JP2001292002A - フィルタ、デュプレクサおよび通信装置 - Google Patents
フィルタ、デュプレクサおよび通信装置Info
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Abstract
振器部分を縮小化し、全体の小型化を容易にし、且つ無
負荷Qを高めたフィルタ、デュプレクサおよびそれらを
用いた通信装置を提供する。 【解決手段】 それぞれ開放端を有する中心電極2a,
2bとその両側部に沿って延びる周囲電極3を誘電体基
板1の上面に形成し、誘電体基板1の下面に、上記中心
電極および周囲電極にそれぞれ対向する中心電極4a,
4bおよび周囲電極5を形成する。
Description
極パターンを設けて構成したフィルタ、デュプレクサお
よびそれらを用いた通信装置に関するものである。
フィルタの構成例を示す。図22において(A)は誘電
体基板の上面図、(B)は下面図、(C)は側面図であ
る。誘電体基板1の上面には開放端を有する中心電極2
a,2bおよびこれらの中心電極の両側部に沿った周囲
電極3をそれぞれ形成している。図中の矢印は電界分布
を示している。このような構造により、中心電極2aと
周囲電極3とが一方のコプレーナ共振器として作用し、
中心電極2bと周囲電極3とが他方のコプレーナ共振器
として作用する。さらに、この2つのコプレーナ共振器
同士が電磁界結合して2段の共振器からなるフィルタと
して作用する。
振器によるフィルタは、誘電体基板の単一平面で共振器
の短絡部を構成できるため、1/4波長共振器による小
型化が可能であるが、共振モードの電磁界分布が誘電体
基板外に比較的大きく漏れるため、すなわち実効誘電率
が低いため、小型化には限界があった。
ら両側の周囲電極へ電界が向かうため、中心電極の縁端
に電界が集中する。その結果、高い無負荷Qが得られな
いという問題があった。
し、且つ無負荷Qを高めたフィルタ、デュプレクサおよ
びそれらを用いた通信装置を提供することにある。
それぞれ開放端を有する中心電極パターンと、該中心電
極パターンの側部に沿った周囲電極とを、誘電体基板の
上面に複数組平行に配置するとともに、該誘電体基板の
下面に、前記中心電極と周囲電極にそれぞれ対向する中
心電極と周囲電極とを形成することによって構成する。
電体基板の上下面の中心電極パターン部分は互いに電磁
界的に結合してリング共振器のように作用し、共振周波
数が低下する。その分、所定の共振周波数を得るための
電極パターン寸法および誘電体基板の寸法を縮小化す
る。
を挟んで上下面方向に向かうことにより、縁端効果によ
る無負荷Q(以下、Qoという。)の劣化を改善し、高
いQoを得る。
上面または下面の中心電極と中心電極の側部の周囲電極
との間に線路を設け、中心電極の端部を入出力部とす
る。この構造により、周囲電極の不連続部をワイヤーや
エアブリッジで接続したり、静電容量をとるための部品
を不要とし、誘電体基板上面の電極パターンだけで信号
の入出力部を構成できるようにし、製造を容易にする。
の上面および下面における周囲電極同士を導通させるヴ
ィアホールを形成する。これにより、スプリアス応答を
抑制する。
ポートと送受共用入出力ポートとの間、および該送受共
用入出力ポートとの間に、上記構成のフィルタを、送信
フィルタおよび受信フィルタとしてそれぞれ設けること
によって構成する。これにより、全体に小型で且つQo
が高く、挿入損失が低い特性を得る。
たはデュプレクサを、例えば高周波回路部において送信
信号または受信信号の処理部分に用いることによって、
小型且つ電力利用効率の高い特性を得る。
構成を図1に示す。図1において(A)は上面図、
(B)は下面のパターンを上面から透視したように表し
た図、(C)はA−A′部分の断面図である。誘電体基
板1の上面には、それぞれ線路幅がW1で開放端を有す
る互いに平行な中心電極2a,2bと、これらの中心電
極の両側部に沿って周囲電極3を形成している。また、
中心電極2a,2bの所定箇所から外側へ延びる入出力
電極6a,6bを形成している。この入出力電極6a,
6bと周囲電極3とによってそれぞれコプレーナ線路を
構成している。
2a,2bおよび周囲電極3にそれぞれ対向する位置
に、中心電極4a,4bおよび周囲電極5を形成してい
る。但し、この例では誘電体基板1の上面の中心電極2
a,2bの短絡端と下面側の中心電極4a,4bの短絡
端を逆方向に向けて電極パターンを形成し、中心電極2
a,2bと4a,4bとが重なる部分の長さをL1とし
ている。
電極間をワイヤ7a,7bで接続しているが、この部分
はエアーブリッジで接続してもよい。このような構造に
