JP2001326538A - フィードフォワード増幅器 - Google Patents
フィードフォワード増幅器Info
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- Amplifiers (AREA)
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】従来のフィードフォワード増幅器と同等以上の
歪補償能力を持ち、主増幅器の出力バックオフを低減す
ることで、高効率化を達成するフィードフォワード増幅
器を提供する。 【解決手段】主増幅器の歪検出ループと、その検出した
歪成分を補助増幅器により増幅した後、主増幅器出力に
再び注入することで歪成分の相殺を行なう歪除去ループ
とを有するフィードフォワード増幅器において、歪検出
ループの主増幅器入力側にフィードフォワード増幅器入
力信号のピーク電力を圧縮するピーク電力圧縮回路を備
える。
歪補償能力を持ち、主増幅器の出力バックオフを低減す
ることで、高効率化を達成するフィードフォワード増幅
器を提供する。 【解決手段】主増幅器の歪検出ループと、その検出した
歪成分を補助増幅器により増幅した後、主増幅器出力に
再び注入することで歪成分の相殺を行なう歪除去ループ
とを有するフィードフォワード増幅器において、歪検出
ループの主増幅器入力側にフィードフォワード増幅器入
力信号のピーク電力を圧縮するピーク電力圧縮回路を備
える。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、主として高周波帯
で使用されるフィードフォワード増幅器の電力効率の高
効率化に関するものである。
で使用されるフィードフォワード増幅器の電力効率の高
効率化に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】近年、無線装置の小型化・経済化・低消
費電力化などが求められている。フィードフォワード増
幅器を用いる移動無線基地局装置においても同様であ
る。フィードフォワード増幅器の低消費電力化を達成す
るために、主増幅器及び補助増幅器の高効率化が必須で
ある。これにより、増幅器の放熱板などを小型化でき、
結果として無線装置の小型化を達成できる。
費電力化などが求められている。フィードフォワード増
幅器を用いる移動無線基地局装置においても同様であ
る。フィードフォワード増幅器の低消費電力化を達成す
るために、主増幅器及び補助増幅器の高効率化が必須で
ある。これにより、増幅器の放熱板などを小型化でき、
結果として無線装置の小型化を達成できる。
【０００３】主増幅器の高効率化は、Ｂ級バイアス条件
のプッシュプル回路等により可能である。主増幅器で生
じる非線形歪は、従来のフィードフォワード増幅器によ
り補償できる。例えば、文献（野島俊雄、楢橋祥一、
「移動通信用超低歪多周波共通増幅器」、電子情報通信
学会無線通信システム研究会技術報告、ＲＣＳ９０−
４，１９９０）によると、主増幅器の飽和出力を１００
Ｗ、補助増幅器の飽和出力を主増幅器飽和出力の１／８
とし、周波数を１．５ＧＨｚ帯として、主増幅器と補助
増幅器の半導体増幅素子にGaAsのMESFET(metal semicon
ductor field effect transistor)を用いる場合におい
て、主増幅器のMESFETのドレイン電圧１２Ｖ、ドレイン
電流２０Ａ、補助増幅器のMESFETのドレイン電圧１２
Ｖ、ドレイン電流５Ａとし、いずれもＡ級バイアスの条
件でフィードフォワード増幅器のドレイン効率を求める
と、約５％以下になる。主増幅器にＢ級プッシュプルな
どに高効率増幅回路、補助増幅器にＡ級増幅回路を用い
ると約１０％以下のドレイン効率が得られる。
のプッシュプル回路等により可能である。主増幅器で生
じる非線形歪は、従来のフィードフォワード増幅器によ
り補償できる。例えば、文献（野島俊雄、楢橋祥一、
「移動通信用超低歪多周波共通増幅器」、電子情報通信
学会無線通信システム研究会技術報告、ＲＣＳ９０−
４，１９９０）によると、主増幅器の飽和出力を１００
Ｗ、補助増幅器の飽和出力を主増幅器飽和出力の１／８
とし、周波数を１．５ＧＨｚ帯として、主増幅器と補助
増幅器の半導体増幅素子にGaAsのMESFET(metal semicon
ductor field effect transistor)を用いる場合におい
て、主増幅器のMESFETのドレイン電圧１２Ｖ、ドレイン
電流２０Ａ、補助増幅器のMESFETのドレイン電圧１２
Ｖ、ドレイン電流５Ａとし、いずれもＡ級バイアスの条
件でフィードフォワード増幅器のドレイン効率を求める
と、約５％以下になる。主増幅器にＢ級プッシュプルな
どに高効率増幅回路、補助増幅器にＡ級増幅回路を用い
ると約１０％以下のドレイン効率が得られる。
【０００４】さらにフィードフォワード増幅器の電力効
率を改善するには、主増幅器のドレイン効率をさらに改
善する必要がある。これまでに、増幅器の線形性を達成
しつつ高効率増幅を行なう方法として、ドレイン電圧制
御法による増幅器の高効率化方法が知られている（千葉
耕司、野島俊雄、冨里繁、「双方向フィード形ドレイン
電圧制御増幅器(BDF-DVCA)」、電子情報通信学会無線シ
ステム研究会技術報告、RCS89-33,1989.）。この方法
は、増幅器の出力バックオフを等価的に低減することで
ドレイン効率を高効率化している。
率を改善するには、主増幅器のドレイン効率をさらに改
善する必要がある。これまでに、増幅器の線形性を達成
しつつ高効率増幅を行なう方法として、ドレイン電圧制
御法による増幅器の高効率化方法が知られている（千葉
耕司、野島俊雄、冨里繁、「双方向フィード形ドレイン
電圧制御増幅器(BDF-DVCA)」、電子情報通信学会無線シ
ステム研究会技術報告、RCS89-33,1989.）。この方法
は、増幅器の出力バックオフを等価的に低減することで
ドレイン効率を高効率化している。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】ドレイン電圧制御法で
は、FETなどの半導体に供給する電力を変調する。例え
ば、１００Ｗの送信出力の基地局電力増幅器において、
最終段FETのドレイン効率が５０％（Ａ級バイアス理論
最大値）とすれば、最終段FETへの供給電力は２００Ｗ
となる。この場合におけるドレイン電圧制御法での直流
電力制御は２００Ｗに対して行なわれる。FETのドレイ
ン電圧が１０Ｖとすれば、ドレイン電流は２０Ａとな
る。このような大電流の制御には、FET等で行なわれ
る。しかし高出力電力増幅器になればなるほど、大電流
の制御を行なうFETのオン抵抗等の損失によりドレイン
電圧制御を低損失に行なうことが困難になる問題があっ
た。
は、FETなどの半導体に供給する電力を変調する。例え
ば、１００Ｗの送信出力の基地局電力増幅器において、
最終段FETのドレイン効率が５０％（Ａ級バイアス理論
