JP2001308654A - フィードバックによって電子回路に単方向性を付与する方法および回路 - Google Patents
フィードバックによって電子回路に単方向性を付与する方法および回路Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 電子回路において信号方向性を作り出すため
の方法および回路を提供する。 【解決手段】 本発明は、信号源を有する入力側と、負
荷を有する出力側とを備える電子回路において方向性を
達成するための方法を記載し、その方法は出力側におい
て負荷内を流れる電流を検出するステップと、出力側に
おいて負荷内を流れる電流の一部をバイパスするステッ
プと、方向性を達成するために、出力側においてバイパ
スされた電流の部分を入力側に供給するステップとを含
む。具体的には、電子回路の単方向性は、増幅器の入力
を見たインピーダンスが増加するようにフィードバック
をかけることにより達成される。これらの方法は特に、
負性抵抗増幅器回路に適用することができる。
の方法および回路を提供する。 【解決手段】 本発明は、信号源を有する入力側と、負
荷を有する出力側とを備える電子回路において方向性を
達成するための方法を記載し、その方法は出力側におい
て負荷内を流れる電流を検出するステップと、出力側に
おいて負荷内を流れる電流の一部をバイパスするステッ
プと、方向性を達成するために、出力側においてバイパ
スされた電流の部分を入力側に供給するステップとを含
む。具体的には、電子回路の単方向性は、増幅器の入力
を見たインピーダンスが増加するようにフィードバック
をかけることにより達成される。これらの方法は特に、
負性抵抗増幅器回路に適用することができる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は電子回路の設計に関
し、より詳細には、フィードバック技術を用いる負性抵
抗増幅器のような電子回路に関する。
し、より詳細には、フィードバック技術を用いる負性抵
抗増幅器のような電子回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】真空管、バイポーラトランジスタおよび
ＭＯＳＦＥＴのような電子三極増幅素子（triode）は信
号を増幅することができるが、増幅とともに、回路内の
信号の方向性も与えることがよく知られている。グリッ
ド、ベースあるいはゲートのような入力端子にかけられ
る信号電圧は、アノード、コレクタおよびドレインのよ
うな出力端子において、振幅が増幅されて再現される。
三極増幅素子が理想的な場合には、増幅器の出力にかけ
られた電圧によって、入力側に電圧が発生することはな
い。これは、全てのタイプの三極増幅素子に共通し、電
子回路において有用な固有の特性である。
ＭＯＳＦＥＴのような電子三極増幅素子（triode）は信
号を増幅することができるが、増幅とともに、回路内の
信号の方向性も与えることがよく知られている。グリッ
ド、ベースあるいはゲートのような入力端子にかけられ
る信号電圧は、アノード、コレクタおよびドレインのよ
うな出力端子において、振幅が増幅されて再現される。
三極増幅素子が理想的な場合には、増幅器の出力にかけ
られた電圧によって、入力側に電圧が発生することはな
い。これは、全てのタイプの三極増幅素子に共通し、電
子回路において有用な固有の特性である。
【０００３】電子三極増幅素子の単方向性は、三極増幅
素子内部の情報搬送に関する変換機構に基づいている。
入力電圧信号は三極増幅素子電流に変換され、その電流
を出力キャパシタに蓄積することにより、その電流は出
力端子において出力電圧に変換され、電圧に戻される。
電圧／電流変換機構は単方向性である。出力端子から三
極増幅素子内に強制的に電流を入力しても、入力電極に
おいて電圧が生成されることはない。この電圧／電流／
電圧変換は、増幅器の利得とともに、信号の方向性を生
み出す。利得および単方向性の機構は三極増幅素子内
に、巧みに一体に組み込まれているので、単方向性の重
要性は、それ自体としては、あまり認識されていない。
素子内部の情報搬送に関する変換機構に基づいている。
入力電圧信号は三極増幅素子電流に変換され、その電流
を出力キャパシタに蓄積することにより、その電流は出
力端子において出力電圧に変換され、電圧に戻される。
電圧／電流変換機構は単方向性である。出力端子から三
極増幅素子内に強制的に電流を入力しても、入力電極に
おいて電圧が生成されることはない。この電圧／電流／
電圧変換は、増幅器の利得とともに、信号の方向性を生
み出す。利得および単方向性の機構は三極増幅素子内
に、巧みに一体に組み込まれているので、単方向性の重
要性は、それ自体としては、あまり認識されていない。
【０００４】根本的な問題として、増幅および方向性に
ついては２つの異なる概念がある。Ｓ型負性抵抗ダイオ
ード（例えば、ＰＮＰＮダイオード）およびＮ型負性抵
抗ダイオード（例えば、トンネルダイオード）のような
方向性を持たない増幅用素子が存在する。さらに、方向
性を持つが、増幅作用のないマイクロ波アイソレータあ
るいマイクロ波ジャイレータのような素子が存在する。
さらに増幅および方向性は、特別な状況においてのみ生
じるという共通の特徴を持っている。これは、増幅ある
いは方向性を生じさせるあらゆる概念が重要であること
の理由である。
ついては２つの異なる概念がある。Ｓ型負性抵抗ダイオ
ード（例えば、ＰＮＰＮダイオード）およびＮ型負性抵
抗ダイオード（例えば、トンネルダイオード）のような
方向性を持たない増幅用素子が存在する。さらに、方向
性を持つが、増幅作用のないマイクロ波アイソレータあ
るいマイクロ波ジャイレータのような素子が存在する。
さらに増幅および方向性は、特別な状況においてのみ生
じるという共通の特徴を持っている。これは、増幅ある
いは方向性を生じさせるあらゆる概念が重要であること
の理由である。
