的で、その構成について図7を用いて説明する。 [0003] system interconnection inverter device of a conventional transformer-less system is a what is commonly as noted in section of the prior art JP-A-10-271688 will be described with reference to FIG. 7. The structure . 系統連系インバータ装置100において、直流電源101の直流出力は昇圧回路102により昇圧され、その直流電力はインバータ回路103および波形平滑回路104によって交流に変換されて連系リレー105、および漏電ブレーカ110を介して電力系統106に接続される。 In system interconnection inverter device 100, the DC output of the DC power supply 101 is boosted by the booster circuit 102, the DC power inverter circuit 103 and the waveform smoothing circuit 104 by being converted into an AC connector relay 105, and the earth leakage breaker 110 It is connected to the electric power system 106 through. 電力系統106は単相3線式系統であり、中性線109はポールトランス内で接地されている。 Power system 106 is a single-phase three-wire system, the neutral line 109 is grounded in the pole transformer. 昇圧回路102は、リアクトルL The step-up circuit 102, reactor L
a、ダイオードDa、コンデンサCa、およびスイッチ素子Saを備える昇圧チョッパであり、直流電源101 a, a diode Da, a step-up chopper comprising a capacitor Ca, and the switch elements Sa, the DC power supply 101
の直流電圧を350V程度の一定電圧に昇圧する。 To boost the DC voltage to a constant voltage of about 350V. インバータ回路103は、スイッチ素子Sb〜SeのON時間幅を変化させて出力を制御するPWM(パルス幅変調)インバータであり、PWM周波数は、大抵10k〜 The inverter circuit 103 is PWM (pulse width modulation) inverter for controlling an output by changing the ON time width of the switching element Sb~Se, PWM frequency is usually 10k~
20kHz程度に設定されている。 It is set to about 20kHz.

【0004】漏電検出器108は系統連系インバータ装置から出力される2本のACラインに流れる合計の電流(零相電流)を検出しており、通常、図7中に示した電力系統106のU相側とV相側とに正負等量の電流が流れているため、漏電検出器108にて検出される零相電流はゼロである。 [0004] leakage detector 108 has detected the sum of the currents flowing through the two AC lines output from the system interconnection inverter device (zero-phase current), typically of the electric power system 106 shown in FIG. 7 since the negative equivalent of current flows to the U-phase side and the V-phase side, the zero-phase current detected by the leakage detector 108 is zero. しかし、たとえば漏電検出器108より系統連系インバータ装置側(または直流電源側)で地絡事故が生じた場合、U相側とV相側とに流れる電流が不平衡になるため、漏電検出器108にて検出される零相電流は正負どちらかの値を取ることになる。 However, for example, when the ground fault occurs in electrical leakage detector 108 than the system interconnection inverter device side (or the DC power supply side), since the current flowing through the U-phase side and the V-phase side become unbalanced, leakage detector zero-phase current detected by the 108 takes a positive or negative of the values. 漏電検出器108は、この検出電流がある一定の値以上になると漏電ブレーカ110をトリップさせることにより漏電を防止している。 Electrical leakage detector 108, prevents leakage by a trip the earth leakage breaker 110 becomes more certain value this detection current.

【0005】しかしながら、このような系統連系インバータ装置は、図7中の破線で示したように実際の回路上には現れない直流電源101の対地浮遊容量成分107 However, such a system interconnection inverter device, ground stray capacitance component 107 of the DC power supply 101 which does not appear on the actual circuit, as indicated by a broken line in FIG. 7
を介してアースと接続されており、該浮遊容量に対して流れる充放電電流が原因で漏電検出器108の誤動作を招く場合ある。 It is connected to the ground via, in some cases the charging and discharging current flowing to said stray capacitance leads to malfunction of the earth leakage detector 108 due.

【0006】具体的には、図7のインバータ回路103 [0006] More specifically, the inverter circuit 103 of FIG. 7
は20kHz程度の高周波でPWMスイッチングを行なうので、前記インバータ回路103の直流入力母線とインバータの各アームの中点から出ている出力線との接続状態は、インバータ回路103のPWM周波数で切り替える。 Because performs PWM switching at a high frequency of about 20 kHz, the connection state of the output lines emanating from the midpoint of each arm of the DC input bus and an inverter of the inverter circuit 103 switches the PWM frequency of the inverter circuit 103. このとき、インバータ回路103より直流電源側の直流母線は、インバータ回路103および波形平滑回路104を介して電力系統106のU相側とV相側とに前記PWM周波数で交互に接続されることになるので、 At this time, the DC bus of the DC power supply side of the inverter circuit 103, to be connected via an inverter circuit 103 and the waveform smoothing circuit 104 alternately at the PWM frequency and the U-phase side and the V-phase side of the power system 106 since,
直流電源101の正負電極電位は前記PWM周波数で変動する。 Positive and negative electrode potential of the DC power supply 101 varies the PWM frequency. その変動幅は、昇圧回路102の出力電圧(3 The variation width of the output voltage (3 of the booster circuit 102
50V程度)であり、このように直流電源101の電極を介して対地浮遊容量107に高周波の数100Vの電位変動が印加されるため、本系統連系インバータ装置の連系運転中、定常的に前記対地浮遊容量107を充放電する高周波の漏洩電流が対アースに流れてしまう。 A 50V or so), the ground stray capacitance 107 via the electrodes of the direct current power source 101 for the number 100V potential variation of the high frequency is applied, interconnection during operation of the system interconnection inverter device, constantly the high-frequency leakage current to ground stray capacitance 107 is charged and discharged may flow in pairs ground. この漏洩電流の零相成分が漏電検出器108の設定値を超えると、漏電検出器108は実際は地絡状態でないにも関わらず地絡事故が発生したと判断して漏電ブレーカ11 When the zero-phase component of the leakage current exceeds the set value of the leakage detector 108, electric leakage detector 108 actually determines that a ground fault despite not ground fault condition occurs leakage breaker 11
0を開放し、系統連系インバータ装置を電力系統から解列するため、連系運転を継続することができなくなる。 0 was opened, for disconnection of the system interconnection inverter device from the power system, it is impossible to continue the interconnected operation.

