JP2001320333A - 単一およびマルチチャンネル広帯域光アナログパルス位置波形の発生方法 - Google Patents
単一およびマルチチャンネル広帯域光アナログパルス位置波形の発生方法Info
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- H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
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- H04B10/501—Structural aspects
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- Optical Modulation, Optical Deflection, Nonlinear Optics, Optical Demodulation, Optical Logic Elements (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 本発明は、送信機のパワーを増加させずに雑
音の影響を除去することのできるアナログ光信号の伝送
システムを提供することを目的とする。 【解決手段】 アナログ信号504 を光パルス位置変調信
号520 に変換するシステムであって、アナログ信号504
を受信し、そのアナログ信号を周波数変調された信号51
2 に変換する周波数変調装置506 と、連続波光源514
と、周波数変調された信号512 によって連続波光源514
の発生する光を変調して光パルス位置変調された信号52
0 を生成する光変調装置516 とを備えていることを特徴
とする。
音の影響を除去することのできるアナログ光信号の伝送
システムを提供することを目的とする。 【解決手段】 アナログ信号504 を光パルス位置変調信
号520 に変換するシステムであって、アナログ信号504
を受信し、そのアナログ信号を周波数変調された信号51
2 に変換する周波数変調装置506 と、連続波光源514
と、周波数変調された信号512 によって連続波光源514
の発生する光を変調して光パルス位置変調された信号52
0 を生成する光変調装置516 とを備えていることを特徴
とする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、一般的に通信シス
テムに関し、特に、広帯域光アナログパルス位置波形の
発生に関する。
テムに関し、特に、広帯域光アナログパルス位置波形の
発生に関する。
【０００２】
【従来の技術】通信衛星は多くのタイプの通信サービ
ス、例えばデータ伝送、音声通信、テレビジョンスポッ
トビームカバー領域、その他のデータの伝送のために広
く使用されるようになっている。無線周波数（ＲＦ）通
信方法に加えて、光学的方法がデータ伝送のために提案
されている。その理由は光通信リンクでは高いデータ伝
送速度がサポートできるためである。光通信リンクは一
般的に無線周波数リンクよりも広い帯域幅を有し、デー
タをアナログおよびデジタルの両方の形態で伝送するこ
とができる。
ス、例えばデータ伝送、音声通信、テレビジョンスポッ
トビームカバー領域、その他のデータの伝送のために広
く使用されるようになっている。無線周波数（ＲＦ）通
信方法に加えて、光学的方法がデータ伝送のために提案
されている。その理由は光通信リンクでは高いデータ伝
送速度がサポートできるためである。光通信リンクは一
般的に無線周波数リンクよりも広い帯域幅を有し、デー
タをアナログおよびデジタルの両方の形態で伝送するこ
とができる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】光リンクによるアナロ
グデータ伝送は光通信のようなデジタル符号化技術では
注意が払われていない。しかしながら、多くの応用では
依然としてアナログフォーマットでデータ伝送を行うこ
とが要求されている。さらに、アナログおよびデジタル
光通信リンクは一般に雑音フロア係数によって劣化さ
れ、その問題を克服するために送信機のパワーが増加さ
れている。
グデータ伝送は光通信のようなデジタル符号化技術では
注意が払われていない。しかしながら、多くの応用では
依然としてアナログフォーマットでデータ伝送を行うこ
とが要求されている。さらに、アナログおよびデジタル
光通信リンクは一般に雑音フロア係数によって劣化さ
れ、その問題を克服するために送信機のパワーが増加さ
れている。
【０００４】したがって、アナログフォーマットで信号
を伝送することのできる通信システムが技術的に必要と
されていることが認められる。また、アナログフォーマ
ットで信号を伝送することのできる光通信リンクが技術
的に必要とされていることが認められる。また、雑音の
問題による制限を克服するために送信機のパワーを増加
させる必要のない光通信リンクに対する技術的要求も認
められる。
を伝送することのできる通信システムが技術的に必要と
されていることが認められる。また、アナログフォーマ
ットで信号を伝送することのできる光通信リンクが技術
的に必要とされていることが認められる。また、雑音の
問題による制限を克服するために送信機のパワーを増加
させる必要のない光通信リンクに対する技術的要求も認
められる。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上述のような従来技術の
制限を克服し、また、本明細書を読み、理解することに
よって明らかにされるその他の問題を克服するために、
本発明は単一およびマルチチャンネル光アナログパルス
位置変調（Ａ−ＰＰＭ）波形を発生する方法およびシス
テムを提供する。このシステムは周波数変調装置と、連
続波光源と、光変調装置とを具備している。周波数変調
装置はアナログ信号を受信してそのアナログ信号を周波
数変調された信号に変換する。光変調装置は連続波光源
の光を周波数変調された信号によって変調し光パルス位
置変調された信号を生成する。
制限を克服し、また、本明細書を読み、理解することに
よって明らかにされるその他の問題を克服するために、
本発明は単一およびマルチチャンネル光アナログパルス
位置変調（Ａ−ＰＰＭ）波形を発生する方法およびシス
テムを提供する。このシステムは周波数変調装置と、連
続波光源と、光変調装置とを具備している。周波数変調
装置はアナログ信号を受信してそのアナログ信号を周波
数変調された信号に変換する。光変調装置は連続波光源
の光を周波数変調された信号によって変調し光パルス位
置変調された信号を生成する。
【０００６】本発明の方法は、アナログ入力信号を周波
数変調された信号に変換し、周波数変調された信号を増
幅して大きい信号を生成し、この大きい信号によって連
続波光源の発生する光を変調して光パルス位置変調信号
を生成し、光パルス位置変調信号を圧縮して処理利得を
増加させる。
数変調された信号に変換し、周波数変調された信号を増