【０００５】増幅は利得によって特徴付けられる。理想
的な増幅の場合、利得は１より高くなければならない。
方向性に関しては、明確な指標は存在しないものと考え
られる。実際に方向性は、相対的にのみ測定することが
でき、三極増幅回路では部分的な方向性しかわからな
い。
的な増幅の場合、利得は１より高くなければならない。
方向性に関しては、明確な指標は存在しないものと考え
られる。実際に方向性は、相対的にのみ測定することが
でき、三極増幅回路では部分的な方向性しかわからな
い。
【０００６】当業者には広く知られているが、電子素子
内に存在し、等価回路モデルが動的な現象を記述するこ
とができる、関連する領域（そのような領域の例は、流
体力学ロジックおよびニューロンからなる生物学的デー
タ処理系である）内に存在する方向性の機構には、
（１）情報搬送体による変換（例えば、電子三極増幅素
子）によるもの、（２）バーンアウト機構（例えば、ニ
ューロン内の活動電位の伝搬）によるもの、（３）有向
性を持つ移送（例えば、電荷結合素子（ＣＣＤ）、およ
びパラメトロンロジック）によるものがある。それにも
かかわらず、これらの少数の例から単方向性の機構を包
括的に分類することはできていない。
内に存在し、等価回路モデルが動的な現象を記述するこ
とができる、関連する領域（そのような領域の例は、流
体力学ロジックおよびニューロンからなる生物学的デー
タ処理系である）内に存在する方向性の機構には、
（１）情報搬送体による変換（例えば、電子三極増幅素
子）によるもの、（２）バーンアウト機構（例えば、ニ
ューロン内の活動電位の伝搬）によるもの、（３）有向
性を持つ移送（例えば、電荷結合素子（ＣＣＤ）、およ
びパラメトロンロジック）によるものがある。それにも
かかわらず、これらの少数の例から単方向性の機構を包
括的に分類することはできていない。
【０００７】単方向性を有する素子として従来技術にお
いてよく知られている１つの素子に、今日では使用され
ていないが、１９２０年代以前には使われていた磁気増
幅器がある。可飽和コア１００を有するトランスからな
る磁気増幅器が図１（ａ）に示される。一次巻線はＤＣ
制御電流Ｉ1によって駆動され、Ｉ1およびＩ2の両方に
よって磁束Φが形成される。ただしΦはその両方の線形
関数である。一次巻線１０５は、多数の巻数を有する。
Ｉ1が増加すると、磁気コアが一次電流の起磁力のみに
よって飽和し、Φは、図１（ｂ）に概略的に示される最
大値以上に増加することはできない。二次巻線１１０
は、ＡＣによって駆動される。二次巻線側を見たインピ
ーダンスは誘導性である。Ｉ1が小さい場合には、二次
巻線側のインダクタンスは高い。しかしながら、Ｉ1を
増加させていくと、コアが一次起磁力のみによって飽和
し、そして二次巻線のＡＣ駆動が、二次側のＡＣ電流の
任意の位相において、コアを飽和状態から解放できない
場合には、インダクタンスは理想的には０になる。従っ
て、一次側の電流が小さければ、大きな二次側の電流を
制御することができる。理想的な動作を得るために、二
次巻線の直列抵抗を小さい値に保持する必要がある。こ
こでは、当業者にはよく知られている銅損は、無視でき
るものと仮定する。
いてよく知られている１つの素子に、今日では使用され
ていないが、１９２０年代以前には使われていた磁気増
幅器がある。可飽和コア１００を有するトランスからな
る磁気増幅器が図１（ａ）に示される。一次巻線はＤＣ
制御電流Ｉ1によって駆動され、Ｉ1およびＩ2の両方に
よって磁束Φが形成される。ただしΦはその両方の線形
関数である。一次巻線１０５は、多数の巻数を有する。
Ｉ1が増加すると、磁気コアが一次電流の起磁力のみに
よって飽和し、Φは、図１（ｂ）に概略的に示される最
大値以上に増加することはできない。二次巻線１１０
は、ＡＣによって駆動される。二次巻線側を見たインピ
ーダンスは誘導性である。Ｉ1が小さい場合には、二次
巻線側のインダクタンスは高い。しかしながら、Ｉ1を
増加させていくと、コアが一次起磁力のみによって飽和
し、そして二次巻線のＡＣ駆動が、二次側のＡＣ電流の
任意の位相において、コアを飽和状態から解放できない
場合には、インダクタンスは理想的には０になる。従っ
て、一次側の電流が小さければ、大きな二次側の電流を
制御することができる。理想的な動作を得るために、二
次巻線の直列抵抗を小さい値に保持する必要がある。こ
こでは、当業者にはよく知られている銅損は、無視でき
るものと仮定する。
【０００８】磁気増幅器を用いて、以下のように信号を
増幅する。二次巻線１１０は、ＡＣ電流源によって駆動
され、二次巻線１１０間に現れるＡＣ電圧は整流され、
その信号を表す低周波数の成分が再生される。その信号
はＤＣに近く、ＡＣ電源と比べて低周波数で変動してい
る。
増幅する。二次巻線１１０は、ＡＣ電流源によって駆動
され、二次巻線１１０間に現れるＡＣ電圧は整流され、
その信号を表す低周波数の成分が再生される。その信号
はＤＣに近く、ＡＣ電源と比べて低周波数で変動してい
る。
【０００９】図１に示されるような磁気増幅器は単方向
性ではない。二次巻線１１０を駆動するＡＣ電流が、一
次側の端子にＡＣ電圧を発生させる。磁気増幅器の利得
が高い場合には、一次側の電流が小さくても、コア内に
大きな磁束を生成することができるはずである。これ
は、一次巻線１０５の巻数が多くなければならず、二次
巻線１１０の巻数が少ないことを意味する。二次巻線の
ＡＣ電圧が一次巻線の電圧まで徐々に上昇するので、Ａ
Ｃ電圧は、電気的な非線形性を介して一次側の制御回路
に影響を与える。これが、磁気増幅器内を流れる逆方向
信号流である。その信号は二次巻線１１０に反射して戻
るので、一次巻線１０５はキャパシタによってバイパス
されることはできない。この逆方向信号流は以下のよう
にして防ぐことができる。図２に示されるように、２つ
の同一の非線形トランスが一次側において直列に接続さ
れ、二次側ではその極性を反転して直列に接続される場