【0007】このような問題を解決する既知の技術として、特開平9−135583号公報に開示されているような方法がある。 [0007] Known techniques for solving this problem, a method as disclosed in JP-A-9-135583. これは、図8に示すように、対地浮遊容量206を持つ直流電源201から供給される直流電力をインバータ回路202で交流に変換して、電力系統203に接続する系統連系インバータである。 This is because, as shown in FIG. 8, and converts the DC power supplied from a DC power supply 201 with a ground stray capacitance 206 to AC by an inverter circuit 202, a system interconnection inverter that connects to the power system 203. 前記系統連系インバータの特徴は、前記インバータ回路202の各アームの中点と電力系統との間に平滑リアクトル20 Features of the system interconnection inverter, the smoothing reactor 20 between each arm of the middle point and the power system of the inverter circuit 202
4を挿入し、この平滑リアクトルの系統側と前記インバータ回路202の正入力または負入力との間に平滑コンデンサ205を挿入した点である。 4 Insert a is that by inserting the smoothing capacitor 205 between the positive input or negative input of the system side to the inverter circuit 202 of the smoothing reactor. 前記平滑コンデンサ205はPWM周波数の高周波領域ではインピーダンスが極めて低いので、連系運転中に系統側から直流電源側に印加される高周波の電位変動は前記平滑コンデンサ2 Since the smoothing capacitor 205 is impedance is extremely low in a high frequency region of the PWM frequency, the high frequency of the potential variation applied from the system side to the DC power source side during interconnected operation is the smoothing capacitor 2
05で短絡されるため、前記対地浮遊容量206にはほとんど高周波電圧が発生しない。 05 to be short-circuited, the most high-frequency voltage to the ground stray capacitance 206 does not occur. したがって、前記対地浮遊容量206を充放電する高周波の漏洩電流が対アースにほとんど流れなくなるので、漏電ブレーカの誤作動を抑制することができる。 Therefore, since the high-frequency leakage current to charge and discharge the ground stray capacitance 206 does not flow almost pairs earth, it is possible to suppress the malfunction of the circuit breaker.

【0008】 [0008]

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図7の系統連系インバータ装置に対して、図8と同様に平滑リアクトル204と平滑コンデンサ205とにより構成されるフィルタ回路108を設置して図5のような構成とした場合、直流電源負極側から対地浮遊容量107に印加されていた高周波電圧はフィルタ回路108により大幅に低減されるが、直流電源正極側から対地浮遊容量に印加されていた高周波電圧については、昇圧回路102 [SUMMARY OF THE INVENTION However, with respect to system interconnection inverter device of FIG. 7, in FIG. 5 by installing a composed filter circuit 108 by the same manner as in the smoothing reactor 204 and 8 a smoothing capacitor 205 case of the configuration as, but high-frequency voltage applied to the ground stray capacitance 107 from the DC power supply negative electrode side is greatly reduced by the filter circuit 108, a high frequency voltage applied to the ground stray capacitance from the DC power supply positive electrode for, the step-up circuit 102
のスイッチングに伴って発生する電圧変動分を低減できない。 Not possible to reduce the voltage change generated due to the switching.

【0009】これについて詳しく説明すると、図8の構成の場合、直流電源201とインバータ回路202との間に昇圧回路が存在せず、大容量の平滑コンデンサCb [0009] In more detail about this, the configuration of FIG. 8, the booster circuit does not exist between the DC power supply 201 and the inverter circuit 202, a large capacity smoothing capacitor Cb
により直流電源201の出力電圧はほぼ一定に保たれているため、直流電源正極側と負極側とに生じる高周波電圧波形はほぼ同じである。 Since the output voltage of the DC power supply 201 is kept substantially constant by a high-frequency voltage waveform generated in the DC power supply positive and negative sides are substantially the same. したがって、図示の平滑リアクトル204と平滑コンデンサ205とにより直流電源負極側の高周波電圧を除去した場合、直流電源正極側からも高周波電圧が除去される。 Therefore, when removing the high-frequency voltage of the DC power supply negative electrode side by a smoothing reactor 204 illustrated and the smoothing capacitor 205, a high frequency voltage is removed from the DC power supply positive electrode. しかし、図5のように直流電源101とインバータ回路103との間に昇圧回路102が存在する場合、昇圧回路入力電圧、すなわち直流電源101の出力電圧には、昇圧チョッパのスイッチングに伴って発生する入力電流リップルにより、スイッチング周波数の電圧変動が生じている。 However, if the booster circuit 102 is present between the DC power supply 101 and the inverter circuit 103 as shown in FIG. 5, the boost circuit input voltage, i.e. the output voltage of the DC power supply 101 is generated with the switching of the step-up chopper the input current ripple, voltage variation of the switching frequency occurs. この電圧変動は直流電源の正極側に生じるため、図5に示したような直流電源負極側に接続されたフィルタ回路108により低減することができない。 Therefore the voltage variation is generated in the positive electrode side of the DC power source can not be reduced by a filter circuit 108 connected to the DC power supply negative electrode side as shown in FIG. したがって、従来の構成では, Therefore, in the conventional configuration,
昇圧回路のスイッチングにより発生する高周波の電圧変動がもたらす高周波ノイズを低減することができなかった。 High-frequency voltage variation caused by the switching of the step-up circuit is not able to reduce high-frequency noise that results.

【0010】本発明は上記問題を解決するためになされたもので、簡易な構成でトランスレス方式のインバータに接続された直流電源正負電極から対地浮遊容量に印加される高周波電圧を低減することにより、漏電検出器の誤動作をなくすとともに外部への発生ノイズを低減した系統連系インバータ装置を提供することを目的とする。 [0010] The present invention has been made to solve the above problems, by reducing the RF voltage applied to the ground stray capacitance from the DC power supply positive and negative electrode connected to the inverter transformer-less system with a simple structure , and to provide a system interconnection inverter device with reduced occurrence noise to the outside together with eliminating malfunction of the leakage detector.

【0011】 [0011]

【課題を解決するための手段】本発明に係る系統連系インバータ装置は、直流電源と、直流電源の出力する直流電圧を昇圧する昇圧回路と、昇圧回路から出力される直流を交流に変換して電力系統と接続するインバータ回路とを備え、インバータ回路と、電力系統の接続点と、昇圧回路の正入力線との間に、フィルタ回路を備える。 System interconnection inverter device according to the present invention SUMMARY OF THE INVENTION includes a DC power source, converts a boosting circuit for boosting the DC voltage output from the DC power supply, direct current into alternating current output from the booster circuit and an inverter circuit connected to the power grid Te, comprises an inverter circuit, a connection point of the power system, between the positive input line of the boost circuit, the filter circuit.