幅して大きい信号を生成し、この大きい信号によって連
続波光源の発生する光を変調して光パルス位置変調信号
を生成し、光パルス位置変調信号を圧縮して処理利得を
増加させる。
【０００７】本発明は、アナログフォーマットで信号を
転送することのできる通信システムを提供する。本発明
はまた、アナログフォーマットで信号を転送することの
できる光通信リンクを提供する。本発明はまた、雑音の
問題による制限を克服するために送信機のパワーを増加
させる必要のない光通信リンクを提供する。
転送することのできる通信システムを提供する。本発明
はまた、アナログフォーマットで信号を転送することの
できる光通信リンクを提供する。本発明はまた、雑音の
問題による制限を克服するために送信機のパワーを増加
させる必要のない光通信リンクを提供する。
【０００８】
【発明の実施の形態】以下、本発明が実施される好まし
い実施形態を例示として示している添付図面を参照にし
て説明する。しかしながら他の実施形態や構造の変更も
本発明の技術的範囲を逸脱することなく利用可能である
ことを当業者は理解するであろう。
い実施形態を例示として示している添付図面を参照にし
て説明する。しかしながら他の実施形態や構造の変更も
本発明の技術的範囲を逸脱することなく利用可能である
ことを当業者は理解するであろう。
【０００９】［関連技術の概観］自由空間の光通信のデ
ジタルコード化の普及にもかかわらず、幾つかの応用で
は依然としてアナログフォーマットで信号を伝送するこ
とが要求されている。広帯域の衛星間光リンク（ＯＩＳ
Ｌ）を実現する鍵となるのは変調フォーマットの選択で
ある。典型的な衛星間光リンクは、ショット雑音、例え
ばシステムの主要な雑音源である望遠鏡によって受取ら
れる多数の光子のショット雑音で制限される。それ故、
伝送パワーの増加は、連続波（ＣＷ）光搬送波の振幅変
調（ＡＭ）を使用するシステムの信号対雑音比（ＳＮ
Ｒ）を改善する唯一の手段である。しかしながら、利用
可能な光送信パワーは典型的に数ワットに制限されるた
め、これはＯＩＳＬに対して厳しい問題を与える。パル
ス位置変調（ＰＰＭ）のような広帯域変調方式はＡＭに
代る魅力的な代替手段を与える。
ジタルコード化の普及にもかかわらず、幾つかの応用で
は依然としてアナログフォーマットで信号を伝送するこ
とが要求されている。広帯域の衛星間光リンク（ＯＩＳ
Ｌ）を実現する鍵となるのは変調フォーマットの選択で
ある。典型的な衛星間光リンクは、ショット雑音、例え
ばシステムの主要な雑音源である望遠鏡によって受取ら
れる多数の光子のショット雑音で制限される。それ故、
伝送パワーの増加は、連続波（ＣＷ）光搬送波の振幅変
調（ＡＭ）を使用するシステムの信号対雑音比（ＳＮ
Ｒ）を改善する唯一の手段である。しかしながら、利用
可能な光送信パワーは典型的に数ワットに制限されるた
め、これはＯＩＳＬに対して厳しい問題を与える。パル
ス位置変調（ＰＰＭ）のような広帯域変調方式はＡＭに
代る魅力的な代替手段を与える。
【００１０】送信された情報よりも広い帯域幅を利用す
る広帯域変調方式はＡＭに比較して改善されたＳＮＲを
与えることができる。そのような技術の１つはＰＰＭで
あり、それにおいては個々のパルスの一時的な位置は送
信される波形の振幅の連続したサンプルを与える。
る広帯域変調方式はＡＭに比較して改善されたＳＮＲを
与えることができる。そのような技術の１つはＰＰＭで
あり、それにおいては個々のパルスの一時的な位置は送
信される波形の振幅の連続したサンプルを与える。
【００１１】図１は本発明で使用されるような典型的な
パルス位置変調方式を示している。図１に示されている
ように、パルス信号104 の各パルスを変調されない位置
からアナログ信号の振幅に比例した位置へシフトするこ
とによってアナログ信号100はパルス列102 をパルス位
置変調された信号104 に変換する。例えば、変調されな
いパルス106 は時間的にシフトされて振幅110 に基づい
たパルス108 を生成する。振幅110 が大きくなると、パ
ルス108 は時間的に大きな量でシフトされ、振幅110 が
小さくなると、パルス108 は変調されないパルス106 の
位置に関して時間的に小さい量でシフトされる。
パルス位置変調方式を示している。図１に示されている
ように、パルス信号104 の各パルスを変調されない位置
からアナログ信号の振幅に比例した位置へシフトするこ
とによってアナログ信号100はパルス列102 をパルス位
置変調された信号104 に変換する。例えば、変調されな
いパルス106 は時間的にシフトされて振幅110 に基づい
たパルス108 を生成する。振幅110 が大きくなると、パ
ルス108 は時間的に大きな量でシフトされ、振幅110 が
小さくなると、パルス108 は変調されないパルス106 の
位置に関して時間的に小さい量でシフトされる。
【００１２】図２は本発明による典型的なＰＰＭ受信機
を示している。システム200 は典型的に、望遠鏡202 、
光増幅器204 、光フィルタ206 、光リミタ208 、光フィ
ルタ210 、フォトダイオード212 、ローパスフィルタ21
4 、および積分器216 を備えている。典型的に受信機は
フォトダイオード212 、ローパスフィルタ214 、および
積分器216 を備えているが、システム全体を妥協するよ
うに考えることもできる。
を示している。システム200 は典型的に、望遠鏡202 、
光増幅器204 、光フィルタ206 、光リミタ208 、光フィ
ルタ210 、フォトダイオード212 、ローパスフィルタ21
4 、および積分器216 を備えている。典型的に受信機は
フォトダイオード212 、ローパスフィルタ214 、および
積分器216 を備えているが、システム全体を妥協するよ
うに考えることもできる。
【００１３】望遠鏡202 は光信号を受信し、その信号は
光ファイバを通って光増幅器204 によって増幅され、光
フィルタ206 によって濾波される。光フィルタ206 から
の信号出力は任意の振幅であることが可能であり、その
ためシステム200 中のフォトダイオード212 その他の部
品を損傷させる虞があり、そのため光リミタ208 によっ
て信号が光フィルタ210 によって再び濾波される前に光
信号または光パルスの振幅を制限する。光リミタ208 は
また個々の各パルスにおけるパルスの振幅の変動を除去
する。
光ファイバを通って光増幅器204 によって増幅され、光
フィルタ206 によって濾波される。光フィルタ206 から
の信号出力は任意の振幅であることが可能であり、その
ためシステム200 中のフォトダイオード212 その他の部
品を損傷させる虞があり、そのため光リミタ208 によっ
て信号が光フィルタ210 によって再び濾波される前に光
信号または光パルスの振幅を制限する。光リミタ208 は
また個々の各パルスにおけるパルスの振幅の変動を除去
する。
【００１４】フォトダイオード212 は光パルスを受信し
て光エネルギを電気エネルギに変換する。電気信号はロ