最大値）とすれば、最終段FETへの供給電力は２００Ｗ
となる。この場合におけるドレイン電圧制御法での直流
電力制御は２００Ｗに対して行なわれる。FETのドレイ
ン電圧が１０Ｖとすれば、ドレイン電流は２０Ａとな
る。このような大電流の制御には、FET等で行なわれ
る。しかし高出力電力増幅器になればなるほど、大電流
の制御を行なうFETのオン抵抗等の損失によりドレイン
電圧制御を低損失に行なうことが困難になる問題があっ
た。
【０００６】本発明の解決するべき課題は、従来のフィ
ードフォワード増幅器と同等以上の歪補償能力を持ちつ
つ、主増幅器の出力バックオフを低減することで、フィ
ードフォワード増幅器の高効率化を達成することにあ
る。
ードフォワード増幅器と同等以上の歪補償能力を持ちつ
つ、主増幅器の出力バックオフを低減することで、フィ
ードフォワード増幅器の高効率化を達成することにあ
る。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に以下の手段により解決する。 （１）請求項１の発明によれば、フィードフォワード増
幅器の主増幅器入力信号のピーク電力を圧縮する回路を
主増幅器入力側に設ける。これにより、主増幅器の飽和
出力を低減し、主増幅器の出力バックオフを低減する。 （２）請求項２の発明によれば、請求項１のフィードフ
ォワード増幅器において、主増幅器入力信号のピーク電
力を検出して、そのピーク電力を圧縮する信号を生成
し、主増幅器入力に注入する。これにより、入力信号の
性質に依存することなく、常にピーク電力を圧縮でき
る。また、送信側で完結した回路構成を実現できる。 （３）請求項３の発明によれば、フィードフォワード増
幅器の主増幅器入力信号のピーク対平均電力比を圧縮す
る回路を主増幅器入力側に設ける。これにより、主増幅
器入力信号のピーク対平均電力比を圧縮し、主増幅器の
出力バックオフを低減する。 （４）請求項４の発明によれば、請求項３のフィードフ
ォワード増幅器において、主増幅器入力信号のピーク対
平均電力比を検出して、そのピーク対平均電力比を圧縮
する信号を生成し、主増幅器入力に注入する。これによ
り、入力信号の性質に依存することなく、常にピーク対
平均電力比を圧縮できる。また、送信側で完結した回路
構成を実現できる。 （５）請求項５の発明によれば、請求項２のフィードフ
ォワード増幅器において、ピーク電力を圧縮する信号を
フィードフォワード増幅器入力信号と同一帯域に周波数
変換し、主増幅器入力信号に注入する。これにより、主
増幅器入力信号のピーク電力を圧縮し、主増幅器の出力
バックオフを低減する。 （６）請求項６の発明によれば、請求項２のフィードフ
ォワード増幅器において、ピーク電力を圧縮する信号を
フィードフォワード増幅器入力信号と異なる帯域に周波
数変換し、主増幅器入力信号に注入する。これにより、
主増幅器入力信号のピーク電力を圧縮し、主増幅器の出
力バックオフを低減する。 （７）請求項７の発明によれば、請求項４のフィードフ
ォワード増幅器において、ピーク対平均電力比を圧縮す
る信号をフィードフォワード増幅器入力信号と同一帯域
に周波数変換し、主増幅器の出力バックオフを低減す
る。 （８）請求項８の発明によれば、請求項４のフィードフ
ォワード増幅器において、ピーク対平均電力比を圧縮す
る信号をフィードフォワード増幅器入力信号と異なる帯
域に周波数変換し、主増幅器の出力バックオフを低減す
る。 （９）請求項９の発明によれば、請求項１から請求項８
のフィードフォワード増幅器において、第一パイロット
信号を用いて歪検出ループの平衡を達成し、第二パイロ
ット信号を用いて歪除去ループの平衡を達成する。 （１０）請求項１０の発明によれば、請求項１乃至請求
項９のフィードフォワード増幅器において、主増幅器に
飽和増幅器を用いる。 （１１）請求項１１の発明によれば、請求項１乃至請求
項１０のフィードフォワード増幅器において、主増幅器
に用いる半導体素子の印加電圧を動的に制御する。
に以下の手段により解決する。 （１）請求項１の発明によれば、フィードフォワード増
幅器の主増幅器入力信号のピーク電力を圧縮する回路を
主増幅器入力側に設ける。これにより、主増幅器の飽和
出力を低減し、主増幅器の出力バックオフを低減する。 （２）請求項２の発明によれば、請求項１のフィードフ
ォワード増幅器において、主増幅器入力信号のピーク電
力を検出して、そのピーク電力を圧縮する信号を生成
し、主増幅器入力に注入する。これにより、入力信号の
性質に依存することなく、常にピーク電力を圧縮でき
る。また、送信側で完結した回路構成を実現できる。 （３）請求項３の発明によれば、フィードフォワード増
幅器の主増幅器入力信号のピーク対平均電力比を圧縮す
る回路を主増幅器入力側に設ける。これにより、主増幅
器入力信号のピーク対平均電力比を圧縮し、主増幅器の
出力バックオフを低減する。 （４）請求項４の発明によれば、請求項３のフィードフ
ォワード増幅器において、主増幅器入力信号のピーク対
平均電力比を検出して、そのピーク対平均電力比を圧縮
する信号を生成し、主増幅器入力に注入する。これによ
り、入力信号の性質に依存することなく、常にピーク対
平均電力比を圧縮できる。また、送信側で完結した回路
構成を実現できる。 （５）請求項５の発明によれば、請求項２のフィードフ
ォワード増幅器において、ピーク電力を圧縮する信号を
フィードフォワード増幅器入力信号と同一帯域に周波数
変換し、主増幅器入力信号に注入する。これにより、主
増幅器入力信号のピーク電力を圧縮し、主増幅器の出力
バックオフを低減する。 （６）請求項６の発明によれば、請求項２のフィードフ
ォワード増幅器において、ピーク電力を圧縮する信号を
フィードフォワード増幅器入力信号と異なる帯域に周波
数変換し、主増幅器入力信号に注入する。これにより、
主増幅器入力信号のピーク電力を圧縮し、主増幅器の出
力バックオフを低減する。 （７）請求項７の発明によれば、請求項４のフィードフ
ォワード増幅器において、ピーク対平均電力比を圧縮す
る信号をフィードフォワード増幅器入力信号と同一帯域
に周波数変換し、主増幅器の出力バックオフを低減す
る。 （８）請求項８の発明によれば、請求項４のフィードフ
ォワード増幅器において、ピーク対平均電力比を圧縮す
る信号をフィードフォワード増幅器入力信号と異なる帯
域に周波数変換し、主増幅器の出力バックオフを低減す
る。 （９）請求項９の発明によれば、請求項１から請求項８
のフィードフォワード増幅器において、第一パイロット
信号を用いて歪検出ループの平衡を達成し、第二パイロ
ット信号を用いて歪除去ループの平衡を達成する。 （１０）請求項１０の発明によれば、請求項１乃至請求
項９のフィードフォワード増幅器において、主増幅器に
飽和増幅器を用いる。 （１１）請求項１１の発明によれば、請求項１乃至請求
項１０のフィードフォワード増幅器において、主増幅器
に用いる半導体素子の印加電圧を動的に制御する。
【０００８】