【0012】好ましくは、フィルタ回路が、リアクトルとコンデンサとを含み、フィルタ回路は、少なくとも1 [0012] Preferably, the filter circuit includes a reactor and a capacitor, the filter circuit includes at least one
つ以上配置され、インバータ回路が、各出力線ごとに少なくとも1つ前記フィルタ回路に接続される。 One is disposed above the inverter circuit is connected to at least one said filter circuit for each output line.

【0013】好ましくは、前記インバータ回路のPWM [0013] Preferably, PWM of the inverter circuit
周波数をf p (Hz)、前記電力系統の商用周波数をf g The frequency f p (Hz), the commercial frequency of the power system f g
(Hz)、前記フィルタ回路を構成するリアクトルをL (Hz), a reactor constituting the filter circuit L
(H)、コンデンサをC(F)とすると、LとCとの積が1/(π・f p2 <LC<1/(20・π・f g2で示される範囲の値となる。 (H), when the capacitor and C (F), and a range of values the product of L and C are shown in 1 / (π · f p) 2 <LC <1 / (20 · π · f g) 2 Become.

【0014】好ましくは、前記リアクトルのL(H)および前記コンデンサのC(F)に対して、1/(π・f [0014] Preferably, for C (F) of L (H) and the capacitor of the reactor, 1 / (π · f
p2 <LC<1/(20・π・f g2なる関係を満たすように、前記インバータ回路のPWM周波数f p (H p) 2 <LC <1 / ( so as to satisfy the 20 · π · f g) 2 the relationship, PWM frequency f p (H of the inverter circuit
z)を調整するPWM周波数調整手段をさらに備える。 Further comprising a PWM frequency adjusting means for adjusting the z).

【0015】以上のように本発明によれば、直流電源と電力系統を連結する系統連系インバータ装置において、 According to the present invention as described above, in the system interconnection inverter device for connecting the DC power supply and the power system,
昇圧回路の正入力線と各交流出力線の間に発生するPW PW generated between the positive input line and the AC output line of the booster circuits
M周波数帯域の高周波電圧を減衰させるフィルタ回路を備えているため、直流電源の正負各電極から対地浮遊容量を介して流れるPWM周波数の漏洩電流を大幅に低減し、漏電検出器の誤作動を防止するとともに、高周波ノイズの発生を抑制することができる。 Due to the provision of a filter circuit for attenuating a high frequency voltage of M frequency bands, the leakage current of the PWM frequency to flow from the positive and negative electrodes of the DC power source via the ground stray capacitance greatly reduces, prevents malfunction of the earth leakage detector as well as, it is possible to suppress the occurrence of high frequency noise.

【0016】 [0016]

【発明の実施の形態】本発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。 Embodiment of the embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. なお、図中同一または相当部分には同一符号を付しその説明は繰返さない。 Incidentally, the description thereof will not be repeated like reference numerals denote the same or corresponding portions in the drawings.

【0017】図1はこの発明による実施の形態を示す系統連系インバータ装置の構成図である。 [0017] FIG. 1 is a block diagram of a system interconnection inverter device showing an embodiment according to the present invention. ここでは、直流電源として太陽電池1を使用しており、該太陽電池1 Here, we use the solar cell 1 as a DC power source, the solar cell 1
は、正極−筐体間、負極−筐体間に寄生的な浮遊容量成分を持っているため、通常図1に示したように、太陽電池の正負電極はそれぞれ浮遊容量10を介して接地されていることになる。 Is positive - between the housing, the negative electrode - because it has parasitic stray capacitance component between the housing, as shown in normal Figure 1, the positive and negative electrodes of the solar cell are grounded via a stray capacitance 10 I would have. 太陽電池モジュールは屋根据置き型や建材一体型などさまざまな形態のものがあり、前記浮遊容量10はモジュールの形態によって異なる。 Photovoltaic modules available in various forms such as a roof stationary and building materials integrated, the stray capacitance 10 varies depending on the form of the module. 特に、 In particular,
建材一体型のように補強金属板(アースに接続される) Reinforcing metal plate as building material integrated (connected to ground)
が太陽電池の裏側に配置されたモジュールでは、該金属板と太陽電池電極とが平行平板で対面しているため浮遊容量成分は大きく、システム全体の浮遊容量は数μFに達する場合もある。 There the modules arranged on the back side of the solar cell, the stray capacitance component because the said metal plate and the solar cell electrodes are facing in parallel plate is large, the stray capacitance of the entire system may reach several .mu.F.

【0018】前記太陽電池1の発生する直流電力は、系統連系インバータ装置2により、商用周波数の交流電力に変換して電力系統3に接続される。 The DC power generated in the solar cell 1, a system interconnection inverter 2 is connected to an electric power system 3 is converted into AC power of a commercial frequency. 系統連系インバータ装置2は、太陽電池1の直流出力電圧(150〜25 System interconnection inverter 2, a DC output voltage of the solar cell 1 (150-25
0V)を昇圧する(350V程度まで)昇圧回路4と、 0V) boosts the a (up to about 350 V) boosting circuit 4,
昇圧回路4から出力される直流を交流に変換するインバータ回路5と、インバータ回路5から出力されるパルス電圧を平滑化するフィルタ回路6と、フィルタ回路6の交流出力端と電力系統3との接続を開閉する連系リレー7とにより構成される。 Connection between the inverter circuit 5 which converts the DC output from the booster circuit 4 to AC, a filter circuit 6 for smoothing the pulse voltage outputted from the inverter circuit 5, an AC output terminal and the power system 3 of the filter circuit 6 constituted by the connector relay 7 for opening and closing the.