ーパスフィルタ214 に送られ、そこで高い周波数成分お
よび雑音が除去される。その後、信号は積分器216 によ
って積分されて受信されたパルス列からアナログ信号を
生成する。
て光エネルギを電気エネルギに変換する。電気信号はロ
ーパスフィルタ214 に送られ、そこで高い周波数成分お
よび雑音が除去される。その後、信号は積分器216 によ
って積分されて受信されたパルス列からアナログ信号を
生成する。
【００１５】所定の光パワーに対して、アナログＰＰＭ
は次のようにＡＭに比較して高いＳＮＲを与える。
は次のようにＡＭに比較して高いＳＮＲを与える。
【００１６】
【数１】 ここでＴs およびτp はそれぞれ変調されないパルスの
周期およびパルス継続時間である。サブピコ秒の光パル
スによって、τp ＝0.3 ピコ秒(ps)であり、パルス繰返
し周波数（ＰＲＦ）ｆc ＝１／Ｔs ＝４０ＧＨｚであ
り、それは２０ＧＨｚの情報帯域幅まで送信するのに十
分である。これはＡＭ変調方式に比較して３３ｄＢの感
度の改善である。
周期およびパルス継続時間である。サブピコ秒の光パル
スによって、τp ＝0.3 ピコ秒(ps)であり、パルス繰返
し周波数（ＰＲＦ）ｆc ＝１／Ｔs ＝４０ＧＨｚであ
り、それは２０ＧＨｚの情報帯域幅まで送信するのに十
分である。これはＡＭ変調方式に比較して３３ｄＢの感
度の改善である。
【００１７】上述の説明から、光パルスが数十ＧＨｚの
時間スケールで正確に位置されることができるならば、
自由空間アナログ光通信においてＰＰＭによって顕著な
ＳＮＲの改善が実現できる。サブピコ秒のパルス継続時
間でピコ秒の等間隔の光パルスを発生するために幾つか
の技術が利用でき、それにはレーザモードロック、半導
体レーザ利得スイッチング、ＣＷ光源の外部変調、互い
に対する同調しない２つのＣＷ光源のビート等が含まれ
る。ソリトン効果および外部チップ補償を有する自己位
相変調（ＳＰＭ）に基づいた非線形光パルス圧縮技術も
また利用可能である。
時間スケールで正確に位置されることができるならば、
自由空間アナログ光通信においてＰＰＭによって顕著な
ＳＮＲの改善が実現できる。サブピコ秒のパルス継続時
間でピコ秒の等間隔の光パルスを発生するために幾つか
の技術が利用でき、それにはレーザモードロック、半導
体レーザ利得スイッチング、ＣＷ光源の外部変調、互い
に対する同調しない２つのＣＷ光源のビート等が含まれ
る。ソリトン効果および外部チップ補償を有する自己位
相変調（ＳＰＭ）に基づいた非線形光パルス圧縮技術も
また利用可能である。
【００１８】本発明は、光通信におけるアナログＰＰＭ
に対して有効なシステムを可能にするために光パルス列
を発生するための新しい構成を提供する。本発明は、周
波数変調された波形を有する半導体レーザの直接変調、
ＶＯＯ／ＦＭ発生器により駆動される非線形電子吸収変
調器、および２つのＦＭ搬送波のビート等を含む幾つか
の実施形態を提案する。
に対して有効なシステムを可能にするために光パルス列
を発生するための新しい構成を提供する。本発明は、周
波数変調された波形を有する半導体レーザの直接変調、
ＶＯＯ／ＦＭ発生器により駆動される非線形電子吸収変
調器、および２つのＦＭ搬送波のビート等を含む幾つか
の実施形態を提案する。
【００１９】［ＶＯＯ／ＦＭで駆動される半導体レー
ザ］図３のＡ乃至Ｃは本発明で使用される利得スイッチ
半導体レーザの特性を示している。利得スイッチ半導体
レーザは光パルス列を発生するために広く使用されてい
る。この技術では最初の周波数チャープが除去された後
は、３乃至８ピコ秒（ｐｓ）の等間隔のパルス列を生成
する。図３のＡは時間の関数として半導体レーザに対す
る入力電流を示している。同時にこのレーザの利得304
はレーザに対するしきい値利得306 より上に上昇し、し
きい値利得306 より下に下降するように上昇および下降
する。レーザの利得304 は、典型的に図３のＣに示され
る光強度310 がその最大値に近付くとき、しきい値利得
306 より下、例えば点308 にいて下降する。その結果、
出力光強度310 は急速に、非常に低い、しかしゼロでは
ない値に低下する。媒体の利得は電流308 によって与え
られるエネルギに比例して利得304 のパルス間でゆっく
りと上昇する。利得304 は再び例えば、点312 でしきい
値利得に到達し、レーザ強度は、利得304 が次の光パル
ス310 の頂部付近で再び枯渇するまで共振器中で対数的
に増加する。このようなパルス動作は電流変調に関する
レーザ力学における不安定性から生じる。重要なこと
は、利得スイッチレーザの最大ＰＲＦは連続するパルス
間の利得媒体中へ与えられるエネルギの量によって制限
され、通常レーザ弛張振動周波数によって表される。
ザ］図３のＡ乃至Ｃは本発明で使用される利得スイッチ
半導体レーザの特性を示している。利得スイッチ半導体
レーザは光パルス列を発生するために広く使用されてい
る。この技術では最初の周波数チャープが除去された後
は、３乃至８ピコ秒（ｐｓ）の等間隔のパルス列を生成
する。図３のＡは時間の関数として半導体レーザに対す
る入力電流を示している。同時にこのレーザの利得304
はレーザに対するしきい値利得306 より上に上昇し、し
きい値利得306 より下に下降するように上昇および下降
する。レーザの利得304 は、典型的に図３のＣに示され
る光強度310 がその最大値に近付くとき、しきい値利得
306 より下、例えば点308 にいて下降する。その結果、
出力光強度310 は急速に、非常に低い、しかしゼロでは
ない値に低下する。媒体の利得は電流308 によって与え
られるエネルギに比例して利得304 のパルス間でゆっく
りと上昇する。利得304 は再び例えば、点312 でしきい
値利得に到達し、レーザ強度は、利得304 が次の光パル
ス310 の頂部付近で再び枯渇するまで共振器中で対数的
に増加する。このようなパルス動作は電流変調に関する
レーザ力学における不安定性から生じる。重要なこと
は、利得スイッチレーザの最大ＰＲＦは連続するパルス
間の利得媒体中へ与えられるエネルギの量によって制限
され、通常レーザ弛張振動周波数によって表される。
【００２０】
【数２】 ここで、Ｉth＝しきい値電流 τn ＝キャリア寿命時間 τp ＝光子寿命時間である。
【００２１】３９ＧＨｚの高い弛張振動周波数が得ら
れ、それは本発明を数十ＧＨｚの範囲のパルス列を発生
させるために利用可能にする。
れ、それは本発明を数十ＧＨｚの範囲のパルス列を発生
させるために利用可能にする。
【００２２】本発明は、正確な位置の光パルスを発生す
るために上述の技術を拡張する。パルスとパルスの間の
インターバルを変化させるためには利得スイッチレーザ
の動特性に基づいた２つの条件が満足されなければなら
ない。第１の条件は、インターバルを減少させる必要が
ある場合には、高いパワーがパルスの間に放出されなけ
ればならず、時間間隔を増加させる必要がある場合に
は、パルスの間に放出されるパワーは低くする必要があ