【発明の実施の形態】図１に本発明の基本構成を示す。
図１に示すフィードフォワード増幅器において、増幅器
入力端子から高周波帯の信号（ａ）が入力されると、こ
の入力信号は方向性結合器１により２系統に分配され、
一方の信号が可変減衰器２、可変位相器３を介して方向
性結合器４に入力される。方向性結合器４で２系統に分
配された信号はそれぞれ遅延線路５及びピーク電力圧縮
信号生成回路６を経て方向性結合器７で合成され、合成
された信号は主増幅器８に入力され、主増幅器８の出力
信号は方向性結合器１１に入力される。また、方向性結
合器１により２系統に分配された他方の信号は遅延線路
９を経て方向性結合器１１に入力される。
図１に示すフィードフォワード増幅器において、増幅器
入力端子から高周波帯の信号（ａ）が入力されると、こ
の入力信号は方向性結合器１により２系統に分配され、
一方の信号が可変減衰器２、可変位相器３を介して方向
性結合器４に入力される。方向性結合器４で２系統に分
配された信号はそれぞれ遅延線路５及びピーク電力圧縮
信号生成回路６を経て方向性結合器７で合成され、合成
された信号は主増幅器８に入力され、主増幅器８の出力
信号は方向性結合器１１に入力される。また、方向性結
合器１により２系統に分配された他方の信号は遅延線路
９を経て方向性結合器１１に入力される。
【０００９】方向性結合器１１から出力される一方の歪
成分を含んだ増幅信号（ｂ）は遅延線路１２を経て方向
性結合器１６に入力され、主増幅器８と遅延線路９の出
力信号が逆相合成された他方の信号（ｃ）は可変減衰器
１３、可変位相器１４、補助増幅器１５を経て方向性結
合器１６に入力される。さらに、遅延線路１２と補助増
幅器１５の出力信号は方向性結合器１６により逆相合成
された出力信号（ｄ）が増幅器出力端子より出力され
る。
成分を含んだ増幅信号（ｂ）は遅延線路１２を経て方向
性結合器１６に入力され、主増幅器８と遅延線路９の出
力信号が逆相合成された他方の信号（ｃ）は可変減衰器
１３、可変位相器１４、補助増幅器１５を経て方向性結
合器１６に入力される。さらに、遅延線路１２と補助増
幅器１５の出力信号は方向性結合器１６により逆相合成
された出力信号（ｄ）が増幅器出力端子より出力され
る。
【００１０】ピーク電力またはピーク対平均電力比を圧
縮する回路は、主増幅器入力側に設けられる。図１で
は、ピーク電力圧縮信号生成回路６Ａとして示す。ピー
ク対平均電力比圧縮信号生成回路６Ｂについても図１と
同様である。図２に主増幅器入力信号ベクトルを示す。
図２の線形信号伝達経路ベクトル（遅延線路５出力信
号）に対して、ほぼ逆位相になるピーク電力圧縮ベクト
ル（ピーク電力圧縮信号生成回路６出力信号）を生成す
る。この合成ベクトルが主増幅器入力信号ベクトル（方
向性結合器１１出力信号）となる。
縮する回路は、主増幅器入力側に設けられる。図１で
は、ピーク電力圧縮信号生成回路６Ａとして示す。ピー
ク対平均電力比圧縮信号生成回路６Ｂについても図１と
同様である。図２に主増幅器入力信号ベクトルを示す。
図２の線形信号伝達経路ベクトル（遅延線路５出力信
号）に対して、ほぼ逆位相になるピーク電力圧縮ベクト
ル（ピーク電力圧縮信号生成回路６出力信号）を生成す
る。この合成ベクトルが主増幅器入力信号ベクトル（方
向性結合器１１出力信号）となる。
【００１１】上記圧縮回路は、フィードフォワード増幅
器入力信号を方向性結合器４または電力分配器等で検出
し、その位相を反転し、所定の帯域に周波数変換して、
方向性結合器７または電力分配器を介して主増幅器８入
力経路にピーク電力またはピーク対平均電力比圧縮信号
を注入する。これにより、主増幅器入力信号は、上記圧
縮回路で生成される信号によりピーク電力またはピーク
対平均電力比が圧縮され、主増幅器の出力バックオフを
軽減できる。例えば、ピーク電力を３dB圧縮できれば、
出力バックオフを３dB圧縮できる。ピーク電力またはピ
ーク対平均電力比圧縮回路にて注入した信号は、歪除去
ループにて検出し、等遅延、等振幅、逆位相になるよう
に補助増幅器１５を含む歪除去回路の歪注入経路にて調
整し、主増幅器の出力経路に注入する。これにより、主
増幅器の発生する非線形歪成分とともにピーク電力また
はピーク対平均電力比を圧縮する信号を除去する。これ
により、フィードフォワード増幅器は従来の歪補償能力
を保持しつつ主増幅器の出力バックオフを軽減できる。
器入力信号を方向性結合器４または電力分配器等で検出
し、その位相を反転し、所定の帯域に周波数変換して、
方向性結合器７または電力分配器を介して主増幅器８入
力経路にピーク電力またはピーク対平均電力比圧縮信号
を注入する。これにより、主増幅器入力信号は、上記圧
縮回路で生成される信号によりピーク電力またはピーク
対平均電力比が圧縮され、主増幅器の出力バックオフを
軽減できる。例えば、ピーク電力を３dB圧縮できれば、
出力バックオフを３dB圧縮できる。ピーク電力またはピ
ーク対平均電力比圧縮回路にて注入した信号は、歪除去
ループにて検出し、等遅延、等振幅、逆位相になるよう
に補助増幅器１５を含む歪除去回路の歪注入経路にて調
整し、主増幅器の出力経路に注入する。これにより、主
増幅器の発生する非線形歪成分とともにピーク電力また
はピーク対平均電力比を圧縮する信号を除去する。これ
により、フィードフォワード増幅器は従来の歪補償能力
を保持しつつ主増幅器の出力バックオフを軽減できる。
【００１２】図３にピーク電力圧縮信号を異なる周波数
帯域に注入する例にて本発明の原理を説明する。図３で
はピーク電力圧縮信号の例を示すが、ピーク対平均電力
比圧縮信号の場合も同様である。図３(a)にフィードフ
ォワード増幅器入力信号のスペクトルを示す。図３(b)
に入力された送信信号からピーク電力圧縮回路にて生成
されたピーク電力圧縮信号を送信信号と異なる帯域に注
入したスペクトルを示す。このように、主増幅器入力時
点において、送信信号とピーク電力圧縮信号のスペクト
ルは互いに干渉していない。図３(c)に主増幅器出力の
スペクトルを示す。図３(c)から主増幅器の相互変調歪
みによりそれぞれの信号の帯域外漏洩電力が生じる。ま
た、それぞれの信号波による高次の非線形歪成分も同様
にあるが、図３(c)では送信信号波近傍のみとして高次
の非線形歪成分を除外している。図３(d)に歪検出回路
にて検出され、可変位相器１３、可変減衰器１４、補助
増幅器１５を経たスペクトルを示す。歪検出回路にて、
送信信号以外のスペクトル成分が検出されることが図３
(c)と(d)からわかる。補助増幅器出力を歪除去回路の主
増幅器出力経路に対して等振幅、等遅延、逆位相になる
ように歪注入経路の可変減衰器２と可変位相器３を制御
する。調整された補助増幅器出力を主増幅器出力経路に
注入する、すなわち、方向性結合器１６で逆相合成する
ことで、図３(e)のように主増幅器により発生する非線
形歪成分を抑圧し、かつ主増幅器入力で注入したピーク
電力圧縮信号を除去できる。
帯域に注入する例にて本発明の原理を説明する。図３で