より、入出力電極6a,6bの両側のグランド電位を等
しくして、入出力電極部分をコプレーナ線路として安定
動作させる。
の例では、誘電体基板1の上下面の周囲電極3,5を独
立させていたが、図2に示すように、誘電体基板1の側
面に上下の周囲電極間を接続する側面電極9を形成して
もよい。この構造により、誘電体基板の上下面における
周囲電極の電位が等しくなり、安定した共振モードが得
られる。
ルタの電界分布の例を示す図である。図3は偶モードに
おける電界分布、図4は奇モードにおける電界分布をそ
れぞれ示している。図22に示した従来のコプレーナ共
振器によるフィルタに比べて明かなように、従来のコプ
レーナ共振器では、中心電極と両側のグランド電極との
間に電界が向くが、この発明に係る共振器は、主として
誘電体基板の上下面方向に電界が向く。そのため、中心
電極2a,2b,4a,4bの縁端部の電界集中が緩和
されて、縁端効果によるQoの劣化が抑えられる。
互いに結合してリング共振器のように作用するため、従
来のコプレーナ共振器を構成した場合に比べて共振周波
数は低くなる。すなわち、ここで、上面と下面の隣り合
う2つの中心導体は、コ字形を成し、それぞれが半波長
共振器として作用する。この上面と下面の半波長共振器
の開放端は、上下方向の電界で結合し、恰もリング共振
器のように作用する。このとき、コプレーナ線路を構成
する場合に比べて、実効誘電率が高く、且つ線路長が長
いため、共振周波数が低下する。
成を図5に示す。(A)は上面図、(B)は下面図、
(C)はA−A′部分の断面図である。第1の実施形態
では誘電体基板1の上面と下面における中心電極の短絡
端を互いに対向する方向にしたが、図5に示す例では、
誘電体基板1の上下面における中心電極の短絡端の方向
を同一にしている。この場合にも、誘電体基板を挟む上
下方向に電界が向くため、高いQoが得られる。
成図である。この例では、誘電体基板1の上面に中心電
極2a,2bを設け、それらの中心電極の一方の側に沿
って延びる周囲電極3を形成している。同様に誘電体基
板1の下面に中心電極4a,4bを形成し、それらの一
方の側に沿って延びる周囲電極5を形成している。この
ような構造であっても、誘電体基板の上下方向に電界が
向かう共振モードとなる。但し、誘電体基板の平面方向
に並ぶ中心電極間に周囲電極が存在しないため、中心電
極2a,4aおよび周囲電極3,5による1段目の共振
器と、中心電極2b,4bおよび周囲電極3,5による
2段目の共振器とを強く結合させることができる。
成図である。この例では、誘電体基板1の上面には中心
電極2a,2bの両側部に沿って延びる周囲電極3を形
成し、下面には中心電極4a,4bのそれぞれの一方の
側部に沿って延びる周囲電極5を形成している。この構
造により第1・第2の実施形態のフィルタと、図6に示
した第3のフィルタとの中間的な結合度で、1段目と2
段目の共振器を結合させることができる。
を図8および図9を参照して説明する。図8に示すよう
に、誘電体基板1の上面には中心電極2a,2bおよび
周囲電極3を形成するとともに、中心電極2a,2bと
それらの両側の周囲電極3との間を結ぶ線路8a,8b
を形成している。
ように中心電極2aとその両側の周囲電極3との間に、
線路幅W2のメアンダライン状の線路8aを形成してい
る。もう一方の線路8bについても同様である。これら
の線路8a,8bは、上記線路8a,8bのインダクタ
ンスによって外部結合をとることができ、中心電極2
a,2bの開放端ではない側の端部を入出力部として用
いる。
わゆるタップ接続の場合の周囲電極の不連続部を接続す
るためのワイヤやエアーブリッジなどが不要となり、誘
電体基板上の電極パターンのみによって外部結合構造を
とることができるので、その製造が容易となる。
および反射特性を示している。このように、中心電極と
周囲電極間を線路で接続して外部結合をとるようにして
も、通過域において低反射低挿入損失特性が得られる。
構成図である。図8に示した例では、誘電体基板1の上
面の一方端から信号の入出力を行うようにしたが、この
図11に示す例では、誘電体基板1の上面の中心電極2
aとその両側の周囲電極3との間に線路8aを設け、誘
電体基板下面の中心電極4bとその両側の周囲電極5と
の間に線路8bを設けている。これにより、誘電体基板
の上下面で、且つ対向する方向に信号の入出力を行うこ
とになり、入出力間のアイソレーションを大きく確保す
ることができる。
タにおける線路8a,8b部分の長さL2に対する外部
Q(Qe)の関係を示している。ここで、誘電体基板の
長さW=5.2mm、幅D=2.5mm、厚さT=0.