合には、２つの一次側において誘導されるＡＣ電圧は相
殺され、逆方向信号流は発生しない。この回路は、巧み
なフィードバック補償による単方向性回路である。
性ではない。二次巻線１１０を駆動するＡＣ電流が、一
次側の端子にＡＣ電圧を発生させる。磁気増幅器の利得
が高い場合には、一次側の電流が小さくても、コア内に
大きな磁束を生成することができるはずである。これ
は、一次巻線１０５の巻数が多くなければならず、二次
巻線１１０の巻数が少ないことを意味する。二次巻線の
ＡＣ電圧が一次巻線の電圧まで徐々に上昇するので、Ａ
Ｃ電圧は、電気的な非線形性を介して一次側の制御回路
に影響を与える。これが、磁気増幅器内を流れる逆方向
信号流である。その信号は二次巻線１１０に反射して戻
るので、一次巻線１０５はキャパシタによってバイパス
されることはできない。この逆方向信号流は以下のよう
にして防ぐことができる。図２に示されるように、２つ
の同一の非線形トランスが一次側において直列に接続さ
れ、二次側ではその極性を反転して直列に接続される場
合には、２つの一次側において誘導されるＡＣ電圧は相
殺され、逆方向信号流は発生しない。この回路は、巧み
なフィードバック補償による単方向性回路である。
【００１０】磁気増幅器を用いて単方向性を達成するた
めの方法は当分野においてよく知られているが、従来の
電子回路においてそのような単方向性を達成するための
方法は従来技術において知られていない。例えば、負性
抵抗増幅器回路では、入力信号源および増幅器負荷は、
２端子の負性抵抗素子を介して直接に接続され、直接に
相互作用する。信号はどちらか一方の方向に流れるの
で、増幅器回路に方向性はない。
めの方法は当分野においてよく知られているが、従来の
電子回路においてそのような単方向性を達成するための
方法は従来技術において知られていない。例えば、負性
抵抗増幅器回路では、入力信号源および増幅器負荷は、
２端子の負性抵抗素子を介して直接に接続され、直接に
相互作用する。信号はどちらか一方の方向に流れるの
で、増幅器回路に方向性はない。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】従って本発明の目的
は、負性抵抗増幅器のような従来の電子回路において単
方向性を達成するための方法および回路を提供すること
である。
は、負性抵抗増幅器のような従来の電子回路において単
方向性を達成するための方法および回路を提供すること
である。
【００１２】
【課題を解決するための手段】全体として、電子回路に
おいて信号の方向性を生成するための方法が開示され
る。以下に記載する方法は、入力信号源をその回路の残
りの部分から分離することにより、電子回路において方
向性を達成する。
おいて信号の方向性を生成するための方法が開示され
る。以下に記載する方法は、入力信号源をその回路の残
りの部分から分離することにより、電子回路において方
向性を達成する。
【００１３】信号源を有する入力側と、負荷を有する出
力側とを備える電子回路において方向性を達成するため
の方法は、出力側において負荷内を流れる電流の一部を
バイパスするステップと、方向性を達成するために、出
力側においてバイパスされた電流の部分を入力側に供給
するステップとを含む。具体的には、電子回路の単方向
性は、増幅器の入力を見たインピーダンスが増加するよ
うにフィードバックをかけることにより達成される。こ
れらの方法は特に、負性抵抗増幅器回路に適用すること
ができる。
力側とを備える電子回路において方向性を達成するため
の方法は、出力側において負荷内を流れる電流の一部を
バイパスするステップと、方向性を達成するために、出
力側においてバイパスされた電流の部分を入力側に供給
するステップとを含む。具体的には、電子回路の単方向
性は、増幅器の入力を見たインピーダンスが増加するよ
うにフィードバックをかけることにより達成される。こ
れらの方法は特に、負性抵抗増幅器回路に適用すること
ができる。
【００１４】方向性の全体量は、出力側において負荷内
を流れる電流のバイパスされる部分の量を制御すること
により変動する。フィードバック電流の量は、その回路
のその素子に関して特別に設計することにより制御する
ことができる。例えば、その回路内の方向性の量は、出
力側のインピーダンスと比較して、固定量だけ入力側の
インピーダンスの大きさを低減することにより、安定し
たレベルに設定することができる。
を流れる電流のバイパスされる部分の量を制御すること
により変動する。フィードバック電流の量は、その回路
のその素子に関して特別に設計することにより制御する
ことができる。例えば、その回路内の方向性の量は、出
力側のインピーダンスと比較して、固定量だけ入力側の
インピーダンスの大きさを低減することにより、安定し
たレベルに設定することができる。
【００１５】
【発明の実施の形態】以下に記載される詳細な説明およ
び図面を参照することにより、本発明、および本発明の
特徴および利点への理解が、より進むであろう。
び図面を参照することにより、本発明、および本発明の
特徴および利点への理解が、より進むであろう。
【００１６】図３（ａ）は、負性抵抗増幅器回路におい
て、入力信号源および増幅器負荷が如何に相互作用する
かを示す。図３（ａ）では、信号源Ｖ1は、負性抵抗−
Ｒおよび増幅器負荷Ｒ0からなる直列接続を駆動する。
−ＲおよびＲ0は、入力電圧Ｖ 1の分圧器を形成する。信
号電圧は、抵抗の１つが負の値を持つので、減衰せずに
増加する。電圧源は電流Ｉ0を生成し、出力電圧Ｖ0は以
下の式によって与えられる。 Ｉ0＝Ｖ1／（Ｒ0−Ｒ）；Ｖ0＝［Ｒ0／（Ｒ0−Ｒ）］Ｖ
1 ただしＶ0＞Ｖ1である。電流Ｉ0は、Ｒ0および信号源の
両方の中を流れ、この回路の入力および出力に対して可
変の共通の情報搬送信号である。同じ電流が流れるの
で、入力および出力は完全に結合する。これは、増幅器
の望ましくない属性である。
て、入力信号源および増幅器負荷が如何に相互作用する