はピーク電力圧縮信号の例を示すが、ピーク対平均電力
比圧縮信号の場合も同様である。図３(a)にフィードフ
ォワード増幅器入力信号のスペクトルを示す。図３(b)
に入力された送信信号からピーク電力圧縮回路にて生成
されたピーク電力圧縮信号を送信信号と異なる帯域に注
入したスペクトルを示す。このように、主増幅器入力時
点において、送信信号とピーク電力圧縮信号のスペクト
ルは互いに干渉していない。図３(c)に主増幅器出力の
スペクトルを示す。図３(c)から主増幅器の相互変調歪
みによりそれぞれの信号の帯域外漏洩電力が生じる。ま
た、それぞれの信号波による高次の非線形歪成分も同様
にあるが、図３(c)では送信信号波近傍のみとして高次
の非線形歪成分を除外している。図３(d)に歪検出回路
にて検出され、可変位相器１３、可変減衰器１４、補助
増幅器１５を経たスペクトルを示す。歪検出回路にて、
送信信号以外のスペクトル成分が検出されることが図３
(c)と(d)からわかる。補助増幅器出力を歪除去回路の主
増幅器出力経路に対して等振幅、等遅延、逆位相になる
ように歪注入経路の可変減衰器２と可変位相器３を制御
する。調整された補助増幅器出力を主増幅器出力経路に
注入する、すなわち、方向性結合器１６で逆相合成する
ことで、図３(e)のように主増幅器により発生する非線
形歪成分を抑圧し、かつ主増幅器入力で注入したピーク
電力圧縮信号を除去できる。
【００１３】図４にピーク電力圧縮信号またはピーク対
平均電力比圧縮信号を送信信号と同一帯域に注入する例
を示す。図４ではピーク電力圧縮信号の例を示すが、ピ
ーク対平均電力比圧縮信号の場合も同様である。図４
(a)にフィードフォワード増幅器入力信号のスペクトル
を示す。図４(b)に入力された送信信号からピーク電力
圧縮信号生成回路６Ａにて生成されたピーク電力圧縮信
号を送信信号と同一帯域に注入したスペクトルを示す。
図４(c)に主増幅器出力のスペクトルを示す。図４(c)か
ら主増幅器の相互変調歪みによりそれぞれの信号の帯域
外漏洩電力が生じる。また、それぞれの信号波による高
次の非線形歪成分も同様にあるが、図４(c)では送信信
号波近傍のみとして高次の非線形歪成分を除外してい
る。図４(d)に歪検出回路にて検出され、可変位相器１
３、可変減衰器１４、補助増幅器１５を経たスペクトル
を示す。歪検出回路にて、送信信号以外のスペクトル成
分が検出されることが図４(c)と(d)からわかる。補助増
幅器出力を歪除去回路の主増幅器出力経路に対して等振
幅、等遅延、逆位相になるように歪注入経路の可変減衰
器と可変位相器を制御する。調整された補助増幅器出力
を主増幅器出力経路に注入する、すなわち、方向性結合
器１６で逆相合成することで、図４(e)のように主増幅
器により発生する非線形歪成分を抑圧し、かつ主増幅器
入力で注入されたピーク電力圧縮信号を除去できる。
平均電力比圧縮信号を送信信号と同一帯域に注入する例
を示す。図４ではピーク電力圧縮信号の例を示すが、ピ
ーク対平均電力比圧縮信号の場合も同様である。図４
(a)にフィードフォワード増幅器入力信号のスペクトル
を示す。図４(b)に入力された送信信号からピーク電力
圧縮信号生成回路６Ａにて生成されたピーク電力圧縮信
号を送信信号と同一帯域に注入したスペクトルを示す。
図４(c)に主増幅器出力のスペクトルを示す。図４(c)か
ら主増幅器の相互変調歪みによりそれぞれの信号の帯域
外漏洩電力が生じる。また、それぞれの信号波による高
次の非線形歪成分も同様にあるが、図４(c)では送信信
号波近傍のみとして高次の非線形歪成分を除外してい
る。図４(d)に歪検出回路にて検出され、可変位相器１
３、可変減衰器１４、補助増幅器１５を経たスペクトル
を示す。歪検出回路にて、送信信号以外のスペクトル成
分が検出されることが図４(c)と(d)からわかる。補助増
幅器出力を歪除去回路の主増幅器出力経路に対して等振
幅、等遅延、逆位相になるように歪注入経路の可変減衰
器と可変位相器を制御する。調整された補助増幅器出力
を主増幅器出力経路に注入する、すなわち、方向性結合
器１６で逆相合成することで、図４(e)のように主増幅
器により発生する非線形歪成分を抑圧し、かつ主増幅器
入力で注入されたピーク電力圧縮信号を除去できる。
【００１４】図５に本発明のパイロット信号を用いたフ
ィードフォワード増幅器の基本構成を示す。図５におい
て、第一パイロット信号発生器２１で発生させた第一パ
イロット信号を第一パイロット注入器２２で歪検出回路
に注入すると共に歪除去回路の第一パイロット抽出器２
３で第一パイロット信号を抽出し、第一レベル検出器２
４にてレベル検出をし、第一制御器２５により可変減衰
器２、可変位相器３を制御して第一レベル検出器２４の
検出レベルが最小となるように制御する。同様に、第二
パイロット信号発生器３１で発生させた第二パイロット
信号を第二パイロット注入器３２で主増幅器８に注入す
ると共に歪除去回路の第二パイロット抽出器３３で第二
パイロット信号を抽出し、第二レベル検出器３４にてレ
ベル検出をし、第二制御器３５により可変減衰器１３、
可変位相器１４を制御して第二レベル検出器３４の検出
レベルが最小となるように制御する。
ィードフォワード増幅器の基本構成を示す。図５におい
て、第一パイロット信号発生器２１で発生させた第一パ
イロット信号を第一パイロット注入器２２で歪検出回路
に注入すると共に歪除去回路の第一パイロット抽出器２
３で第一パイロット信号を抽出し、第一レベル検出器２
４にてレベル検出をし、第一制御器２５により可変減衰
器２、可変位相器３を制御して第一レベル検出器２４の
検出レベルが最小となるように制御する。同様に、第二
パイロット信号発生器３１で発生させた第二パイロット
信号を第二パイロット注入器３２で主増幅器８に注入す
ると共に歪除去回路の第二パイロット抽出器３３で第二
パイロット信号を抽出し、第二レベル検出器３４にてレ
ベル検出をし、第二制御器３５により可変減衰器１３、
可変位相器１４を制御して第二レベル検出器３４の検出
レベルが最小となるように制御する。
【００１５】フィードフォワード増幅器の非線形歪補償
量は、歪検出回路と歪除去回路の平衡度に依存する。そ
の調整等の精度は、特公平７−７７３３０号公報（特願
昭６３−２３５７４号）「フィードフォワード増幅器の
自動調整回路」に示されている。例えば、３０dB以上の
歪圧縮量を得るための位相及び振幅偏差は、それぞれ±
２度以内及び±０．３dB以内であり、歪検出回路及び歪
除去回路の平衡度及び調整の完全性について厳しい条件
が要求されている。この平衡度を達成する方法として、
パイロット信号を用いた歪検出回路と歪除去回路の自動
調整方法が知られている（特公平７−７７３３０号公
報）。この方法を用いた装置（野島俊雄、楢橋祥一、
「移動通信用超低歪多周波共通増幅器」、電子情報通信
学会無線通信システム研究会技術報告、ＲＣＳ90-4、19
90）により、パイロット信号を用いて歪検出回路と歪除
