JP2001274855A - Ｄｑｐｓｋ変調されかつチャネル符号化された受信信号の検波および復調のための受信機および方法 - Google Patents
Ｄｑｐｓｋ変調されかつチャネル符号化された受信信号の検波および復調のための受信機および方法Info
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- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
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- Quality & Reliability (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＤＱＰＳＫ変調され、さらに追加的にチャネ
ル符号化された受信信号を受信するための、送信システ
ム、受信機および方法を提供すること。 【解決手段】 受信後に、受信信号は、非コヒーレント
差分検波の原理に従って復調され、信頼度値を考慮しな
がらチャネル復号される。本発明によれば、改良された
信頼度値が受信信号の雑音電力に基づいている基準量に
対して正規化されているという点で、チャネル復号を向
上させる。
ル符号化された受信信号を受信するための、送信システ
ム、受信機および方法を提供すること。 【解決手段】 受信後に、受信信号は、非コヒーレント
差分検波の原理に従って復調され、信頼度値を考慮しな
がらチャネル復号される。本発明によれば、改良された
信頼度値が受信信号の雑音電力に基づいている基準量に
対して正規化されているという点で、チャネル復号を向
上させる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、それぞれ請求項１
の前文部分および請求項４の前文部分に開示されるよう
に、ＤＱＰＳＫ変調されチャネル符号化された受信信号
を検波し復号する受信機および方法に関する。
の前文部分および請求項４の前文部分に開示されるよう
に、ＤＱＰＳＫ変調されチャネル符号化された受信信号
を検波し復号する受信機および方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】変調方法として差分４位相シフトキーイ
ングまたはＤＱＰＳＫを使用する送信システム、特に移
動無線システムが、最新技術から知られている。この点
に関する例は、米国移動無線システムＩＳ−１３６また
は日本のＰＤＣシステムである。
ングまたはＤＱＰＳＫを使用する送信システム、特に移
動無線システムが、最新技術から知られている。この点
に関する例は、米国移動無線システムＩＳ−１３６また
は日本のＰＤＣシステムである。
【０００３】そのような送信システムの構成原理を図６
に示す。送信機側のビットジェネレータ５１０は、２進
情報記号ｄ［ｎ］を生成し、この２進情報記号ｄ［ｎ］
はその後でＤＱＰＳＫ変調器５２０で変調される。変調
された情報信号は送信チャネル５３０を介して転送され
る。この送信チャネル５３０は、通常、移動無線チャネ
ルである。チャネル５３０を介した送信中に、変調され
た情報記号は、例えばガウス形白色雑音の付加によって
乱される。
に示す。送信機側のビットジェネレータ５１０は、２進
情報記号ｄ［ｎ］を生成し、この２進情報記号ｄ［ｎ］
はその後でＤＱＰＳＫ変調器５２０で変調される。変調
された情報信号は送信チャネル５３０を介して転送され
る。この送信チャネル５３０は、通常、移動無線チャネ
ルである。チャネル５３０を介した送信中に、変調され
た情報記号は、例えばガウス形白色雑音の付加によって
乱される。
【０００４】このようにして乱された情報記号は、受信
機で受信されるが、その受信機内で、情報記号は最初に
受信フィルタ５４０でフィルタ処理される。ＤＱＰＳＫ