2mm、中心電極の線路幅W1=0.3mm、線路8
a,8bの幅W2=0.03mm、誘電体基板上下面の
中心電極の重なる長さL1=3.5mmとしている。こ
のように中心電極とその両側の周囲電極間を結ぶ線路の
長さL2によってQeを大きく変えることができ、これ
により所定の外部結合に定めることができる。
構成図である。これは、図8に示した線路8a,8bの
長さを最も短くした例である。すなわち中心電極2a,
2bの所定箇所とその両側の周囲電極3との間に最短距
離で線路8a,8bを形成している。
基板上下面の中心電極の重なる長さL1と中心周波数F
oとの関係を示している。ここで、誘電体基板の長さW
=5.2mm、幅D=2.5mm、厚さT=0.2m
m、線路8a,8bの幅W2=0.1mm、線路8a,
8b部分の長さL2=0.1mmとし、中心電極の線路
幅W1をパラメータとしている。このように誘電体基板
上下面の中心電極の重なる長さL1によってフィルタの
中心周波数Foを定めることができる。
b,4a,4bの幅W1に対する共振器間の結合係数K
の関係を示している。ここでW,D,T,W2,L2に
ついては(A)の場合と同一条件とし、誘電体基板上下
面の中心電極の重なる長さL1をパラメータとしてい
る。このように中心電極の重なる長さL1と中心電極の
線路幅W1とによって共振器間の結合係数を定めること
ができる。この図13の例では、L2=0.1mmとし
て、外部結合を最も弱くして、外部結合による影響を無
視できるようにしている。
性を示す図である。また同図には、図12に示した誘電
体基板の下面側に電極を設けない従来のコプレーナ共振
器によるフィルタの特性も合わせて示している。ここで
実線が実施形態によるもの、破線が従来構造によるもの
である。
に示す。
のコプレーナ共振器によるフィルタに比べて中心周波数
が大きく低下する。同時にQoが大きく増大する。した
がって、所望の中心周波数を得るための線路長が短くな
り、フィルタ全体の小型化が図れる。またQoの増大に
より低損失特性が得られる。なお、図15では実線の方
が破線より挿入損失が大きくなっているが、これは、外
部結合Qeによる影響であり、Qoによるものではな
い。
の構成例を図16に示す。(A)は上面図、(B)は下
面図である。誘電体基板1の上面には中心電極2a,2
b,2c,2dと、それらの両側に沿って延びる周囲電
極3を形成している。誘電体基板1の下面には、上記中
心電極2a,2b,2c,2dに対向する位置に中心電
極4a,4b,4c,4dをそれぞれ形成するととも
に、それらの両側に沿って延びる周囲電極5を形成して
いる。
電極の所定箇所から垂直に延びる入出力電極6a,6
b,6c,6dを形成し、これらの入出力電極の両側の
周囲電極間をワイヤによってそれぞれ接続している。さ
らに、一端がアンテナポートANT、他端が周囲電極3
につながる入出力電極10を形成し、この入出力電極1
0の所定箇所に入出力電極6b,6cを導通させてい
る。
a,4bおよび周囲電極3,5による2段の共振器は送
信フィルタとして用い、中心電極2c,2d,4c,4
dおよび周囲電極3,5による2段の共振器は受信フィ
ルタとして用いる。これにより、入出力電極6aを送信
信号入力ポートTX、入出力電極6dを受信信号出力ポ
ートRXとするアンテナ共用器を構成する。
信フィルタ部とで誘電体基板下面側の周囲電極5,5を
分離したことにより、両フィルタ間のアイソレーション
を高めることができる。
を図17および図18を参照して説明する。この例で
は、図17に示すように、誘電体基板1の上面に、それ
ぞれ開放端を有する互いに平行な中心電極2a,2b
と、これらの中心電極の両側部に沿って周囲電極3を形
成している。
2a,2bおよび周囲電極3にそれぞれ対向する位置
に、中心電極4a,4bおよび周囲電極5を形成してい
る。但し、誘電体基板1の上面の中心電極2a,2bの
短絡端と下面側の中心電極4a,4bの短絡端を互いに
逆方向に向けて電極パターンを形成している。上面の中
心電極2a,2bの長さはL3、下面の中心電極4a,
4bの長さはL3’としている。また、誘電体基板1の
上面に、中心電極2a,2bとそれらの両側の周囲電極
3との間を結ぶ線路8a,8bを形成している。これら
の線路8a,8bは、L3より短い長さL2にわたって
メアンダライン状に形成している。この構造により、線
路8a,8bのインダクタンスによって外部結合をと
り、中心電極2a,2bの開放端ではない側の端部を入
出力部としている。
極同士を導通させる複数のヴィアホール11を形成して
いる。また、中心電極2a,2bの間に配置した周囲電