去回路の平衡を達成できることが知られている。本発明
は、送信信号を遅延線路５を用いて線形に伝達する。こ
れによりピーク電力圧縮信号生成回路６Ａまたはピーク
対平均電力比圧縮信号生成回路６Ｂによる送信信号に対
する時間的な伝送特性の変動はない。よって、主増幅器
８入力にピーク電力圧縮信号またはピーク対平均電力比
圧縮信号を挿入しても、何らパイロット信号を用いた歪
検出回路の平衡を達成する方法に影響を与えない。ま
た、パイロット信号を含めてピーク電力圧縮信号生成回
路またはピーク対平均電力比圧縮信号生成回路にてそれ
ぞれの圧縮信号を送信信号に注入してもパイロット信号
自身は除去されない。これは、本発明による回路が主増
幅器入力信号のピーク電力またはピーク対平均電力比を
圧縮するためである。また、ピーク電力圧縮回路または
ピーク対平均電力圧縮回路の入力側にパイロット信号用
ノッチフィルタ等を用意することでパイロット信号除去
を回避できる。 （実施例）図６に第一実施例を示す。第一実施例は、ト
ーン信号によるピーク電力圧縮回路のみを示す。可変位
相器出力信号は、方向性結合器４により遅延線路５で構
成される線形信号伝達経路とピーク電力圧縮信号生成回
路６Ａで構成されるピーク電力圧縮信号生成経路に分配
される。ピーク電力圧縮信号生成回路６Ａは、レベル識
別回路６−１、ピーク電力検出回路６−２、低周波発振
器６−３、周波数変換器６−４、可変位相器６−５、可
変増幅器６−６の従属構成である。レベル識別回路６−
１は、入力信号の振幅の瞬時値を観測する。観測された
瞬時値は、事前にレベル識別回路に設定されている閾値
と比較し、閾値以上の場合にピーク電力検出回路に振幅
の瞬時値を伝達する。それ以外では、瞬時値を伝達しな
い。ピーク電力検出回路は、レベル識別回路出力から検
出した入力信号のベクトルを検出する。この時、ピーク
電力検出回路入力信号を直交検波し、入力信号の振幅値
と位相値を検出する。検出された振幅値と位相値は低周
波発振器６−３に入力される。低周波発振器６−３は、
振幅値と位相値を設定できるシンセサイザで構成され
る。ここで、可変位相器出力信号を抑制するために位相
値をほぼ逆位相になるように設定する。これにより、ピ
ーク電力を圧縮するベクトルを生成できる。シンセサイ
ザ出力は、周波数変換器６−４にて所定の帯域に周波数
変換される。この時、増幅器入力信号と同一帯域または
異なる帯域に周波数変換する。周波数変換されたピーク
電力圧縮信号は、制御された可変位相器６−５と可変増
幅器６−６で信号の振幅と位相の最終調整を行ない、電
力合成・分配器７−１にて主増幅回路入力信号に注入さ
れる。可変増幅器６−６は、可変減衰器であっても同様
のピーク電力圧縮効果が得られる。制御経路において
は、可変位相器出力信号を電力合成・分配器７−１また
は方向性結合器で分配した信号をレベル識別回路６−11
にて振幅の瞬時値を識別し、事前に設定されている閾値
以上の場合にピーク電力検出回路６−12にて直交検波を
行ない、制御回路６−13にて適応アルゴリズムにより段
階的に行なう。制御回路６−13は、マイクロコンピュー
タで構成され、摂動法、最小自乗推定アルゴリズムなど
で可変位相器と可変増幅器を制御する。
量は、歪検出回路と歪除去回路の平衡度に依存する。そ
の調整等の精度は、特公平７−７７３３０号公報（特願
昭６３−２３５７４号）「フィードフォワード増幅器の
自動調整回路」に示されている。例えば、３０dB以上の
歪圧縮量を得るための位相及び振幅偏差は、それぞれ±
２度以内及び±０．３dB以内であり、歪検出回路及び歪
除去回路の平衡度及び調整の完全性について厳しい条件
が要求されている。この平衡度を達成する方法として、
パイロット信号を用いた歪検出回路と歪除去回路の自動
調整方法が知られている（特公平７−７７３３０号公
報）。この方法を用いた装置（野島俊雄、楢橋祥一、
「移動通信用超低歪多周波共通増幅器」、電子情報通信
学会無線通信システム研究会技術報告、ＲＣＳ90-4、19
90）により、パイロット信号を用いて歪検出回路と歪除
去回路の平衡を達成できることが知られている。本発明
は、送信信号を遅延線路５を用いて線形に伝達する。こ
れによりピーク電力圧縮信号生成回路６Ａまたはピーク
対平均電力比圧縮信号生成回路６Ｂによる送信信号に対
する時間的な伝送特性の変動はない。よって、主増幅器
８入力にピーク電力圧縮信号またはピーク対平均電力比
圧縮信号を挿入しても、何らパイロット信号を用いた歪
検出回路の平衡を達成する方法に影響を与えない。ま
た、パイロット信号を含めてピーク電力圧縮信号生成回
路またはピーク対平均電力比圧縮信号生成回路にてそれ
ぞれの圧縮信号を送信信号に注入してもパイロット信号
自身は除去されない。これは、本発明による回路が主増
幅器入力信号のピーク電力またはピーク対平均電力比を
圧縮するためである。また、ピーク電力圧縮回路または
ピーク対平均電力圧縮回路の入力側にパイロット信号用
ノッチフィルタ等を用意することでパイロット信号除去
を回避できる。 （実施例）図６に第一実施例を示す。第一実施例は、ト
ーン信号によるピーク電力圧縮回路のみを示す。可変位
相器出力信号は、方向性結合器４により遅延線路５で構
成される線形信号伝達経路とピーク電力圧縮信号生成回
路６Ａで構成されるピーク電力圧縮信号生成経路に分配
される。ピーク電力圧縮信号生成回路６Ａは、レベル識
別回路６−１、ピーク電力検出回路６−２、低周波発振
器６−３、周波数変換器６−４、可変位相器６−５、可
変増幅器６−６の従属構成である。レベル識別回路６−
１は、入力信号の振幅の瞬時値を観測する。観測された
瞬時値は、事前にレベル識別回路に設定されている閾値
と比較し、閾値以上の場合にピーク電力検出回路に振幅
の瞬時値を伝達する。それ以外では、瞬時値を伝達しな
い。ピーク電力検出回路は、レベル識別回路出力から検
出した入力信号のベクトルを検出する。この時、ピーク
電力検出回路入力信号を直交検波し、入力信号の振幅値
と位相値を検出する。検出された振幅値と位相値は低周
波発振器６−３に入力される。低周波発振器６−３は、
振幅値と位相値を設定できるシンセサイザで構成され
る。ここで、可変位相器出力信号を抑制するために位相
値をほぼ逆位相になるように設定する。これにより、ピ
ーク電力を圧縮するベクトルを生成できる。シンセサイ
ザ出力は、周波数変換器６−４にて所定の帯域に周波数
変換される。この時、増幅器入力信号と同一帯域または
異なる帯域に周波数変換する。周波数変換されたピーク
電力圧縮信号は、制御された可変位相器６−５と可変増
幅器６−６で信号の振幅と位相の最終調整を行ない、電
力合成・分配器７−１にて主増幅回路入力信号に注入さ
れる。可変増幅器６−６は、可変減衰器であっても同様
のピーク電力圧縮効果が得られる。制御経路において
は、可変位相器出力信号を電力合成・分配器７−１また
は方向性結合器で分配した信号をレベル識別回路６−11
にて振幅の瞬時値を識別し、事前に設定されている閾値