【0019】漏電検出器9は連系リレー7と電力系統3 The leakage detector 9 connector relay 7 and the electric power system 3
との間に位置して、2本の交流出力ラインに流れる合計の電流(零相電流)を検出しており、その検出電流の絶対値がある所定値を超えたとき漏電ブレーカ11をトリップさせて漏電事故を防止する。 Located between, and detects the two sum of the currents flowing through AC output lines of the (zero-phase current), trips the circuit breaker 11 when exceeding the predetermined value is the absolute value of the detected current to prevent the leakage accident Te. ここでは、前記検出値が30mAを超えたとき漏電ブレーカ11をトリップさせるような漏電検出器9を用いることとする。 Here, it is assumed that the use of electrical leakage detector 9, such as to trip the circuit breaker 11 when the detected value exceeds the 30 mA.

【0020】昇圧回路4は、PWM制御部12から送られるPWM制御信号によりオンオフ駆動するスイッチ素子、リアクトルおよびダイオードで構成される昇圧チョッパであり、太陽電池の電圧を1以上の昇圧比に昇圧して、後段のインバータ回路5に対して出力する。 The booster circuit 4, switching element for turning on and off the drive by the PWM control signal sent from the PWM control unit 12, a boost chopper consists of a reactor and a diode, to boost the voltage of the solar cell to one or more step-up ratio Te, and outputs it to the subsequent stage of the inverter circuit 5.

【0021】インバータ回路5は4つのスイッチ素子からなり、昇圧回路4と同様にPWM制御部12からのP [0021] P from the inverter circuit 5 is composed of four switching elements, PWM control unit 12 in the same manner as the step-up circuit 4
WM制御信号によりオンオフ駆動されて、後段のフィルタ回路6にパルス電圧を出力する。 It is driven to turn on and off by the WM control signal, and outputs a pulse voltage to a subsequent stage of the filter circuit 6.

【0022】フィルタ回路6は該パルス電圧を平滑化し電圧波形を正弦波として電力系統3に接続する。 The filter circuit 6 connects the voltage waveform to smooth the pulsed voltage to the power system 3 as a sine wave. ここでは、前記昇圧回路4およびインバータ回路5内のスイッチ素子のPWM周波数を10.0kHzとし、前記電力系統3の商用周波数は50Hzとする。 Here, the PWM frequency of the switching element of the boosting circuit 4 and the inverter circuit 5 and 10.0 kHz, commercial frequency of the power system 3 to 50 Hz.

【0023】前記フィルタ回路6は、リアクトル13とコンデンサ14とから構成され、インバータ回路5の出力線に一対ずつ接続され、該コンデンサの他端が昇圧回路4の正入力側に接続される。 [0023] The filter circuit 6 is composed of a reactor 13 and a capacitor 14., connected in pairs to the output line of the inverter circuit 5, the other end of the capacitor is connected to the positive input side of the step-up circuit 4. 該フィルタ回路6は、インバータ5および昇圧回路4のスイッチングに伴って電力系統3側と昇圧回路4の正入力側とに発生するPWM The filter circuit 6, PWM, which in accordance with the switching of the inverter 5 and the booster circuit 4 generates a positive input side of the step-up circuit 4 and the power system 3 side
周波数10.0kHzの帯域の高周波を減衰させるように回路定数が設定されている。 Circuit constant to attenuate the high frequency band of frequency 10.0kHz is set.

【0024】詳しくは、インバータ回路が連系運転中に系統側と直流電源側の間に励起する高周波電圧はPWM [0024] Specifically, the high-frequency voltage from the inverter circuit is excited between the system side and the DC power source side during interconnected operation is PWM
周波数f pの帯域成分が最も大きいので、f pの周辺帯域の高周波が大きく低減されるようにLCフィルタの定数が決定される。 Since the band component of the frequency f p is the largest, the constant of the LC filter is determined as a high frequency near band f p is greatly reduced.

【0025】前記フィルタ回路6において、リアクトルをL(H)、コンデンサをC(F)として、これらから構成されるLCフィルタの固有周波数をf 0 (Hz)、 [0025] In the filter circuit 6, a reactor L (H), a capacitor as C (F), f 0 ( Hz) the natural frequency of the LC filter composed of these,
前記フィルタ回路のインピーダンスをZとすると、|Z When the impedance of the filter circuit and Z, | Z
|=2πf 0 L−1/(2πf 0 C)=0の関係が成り立っている。 | = Relationship of 2πf 0 L-1 / (2πf 0 C) = 0 is established. したがって、固有周波数f 0は式(1)を満たす。 Therefore, the natural frequency f 0 satisfies the equation (1). 0 =1/(2π(LC) 1/2 )…(1) ここで、フィルタ回路6のL値およびC値は式(2)の関係を満たすように設定する。 f 0 = 1 / (2π ( LC) 1/2) ... (1) where, L values and C values of the filter circuit 6 is set so as to satisfy the relation of equation (2). 1/(π・f p2 <LC<1/(20・π・f g2 …(2) ただし、f gは電力系統の周波数とする。 1 / (π · f p) 2 <LC <1 / (20 · π · f g) 2 ... (2) However, f g is the frequency of the power system.

【0026】まず、フィルタ回路6のLとCとの値の積が次式(3)の範囲の値を取ることによってもたらされる作用について説明する。 Firstly, a description will be given of the operation in which the product of the values ​​of L and C of the filter circuit 6 is brought about by taking a value in the range of the following formula (3). 1/(π・f p2 <LC…(3) 仮に、LCの値が式(3)の下限値をとるとすると、式(4)が満たされる。 1 / (π · f p) 2 <LC ... (3) If the value of LC is to take the lower limit of the formula (3), Equation (4) is satisfied. LC=1/(π・f p2 …(4) 式(4)を式(1)に代入すると、式(5)が得られる。 When LC = 1 / (π · f p) 2 ... (4) Equation (4) into equation (1), Equation (5) is obtained. 0 =(1/2π)・(π・f p )=0.5f p …(5) すなわち、LCの値が式(4)を満たすとき、フィルタの固有周波数f 0はPWM周波数f pの1/2となる。 f 0 = (1 / 2π) · (π · f p) = 0.5f p ... (5) Namely, when the value of LC meets the equation (4), the natural frequency f 0 of the filter of the PWM frequency f p 1/2 to become.