かを示す。図３（ａ）では、信号源Ｖ1は、負性抵抗−
Ｒおよび増幅器負荷Ｒ0からなる直列接続を駆動する。
−ＲおよびＲ0は、入力電圧Ｖ 1の分圧器を形成する。信
号電圧は、抵抗の１つが負の値を持つので、減衰せずに
増加する。電圧源は電流Ｉ0を生成し、出力電圧Ｖ0は以
下の式によって与えられる。 Ｉ0＝Ｖ1／（Ｒ0−Ｒ）；Ｖ0＝［Ｒ0／（Ｒ0−Ｒ）］Ｖ
1 ただしＶ0＞Ｖ1である。電流Ｉ0は、Ｒ0および信号源の
両方の中を流れ、この回路の入力および出力に対して可
変の共通の情報搬送信号である。同じ電流が流れるの
で、入力および出力は完全に結合する。これは、増幅器
の望ましくない属性である。
【００１７】回路の入出力間の結合を低減するために、
出力回路の電流を保持しながら、信号源の中を流れる電
流が低減される。その極限状態では、図３（ｂ）に概略
的に示されるように、入力電流が０まで低下するとき
に、完全な入出力間分離、すなわち単方向性が達成され
る。図３（ｂ）に示される回路では、増幅器のシンボル
を有し、小さなループによって示される電流検出器３０
５が存在する。その増幅器は、Ｉ0に比例する電流発生
器ＩCを駆動する。電流発生器ＩCは、ノードＸおよびＹ
で接続される。ＩC＝αＩ0の場合（ただし０＜α＜１）
には、 Ｉ1＝Ｉ0−ＩC＝（１−α）Ｉ0 が成り立ち、信号源Ｉ1によって供給される電流は減少
する。極限状態α→１では、Ｉ1＝０である。極限状態
では、単方向性および電圧利得の両方が達成される。α
が増加すると、増幅器内を見たインピーダンスは、低周
波数において信号源から発散する。しかしながら、この
極限状態は稀にしか起こらない極限状態である。その極
限状態に達するとＩ1＝０であるので、増幅器内に信号
源からの情報搬送電流は流れず、出力側に現れるのは雑
音である。それゆえ実際の問題として、α＝１の厳密な
極限状態は達成することはできない。
出力回路の電流を保持しながら、信号源の中を流れる電
流が低減される。その極限状態では、図３（ｂ）に概略
的に示されるように、入力電流が０まで低下するとき
に、完全な入出力間分離、すなわち単方向性が達成され
る。図３（ｂ）に示される回路では、増幅器のシンボル
を有し、小さなループによって示される電流検出器３０
５が存在する。その増幅器は、Ｉ0に比例する電流発生
器ＩCを駆動する。電流発生器ＩCは、ノードＸおよびＹ
で接続される。ＩC＝αＩ0の場合（ただし０＜α＜１）
には、 Ｉ1＝Ｉ0−ＩC＝（１−α）Ｉ0 が成り立ち、信号源Ｉ1によって供給される電流は減少
する。極限状態α→１では、Ｉ1＝０である。極限状態
では、単方向性および電圧利得の両方が達成される。α
が増加すると、増幅器内を見たインピーダンスは、低周
波数において信号源から発散する。しかしながら、この
極限状態は稀にしか起こらない極限状態である。その極
限状態に達するとＩ1＝０であるので、増幅器内に信号
源からの情報搬送電流は流れず、出力側に現れるのは雑
音である。それゆえ実際の問題として、α＝１の厳密な
極限状態は達成することはできない。
【００１８】図４（ａ）は、単方向性の負性抵抗増幅器
を示す。この回路では、固有の寄生キャパシタンスのみ
が保持される。負性抵抗増幅器自体は寄生キャパシタン
スを持たず、電流検出−再生回路の遅延は、容量性負荷
ＣAを有する一段の増幅器によってモデル化される。こ
の回路モデルは、基本的な回路動作を観測するには十分
であるが、回路の安定性のような、詳細を解析するのに
適していない。図４（ａ）の回路は、以下に記載する一
組の式によって表される。
を示す。この回路では、固有の寄生キャパシタンスのみ
が保持される。負性抵抗増幅器自体は寄生キャパシタン
スを持たず、電流検出−再生回路の遅延は、容量性負荷
ＣAを有する一段の増幅器によってモデル化される。こ
の回路モデルは、基本的な回路動作を観測するには十分
であるが、回路の安定性のような、詳細を解析するのに
適していない。図４（ａ）の回路は、以下に記載する一
組の式によって表される。
【数１】 ただし、Ｎ型およびＰ型三極増幅素子は、ゼロ伝導閾値
電圧（zero conductionthreshold voltage）と、それぞ
れ相互コンダクタンスｇmNおよびｇmPとを有する、一纏
めにすることができる電流発生器モデルを用いてモデル
化される。入力波形Ｖ1に対する式は以下の通りであ
る。 Ｖ1（ｔ）＝０（ｔ＜０）およびＶ1（ｔ）＝ΔＶ1（ｔ
≧０） その一組の式を組み合わせて、以下の式が生成される。
電圧（zero conductionthreshold voltage）と、それぞ
れ相互コンダクタンスｇmNおよびｇmPとを有する、一纏
めにすることができる電流発生器モデルを用いてモデル
化される。入力波形Ｖ1に対する式は以下の通りであ
る。 Ｖ1（ｔ）＝０（ｔ＜０）およびＶ1（ｔ）＝ΔＶ1（ｔ
≧０） その一組の式を組み合わせて、以下の式が生成される。
【数２】 この式は、初期条件ＶA（＋０）＝ＶDDを用いて、以下
のように解かれる。
のように解かれる。
【数３】 注入される電流ＩA（ｔ）は以下の式によって与えられ
る。
る。
【数４】 その回路は、以下の条件を満足するように設計されるも
のとして記載される。
のとして記載される。
【数５】 これは、低速の入力信号遷移の場合に、完全に電流補償
がなされるという要件である。その際、以下の式が成り
立つ。
がなされるという要件である。その際、以下の式が成り
立つ。
【数６】 式（１）は、理想的な状態では、遅延時間ＣAＲAの後に
のみ、電流補償が完全になることを示す。図４（ａ）の
回路は、入力信号の遷移が、補償回路の応答時間より遅
い場合にのみ単方向性増幅器である。
のみ、電流補償が完全になることを示す。図４（ａ）の
回路は、入力信号の遷移が、補償回路の応答時間より遅
い場合にのみ単方向性増幅器である。
【００１９】次に、信号源から増幅器回路内を見た場合
のインピーダンスを計算することができる。一組の回路