る。これらの要求は、所定の出力パルスを与えるために
低いパルス間強度レベルから同じピクパワーまで成長さ
せることが高い共振器利得に対して必要であることから
生じたものである。第２の条件は、変調期間が所望のパ
ルスインターバルにしたがって変化されなければならな
いことである。
るために上述の技術を拡張する。パルスとパルスの間の
インターバルを変化させるためには利得スイッチレーザ
の動特性に基づいた２つの条件が満足されなければなら
ない。第１の条件は、インターバルを減少させる必要が
ある場合には、高いパワーがパルスの間に放出されなけ
ればならず、時間間隔を増加させる必要がある場合に
は、パルスの間に放出されるパワーは低くする必要があ
る。これらの要求は、所定の出力パルスを与えるために
低いパルス間強度レベルから同じピクパワーまで成長さ
せることが高い共振器利得に対して必要であることから
生じたものである。第２の条件は、変調期間が所望のパ
ルスインターバルにしたがって変化されなければならな
いことである。
【００２３】図４は本発明の第１の実施形態を示してい
る。第１の要求を満たすために、典型的な波形402 に対
して図４の接続404 に示されるように入力アナログ電流
400の一部が直接半導体レーザのＤＣバイアスに付加さ
れる。その結果、高い光パワーが高い波形振幅に対して
高いパワーが利得媒体に与えられ、低い波形振幅に対し
ては低いパワーが利得媒体に与えられる。残りのアナロ
グ入力はＶＯＯまたはＦＭ変調器406 を駆動し、ＡＭを
ＦＭに変換する。ＦＭ波形の中心周波数は変調されない
ＰＰＭパルス列の所要のパルス反復周波数（ＰＲＦ）に
中心があり、その周波数は出力408 によって示されてい
るように供給されるアナログ電圧に比例して変化する。
ＦＭ出力の周期はこの周波数の逆数に比例して変化す
る。このＦＭ電気信号は加算器410 においてレーザダイ
オード電流に加算され、レーザパルス発生を同期化す
る。レーザダイオード412 はアナログＰＰＭパルス列で
あるパルス列414 を生成する。
る。第１の要求を満たすために、典型的な波形402 に対
して図４の接続404 に示されるように入力アナログ電流
400の一部が直接半導体レーザのＤＣバイアスに付加さ
れる。その結果、高い光パワーが高い波形振幅に対して
高いパワーが利得媒体に与えられ、低い波形振幅に対し
ては低いパワーが利得媒体に与えられる。残りのアナロ
グ入力はＶＯＯまたはＦＭ変調器406 を駆動し、ＡＭを
ＦＭに変換する。ＦＭ波形の中心周波数は変調されない
ＰＰＭパルス列の所要のパルス反復周波数（ＰＲＦ）に
中心があり、その周波数は出力408 によって示されてい
るように供給されるアナログ電圧に比例して変化する。
ＦＭ出力の周期はこの周波数の逆数に比例して変化す
る。このＦＭ電気信号は加算器410 においてレーザダイ
オード電流に加算され、レーザパルス発生を同期化す
る。レーザダイオード412 はアナログＰＰＭパルス列で
あるパルス列414 を生成する。
【００２４】ＰＰＭパルス列の生成は、電気パルス発生
器、例えばステップ再生ダイオードの使用から利点が得
られる可能性がある。このステップ再生ダイオードは入
力波形がしきい値に到達すると同一のパルスを生成す
る。この形態において、ＶＯＯ／ＦＭ発生器406 はステ
ップ再生ダイオードを駆動し、このステップ再生ダイオ
ードは半導体レーザ410 を駆動する。パルス発生器は、
そのパルス継続時間が変調されない位置からの最大量よ
りも小さい時に最も有効である。この場合、接続404 に
よるレーザ電流の付加的なＡＭ変調は必要ない。それは
同一のパワーがパルスインターバルと無関係に各光サイ
クルでパルス発生器によってレーザに供給されるからで
ある。パルス発生器の使用の制限は電気パルスの比較的
長いパルス継続時間、例えば約５０ｐｓによるものであ
り、それは数ＧＨｚのＰＲＦにそのような装置の適用を
制限する。
器、例えばステップ再生ダイオードの使用から利点が得
られる可能性がある。このステップ再生ダイオードは入
力波形がしきい値に到達すると同一のパルスを生成す
る。この形態において、ＶＯＯ／ＦＭ発生器406 はステ
ップ再生ダイオードを駆動し、このステップ再生ダイオ
ードは半導体レーザ410 を駆動する。パルス発生器は、
そのパルス継続時間が変調されない位置からの最大量よ
りも小さい時に最も有効である。この場合、接続404 に
よるレーザ電流の付加的なＡＭ変調は必要ない。それは
同一のパワーがパルスインターバルと無関係に各光サイ
クルでパルス発生器によってレーザに供給されるからで
ある。パルス発生器の使用の制限は電気パルスの比較的
長いパルス継続時間、例えば約５０ｐｓによるものであ
り、それは数ＧＨｚのＰＲＦにそのような装置の適用を
制限する。
【００２５】［ＦＭ駆動非線形電子吸収（ＥＡ）変調装
置］図５は本発明によるアナログＰＰＭ波形を発生する
別の装置を示している。この図に示されるようにシステ
ム500 はサンプル波形504 で示されるようなアナログ入
力502 をＦＭソース中に受信する。必要があれば、増幅
器508 が使用されて波形512 で示されるようなＦＭ信号
510 を増幅する。
置］図５は本発明によるアナログＰＰＭ波形を発生する
別の装置を示している。この図に示されるようにシステ
ム500 はサンプル波形504 で示されるようなアナログ入
力502 をＦＭソース中に受信する。必要があれば、増幅
器508 が使用されて波形512 で示されるようなＦＭ信号
510 を増幅する。
【００２６】連続波（ＣＷ）レーザ源514 からの連続波
が外部変調器516 に供給され、この変調器516 において
ＦＭ信号510 と結合されて波形520 で示されるような出
力518 を生成する。変調器516 は電子吸収（ＥＡ）効果
に基づくものであることが好ましく、その理由は、ＥＡ
変調器516 の非線形特性は、供給された電圧、例えばＦ
Ｍ信号510 の継続時間より短い光パルスを生成すること
が知られているからである。ＥＡ変調器516 の送信は、
ＥＡ材料のバンドギャップ付近で電圧によりほぼ対数的
に立上がる。この技術を使用することにより、ほぼ１０
乃至２５％のデューティサイクルの出力波形520 の光パ
ルスが２０ＧＨｚまでのＰＲＦにおいて発生される。も
っと速いＥＡ変調器516 、例えば約５０ＧＨｚで動作す
るＥＡ変調器516 では、6.2 ｐｓの光パルスが３０乃至
５０ＧＨｚのＰＲＦにおいて発生されることができる。
これらのパルスはソリトン効果、または外部圧縮による
自己位相変調（ＳＰＭ）を使用することによってさらに
短縮されることができる。本発明のこの技術の利点に
は、パルス振幅の良好な制御が含まれるが、約４０ＧＨ
ｚのＰＲＦに適用が制限される若干の制約を有してい
る。
が外部変調器516 に供給され、この変調器516 において
ＦＭ信号510 と結合されて波形520 で示されるような出
力518 を生成する。変調器516 は電子吸収（ＥＡ）効果
に基づくものであることが好ましく、その理由は、ＥＡ