【0027】ここで、これらの条件より導かれるフィルタ回路の減衰特性について、図2を用いて説明する。 [0027] Here, the attenuation characteristics of the filter circuit derived from these conditions will be described with reference to FIG. ただし、図の横軸は周波数fをフィルタの固有周波数f 0 However, the natural frequency f 0 abscissa the frequency f of the filter of FIG.
で除算して正規化した値であり、縦軸は対数でゲインを示している。 In division to a normalized value, the vertical axis represents the gain on a logarithmic. 図より、f/f From FIG., F / f 0 =2のとき、すなわち、 When 0 = 2, ie,
2f 0の周波数におけるゲインは−10dBである。 Gain at the frequency of the 2f 0 is -10 dB. 式(5)より2f 0 =f pであるので、PWM周波数f pの高周波電圧は1/10に減衰していることがわかる。 Since the equation (5) 2f is 0 = f p, the high-frequency voltage of the PWM frequency f p is seen to decay to 1/10. ここで、PWM周波数f Pは一定のままでLCの値が式(4)の値より小さくなったとする。 Here, PWM frequency f P is the value of the LC remains constant and becomes smaller than the value of the formula (4). このとき、式(1)によるとf 0はさらに大きくなってPWM周波数f pに近づくために、該周波数f Pにおけるゲインは−1 At this time, in order to approach the PWM frequency f p and f 0 is even greater, according to equation (1), the gain in the frequency f P -1
0dBより大きくなり、1/10の減衰率を確保できなくなる。 Greater than 0 dB, it can not be ensured the attenuation factor of 1/10. したがって、該周波数の高周波を1/10以下に減衰させるためには、LCが式(3)の条件を満たす必要がある。 Therefore, in order to attenuate the high frequency of the frequency to 1/10 or less, LC is must satisfy equation (3).

【0028】次に、PWM周波数の高周波を1/10以下に減衰、すなわちゲインを−10dB以下にしなければいけない理由について説明する。 Next, it attenuates the high frequency PWM frequency to 1/10 or less, that is, the reason why I have to gain below -10dB be described.

【0029】実際のインバータでは、PWM周波数f p [0029] In the actual inverter, PWM frequency f p
として数kHzから数十kHzの周波数が用いられ、f Frequency of several tens of kHz from a few kHz as is used, f
pをピークとしてその周辺にプラスマイマス1kHz程度の帯域幅にわたって高周波電圧が発生する。 p high-frequency voltage is generated across the bandwidth of the order of plus My mass 1kHz to surrounding as peaks. たとえば、f pが4kHzでLCが式(4)の値である場合、 For example, if f p is the LC at 4kHz is the value of the formula (4),
フィルタの固有周波数f 0は式(5)より2kHzとなる。 Natural frequency f 0 of the filter becomes 2kHz from equation (5). このとき、f p近辺の帯域に発生する高周波電圧は、1kHz幅のサイドローブを考慮すると3〜5kH At this time, the high frequency voltage generated in the band around f p, considering the side lobes of 1kHz width 3~5kH
zにわたる。 Over z. ここで、図2の減衰特性を参照すると、3 Referring now to the attenuation characteristic of FIG. 2, 3
〜5kHz帯域はf/f p =1.5〜2.5の範囲に相当し、このときのゲインは0〜−15dBである。 ~5kHz band corresponds to the range of f / f p = 1.5~2.5, the gain at this time is 0 to-15 dB. したがって、前記サイドローブの下限周波数3kHzの高周波電圧はゲイン0でほとんど低減できない。 Therefore, the high-frequency voltage of lower frequency 3kHz of the side lobe can hardly reduce the gain 0. 以上より、 From the above,
実際に発生する高周波電圧を考慮すると、f p両側のサイドローブを含む帯域全体にわたって0dB以下の減衰域とするためには、前記帯域の中央であるf pにおけるゲインは少なくとも−10dBより低いことが要求される。 Considering the high-frequency voltage to be actually occurs, in order to less attenuation band 0dB over the entire band including f p both side lobes are gain at f p is the center of the band is lower than at least -10dB is required. 逆に、LCの値が式(3)の条件を満たしていれば、前記周波数帯域全体にわたって0dB以下の減衰を確保できるので、前記フィルタ回路はPWM周波数近傍の高周波電圧を減衰させるローパスフィルタとして機能する。 Conversely, the value of LC is if they meet the condition of formula (3), it is possible to secure a 0dB or less attenuation across the frequency band, the filter circuit functions as a low-pass filter that attenuates the high frequency voltage of the PWM frequency near to.

【0030】次に、前記フィルタ回路6のL・Cの値が式(6)の範囲を取ることによってもたらされる作用について説明する。 Next, the value of L · C of said filter circuit 6 will be described action provided by taking the scope of formula (6). LC<1/(20・π・f g2 …(6) まず、仮に、LCの値が式(6)の上限値をとるとすると、式(7)が満たされる。 LC <1 / (20 · π · f g) 2 ... (6) First, if the value of LC is to take the upper limit value of the formula (6), equation (7) is satisfied. LC=1/(20・π・f g2 …(7) 式(7)を式(1)に代入すると、式(8)が得られる。 When LC = 1 / (20 · π · f g) 2 ... (7) Equation (7) into equation (1), equation (8) is obtained. 0 =(1/2π)・(20・π・f g )=10f g …(8) すなわち、LCの値が式(7)を満たすとき、フィルタの固有周波数f 0はPWM周波数f gの10倍となる。 f 0 = (1 / 2π) · (20 · π · f g) = 10f g ... (8) i.e., when the value of LC meets the equation (7), the natural frequency f 0 of the filter of the PWM frequency f g It becomes 10 times.

【0031】ところで、本系統連系インバータ装置において、前記フィルタ回路は前記インバータ回路の出力電流の波形平滑回路を兼ねており、平滑後に得られた商用周波数f g (50Hzまたは60Hz)の正弦波電流を電力系統側に出力している。 By the way, in this system interconnection inverter device, the filter circuit is said also serves as a waveform smoothing circuit of the output current of the inverter circuit, a sine wave current of the commercial frequency f g obtained after smoothing (50Hz or 60Hz) and outputs to the power grid side. 式(8)より、前記フィルタ回路の固有周波数f 0は商用周波数f gの10倍であるので、商用周波数の10倍の周波数の微小な電流変動が商用周波数の出力電流波形にプラスされた歪みが生じることになる。 From equation (8), since the natural frequency f 0 of the filter circuit is 10 times the commercial frequency f g, distortion small current variation of 10 times the frequency of the commercial frequency is positive the output current waveform of a commercial frequency so that may occur.