以上の場合にピーク電力検出回路６−12にて直交検波を
行ない、制御回路６−13にて適応アルゴリズムにより段
階的に行なう。制御回路６−13は、マイクロコンピュー
タで構成され、摂動法、最小自乗推定アルゴリズムなど
で可変位相器と可変増幅器を制御する。
【００１６】本発明により、ピーク電力を適応的に圧縮
できるため、主増幅器の出力バックオフを軽減できる。
これにより、主増幅器の高効率増幅を可能にできる。例
えば、PAPR(peak to average power ratio)を１０ｄBの
入力信号において、ピーク電力を４ｄB圧縮すれば、主
増幅器入力信号のPAPRは６ｄBとなる。これにより、ピ
ーク電力圧縮以前に出力バックオフ１０ｄBが６ｄBにで
きる。この４ｄBの軽減により増幅効率への影響は、主
増幅器をA級バイアス、飽和出力で最大ドレイン効率、
最大ドレイン効率を５０％、出力バックオフの定義を１
ｄB利得圧縮点と動作点との差とすれば、本発明を適用
する以前のドレイン効率が約４％に対して、本発明によ
りドレイン効率を約１０％にできる。このように、ピー
ク電力を完全に圧縮しなくても本発明は効果がある。こ
の時、帯域外漏洩電力及び符号間干渉等は全く生じな
い。
できるため、主増幅器の出力バックオフを軽減できる。
これにより、主増幅器の高効率増幅を可能にできる。例
えば、PAPR(peak to average power ratio)を１０ｄBの
入力信号において、ピーク電力を４ｄB圧縮すれば、主
増幅器入力信号のPAPRは６ｄBとなる。これにより、ピ
ーク電力圧縮以前に出力バックオフ１０ｄBが６ｄBにで
きる。この４ｄBの軽減により増幅効率への影響は、主
増幅器をA級バイアス、飽和出力で最大ドレイン効率、
最大ドレイン効率を５０％、出力バックオフの定義を１
ｄB利得圧縮点と動作点との差とすれば、本発明を適用
する以前のドレイン効率が約４％に対して、本発明によ
りドレイン効率を約１０％にできる。このように、ピー
ク電力を完全に圧縮しなくても本発明は効果がある。こ
の時、帯域外漏洩電力及び符号間干渉等は全く生じな
い。
【００１７】図７に第二実施例を示す。第二実施例は、
周波数拡散されたピーク電力圧縮信号の生成方法におい
て、これまでの低周波発振器６−３で生成した信号を特
定の符号を用いて変調する。これにより、可変位相器及
び可変増幅器の制御に用いる増幅回路入力信号のピーク
電力の検出を容易にできる。低周波発振器６−３による
圧縮信号ベクトルは、雑音等の影響を受けると容易に振
幅と位相変化を受けやすい。第二実施例は、ピーク電力
圧縮信号の安定性を向上するために、PN系列(pseudo ra
ndom noise)等の特定の符号を符号発生器６−20で発生
し、変調回路６−21にて低周波発振器で発生したピーク
電力圧縮信号と符号発生器で発生した符号を乗算等の信
号処理により変調を行なう。変調された信号は、周波数
変換器６−４、可変位相器６−５、可変増幅器６−６を
経て主増幅器入力段に注入される。また、注入後のピー
ク電力をモニタする経路では、レベル識別回路６−1１
にてピーク電力を観測し、ピーク電力検出回路６−12で
ピーク電力を可変位相器６−５と可変増幅器６−６の制
御量を検出し、制御回路６−13で制御する。この時、ピ
ーク電力検出回路は、符号発生器で生成する符号と同一
の符号を用いて入力信号を復調する。これにより、ピー
ク電力圧縮信号の安定性を向上できる。
周波数拡散されたピーク電力圧縮信号の生成方法におい
て、これまでの低周波発振器６−３で生成した信号を特
定の符号を用いて変調する。これにより、可変位相器及
び可変増幅器の制御に用いる増幅回路入力信号のピーク
電力の検出を容易にできる。低周波発振器６−３による
圧縮信号ベクトルは、雑音等の影響を受けると容易に振
幅と位相変化を受けやすい。第二実施例は、ピーク電力
圧縮信号の安定性を向上するために、PN系列(pseudo ra
ndom noise)等の特定の符号を符号発生器６−20で発生
し、変調回路６−21にて低周波発振器で発生したピーク
電力圧縮信号と符号発生器で発生した符号を乗算等の信
号処理により変調を行なう。変調された信号は、周波数
変換器６−４、可変位相器６−５、可変増幅器６−６を
経て主増幅器入力段に注入される。また、注入後のピー
ク電力をモニタする経路では、レベル識別回路６−1１
にてピーク電力を観測し、ピーク電力検出回路６−12で
ピーク電力を可変位相器６−５と可変増幅器６−６の制
御量を検出し、制御回路６−13で制御する。この時、ピ
ーク電力検出回路は、符号発生器で生成する符号と同一
の符号を用いて入力信号を復調する。これにより、ピー
ク電力圧縮信号の安定性を向上できる。
【００１８】図８に、直交検波器を用いたピーク対平均
電力比を圧縮する第三実施例を示す。可変位相器出力信
号は、方向性結合器４により遅延線路５で構成される線
形信号伝達経路とピーク対平均電力比圧縮信号生成回路
６Ｂで構成されるピーク対平均電力比圧縮信号生成経路
に分配される。ピーク対平均電力比圧縮信号生成回路６
Ｂは、直交検波器６−30、位相反転回路６−31、周波数
変換器６−32、可変位相器６−33、可変増幅器６−34の
従属構成である。直交検波器６−30は、入力信号を直交
検波し、ベクトルを観測する。観測されたベクトルは、
位相反転回路６−31にて、可変位相器出力信号を抑圧す
るために位相値をほぼ逆位相になるように設定する。こ
れにより、ピーク対平均電力比を圧縮するベクトルを生
成できる。位相反転回路出力は、周波数変換器６−32に
て所定の帯域に周波数変換される。この時、増幅器入力
信号と同一帯域または異なる帯域に周波数変換する。周
波数変換されたピーク対平均電力比圧縮信号は、制御さ
れた可変位相器６−33と可変増幅器６−34で信号の振幅
と位相の最終調整を行ない、電力合成・分配器７−１に
て主増幅器入力信号に注入される。可変増幅器６−34
は、可変減衰器であっても同様な効果が得られる。制御
経路においては、主増幅器入力信号を電力合成・分配器
７−１または方向性結合器で分配した信号をピーク対平
均電力比検出回路６−35にてピーク電圧と平均電圧また
はピーク電力と平均電力の瞬時値を識別し、事前に設定
されている閾値以上の場合に直交検波を行ない、制御回
路６−36にて可変位相器６−33、可変増幅器６−34の制
御を適応アルゴリズムにより段階的に行なう。制御回路
６−36は、マイクロコンピュータで構成され、摂動法、
最小自乗推定アルゴリズムなどで可変位相器６−33と可
変増幅器６−34を制御する。可変増幅器６−34について
は、可変減衰器であっても同様のピーク対平均電力比圧
縮効果を得ることができる。
電力比を圧縮する第三実施例を示す。可変位相器出力信
号は、方向性結合器４により遅延線路５で構成される線
形信号伝達経路とピーク対平均電力比圧縮信号生成回路
６Ｂで構成されるピーク対平均電力比圧縮信号生成経路
に分配される。ピーク対平均電力比圧縮信号生成回路６
Ｂは、直交検波器６−30、位相反転回路６−31、周波数