変調器516 の非線形特性は、供給された電圧、例えばＦ
Ｍ信号510 の継続時間より短い光パルスを生成すること
が知られているからである。ＥＡ変調器516 の送信は、
ＥＡ材料のバンドギャップ付近で電圧によりほぼ対数的
に立上がる。この技術を使用することにより、ほぼ１０
乃至２５％のデューティサイクルの出力波形520 の光パ
ルスが２０ＧＨｚまでのＰＲＦにおいて発生される。も
っと速いＥＡ変調器516 、例えば約５０ＧＨｚで動作す
るＥＡ変調器516 では、6.2 ｐｓの光パルスが３０乃至
５０ＧＨｚのＰＲＦにおいて発生されることができる。
これらのパルスはソリトン効果、または外部圧縮による
自己位相変調（ＳＰＭ）を使用することによってさらに
短縮されることができる。本発明のこの技術の利点に
は、パルス振幅の良好な制御が含まれるが、約４０ＧＨ
ｚのＰＲＦに適用が制限される若干の制約を有してい
る。
【００２７】［２つのレーザ信号のビート］図６は本発
明の別の実施形態を使用するＰＰＭパルス列の発生を示
している。システム600 は入力部604 において入力波形
602 を受信する。バイアス電圧606は２個の直列接続さ
れたレーザダイオード608 および610 に供給され、入力
部604 はそれらのダイオード608 と610 との間の接続部
に接続されている。レーザダイオード608 および610 の
駆動電流は電流のミリアンペア当り約０．３乃至１ＧＨ
ｚ程度レーザダイオード608 および610 の動作波長をシ
フトする。所要のＰＲＦの半分の周波数シフトに対応す
る異なった波長で動作する２つのレーザは所望のＰＲＦ
を生成する。中間点入力部604 にＡＭ入力波形602 を供
給することによってレーザダイオード608 および610 の
波長は反対方向に移動し、それは供給された入力波形60
2 にしたがって結合された光フィールドのビート周期を
変化させる。それ故、ビート周波数における７ＧＨｚの
スイングはレーザ当たり３．５ＧＨｚの周波数スイング
を必要とするに過ぎず、それは約１０ミリアンペアの入
力波形602 の電流によって得ることができる。図示のよ
うにレーザダイオード608は出力612 を生成し、レーザ
ダイオード610 は出力614 を生成する。
明の別の実施形態を使用するＰＰＭパルス列の発生を示
している。システム600 は入力部604 において入力波形
602 を受信する。バイアス電圧606は２個の直列接続さ
れたレーザダイオード608 および610 に供給され、入力
部604 はそれらのダイオード608 と610 との間の接続部
に接続されている。レーザダイオード608 および610 の
駆動電流は電流のミリアンペア当り約０．３乃至１ＧＨ
ｚ程度レーザダイオード608 および610 の動作波長をシ
フトする。所要のＰＲＦの半分の周波数シフトに対応す
る異なった波長で動作する２つのレーザは所望のＰＲＦ
を生成する。中間点入力部604 にＡＭ入力波形602 を供
給することによってレーザダイオード608 および610 の
波長は反対方向に移動し、それは供給された入力波形60
2 にしたがって結合された光フィールドのビート周期を
変化させる。それ故、ビート周波数における７ＧＨｚの
スイングはレーザ当たり３．５ＧＨｚの周波数スイング
を必要とするに過ぎず、それは約１０ミリアンペアの入
力波形602 の電流によって得ることができる。図示のよ
うにレーザダイオード608は出力612 を生成し、レーザ
ダイオード610 は出力614 を生成する。
【００２８】図７は本発明の別の実施形態を使用するア
ナログＰＰＭパルス列の発生を示している。システム70
0 は入力部704 において入力波形702 を受信して連続波
レーザ源706 に入力させる。第２の連続波レーザ源708
からの出力は連続波レーザ706 からの出力と結合されて
結合器710 から出力される。連続波レーザ源706 の出力
はフィルタ712 によって濾波される。
ナログＰＰＭパルス列の発生を示している。システム70
0 は入力部704 において入力波形702 を受信して連続波
レーザ源706 に入力させる。第２の連続波レーザ源708
からの出力は連続波レーザ706 からの出力と結合されて
結合器710 から出力される。連続波レーザ源706 の出力
はフィルタ712 によって濾波される。
【００２９】２つのレーザ源706 および708 の結合され
た出力は、位相変調器714 において２つのレーザ源706
および708 の差周波数の光ビート信号を生成し、それは
約５０％のデューティサイクルパルス列を生成する。
た出力は、位相変調器714 において２つのレーザ源706
および708 の差周波数の光ビート信号を生成し、それは
約５０％のデューティサイクルパルス列を生成する。
【００３０】変調された信号は増幅器718 で増幅され、
圧縮光ファイバ720 によって短いデューティサイクル、
典型的には１２％のデューティサイクルに圧縮される。
圧縮光ファイバ720 は典型的なソリトン圧縮光ファイバ
である。約１００ＭＨｚにおける付加的な位相変調が入
力716 においてビート信号に対して供給されることがで
き、不所望な刺激ブリアン散乱（ＳＢＳ）を抑制するこ
とができる。その代りに、単一のレーザ源、すなわちレ
ーザ源706 が使用されて２つの位相のずれた側帯波でる
を生成し、これら２つの位相のずれた側帯波出力が互い
にビートを生じて位相変調器714 に対する光入力を生成
する。この方式は１００ＭＨｚにおいて7.2 ：１のデュ
ーティサイクルを有する1.3 ｐｓのパルス幅を生成す
る。
圧縮光ファイバ720 によって短いデューティサイクル、
典型的には１２％のデューティサイクルに圧縮される。
圧縮光ファイバ720 は典型的なソリトン圧縮光ファイバ
である。約１００ＭＨｚにおける付加的な位相変調が入
力716 においてビート信号に対して供給されることがで
き、不所望な刺激ブリアン散乱（ＳＢＳ）を抑制するこ
とができる。その代りに、単一のレーザ源、すなわちレ
ーザ源706 が使用されて２つの位相のずれた側帯波でる
を生成し、これら２つの位相のずれた側帯波出力が互い
にビートを生じて位相変調器714 に対する光入力を生成
する。この方式は１００ＭＨｚにおいて7.2 ：１のデュ
ーティサイクルを有する1.3 ｐｓのパルス幅を生成す
る。
【００３１】［マルチチャンネル光アナログＰＰＭ］本
発明はまた、多重化またはインターリーブ方式で使用さ
れることができる。その場合にはアナログ信号を送信す
るためにピコ秒のパルスのＰＰＭを使用する自由空間光
リンクのスループットを増加させるためのインターリー
ブ技術を含むマルチパルス列がインターリーブされる。
アナログ信号がピコ秒のパルス流においてＰＰＭに変換
されると、ＰＰＭ情報を伝送する変調されない位置から
の非常に短いパルスの大きいエクスカーションに対して
より高いＳＮＲが得られる。パルス時間エクスカーショ
ンは最大のＳＮＲの利点に対して変調されないパルス間