【0032】実際は、図3(a)に示すように、フィルタ回路が式(7)の条件を満たしている、すなわち、L [0032] Actually, as shown in FIG. 3 (a), the filter circuit satisfies the condition of formula (7), i.e., L
Cの値が式(6)の上限値である場合、インバータ出力電流波形は、半周期ごとにゼロクロス直前に歪みが生じる(図3(a)は、総合歪み率5%)。 If the value of C is the upper limit value of the formula (6), the inverter output current waveform distortion to the zero-crossing just before every half cycle occurs (FIG. 3 (a) overall strain rate of 5%). 前記出力電流波形の総合歪み率は、商用周波数の振幅に対する商用周波数以外の高調波振幅の和の割合として定義される。 General distortion factor of the output current waveform is defined as the ratio of the sum of the harmonics amplitude other than the commercial frequency to the amplitude of the commercial frequency. ここで、LCが式(6)の条件を満たしていれば、フィルタ回路の固有周波数はf 0 >10f gとなるので、インバータ出力電流波形にプラスされる余分な電流変動は、商用周波数の10倍以上 (500から600Hz以上)の微小な振幅となり、波形の歪みは小さくなる。 Here, if they meet the LC condition of formula (6), since the natural frequency of the filter circuit is f 0> 10f g, excess current change which is positive in the inverter output current waveform, the commercial frequency 10 It becomes small amplitude more than double (500 or 600Hz from), waveform distortion is small. このときのインバータ出力電流波形は図3(b)に示すとおりであり(図3(b)は、総合歪み率4%)、フィルタの固有周波数に起因する電流変動の振幅は該固有周波数の上昇とともに小さく抑えられるため、該電流波形の総合歪み率は5%以下に低減されている。 Inverter output current waveform at this time is as shown in FIG. 3 (b) (FIG. 3 (b), overall strain rate of 4%), the amplitude of current fluctuation due to the natural frequency of the filter increase in said intrinsic frequency order to be kept small with, overall distortion of the current waveform is reduced to 5% or less. 分散型電源系統連系技術指針によれば、系統連系インバータの出力電流は総合電流歪み率を5%以下とすることが規定されており、前記条件を満たすことにより該歪み率を規定範囲内に収めて高品質の電力を電力系統に逆潮流することができる。 According to the distributed power system interconnection technical guidelines, the output current of the system interconnection inverter is stipulated to be 5% or less of the total current distortion rate, within the specified range strained rate by satisfying the condition high quality power can be reverse flow to the electric power system housed.

【0033】本実施の形態におけるフィルタ回路により、直流電源の対地浮遊容量からアースに流れる漏洩電流が低減されることを図4を用いて説明する。 [0033] The filter circuit in this embodiment will be described with reference to FIG. 4 that the leakage current flowing to the ground from the ground stray capacitance of the DC power source is reduced. 図4 Figure 4
(a)は、図5の従来の系統連系インバータ装置において浮遊容量107からアースに流れる電流の振幅を周波数軸に対して示したもので、(b)は本実施の形態の系統連系インバータ装置2において、同様に浮遊容量10 (A) a conventional amplitude of the current flowing from the stray capacitance 107 to ground those indicated for the frequency axis in the system interconnection inverter device, (b) the system interconnection inverter according to this embodiment of FIG. 5 in the device 2, likewise stray capacitance 10
からアースに流れる電流の振幅を周波数値に対して示したものである。 The amplitude of the current flowing to earth from those indicated for the frequency value.

【0034】具体的には、フィルタ回路のリアクトル6 [0034] Specifically, the reactor of the filter circuit 6
を1.5mH、コンデンサを11.0μFとし、このとき、固有周波数f 0 =1.24kHzとなる。 The 1.5MH, the capacitor and 11.0MyuF, this time, the natural frequency f 0 = 1.24kHz. 両図において、ともに10.0kHz付近に漏洩電流のピークが現われており、これは、インバータ回路5および昇圧回路4のスイッチング時に系統側から直流電源側に印加される高周波電圧に伴う前記対地浮遊容量の充放電電流に起因するものである。 In both figures, both have appeared the peak of the leakage current in the vicinity of 10.0 kHz, which is the ground stray capacitance associated with the high-frequency voltage applied from the system side to the DC power source side at the time of switching of the inverter circuit 5 and the step-up circuit 4 it is due to the charging and discharging current.

【0035】図4(a)と比較すると、図4(b)の周波数特性は1.0kHzから1.5kHz帯域のピークが低く、前記帯域のピーク値は図4(a)の70%程度に抑えられており、漏洩電流が減少していることがわかる。 [0035] When compared FIG. 4 and (a), the frequency characteristic of FIG. 4 (b) lower peak of 1.5kHz band from 1.0 kHz, the peak value of the band to about 70% of FIGS. 4 (a) suppressed to have, it can be seen that the leakage current is reduced. これは、フィルタ共振により固有周波数1.24k This is unique by the filter resonant frequency 1.24k
Hz周辺帯域に発生する高周波電流が、前記昇圧回路内のリアクトルによって抑制されることに起因する。 Frequency current generated in Hz peripheral band, due to being constrained by the reactor in the boost circuit.

【0036】このように、本実施の実施の形態では、図5のような従来のフィルタ回路より漏洩電流抑制効果が高く、高周波ノイズをより低減することができる。 [0036] Thus, in the embodiment of the present embodiment, it is possible leakage current suppression effect than the conventional filter circuit shown in FIG. 5 is high, to further reduce the high frequency noise. また、図4により、0〜12.5kHzの全帯域にわたって、漏洩電流が漏電ブレーカ11のトリップ基準値30 Also, the 4, over the entire bandwidth of 0~12.5KHz, trip reference value of the leakage current circuit breaker 11 30
mA以下に抑えられているため、漏電検出器の誤動作がほとんど起きない。 Since mA is suppressed to below, malfunction of the earth leakage detector is not almost occur.