式の中からＶAを消去することにより、以下の式が得ら
れる。
のインピーダンスを計算することができる。一組の回路
式の中からＶAを消去することにより、以下の式が得ら
れる。
【数７】 ｄ／ｄｔ→ｊωを代入することにより、以下の式が得ら
れる。
れる。
【数８】 それゆえ、
【数９】 が得られ、低周波数では、増幅器はキャパシタンスＣA
［ＲA／（Ｒ0−Ｒ）］に等価である。周波数が高くなる
のに応じて、容量性インピーダンスは減少し、増幅器の
単方向性は失われる。ここで、三極増幅素子内を見たイ
ンピーダンスも容量性であることに留意されたい。その
回路では、電子三極増幅素子は、負性抵抗ダイオードと
三極増幅素子とを用いて合成された。
［ＲA／（Ｒ0−Ｒ）］に等価である。周波数が高くなる
のに応じて、容量性インピーダンスは減少し、増幅器の
単方向性は失われる。ここで、三極増幅素子内を見たイ
ンピーダンスも容量性であることに留意されたい。その
回路では、電子三極増幅素子は、負性抵抗ダイオードと
三極増幅素子とを用いて合成された。
【００２０】回路の安定性は、図４（ａ）より精巧な回
路モデルによって解析することができ、そのモデルで
は、図４（ａ）において破線の左側の回路が、図４
（ｂ）に置き換えられる。この回路は、回路の三極増幅
素子部分の全ての寄生キャパシタンスを含み、負性抵抗
増幅器では遅延が生じない（それは、高速の三極増幅素
子を用いて、低速の負性抵抗増幅器を単方向化するため
の実用上の意味はない）。その回路は、安定性解析のた
めに必要とされる、信号源Ｒ1の内部抵抗を含む。Ｃ1に
よってモデル化される、ＰＦＥＴのドレインキャパシタ
ンスは、そのキャパシタンス間に現れる新しいノード電
圧ＶXを定義する。回路式は以下のようになる。
路モデルによって解析することができ、そのモデルで
は、図４（ａ）において破線の左側の回路が、図４
（ｂ）に置き換えられる。この回路は、回路の三極増幅
素子部分の全ての寄生キャパシタンスを含み、負性抵抗
増幅器では遅延が生じない（それは、高速の三極増幅素
子を用いて、低速の負性抵抗増幅器を単方向化するため
の実用上の意味はない）。その回路は、安定性解析のた
めに必要とされる、信号源Ｒ1の内部抵抗を含む。Ｃ1に
よってモデル化される、ＰＦＥＴのドレインキャパシタ
ンスは、そのキャパシタンス間に現れる新しいノード電
圧ＶXを定義する。回路式は以下のようになる。
【数１０】 ＶAおよびＶXを除く全ての変数をその中から消去する
と、以下の式が得られる。
と、以下の式が得られる。
【数１１】 その式の組の同次の部分は右辺を０に設定することによ
り得られる。その同次方程式では、ＶAおよびＶXがｅｘ
ｐ（Ｓｔ）のような時間に依存する場合には、Ｓは以下
の固有方程式を満足する。 Ｆ（Ｓ）＝（ＣAＲA）（Ｃ1ＲP）Ｓ2＋［（ＣAＲA）＋（Ｃ1ＲP）］Ｓ＋１ ＝ＧNＧP［Ｒ0／（Ｒ0−Ｒ）］ ただし（１／ＲP）＝［１／（Ｒ0−Ｒ）］＋（１／
Ｒ1）は、キャパシタンスＣ1と並列な抵抗である。ＧN
＝ｇmNＲAおよびＧP＝ｇmPＲPは、Ｎ型およびＰ型三極
増幅素子増幅器段の利得である。（ＣAＲA）および（Ｃ
1ＲP）は、カスケード接続された増幅段の時定数であ
る。図５は、Ｆ（Ｓ）がＳに対してプロットされた、固
有方程式のプロットを示す。指数関数項、Ｓ+およびＳ-
の上昇および減衰の割合が、固有方程式の解である。Ｇ
NあるいはＧPのうちの任意のものが０であるなら、以下
の式が成り立つ。
り得られる。その同次方程式では、ＶAおよびＶXがｅｘ
ｐ（Ｓｔ）のような時間に依存する場合には、Ｓは以下
の固有方程式を満足する。 Ｆ（Ｓ）＝（ＣAＲA）（Ｃ1ＲP）Ｓ2＋［（ＣAＲA）＋（Ｃ1ＲP）］Ｓ＋１ ＝ＧNＧP［Ｒ0／（Ｒ0−Ｒ）］ ただし（１／ＲP）＝［１／（Ｒ0−Ｒ）］＋（１／
Ｒ1）は、キャパシタンスＣ1と並列な抵抗である。ＧN
＝ｇmNＲAおよびＧP＝ｇmPＲPは、Ｎ型およびＰ型三極
増幅素子増幅器段の利得である。（ＣAＲA）および（Ｃ
1ＲP）は、カスケード接続された増幅段の時定数であ
る。図５は、Ｆ（Ｓ）がＳに対してプロットされた、固
有方程式のプロットを示す。指数関数項、Ｓ+およびＳ-
の上昇および減衰の割合が、固有方程式の解である。Ｇ
NあるいはＧPのうちの任意のものが０であるなら、以下
の式が成り立つ。
【数１２】 ＧNＧP＝０であるなら、その解はＦ（Ｓ）曲線、すなわ
ち放物線と水平線との交点によって与えられる。ただ
し、水平線の高さは［Ｒ0／（Ｒ0−Ｒ）］ＧNＧPであ
る。Ｆ（０）＝１であるので、 ［Ｒ0／（Ｒ0−Ｒ）］ＧNＧP＞１ あるなら、Ｓ+は正の値になり、回路はラッチとして動
作する。この式Ｒ0／（Ｒ 0−Ｒ）は負性抵抗増幅器の利
得である。左辺は、３つのカスケード接続された増幅段
の閉ループ利得であり、その段のうちの２つは反転して
おり、残りの１つは反転していない。ループ利得が１よ
り小さい場合には、その回路は安定しており、部分的に
入力の分離が達成される。
ち放物線と水平線との交点によって与えられる。ただ
し、水平線の高さは［Ｒ0／（Ｒ0−Ｒ）］ＧNＧPであ
る。Ｆ（０）＝１であるので、 ［Ｒ0／（Ｒ0−Ｒ）］ＧNＧP＞１ あるなら、Ｓ+は正の値になり、回路はラッチとして動
作する。この式Ｒ0／（Ｒ 0−Ｒ）は負性抵抗増幅器の利
得である。左辺は、３つのカスケード接続された増幅段
の閉ループ利得であり、その段のうちの２つは反転して
おり、残りの１つは反転していない。ループ利得が１よ
り小さい場合には、その回路は安定しており、部分的に
入力の分離が達成される。
【００２１】上記の解析から、負性抵抗増幅器の単方向
性は、増幅器の入力を見たインピーダンスが増加するよ
うにフィードバックをかけることにより達成することが
できる。
性は、増幅器の入力を見たインピーダンスが増加するよ
うにフィードバックをかけることにより達成することが
できる。
【００２２】この概念と類似であると見なされる概念