変換器６−32、可変位相器６−33、可変増幅器６−34の
従属構成である。直交検波器６−30は、入力信号を直交
検波し、ベクトルを観測する。観測されたベクトルは、
位相反転回路６−31にて、可変位相器出力信号を抑圧す
るために位相値をほぼ逆位相になるように設定する。こ
れにより、ピーク対平均電力比を圧縮するベクトルを生
成できる。位相反転回路出力は、周波数変換器６−32に
て所定の帯域に周波数変換される。この時、増幅器入力
信号と同一帯域または異なる帯域に周波数変換する。周
波数変換されたピーク対平均電力比圧縮信号は、制御さ
れた可変位相器６−33と可変増幅器６−34で信号の振幅
と位相の最終調整を行ない、電力合成・分配器７−１に
て主増幅器入力信号に注入される。可変増幅器６−34
は、可変減衰器であっても同様な効果が得られる。制御
経路においては、主増幅器入力信号を電力合成・分配器
７−１または方向性結合器で分配した信号をピーク対平
均電力比検出回路６−35にてピーク電圧と平均電圧また
はピーク電力と平均電力の瞬時値を識別し、事前に設定
されている閾値以上の場合に直交検波を行ない、制御回
路６−36にて可変位相器６−33、可変増幅器６−34の制
御を適応アルゴリズムにより段階的に行なう。制御回路
６−36は、マイクロコンピュータで構成され、摂動法、
最小自乗推定アルゴリズムなどで可変位相器６−33と可
変増幅器６−34を制御する。可変増幅器６−34について
は、可変減衰器であっても同様のピーク対平均電力比圧
縮効果を得ることができる。
【００１９】図９に第４実施例を示す。図９は、図８の
構成のうち、ピーク対平均電力比圧縮信号生成経路の直
交検波器を包絡線検波器６−40で構成する。この方法の
利点は、ピーク対平均電力比検出回路の構成を簡易にで
きることである。上記第１から第４実施例において、主
増幅器に飽和増幅器を使用してもよい。一般にフィード
フォワード増幅器には、線形増幅器をよく使用する。本
発明のピーク電力圧縮回路またはピーク対平均電力比圧
縮回路にて、主増幅器入力信号が等価的に定包絡化され
るため、主増幅器に飽和増幅器を適用できる。これによ
り、従来の線形増幅器に比べて、ドレイン効率のきわめ
て高い飽和増幅器を使用できる。ドレイン効率が高いた
め、放熱板等の装置規模の削減と、簡易な増幅回路の調
整など、設置性、経済性にすぐれた電力増幅器を構成で
きる。
構成のうち、ピーク対平均電力比圧縮信号生成経路の直
交検波器を包絡線検波器６−40で構成する。この方法の
利点は、ピーク対平均電力比検出回路の構成を簡易にで
きることである。上記第１から第４実施例において、主
増幅器に飽和増幅器を使用してもよい。一般にフィード
フォワード増幅器には、線形増幅器をよく使用する。本
発明のピーク電力圧縮回路またはピーク対平均電力比圧
縮回路にて、主増幅器入力信号が等価的に定包絡化され
るため、主増幅器に飽和増幅器を適用できる。これによ
り、従来の線形増幅器に比べて、ドレイン効率のきわめ
て高い飽和増幅器を使用できる。ドレイン効率が高いた
め、放熱板等の装置規模の削減と、簡易な増幅回路の調
整など、設置性、経済性にすぐれた電力増幅器を構成で
きる。
【００２０】図１０に第５実施例を示す。本発明は、ド
レイン電圧制御等の高効率増幅技術と組み合わせてもフ
ィードフォワード増幅器において同様の高効率増幅と線
形増幅を達成することができる。これは、主増幅器を高
効率化する技術と、本発明により主増幅器の出力バック
オフを軽減することで高効率化する技術が互いに独立し
ているためである。また、それらの技術を同時に用いる
ことにより、相乗効果によりさらなる高効率増幅を達成
することができる。特に、主増幅器のドレイン電圧をDC
／DCコンバータで制御することによりCDMA(code divisi
on multiple access)無線通信における送信電力制御時
の高効率化を行ない、かつ本発明により主増幅器の出力
バックオフを低減することでフィードフォワード増幅器
全体の高効率化が可能になる。
レイン電圧制御等の高効率増幅技術と組み合わせてもフ
ィードフォワード増幅器において同様の高効率増幅と線
形増幅を達成することができる。これは、主増幅器を高
効率化する技術と、本発明により主増幅器の出力バック
オフを軽減することで高効率化する技術が互いに独立し
ているためである。また、それらの技術を同時に用いる
ことにより、相乗効果によりさらなる高効率増幅を達成
することができる。特に、主増幅器のドレイン電圧をDC
／DCコンバータで制御することによりCDMA(code divisi
on multiple access)無線通信における送信電力制御時
の高効率化を行ない、かつ本発明により主増幅器の出力
バックオフを低減することでフィードフォワード増幅器
全体の高効率化が可能になる。
【００２１】上記第５実施例ではFETのドレイン電圧の
みを制御したが、ゲート電圧を制御しても同様の効果が
得られることが容易にいえる。また、ドレイン電圧とゲ
ート電圧を同時に用いて制御しても同様の効果が得られ
る。
みを制御したが、ゲート電圧を制御しても同様の効果が
得られることが容易にいえる。また、ドレイン電圧とゲ
ート電圧を同時に用いて制御しても同様の効果が得られ
る。
【００２２】
【発明の効果】以上説明したように本発明は、以下の効
果を奏する。 （１）フィードフォワード増幅器の非線形歪補償能力を
損なうことなく、高効率増幅が可能になる。 （２）送信側で完結しているため、受信側での処理を必
要としない。 （３）簡易な回路構成で実現が可能である。 （４）飽和増幅器を適用でき、高効率増幅による装置の
小型化、経済化を可能にできる。 （５）主増幅器の高効率化技術と組み合わせることによ
り相乗効果が得られる。
果を奏する。 （１）フィードフォワード増幅器の非線形歪補償能力を
損なうことなく、高効率増幅が可能になる。 （２）送信側で完結しているため、受信側での処理を必
要としない。 （３）簡易な回路構成で実現が可能である。 （４）飽和増幅器を適用でき、高効率増幅による装置の
小型化、経済化を可能にできる。 （５）主増幅器の高効率化技術と組み合わせることによ
り相乗効果が得られる。
【図１】本発明の基本構成を示す図。
【図２】主増幅器入力ベクトルをを説明する図。
【図３】本発明のピーク電力圧縮信号またはピーク対平
均電力比圧縮信号を異なる周波数帯域に注入する例を示
す図。
均電力比圧縮信号を異なる周波数帯域に注入する例を示
す図。
【図４】本発明のピーク電力圧縮信号またはピーク対平
均電力比圧縮信号を同一周波数帯域に注入する例を示す
図。
均電力比圧縮信号を同一周波数帯域に注入する例を示す
図。
【図５】本発明のパイロット信号を用いたフィードフォ
ワード増幅器の構成例を示す図。
ワード増幅器の構成例を示す図。
【図６】第１実施例であるトーン信号によるピーク電力
圧縮回路の構成例を示す図。
圧縮回路の構成例を示す図。