分離に近付く。他方、信号相互変調歪（ＩＭＤ）はまた
パルスエクスカーションの増加した延長部分によって増
加する。実際に、全体のパルスエクスカーションは許容
可能なＩＭＤレベルに対してパルスインターバルの２０
〜４０％に設定される。この場合に、パルス間の時間ス
パンの一部は使用されず、情報を伝送しない。これはＰ
ＰＭパルス列の“帯域幅”の利用可能な容量の半分を無
駄にする。本発明は、ＰＰＭ信号の第２の独立したシー
ケンスを帯域の不使用部分にインターリーブするために
使用され、したがって、いずれのチャンネルのＩＭＤも
さらに劣化させることなくリンク容量を増加させる。各
チャンネルに対する時間インターバルの部分的な使用に
応じて、この技術はさらに容量を増加させるためにイン
ターパルス時間スパンを共用する高いシーケンス数に拡
張できる。２またはそれより高いオーダーのチャンネル
の時間インターリーブは２進位相シフトキーイング、例
えばＱＰＳＫ、８ＰＳＫ、または高いオーダーのＱＡＭ
変調フォーマットに類似している。これはＰＰＭ変調方
式におけるピコ秒パルス列の容量のさらに効率のよい使
用を可能にする。
発明はまた、多重化またはインターリーブ方式で使用さ
れることができる。その場合にはアナログ信号を送信す
るためにピコ秒のパルスのＰＰＭを使用する自由空間光
リンクのスループットを増加させるためのインターリー
ブ技術を含むマルチパルス列がインターリーブされる。
アナログ信号がピコ秒のパルス流においてＰＰＭに変換
されると、ＰＰＭ情報を伝送する変調されない位置から
の非常に短いパルスの大きいエクスカーションに対して
より高いＳＮＲが得られる。パルス時間エクスカーショ
ンは最大のＳＮＲの利点に対して変調されないパルス間
分離に近付く。他方、信号相互変調歪（ＩＭＤ）はまた
パルスエクスカーションの増加した延長部分によって増
加する。実際に、全体のパルスエクスカーションは許容
可能なＩＭＤレベルに対してパルスインターバルの２０
〜４０％に設定される。この場合に、パルス間の時間ス
パンの一部は使用されず、情報を伝送しない。これはＰ
ＰＭパルス列の“帯域幅”の利用可能な容量の半分を無
駄にする。本発明は、ＰＰＭ信号の第２の独立したシー
ケンスを帯域の不使用部分にインターリーブするために
使用され、したがって、いずれのチャンネルのＩＭＤも
さらに劣化させることなくリンク容量を増加させる。各
チャンネルに対する時間インターバルの部分的な使用に
応じて、この技術はさらに容量を増加させるためにイン
ターパルス時間スパンを共用する高いシーケンス数に拡
張できる。２またはそれより高いオーダーのチャンネル
の時間インターリーブは２進位相シフトキーイング、例
えばＱＰＳＫ、８ＰＳＫ、または高いオーダーのＱＡＭ
変調フォーマットに類似している。これはＰＰＭ変調方
式におけるピコ秒パルス列の容量のさらに効率のよい使
用を可能にする。
【００３２】［マルチチャンネル送信機アーキテクチャ
および動作］図８は、本発明によるマルチチャンネルア
ナログＰＰＭ方式を示している。変調されないパルス列
800 は長さＴP の周期またはパルスインターバルを有し
ている。そのようにパルス列800 の大部分は何等パルス
を有しておらず、それはパルス列800 の大部分が何等情
報を含んでいないことを意味している。本発明は周期80
2 を小さいセグメント804 および806 に分割し、もとの
パルス列800 のパルス間に別のパルス列800 を位置させ
ることを許容する。図示のように、セグメント804 およ
び806 は周期802 のほぼ半分であり、その結果２つのチ
ャンネルシステムを生じる。しかしながら、７チャンネ
ルのシステムに対してはセグメント804および806 は全
周期802 のほぼ１／７であろう。
および動作］図８は、本発明によるマルチチャンネルア
ナログＰＰＭ方式を示している。変調されないパルス列
800 は長さＴP の周期またはパルスインターバルを有し
ている。そのようにパルス列800 の大部分は何等パルス
を有しておらず、それはパルス列800 の大部分が何等情
報を含んでいないことを意味している。本発明は周期80
2 を小さいセグメント804 および806 に分割し、もとの
パルス列800 のパルス間に別のパルス列800 を位置させ
ることを許容する。図示のように、セグメント804 およ
び806 は周期802 のほぼ半分であり、その結果２つのチ
ャンネルシステムを生じる。しかしながら、７チャンネ
ルのシステムに対してはセグメント804および806 は全
周期802 のほぼ１／７であろう。
【００３３】パルスを含む区域808 および810 に加え
て、ガード帯域812 が隣接する区域810 の情報と干渉し
ないように１つの区域808 中の情報を保護している。各
区域808 および810 に対する最大パルス変位は隣接する
ガード帯域812 と重ならないように設定される。例え
ば、ガード帯域812 は、ガード帯域812 の幅814 が周期
802 の約５％であり、各チャンネル808 および810 が周
期802 の約４５％であるように設計されることができ、
それによって変調されないパルス位置の周囲で周期802
の±22.5％チャンネル変調深度が可能になる。
て、ガード帯域812 が隣接する区域810 の情報と干渉し
ないように１つの区域808 中の情報を保護している。各
区域808 および810 に対する最大パルス変位は隣接する
ガード帯域812 と重ならないように設定される。例え
ば、ガード帯域812 は、ガード帯域812 の幅814 が周期
802 の約５％であり、各チャンネル808 および810 が周
期802 の約４５％であるように設計されることができ、
それによって変調されないパルス位置の周囲で周期802
の±22.5％チャンネル変調深度が可能になる。
【００３４】［多信号のインターリーブ］図９は本発明
による２チャンネルＰＰＭ信号をインターリーブするた
めの機能ブロック図を示している。システム900 は多数
の入力信号902 および904 を入力部906 および908 で受
信する。２つの入力部906 および908 が示されている
が、システム900 に応じて異なった数の入力部も使用可
能である。信号902 および904 は別々のＦＭ変調器910
および912 に供給され、それらのＦＭ変調器910 および
912 は共通の発振器914 によって周波数ｆcarrier で駆
動され、チャンネル906 または908 の１つに対して周期
の半分ＴP ／２に等しい時間遅延を有している。発振器
914 は正弦波波形を生成するから、真の時間遅延は発振
器周波数においてほぼ１８０度だけブランチの一方の位
相をシフトする位相シフタを使用することによって得ら
れる。もしも、さらにチャンネル906 および908 が存在
するならば、位相シフトは存在するチャンネル906 およ
び908 の数に応じて変化されるであろう。異なる速度お
よび異なる帯域幅を有することができる各アナログチャ
ンネル906 および908 は変調されないパルス周期ＴP の