極と中心電極4a,4bの間に配置した周囲電極との間
を導通させるヴィアホール12を誘電体基板の略中央部
に形成している。
士をヴィアホール11,12で導通させることによっ
て、誘電体基板の上下面の電極パターンに起因するスプ
リアス応答が抑制できる。特に、誘電体基板中央部に位
置するヴイアホール12は、中心電極間に挟まれる、誘
電体基板中央部の周囲電極に起因するスプリアス応答を
抑制するのに効果がある。
基板のウエハー状態で、フィルタとして切り出すべきチ
ップの周辺部に孔を形成する。孔の内部に電極を形成
する。ダイシングにより個々のチップに分割する。と
いう工程で作製する。
・YAGレーザなどレーザ加工機や、超音波加工機など
により焼成後のセラミック基板を加工する方法や、セラ
ミックグリーンシートへ穴加工を施した後に焼成する方
法で作成する。
上面の中心電極2a,2bの長さL3を短くし、下面の
中心電極4a,4bの長さL3’を長くしたことによ
り、フィルタのメインの周波数を変化させずに、スプリ
アス応答となるλ/4CPW(1/4波長で共振するコ
プレーナウェーブガイド)に似た電界分布をもつスプリ
アス応答を、十分に高い周波数へ飛ばすことが可能とな
る。これは、フィルタのメインの共振モードが、誘電体
基板の両面電極に依存しているのに対して、λ/4CP
Wフィルタに似た電界分布をもつスプリアスが誘電体基
板の上面にだけに強く依存しているためである。
よりスプリアス抑制したフィルタと、ヴィアホールを形
成していない通常のフィルタについて、通過特性と反射
特性の比較を示すものである。ここで、S21は通過特
性、S11は反射特性であり、(original filter) はヴ
ィアホールを形成していない通常のフィルタであるこ
と、(modified filter) はヴィアホールによりスプリア
ス抑制したフィルタであることをそれぞれ示している。
この図より、スプリアス特性が大幅に改善されているこ
とがわかる。このフィルタの中心周波数F0の2倍(2
F0)での減衰量は24.2dB、3倍(3F0)での
減衰量は29.6dBであり、十分なスプリアス応答の
抑制ができている。
構成を図19および図20を参照して説明する。第9の
実施形態では、2段の共振器から成るフィルタを構成し
たが、同様にして3段以上の共振器を備えたフィルタが
構成できる。一般に、減衰特性はフィルタの段数を増や
すことによって改善できる。しかしながら、3段の共振
器から成るフィルタの通過特性は、スプリアス応答がフ
ィルタ帯域の高域側近傍に発生するために、減衰特性を
改善することができなかった。この第10の実施形態で
は、3段の共振器を形成し、且つスプリアスを抑制する
ことによって、減衰特性の改善を行っている。
には、それぞれ開放端を有する互いに平行な中心電極2
a,2b,2cと、これらの中心電極の両側部に沿って
周囲電極3を形成している。誘電体基板1の下面には、
上面の中心電極2a,2b,2cおよび周囲電極3にそ
れぞれ対向する位置に、中心電極4a,4b,4cおよ
び周囲電極5を形成している。この例では、上面の中心
電極2a,2b,2cの長さをL3、下面の中心電極2
a,2cの長さをL3’、2bの長さをL3”として、
上下の中心電極同士の重なる長さを、1・3段目と2段
目とで異ならせている。また、誘電体基板1の上面に、
中心電極2a,2cとそれらの両側の周囲電極3との間
を結ぶミアンダ状の線路8a,8bを形成している。
極同士を導通させる複数のヴィアホール11を形成して
いる。このように誘電体基板上下面の周囲電極同士をヴ
ィアホール11で導通させることによって、誘電体基板
の上下面の電極パターンに起因するスプリアス応答を抑
制する。
8bの折り返し数によって、最適化する。
よりスプリアス抑制したフィルタと、ヴィアホールを形
成していない通常のフィルタについて、通過特性と反射
特性の比較を示すものである。ここで、S21は通過特
性、S11は反射特性であり、(original filter) はヴ
ィアホールを形成していない通常のフィルタであるこ
と、(modified filter) はヴィアホールによりスプリア
ス抑制したフィルタであることをそれぞれ示している。
この図より、2段の共振器から成るフィルタの場合と同
様に、ヴィアホールを形成したフィルタでは、スプリア
ス特性が大幅に改善されている。このフィルタの中心周
波数F0の2倍(2F0)での減衰量は31.2dB、
3倍(3F0)での減衰量は38.4dBであり、十分
なスプリアス応答の抑制ができている。このように、3
段の共振器によるフィルタでありながら、スプリアス特