【図７】実施例である周波数拡散されたピーク電力圧縮
回路の構成例を示す図。
回路の構成例を示す図。
【図８】第３実施例である直交検波器を用いたピーク電
力圧縮回路の構成例を示す図。
力圧縮回路の構成例を示す図。
【図９】第４実施例である包絡線検波器を用いたピーク
電力圧縮回路の構成例を示す図。
電力圧縮回路の構成例を示す図。
【図１０】第５実施例であるドレイン電圧制御を用いた
ピーク電力圧縮回路の構成例を示す図。
ピーク電力圧縮回路の構成例を示す図。
１、４、７、１１、１６ 方向性結合器 ２、１３ 可変減衰器 ３、１４ 可変位相器 ５、９、１２ 遅延線路 ６Ａ ピーク電力圧縮信号生成回路 ６Ｂ ピーク対平均電力比圧縮信号生成回路 ８ 主増幅器 １５ 補助増幅器
フロントページの続き Ｆターム(参考） 5J090 AA01 CA21 CA36 CA92 FA19 GN02 GN05 HN08 HN12 KA00 KA15 KA16 KA23 KA32 KA53 KA55 KA68 MA14 SA14 TA01 TA02 TA03 5J091 AA01 CA21 CA36 CA92 FA19 KA00 KA15 KA16 KA23 KA32 KA53 KA55 KA68 MA14 SA14 TA01 TA02 TA03 5J092 AA01 CA21 CA36 CA92 FA19 KA00 KA15 KA16 KA23 KA32 KA53 KA55 KA68 MA14 SA14 TA01 TA02 TA03 5J100 JA01 KA05 LA00 QA01 SA01
Claims (11)
- 【請求項１】主増幅器の歪検出ループと、その検出した
歪成分を補助増幅器により増幅した後、主増幅器出力に
再び注入することで歪成分の相殺を行なう歪除去ループ
とを有するフィードフォワード増幅器において、 歪検出ループの主増幅器入力側にフィードフォワード増
幅器入力信号のピーク電力を圧縮するピーク電力圧縮回
路を備えたことを特徴とするフィードフォワード増幅
器。 - 【請求項２】請求項１に記載のフィードフォワード増幅
器において、 上記ピーク電力圧縮回路は、 主増幅器入力信号を線形に伝達する線形信号伝達経路
と、 主増幅器入力信号のピーク電力を検出し、その検出した
信号を用いて該ピーク電力を圧縮する信号を生成し、そ
の信号の振幅を調整する振幅調整手段と、位相を調整す
る位相調整手段を備えるピーク電力圧縮信号生成経路
と、 上記二つの経路を電力合成し、主増幅器入力と制御経路
に分配する電力合成・分配手段と、 該電力合成・分配手段で制御経路に分配された信号のピ
ーク電力を検出し、そのピーク電力を圧縮するように該
ピーク電力圧縮信号生成経路の振幅調整手段と位相調整
手段を制御する制御手段を備える制御経路により構成さ
れることを特徴とするフィードフォワード増幅器。 - 【請求項３】主増幅器の歪検出ループと、その検出した
歪成分を補助増幅器により増幅した後、主増幅器出力に
再び注入することで歪成分の相殺を行なう歪除去ループ
とを有するフィードフォワード増幅器において、 歪検出ループの主増幅器入力側にフィードフォワード増
幅器入力信号のピーク対平均電力比を圧縮するピーク対
平均電力比圧縮回路を備えたことを特徴とするフィード
フォワード増幅器。 - 【請求項４】請求項３に記載のフィードフォワード増幅
器において、 上記ピーク対平均電力比圧縮回路は、 主増幅器入力信号を線形に伝達する線形信号伝達経路
と、 主増幅器入力信号のピーク対平均電力比を検出し、その
検出した信号を用いて該ピーク対平均電力比を圧縮する
信号を生成し、その信号の振幅を調整する振幅調整手段
と、位相を調整する位相調整手段を備えるピーク対平均
電力比圧縮信号生成経路と、 上記二つの経路を電力合成し、主増幅器入力と制御経路
に分配する電力合成・分配手段と、 該電力合成・分配手段で制御経路に分配された信号のピ
ーク対平均電力比を検出し、そのピーク対平均電力比を
圧縮するように該ピーク対平均電力比圧縮信号生成経路
の振幅調整手段と位相調整手段を制御する制御手段を備
える制御経路により構成されることを特徴とするフィー
ドフォワード増幅器。 - 【請求項５】請求項２に記載のフィードフォワード増幅
器において、 ピーク電力圧縮信号生成経路にて生成した信号をフィー
ドフォワード増幅器入力信号と同じ帯域に周波数変換し
て主増幅器入力経路に注入することを特徴とするフィー
ドフォワード増幅器。 - 【請求項６】請求項２に記載のフィードフォワード増幅
器において、 ピーク電力圧縮信号生成経路にて生成した信号をフィー
ドフォワード増幅器入力信号と異なる帯域に周波数変換
して主増幅器入力経路に注入することを特徴とするフィ
ードフォワード増幅器。 - 【請求項７】請求項４に記載のフィードフォワード増幅
器において、 ピーク対平均電力比圧縮信号生成経路にて生成した信号
をフィードフォワード増幅器入力信号と同じ帯域に周波
数変換して主増幅器入力経路に注入することを特徴とす
るフィードフォワード増幅器。 - 【請求項８】請求項４に記載のフィードフォワード増幅
器において、 ピーク対平均電力比圧縮信号生成経路にて生成した信号
をフィードフォワード増幅器入力信号と異なる帯域に周
波数変換して主増幅器入力経路に注入することを特徴と
するフィードフォワード増幅器。 - 【請求項９】請求項１乃至８のいずれか１項に記載のフ
ィードフォワード増幅器において、 第一パイロット信号を発生する手段と、 歪検出ループの入力経路に第一パイロット信号を注入す
る手段と、 歪検出ループに挿入された第一電気的可変減衰手段及び
第一電気的可変位相手段と、 第二パイロット信号を発生する手段と、 歪検出ループの主増幅器の経路に挿入された第二パイロ
ット信号を注入する手段と、 歪除去ループに挿入された第一パイロット信号を検出す
る手段と、 歪除去ループに挿入された第二電気的可変減衰手段と第
二可変位相手段と、 歪除去ループの出力経路に挿入された第二パイロット信
号を検出する手段と、 上記検出された第一パイロット信号のレベルを検出する
第一レベル検出手段と、 上記検出された第二パイロット信号のレベルを検出する
第二レベル検出手段と、 上記第一レベル検出手段の検出レベルが最小となるよう
に上記第一可変減衰手段及び第一可変位相手段を制御
し、かつ、第二レベル検出手段の検出レベルが最小にな
るように上記第二可変減衰手段及び第二可変位相手段を
制御する制御手段を備えたことを特徴とするフィードフ
ォワード増幅器。 - 【請求項１０】請求項１乃至９のいずれか１項に記載の
フィードフォワード増幅器において、 上記主増幅器に飽和増幅器を用いることを特徴とするフ
ィードフォワード増幅器。 - 【請求項１１】請求項１乃至１０のいずれか１項に記載
のフィードフォワード増幅器において、 上記主増幅器の半導体素子の印加電圧制御を行なうこと
を特徴とするフィードフォワード増幅器。
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