ある割合、２つの信号の場合には半分をガード帯域を含
んで占有するように設計される。各チャンネルで発生さ
れたＦＭ信号はこの明細書に記載された技術によってブ
ロック918 および920 において光ＰＰＭに変換される。
ブロック918 および920 の光出力は結合器922 において
結合され、全てのチャンネル906 および908 の単一の出
力924 を生成する。図９に示されるように、信号902 は
信号904 とは異なったサブチャンネルを含むことができ
る。
による２チャンネルＰＰＭ信号をインターリーブするた
めの機能ブロック図を示している。システム900 は多数
の入力信号902 および904 を入力部906 および908 で受
信する。２つの入力部906 および908 が示されている
が、システム900 に応じて異なった数の入力部も使用可
能である。信号902 および904 は別々のＦＭ変調器910
および912 に供給され、それらのＦＭ変調器910 および
912 は共通の発振器914 によって周波数ｆcarrier で駆
動され、チャンネル906 または908 の１つに対して周期
の半分ＴP ／２に等しい時間遅延を有している。発振器
914 は正弦波波形を生成するから、真の時間遅延は発振
器周波数においてほぼ１８０度だけブランチの一方の位
相をシフトする位相シフタを使用することによって得ら
れる。もしも、さらにチャンネル906 および908 が存在
するならば、位相シフトは存在するチャンネル906 およ
び908 の数に応じて変化されるであろう。異なる速度お
よび異なる帯域幅を有することができる各アナログチャ
ンネル906 および908 は変調されないパルス周期ＴP の
ある割合、２つの信号の場合には半分をガード帯域を含
んで占有するように設計される。各チャンネルで発生さ
れたＦＭ信号はこの明細書に記載された技術によってブ
ロック918 および920 において光ＰＰＭに変換される。
ブロック918 および920 の光出力は結合器922 において
結合され、全てのチャンネル906 および908 の単一の出
力924 を生成する。図９に示されるように、信号902 は
信号904 とは異なったサブチャンネルを含むことができ
る。
【００３５】［マルチチャンネル受信機アーキテクチャ
および動作］図１０は、本発明によるマルチチャンネル
受信機を示している。システム1000は入力1004で入力波
形1002を受信する。入力波形1002は単一のＰＰＭ信号の
データの多数のチャンネルを含んでいる。入力1004はキ
ャリア再生ブロック1006に供給され、このキャリア再生
ブロック1006は入力波形1002からクロック波形1008を再
生する。このクロック波形1008は入力波形1002をチャン
ネル波形1010および1012にデマルプレクスするために使
用され、それらのチャンネル波形1010および1012はデマ
ルプレクサ1018から出力1014および1016に出力される。
これらの波形1010および1012はその後図２に示されたよ
うな個々の受信機に送られる。
および動作］図１０は、本発明によるマルチチャンネル
受信機を示している。システム1000は入力1004で入力波
形1002を受信する。入力波形1002は単一のＰＰＭ信号の
データの多数のチャンネルを含んでいる。入力1004はキ
ャリア再生ブロック1006に供給され、このキャリア再生
ブロック1006は入力波形1002からクロック波形1008を再
生する。このクロック波形1008は入力波形1002をチャン
ネル波形1010および1012にデマルプレクスするために使
用され、それらのチャンネル波形1010および1012はデマ
ルプレクサ1018から出力1014および1016に出力される。
これらの波形1010および1012はその後図２に示されたよ
うな個々の受信機に送られる。
【００３６】図１１は、本発明によるデマルプレクスさ
れたチャンネルを示している。入力1004は図１０に関し
て説明したようなマルチチャンネル情報を含んでいる。
チャンネル１の情報を伝送する入力1100と、チャンネル
２の情報を伝送する入力1102とに対して、クロック1104
は出力1014および1016に入力を切換えるために使用され
なければならない。スイッチ1110はクロック信号1104に
よって同期化されて入力1100を同期して適切なチャンネ
ルに切替えなければならない。スイッチ1110は典型的に
半導体光増幅器、ニオブ酸リチウムスイッチまたはＥＡ
またはその他の光スイッチングメカニズムのような光ゲ
ートまたはスイッチである。
れたチャンネルを示している。入力1004は図１０に関し
て説明したようなマルチチャンネル情報を含んでいる。
チャンネル１の情報を伝送する入力1100と、チャンネル
２の情報を伝送する入力1102とに対して、クロック1104
は出力1014および1016に入力を切換えるために使用され
なければならない。スイッチ1110はクロック信号1104に
よって同期化されて入力1100を同期して適切なチャンネ
ルに切替えなければならない。スイッチ1110は典型的に
半導体光増幅器、ニオブ酸リチウムスイッチまたはＥＡ
またはその他の光スイッチングメカニズムのような光ゲ
ートまたはスイッチである。
【００３７】［プロセチャート］図１２は本発明を実施
するために使用される例示的な過程を示すフローチャー
トである。ブロック1200は、アナログ信号を周波数変調
された信号に変換するステップを行う。ブロック1202
は、周波数変調された信号を増幅してそこに大きい信号
を生成するステップを行う。ブロック1204は、連続波光
源を大きい信号で変調して光パルス位置変調信号を生成
するステップを行う。ブロック1206は、光パルス位置変
調信号を圧縮してそこにおける処理利得を増加させるス
テップを行う。
するために使用される例示的な過程を示すフローチャー
トである。ブロック1200は、アナログ信号を周波数変調
された信号に変換するステップを行う。ブロック1202
は、周波数変調された信号を増幅してそこに大きい信号
を生成するステップを行う。ブロック1204は、連続波光
源を大きい信号で変調して光パルス位置変調信号を生成
するステップを行う。ブロック1206は、光パルス位置変
調信号を圧縮してそこにおける処理利得を増加させるス
テップを行う。
【００３８】［結論］これにより本発明の好ましい実施
形態の説明を終わる。以下の説明は同じ目的を達成する
ための別のいくつかの方法を述べている。本発明は、２
つのチャンネルのインターリーブについて説明したが、
マルチチャンネル信号を生成するために３つ、４つ、或
いは任意の数のチャンネルのインターリーブで使用する
ことも可能である。さらに、他の送信および受信システ
ムがここに記載された同じ機能を行うために本発明によ
り使用されることができる。
形態の説明を終わる。以下の説明は同じ目的を達成する
ための別のいくつかの方法を述べている。本発明は、２
つのチャンネルのインターリーブについて説明したが、