【0037】さらに、図6のようにPWM制御部12のPWM周波数を調整するPWM周波数調整手段13を備えた構成とすることもできる。 Furthermore, it is also possible to adopt a configuration having a PWM frequency adjusting means 13 for adjusting the PWM frequency of the PWM control section 12 as shown in FIG. 前記PWM周波数調整手段13は、PWM制御部12に対してPWM周波数の指令値を与えており、この指令値を変化させることにより、PWM制御部12が昇圧回路4およびインバータ回路5に対して出力するPWM制御信号の周波数を変化させてスイッチング周波数を調整する。 The PWM frequency adjusting means 13, which provides an instruction value of the PWM frequency to the PWM control unit 12, by changing the command value, the output PWM control unit 12 with respect to the booster circuit 4 and the inverter circuit 5 to alter the frequency of the PWM control signal for adjusting the switching frequency.

【0038】たとえば、フィルタ回路6においてL= [0038] For example, in the filter circuit 6 L =
1.0mH,C=1.0μFであり、商用周波数は50 1.0mH, a C = 1.0μF, the commercial frequency is 50
Hzで、PWM制御部12は10.0kHzでPWMを行なっているとする。 In Hz, the PWM control unit 12 is performed PWM at 10.0 kHz. このとき、式(2)の条件より、 At this time, from the condition of the expression (2),
10.0kHzの高周波電流を抑制するためには、LC To suppress the high-frequency current of 10.0kHz is, LC
の値は1.1×10 -9 <LC<1.1×10 -7を満たしていなければ所望のフィルタ効果が期待できない。 Value desired filter effect can not be expected unless meet the 1.1 × 10 -9 <LC <1.1 × 10 -7. しかし、実際はLC=1.0×10 -9であるため、10.0 However, since actually the LC = 1.0 × 10 -9, 10.0
kHzの高周波電流をほとんど低減できない。 It can hardly reduce the kHz of the high-frequency current. ここで、 here,
PWM周波数調整手段13を用いて、式(8)の条件を満たすようにPWM周波数f pを高く設定する。 Using PWM frequency adjusting means 13, set a high PWM frequency f p so as to satisfy the condition of Equation (8). すなわち、f=10.5kHzとすれば、式(8)の条件は9.2×10 -10 <LC<1.1×10 -7となるので、 That is, if f = 10.5 kHz, because the condition of Equation (8) becomes 9.2 × 10 -10 <LC <1.1 × 10 -7,
前記のLとCとの値はこの条件を満たすことができる。 Values ​​of the L and C can satisfy this condition.
したがって、フィルタ回路6がPWM周波数の高周波電流を効率よく減衰させ、浮遊容量10への漏洩電流の流入を抑制するように設定することができる。 Therefore, the filter circuit 6 attenuates efficiently high frequency current of the PWM frequency may be set so as to suppress the inflow of leakage current to the floating capacitance 10.

【0039】今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。 [0039] The embodiments disclosed herein are to be considered as not restrictive but illustrative in all respects. 本発明の範囲は上記した実施の形態の説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。 The scope of the invention is defined by the appended claims rather than the description above, and is intended to include all modifications within the meaning and range of equivalency of the claims.

【0040】 [0040]

【発明の効果】以上のように、この発明によれば、直流電源と、前記直流電源の出力する直流電圧を昇圧する昇圧回路と、前記昇圧回路から出力される直流を交流に変換して電力系統と接続するインバータ回路とを備える、 As it is evident from the foregoing description, according to the present invention, a DC power supply, a booster circuit for boosting the DC voltage output from the DC power source, and converts direct current into alternating current output from the booster circuit power and an inverter circuit connected with lines,
系統連系インバータ装置において、前記インバータ回路と前記電力系統との接続点と、前記昇圧回路の正入力線との間に、フィルタ回路を設ける。 In the system interconnection inverter device, a connection point between the inverter circuit and the power system, between the positive input line of said boosting circuit, providing the filter circuit. これにより前記フィルタ回路は、前記インバータ回路のスイッチングに伴って系統側から直流電源側に印加される高周波電圧を抑えるだけでなく、前記昇圧回路のスイッチングにより発生する高周波の電圧変動も抑えるため、前記直流電源の対地浮遊容量に印加される高周波電圧を大幅に低減することができる。 Whereby said filter circuit, said well reduce high frequency voltage applied from the system side to the DC power supply side with the switching of the inverter circuit, for suppressing the voltage variation of the high frequency generated by the switching of the step-up circuit, wherein the high frequency voltage applied to ground stray capacitance of the DC power source can be greatly reduced. したがって、対地浮遊容量を介して流れる漏洩電流の低減により漏電検出器の誤作動を防止するとともに、高周波ノイズの発生を抑えることができる。 Therefore, it is possible to prevent malfunction of the earth leakage detector by reducing the leakage current flowing through the ground stray capacitance, it is possible to suppress the occurrence of high frequency noise.

【0041】さらにこの発明によれば、前記リアクトルは、前記インバータ回路の出力電圧波形を平滑化するとともに、フィルタ回路の一部として機能するために、部品数の増加を最低限に抑えることができる。 [0041] Further according to the present invention, the reactor is configured to smooth the output voltage waveform of the inverter circuit, in order to function as a part of the filter circuit, it is possible to suppress an increase in number of parts to a minimum . すなわち、 That is,
系統連系インバータ装置の構成の中には、必ずインバータ出力波形平滑用のリアクトルが設置されているので、 In the configuration of a system interconnection inverter device, the always reactor for the inverter output waveform smoothing is installed,
前記コンデンサの追加のみでフィルタ回路を構成できる。 The possible to configure a filter circuit only with additional capacitor.

【0042】さらにこの発明によれば、前記インバータ回路のスイッチングに伴って系統側から直流電源側に印加される高周波電圧のうちPWM周波数f pの周辺帯域の成分を大幅に低減し、漏電検出器の誤作動を防止するとともに高周波ノイズの発生を抑えることができる。 [0042] Further according to the present invention, greatly reduces the component of the peripheral band of the PWM frequency f p of the high frequency voltage applied from the system side to the DC power supply side with the switching of the inverter circuit, leakage detector can be prevented a malfunction prevent the occurrence of high frequency noise.