は、エミッタフォロワ回路である。エミッタフォロワ回
路では、ベースおよびエミッタ電圧が実質的に一定に保
持され、それゆえ、三極増幅素子の実効入力キャパシタ
ンスは低減される。しかしながら、エミッタフォロワは
既に方向性があり、フィードバックの影響によって、出
力−入力結合は低減されることになる。本発明は、元々
方向性のない増幅器に方向性を持たせる概念を記載す
る。２つの回路は同じように見えるが、根本的に異なる
ものである。
は、エミッタフォロワ回路である。エミッタフォロワ回
路では、ベースおよびエミッタ電圧が実質的に一定に保
持され、それゆえ、三極増幅素子の実効入力キャパシタ
ンスは低減される。しかしながら、エミッタフォロワは
既に方向性があり、フィードバックの影響によって、出
力−入力結合は低減されることになる。本発明は、元々
方向性のない増幅器に方向性を持たせる概念を記載す
る。２つの回路は同じように見えるが、根本的に異なる
ものである。
【００２３】方向性を作り出す方式では、完全に補償す
る極限状態に到達できず、その近くまで補償される回路
は不安定で、信頼性がない。補償の度合いは、回路構造
によって正確に設定されなければならない。図６は、本
発明の単方向性負性抵抗増幅器の実用的な実装形態を示
す。図６に示される回路では、ＮＦＥＴカレントミラー
回路によって電流が検出され、その補償は、ＭＮ１、Ｍ
Ｎ２、ＭＰ１およびＭＰ２のＦＥＴのサイズを拡大／縮
小することにより調整することができる。ＦＥＴ、ＭＮ
１およびＭＮ２が同一であり、ＦＥＴ、ＭＰ１およびＭ
Ｐ２も同一であるなら、クリティカルな補償に到達す
る。その際、ＭＰ１のサイズを１０％だけ低減すること
により、増幅器は安定動作状態に設定される。整合した
カレントミラー回路は厳密に動作し、この目的の場合に
は理想的である。さらに、ＭＯＳＦＥＴ、ＭＮ１−ＭＰ
２が高速のバイポーラトランジスタに置き換えられる場
合には、カレントミラー回路の応答が速くなる。これ
は、負性抵抗増幅器の速度が高められるために理想的で
ある。
る極限状態に到達できず、その近くまで補償される回路
は不安定で、信頼性がない。補償の度合いは、回路構造
によって正確に設定されなければならない。図６は、本
発明の単方向性負性抵抗増幅器の実用的な実装形態を示
す。図６に示される回路では、ＮＦＥＴカレントミラー
回路によって電流が検出され、その補償は、ＭＮ１、Ｍ
Ｎ２、ＭＰ１およびＭＰ２のＦＥＴのサイズを拡大／縮
小することにより調整することができる。ＦＥＴ、ＭＮ
１およびＭＮ２が同一であり、ＦＥＴ、ＭＰ１およびＭ
Ｐ２も同一であるなら、クリティカルな補償に到達す
る。その際、ＭＰ１のサイズを１０％だけ低減すること
により、増幅器は安定動作状態に設定される。整合した
カレントミラー回路は厳密に動作し、この目的の場合に
は理想的である。さらに、ＭＯＳＦＥＴ、ＭＮ１−ＭＰ
２が高速のバイポーラトランジスタに置き換えられる場
合には、カレントミラー回路の応答が速くなる。これ
は、負性抵抗増幅器の速度が高められるために理想的で
ある。
【００２４】ここに図示され、記載された実施形態は本
発明の原理の例示にずぎず、本発明の範囲および精神か
ら逸脱することなく、種々の変更形態が当業者によって
実施されうることを理解されたい。
発明の原理の例示にずぎず、本発明の範囲および精神か
ら逸脱することなく、種々の変更形態が当業者によって
実施されうることを理解されたい。
【００２５】
【発明の効果】上記のように本発明によれば、負性抵抗
増幅器のような従来の電子回路において単方向性を達成
するための方法および回路を実現することができる。
増幅器のような従来の電子回路において単方向性を達成
するための方法および回路を実現することができる。
【図１】ａおよびｂよりなり、それぞれ従来技術におい
てよく知られている磁気増幅器の動作原理を示す図であ
る。
てよく知られている磁気増幅器の動作原理を示す図であ
る。
【図２】従来技術においてよく知られている磁気増幅器
において単方向性を達成するためのフィードバック機構
を示す図である。
において単方向性を達成するためのフィードバック機構
を示す図である。
【図３】ａおよびｂよりなり、それぞれ電子回路におけ
る単方向性増幅の原理を示す図である。
る単方向性増幅の原理を示す図である。
【図４】ａおよびｂよりなり、それぞれ本発明による単
方向性負性抵抗増幅器を示す図である。
方向性負性抵抗増幅器を示す図である。
【図５】固有方程式に対する図式的な解およびＳの関数
としてのプロットＦ（Ｓ）を示す図である。
としてのプロットＦ（Ｓ）を示す図である。
【図６】本発明による単方向性負性抵抗増幅器の実用的
な実装形態を示す図である。
な実装形態を示す図である。
１００ 可飽和コア １０５ 一次巻線 １１０ 二次巻線 ３０５ 電流検出器
Claims (27)
- 【請求項１】 信号源を有する入力側と、負荷を有する
出力側とを備える電子回路において方向性を達成するた
めの方法であって、 前記出力側において前記負荷内を流れる電流を検出する
ステップと、 前記出力側において前記負荷内を流れる前記電流の一部
をバイパスするステップと、 方向性を達成するために、前記出力側の前記電流の前記
バイパスされた部分を前記入力側に供給するステップと
を有する方法。 - 【請求項２】 前記方向性の量は、前記出力側において
前記負荷内を流れる前記電流の前記パイパスされた部分
の量を制御することによって変動する請求項１に記載の
方法。 - 【請求項３】 前記入力側にフィードバックされる、前
記出力側において前記負荷内を流れる前記電流のうちの
前記バイパスされた部分の量は、より高い方向性を達成
するために、前記回路が発振し始めるまで増加される請
求項１に記載の方法。 - 【請求項４】 前記入力側にフィードバックされる、前
記出力側において前記負荷内を流れる前記電流のうちの
前記バイパスされた部分の量は、前記回路を専用に設計