性を改善したことにより、このフィルタは様々な応用が
可能になる。
構成例を図21に示すブロック図を参照して説明する。
図21においてANTは送受信アンテナ、DPXはデュ
プレクサ、BPFa,BPFb,BPFcはそれぞれ帯
域通過フィルタ、AMPa,AMPbはそれぞれ増幅回
路、MIXa,MIXbはそれぞれミキサ、OSCはオ
シレータ、DIVは分周器(シンセサイザー)である。
VCOは送信信号(送信データ)に応じた信号により発
振周波数を変調する電圧制御発振器である。
号を変調信号で変調し、BPFaは送信周波数の帯域の
みを通過させ、AMPaはこれを電力増幅してDPXを
介しANTより送信する。AMPbはDPXから出力さ
れる受信信号を増幅する。BPFbはその増幅信号のう
ち受信周波数帯域のみを通過させる。MIXbはBPF
cより出力される周波数信号と受信信号とをミキシング
して中間周波信号IFを出力する。
は第8の実施形態として示したデュプレクサを用いる。
また帯域通過フィルタBPFa,BPFb,BPFcに
は、第1〜第7の実施形態として示した誘電体フィルタ
を用いる。このようにして、所望の周波数帯域を低挿入
損失で通過させる小型のフィルタまたはデュプレクサを
用いることにより、高周波回路特性に優れた小型の通信
装置が得られる。
得るための電極パターン寸法および誘電体基板の寸法が
縮小化でき、さらに、共振器の無負荷Qが高くなるた
め、挿入損失の低いフィルタ特性が得られる。
続部をワイヤーやエアブリッジで接続したり、静電容量
をとるための部品が不要となり、誘電体基板上面の電極
パターンだけで信号の入出力が行えるようになり、製造
が容易となる。
面および下面における周囲電極同士をヴィアホールで導
通させることにより、スプリアス応答が抑制され、優れ
た通過特性および反射特性が得られる。
またはデュプレクサを例えば高周波回路部において送信
信号または受信信号の処理部分に用いることによって、
小型且つ電力利用効率の高い特性が得られる。
図
す図
の比較例を示す図
すブロック図
Claims (5)
- 【請求項1】 それぞれ開放端を有する中心電極パター
ンと、該中心電極パターンの側部に沿った周囲電極と
を、誘電体基板の上面に複数組平行に配置するととも
に、該誘電体基板の下面に、前記中心電極と周囲電極に
それぞれ対向する中心電極と周囲電極とを形成して成る
フィルタ。 - 【請求項2】 前記誘電体基板上面または下面の中心電
極と該中心電極の側部の周囲電極との間に線路を設け、
前記中心電極の端部を入出力部とした請求項1に記載の
フィルタ。 - 【請求項3】 前記誘電体基板の上面および下面におけ
る前記周囲電極同士を導通させるヴィアホールを形成し
た請求項1または2に記載のフィルタ。 - 【請求項4】 送信信号入力ポートと送受共用入出力ポ
ートとの間、および該送受共用入出力ポートと受信信号
出力ポートとの間に、請求項1〜3のうちいずれかに記
載のフィルタを、送信フィルタおよび受信フィルタとし
てそれぞれ設けて成るデュプレクサ。 - 【請求項5】 請求項1〜3のうちいずれかに記載のフ
ィルタまたは請求項4に記載のデュプレクサを設けて成
る通信装置。
Priority Applications (4)
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---|---|---|---|
JP2000374240A JP3632597B2 (ja) | 2000-02-01 | 2000-12-08 | フィルタ、デュプレクサおよび通信装置 |
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EP01102259A EP1126541B1 (en) | 2000-02-01 | 2001-01-31 | Filter, duplexer, and communication device |
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Applications Claiming Priority (3)
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JP2000-23714 | 2000-02-01 | ||
JP2000374240A JP3632597B2 (ja) | 2000-02-01 | 2000-12-08 | フィルタ、デュプレクサおよび通信装置 |
Publications (2)
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