マルチチャンネル信号を生成するために３つ、４つ、或
いは任意の数のチャンネルのインターリーブで使用する
ことも可能である。さらに、他の送信および受信システ
ムがここに記載された同じ機能を行うために本発明によ
り使用されることができる。
【００３９】要約すると、本発明は単一およびマルチチ
ャンネル光アナログパルス位置変調波形を発生するため
の方法およびシステムを提供する。このシステムは、周
波数変調器、連続波光源、および光変調器を含んでい
る。周波数変調器はアナログ信号を受信し、そのアナロ
グ信号を周波数変調された信号に変換する。光変調器は
連続波光源からの連続波光を周波数変調された信号によ
って変調して光パルス位置変調された信号を生成する。
ャンネル光アナログパルス位置変調波形を発生するため
の方法およびシステムを提供する。このシステムは、周
波数変調器、連続波光源、および光変調器を含んでい
る。周波数変調器はアナログ信号を受信し、そのアナロ
グ信号を周波数変調された信号に変換する。光変調器は
連続波光源からの連続波光を周波数変調された信号によ
って変調して光パルス位置変調された信号を生成する。
【００４０】本発明の方法は、アナログ入力信号を周波
数変調された信号に変換し、周波数変調された信号を増
幅してそこに大きな信号を生成し、その大きな信号によ
って連続波光源の発生する光を変調して光パルス位置変
調信号を生成し、光パルス位置変調信号を圧縮して処理
利得を増加させるステップを含んでいる。
数変調された信号に変換し、周波数変調された信号を増
幅してそこに大きな信号を生成し、その大きな信号によ
って連続波光源の発生する光を変調して光パルス位置変
調信号を生成し、光パルス位置変調信号を圧縮して処理
利得を増加させるステップを含んでいる。
【００４１】以上、本発明の好ましい実施形態について
図示し説明したが、本発明が開示された構成のものに正
確に一致する必要があることを意図したものではない。
当業者には種々の変更および変形が上述の説明から可能
であろう。したがって、本発明の技術的範囲はこれらの
説明によって限定されるものではなく、特許請求の範囲
の記載によってのみ限定される。
図示し説明したが、本発明が開示された構成のものに正
確に一致する必要があることを意図したものではない。
当業者には種々の変更および変形が上述の説明から可能
であろう。したがって、本発明の技術的範囲はこれらの
説明によって限定されるものではなく、特許請求の範囲
の記載によってのみ限定される。
【図１】本発明で使用される典型的なパルス位置変調方
式の説明図。
式の説明図。
【図２】本発明による典型的なＡ−ＰＰＭ受信機の概略
図。
図。
【図３】本発明で使用される利得切替え半導体レーザの
特性図。
特性図。
【図４】本発明の第１の実施形態の概略図。
【図５】本発明によるＡ−ＰＰＭ波形を発生するための
別の装置の概略図。
別の装置の概略図。
【図６】本発明の別の実施形態を使用するＡ−ＰＰＭパ
ルス列の発生を示す概略図。
ルス列の発生を示す概略図。
【図７】本発明の別の実施形態を使用するアナログＰＰ
Ｍ信号の発生を示す概略図。
Ｍ信号の発生を示す概略図。
【図８】本発明によるマルチチャンネルアナログＰＰＭ
方式を示す説明図。
方式を示す説明図。
【図９】本発明による２チャンネルＰＰＭ信号をインタ
ーリーブするための機能ブロック図。
ーリーブするための機能ブロック図。
【図１０】本発明によるマルチチャンネル受信機アーキ
テクチャの実施形態の説明図。
テクチャの実施形態の説明図。
【図１１】本発明による２つのＡ−ＰＰＭチャンネルを
分離するためのデマルチプレクサに対するクロックデー
タ整列の説明図。
分離するためのデマルチプレクサに対するクロックデー
タ整列の説明図。
【図１２】本発明の実施に使用される例示的なステップ
を示すフローチャート。
を示すフローチャート。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） Ｈ０１Ｓ 5/50 ６３０ (72)発明者 スタニスラフ・アイ・イオノフ アメリカ合衆国、カリフォルニア州 91302、カラバサス、マルホーランド・ハ イウェイ 26025 (72)発明者 ロバート・アール・ヘイズ アメリカ合衆国、カリフォルニア州 91302、カラバサス、マルホーランド・ハ イウェイ 26025 (72)発明者 ジョージ・シー・バレー アメリカ合衆国、カリフォルニア州 90064、ロサンジェルス、ウイグタウン・ ロード 2827
Claims (10)
- 【請求項１】 アナログ信号を光パルス位置変調信号に
変換するシステムにおいて、 アナログ信号を受信し、そのアナログ信号を周波数変調
された信号に変換する周波数変調装置と、 連続波光源と、 周波数変調された信号によって前記連続波光源の発生す
る光を変調して光パルス位置変調された信号を生成する
光変調装置とを具備していることを特徴とするシステ
ム。 - 【請求項２】 前記光変調装置は電子吸収変調装置であ
る請求項１記載のシステム。 - 【請求項３】 前記連続波光源はレーザである請求項１
記載のシステム。 - 【請求項４】 さらに、周波数変調装置と光変調装置と
の間に結合され、周波数変調された信号を増幅する増幅
器を備えている請求項１記載のシステム。 - 【請求項５】 アナログ信号は電気信号である請求項１
記載のシステム。 - 【請求項６】 アナログ信号は複数の情報チャンネルを
含んでいる請求項１記載のシステム。 - 【請求項７】 それぞれ情報のチャンネルの１つの受信
する複数の周波数変調装置と、 発振器と、 前記発振器および複数の周波数変調装置に結合されてチ
ャンネルの変調装置出力の位相シフトする位相シフタ
と、 それぞれ位相シフトされた情報のチャンネルの１つを受
信する複数の光変調装置と、 光変調装置の位相シフトされた出力を組合わせてマルチ
チャンネル出力信号を生成する結合装置とを具備してい
る請求項６記載のシステム。 - 【請求項８】 アナログ入力信号を周波数変調された信
号に変換し、 周波数変調された信号を増幅して大きい信号を生成し、 その大きい信号によって連続波光源の発生する光を変調
して光パルス位置変調信号を生成し、 光パルス位置変調信号を圧縮して処理利得を増加させる
ステップを行うことによって生成されたアナログ光パル
ス位置変調通信信号。 - 【請求項９】 アナログ入力信号は複数の情報チャンネ
ルを含んでいる請求項８記載のアナログ光パルス位置変
調通信信号。 - 【請求項１０】 アナログ入力信号を周波数変調された
信号に変換し、 周波数変調された信号を増幅し、 周波数変調された信号によって連続波光源の発生する光
を変調して光パルス位置変調信号を生成し、 光パルス位置変調信号を圧縮して処理利得を増加させ、 圧縮された光パルス位置変調信号を受信機へ送信するこ
とを特徴とする光パルス位置変調信号を使用する通信方
法。
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