【0043】さらにこの発明によれば、PWM周波数調整手段により、インバータ回路のPWM周波数帯域を、 [0043] Further according to the present invention, the PWM frequency adjustment means, the PWM frequency band of the inverter circuit,
前記フィルタ回路において減衰率が高い周波数帯域に合わせることにより、前記直流電源の対地浮遊容量に印加される高周波電圧を効率よく低減することができる。 By combining a high frequency band attenuation factor in the filter circuit, a high frequency voltage applied to the ground stray capacitance of the DC power source can be reduced efficiently. 実機ではL値およびC値を正確に所望の値に合わせることは難しいが、本発明によれば、PWM周波数調整手段によりPWM周波数の方を微調整することにより、系統連系インバータ装置を最もPWM周波数帯域の漏洩電流が少なくなるように構成することができる。 Although it is difficult to match the desired value exactly L values ​​and C values ​​in actual, according to the present invention, by finely adjusting the direction of PWM frequency by PWM frequency adjusting means, most system interconnection inverter device PWM It may be configured such that the frequency band of the leakage current is reduced. また、フィルタ設計の冗長性を持たすことができるので、部品精度の要求が低くなり部品の低コスト化にも繋がる Further, it is possible to Motas redundancy filter design, the parts accuracy requirement also leads to a reduction in the cost of the parts lower

【図面の簡単な説明】 BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS

【図1】 本発明の実施の形態における系統連系インバータ装置の構成図である。 1 is a configuration diagram of a system interconnection inverter device according to an embodiment of the present invention.

【図2】 本発明のフィルタ回路の減衰特性曲線を示す図である。 2 is a diagram illustrating an attenuation characteristic curve of the filter circuit of the present invention.

【図3】 系統連系インバータ装置の出力電流波形図である。 3 is an output current waveform diagram of a system interconnection inverter device.

【図4】 系統連系インバータ装置において太陽電池の対地浮遊容量からアースに流れる漏洩電流の周波数特性を示す図である。 Is a diagram showing frequency characteristics of a leakage current flowing from the ground stray capacitance of the solar cell to ground in FIG. 4 system interconnection inverter device.

【図5】 従来の系統連系インバータ装置の構成図である。 5 is a configuration diagram of a conventional system interconnection inverter device.

【図6】 本発明の実施の形態における系統連系インバータ装置の構成図である。 6 is a block diagram of a system interconnection inverter device according to an embodiment of the present invention.

【図7】 従来の系統連系インバータ装置の構成図である。 7 is a block diagram of a conventional system interconnection inverter device.

【図8】 従来の系統連系インバータ装置の構成図である。 8 is a configuration diagram of a conventional system interconnection inverter device.

【符号の説明】 DESCRIPTION OF SYMBOLS

1 太陽電池、2 系統連系インバータ装置、3 電力系統、4 昇圧回路、5 インバータ回路、6 フィルタ回路、7 連系リレー、9 漏電検出器、10 浮遊容量、11 漏電ブレーカ、12 PWM制御部、13 1 the solar cell, 2 system interconnection inverter device 3 power system, 4 booster circuit, 5 inverter circuit, 6 a filter circuit, 7 consecutive relays, 9 leakage detector, 10 stray capacitance, 11 leakage breaker, 12 PWM control unit, 13
PWM周波数調整手段。 PWM frequency adjustment means.

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Fターム(参考) 5G066 EA01 HB05 5H007 AA01 BB07 CA01 CB05 CC03 CC12 CC14 DC02 EA02 5H740 BA11 BB05 BB08 MM03 NN02 NN17 ────────────────────────────────────────────────── ─── front page of continued F-term (reference) 5G066 EA01 HB05 5H007 AA01 BB07 CA01 CB05 CC03 CC12 CC14 DC02 EA02 5H740 BA11 BB05 BB08 MM03 NN02 NN17

Claims (4)

    【特許請求の範囲】 [The claims]
  1. 【請求項1】 直流電源と、前記直流電源の出力する直流電圧を昇圧する昇圧回路と、前記昇圧回路から出力される直流を交流に変換して電力系統と接続するインバータ回路とを備える、系統連系インバータ装置において、 前記インバータ回路と前記電力系統との接続点と、前記昇圧回路の正入力線との間に、フィルタ回路を備える、 Comprising a 1. A DC power supply, a booster circuit for boosting the DC voltage output from the DC power supply, an inverter circuit connected with the power system by converting direct current into alternating current output from the booster circuit, system in interconnection inverter device, a connection point between the inverter circuit and the power system, between the positive input line of the booster circuit comprises a filter circuit,
    系統連系インバータ装置。 System interconnection inverter device.
  2. 【請求項2】 前記フィルタ回路が、リアクトルとコンデンサとを含み、 前記フィルタ回路は、少なくとも1つ以上配置され、 前記インバータ回路が、各出力線ごとに少なくとも1つ前記フィルタ回路に接続される、請求項1記載の系統連系インバータ装置。 Wherein said filter circuit comprises a reactor and a capacitor, wherein the filter circuit is disposed at least one, the inverter circuit is connected to at least one said filter circuit for each output line, interconnection inverter device according to claim 1.
  3. 【請求項3】 前記インバータ回路のPWM周波数をf Wherein the PWM frequency of the inverter circuit f
    p (Hz)、前記電力系統の商用周波数をf g (Hz)、 p (Hz), the commercial frequency of the power system f g (Hz),
    前記フィルタ回路を構成するリアクトルをL(H)、コンデンサをC(F)とすると、LとCとの積が1/(π A reactor constituting the filter circuit L (H), when the capacitor and C (F), the product of L and C is 1 / ([pi
    ・f p2 <LC<1/(20・π・f g2で示される範囲の値となる、請求項1または請求項2に記載の系統連系インバータ装置。 · F p) 2 <LC <a value in the range indicated by 1 / (20 · π · f g) 2, system interconnection inverter device according to claim 1 or claim 2.
  4. 【請求項4】 前記リアクトルのL(H)および前記コンデンサのC(F)に対して、1/(π・f p2 <LC Relative wherein the reactor L (H) and of the capacitor C (F), 1 / ( π · f p) 2 <LC
    <1/(20・π・f g2なる関係を満たすように、前記インバータ回路のPWM周波数f p (Hz)を調整するPWM周波数調整手段をさらに備える、請求項1〜3 <1 / to satisfy the (20 · π · f g) 2 the relationship, further comprising a PWM frequency adjusting means for adjusting the PWM frequency f p (Hz) of the inverter circuit, according to claim 1 to 3
    のいずれか1項に記載の系統連系インバータ装置。 Interconnection inverter device according to any one of.
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