することにより設定される請求項１に記載の方法。 - 【請求項５】 前記回路内の方向性の量は、前記出力側
のインピーダンスと比較して、前記入力側のインピーダ
ンスの大きさを変化させることにより変動する請求項１
に記載の方法。 - 【請求項６】 前記回路内の方向性の量は、前記出力側
のインピーダンスと比較して、固定量だけ前記入力側の
インピーダンスの大きさを低減することにより、安定レ
ベルに設定される請求項１に記載の方法。 - 【請求項７】 前記電子回路は負性抵抗増幅器である請
求項１に記載の方法。 - 【請求項８】 信号源を有する入力側と、負荷を有する
出力側とを備える電子回路において方向性を達成するた
めの方法であって、 前記出力側において前記負荷内を流れる電流を検出する
ステップと、 前記出力側において前記負荷内を流れる前記電流の一部
をバイパスするステップと、 前記出力側の前記電流の前記バイパスされた部分を前記
入力側に供給するステップと、 方向性を達成するために、前記入力側から見た前記回路
のインピーダンスを増加させるステップとを有する方
法。 - 【請求項９】 前記方向性の量は、前記出力側において
前記負荷内を流れる前記電流の前記バイパスされた部分
の量を制御することにより変動する請求項８に記載の方
法。 - 【請求項１０】 前記入力側にフィードバックされる、
前記出力側において前記負荷内を流れる前記電流のうち
の前記バイパスされた部分の量は、より高い方向性を達
成するために、前記回路が発振し始めるまで増加される
請求項８に記載の方法。 - 【請求項１１】 前記入力側にフィードバックされる、
前記出力側において前記負荷内を流れる前記電流のうち
の前記バイパスされた部分の量は、前記回路を専用に設
計することにより設定される請求項８に記載の方法。 - 【請求項１２】 前記回路内の方向性の量は、前記出力
側のインピーダンスと比較して、前記入力側のインピー
ダンスの大きさを変化させることにより変動する請求項
８に記載の方法。 - 【請求項１３】 前記回路内の方向性の量は、前記出力
側のインピーダンスと比較して、固定量だけ前記入力側
のインピーダンスの大きさを低減することにより、安定
レベルに設定される請求項８に記載の方法。 - 【請求項１４】 前記電子回路は負性抵抗増幅器である
請求項８に記載の方法。 - 【請求項１５】 信号源を有する入力側と、負荷を有す
る出力側とを備える単方向性電子回路であって、 前記出力側において前記負荷内を流れる電流を決定する
ための検出器と、 前記出力側において前記負荷内を流れる電流の一部を分
流するためのバイパス回路と、 方向性を達成するために、前記出力側の前記電流のうち
の前記バイパスされた部分を、前記入力側にフィードバ
ックするための回路とを備える単方向性電子回路。 - 【請求項１６】 前記方向性の量は、前記出力側におい
て前記負荷内を流れる前記電流の前記バイパスされた部
分の量を制御することにより変動することができる請求
項１５に記載の回路。 - 【請求項１７】 前記入力側にフィードバックされる、
前記出力側において前記負荷内を流れる前記電流のうち
の前記バイパスされた部分の量は、より高い方向性を達
成するために、前記回路が発振し始めるまで増加される
請求項１５に記載の回路。 - 【請求項１８】 前記入力側にフィードバックされる、
前記出力側において前記負荷内を流れる前記電流のうち
の前記バイパスされた部分の量は、前記回路を専用に設
計することにより設定される請求項１５に記載の回路。 - 【請求項１９】 前記回路内の方向性の量は、前記出力
側のインピーダンスと比較して、前記入力側のインピー
ダンスの大きさを変化させることにより変動する請求項
１５に記載の回路。 - 【請求項２０】 前記回路内の方向性の量は、前記出力
側のインピーダンスと比較して、固定量だけ前記入力側
のインピーダンスの大きさを低減することにより、安定
レベルに設定される請求項１５に記載の回路。 - 【請求項２１】 前記電子回路は負性抵抗増幅器である
請求項１５に記載の回路。 - 【請求項２２】 信号源を有する入力側と、負荷を有す
る出力側とを備える単方向性電子回路であって、 前記出力側において前記負荷内を流れる電流を決定する
ための検出器と、 前記出力側において前記負荷内を流れる前記電流の一部
を分流するためのバイパス回路と、 方向性を達成するために、前記出力側の前記電流のうち
の前記バイパスされた部分を、前記入力側にフィードバ
ックし、それにより、方向性を達成するために、前記入
力側から見た前記回路のインピーダンスを増加させるた
めの回路とを備える単方向性電子回路。 - 【請求項２３】 前記方向性の量は、前記出力側におい
て前記負荷内を流れる前記電流の前記バイパスされた部
分の量を制御することにより変動することができる請求
項２２に記載の回路。 - 【請求項２４】前記入力側にフィードバックされる、前
記出力側において前記負荷内を流れる前記電流のうちの
前記バイパスされた部分の量は、前記回路内の素子を専
用に設計することにより設定される請求項２２に記載の
回路。 - 【請求項２５】 前記回路内の方向性の量は、前記出力
側のインピーダンスと比較して、前記入力側のインピー
ダンスの大きさを変化させることにより変動する請求項
２２に記載の回路。 - 【請求項２６】 前記回路内の方向性の量は、前記出力
側のインピーダンスと比較して、固定量だけ前記入力側
のインピーダンスの大きさを低減することにより、安定
レベルに設定される請求２２に記載の回路。 - 【請求項２７】 前記電子回路は負性抵抗増幅器である
請求項２２に記載の回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US09/534,189 US6366074B1 (en) | 2000-03-24 | 2000-03-24 | Unidirectionality in electronic circuits through feedback |
| US09/534189 | 2000-03-24 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001308654A true JP2001308654A (ja) | 2001-11-02 |
| JP4982761B2 JP4982761B2 (ja) | 2012-07-25 |
Family
ID=24129041
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001083936A Expired - Fee Related JP4982761B2 (ja) | 2000-03-24 | 2001-03-23 | フィードバックによって電子回路に単方向性を付与する方法および回路 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6366074B1 (ja) |
| EP (1) | EP1137169A3 (ja) |
| JP (1) | JP4982761B2 (ja) |
| TW (1) | TW494618B (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011527864A (ja) * | 2008-07-08 | 2011-11-04 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 受信機ｒｆフロントエンドの高選択性を達成するための方法 |
| JP2013223354A (ja) * | 2012-04-17 | 2013-10-28 | Mayekawa Mfg Co Ltd | 整流器 |
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| JPS6447116U (ja) * | 1987-09-17 | 1989-03-23 | ||
| JPH01303805A (ja) * | 1988-05-31 | 1989-12-07 | Yamaha Corp | 駆動装置の温度補償回路 |
| JPH08336294A (ja) * | 1995-06-08 | 1996-12-17 | Minolta Co Ltd | サーボ制御装置 |
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| JPH11306777A (ja) * | 1998-04-24 | 1999-11-05 | Sanyo Electric Co Ltd | センスアンプ |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3160823A (en) * | 1962-05-04 | 1964-12-08 | Philco Corp | Stabilized unilateral negative-resistance amplifier |
| US3652920A (en) * | 1970-12-03 | 1972-03-28 | Westinghouse Electric Corp | Regulated exciter-generator electrical power apparatus responsive to exciter field current |
| US3675104A (en) * | 1970-12-17 | 1972-07-04 | Cutler Hammer Inc | Single-phase full-wave regenerative scr shunt motor control system |
| JPS5080156A (ja) * | 1973-11-14 | 1975-06-30 | ||
| FR2450462A1 (fr) * | 1979-02-27 | 1980-09-26 | Thomson Csf | Magnetometre a ondes magnetostatiques |
| JPS6488218A (en) * | 1987-09-30 | 1989-04-03 | Hitachi Ltd | Heat ray type air flowmeter |
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-
2000
- 2000-03-24 US US09/534,189 patent/US6366074B1/en not_active Expired - Lifetime
-
2001
- 2001-03-09 EP EP01302194A patent/EP1137169A3/en not_active Withdrawn
- 2001-03-23 TW TW090106893A patent/TW494618B/zh not_active IP Right Cessation
- 2001-03-23 JP JP2001083936A patent/JP4982761B2/ja not_active Expired - Fee Related
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP1137169A2 (en) | 2001-09-26 |
| EP1137169A3 (en) | 2004-03-31 |
| TW494618B (en) | 2002-07-11 |
| JP4982761B2 (ja) | 2012-07-25 |
| US6366074B1 (en) | 2002-04-02 |
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Legal Events
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