変調されかつ受信された情報記号は、いわゆる差分検波
方法を用いて、受信機内で復調される。この方法に従っ
て、受信フィルタ５４０の出力に存在する標本化された
瞬時信号値ｒ［ｋ］は、位相検出器５５０に加えられ
る。その位相検出器５５０は、記号距離Ｔｓだけ離れて
いる２つの信号値ごとの位相差を形成する。一般的に言
えば、位相差は、瞬時信号値ｒ［ｋ］と先行する信号の
共役複素値ｒ＊［ｋ−１］との掛け算で形成される。位
相検出器５５０は、この掛け算の結果を、いわゆる差分
信号値ｒｄ［ｋ］として出力する。ここで、ｒｄ［ｋ］
＝ｒ［ｋ］・ｒ＊［ｋ−１］である。この式は、瞬時ｋ
−１とｋで標本化された信号値間の位相差を表す。
機で受信されるが、その受信機内で、情報記号は最初に
受信フィルタ５４０でフィルタ処理される。ＤＱＰＳＫ
変調されかつ受信された情報記号は、いわゆる差分検波
方法を用いて、受信機内で復調される。この方法に従っ
て、受信フィルタ５４０の出力に存在する標本化された
瞬時信号値ｒ［ｋ］は、位相検出器５５０に加えられ
る。その位相検出器５５０は、記号距離Ｔｓだけ離れて
いる２つの信号値ごとの位相差を形成する。一般的に言
えば、位相差は、瞬時信号値ｒ［ｋ］と先行する信号の
共役複素値ｒ＊［ｋ−１］との掛け算で形成される。位
相検出器５５０は、この掛け算の結果を、いわゆる差分
信号値ｒｄ［ｋ］として出力する。ここで、ｒｄ［ｋ］
＝ｒ［ｋ］・ｒ＊［ｋ−１］である。この式は、瞬時ｋ
−１とｋで標本化された信号値間の位相差を表す。
【０００５】再構築、すなわち、最初に送信された２進
情報記号の受信チャネルでの検波は、位相検出器５５０
の後に続く検波装置５６０で行われる。検波装置は、差
分検波方法に従って、すなわち、位相検出器５５０で与
えられた差分信号値ｒｄ［ｋ］に基づいて、情報信号ｄ
［ｎ］を検波する。検波装置は、検波された、すなわち
復調されているがまだチャネル符号化されている情報信
号ｄ［ｎ］をその出力を介して出力する。
情報記号の受信チャネルでの検波は、位相検出器５５０
の後に続く検波装置５６０で行われる。検波装置は、差
分検波方法に従って、すなわち、位相検出器５５０で与
えられた差分信号値ｒｄ［ｋ］に基づいて、情報信号ｄ
［ｎ］を検波する。検波装置は、検波された、すなわち
復調されているがまだチャネル符号化されている情報信
号ｄ［ｎ］をその出力を介して出力する。
【０００６】２進情報信号がＧｒａｙ符号化規則に従っ
て４要素から成る記号にマップされる時に、検波は特に
簡単である。すなわち、位相差値について、送信機での
変調時に、π／４の一定位相シフトが各記号クロックパ
ルス時に位相差値に加えられる時に、検波は簡単にな
る。この特殊な変調方法は、π／４ＤＱＰＳＫ変調と呼
ばれ、表１に示す２進情報記号と位相差値の関係を与え
る。
て４要素から成る記号にマップされる時に、検波は特に
簡単である。すなわち、位相差値について、送信機での
変調時に、π／４の一定位相シフトが各記号クロックパ
ルス時に位相差値に加えられる時に、検波は簡単にな
る。この特殊な変調方法は、π／４ＤＱＰＳＫ変調と呼
ばれ、表１に示す２進情報記号と位相差値の関係を与え
る。
【０００７】
【表１】 送信機でそのようなπ／４ＤＱＰＳＫ変調を行う場合、
２進情報記号は、受信機内で閾値０とリール値を比較す
ることで直接的に得ることができる。同相信号値、すな
わち実数成分を比較することで、２進情報記号の上位で
ないビットが得られる。一方で、直角位相信号値、すな
わち虚数成分と閾値０との比較で、２進情報信号のより
上位のビットが得られる。変調規則のために、位相差基
準値が±４５゜軸上にない時に、位相差基準値は、一定
位相シフトを手段として（例えば、複素掛け算）、正し
い位置に移動することができる。
２進情報記号は、受信機内で閾値０とリール値を比較す
ることで直接的に得ることができる。同相信号値、すな
わち実数成分を比較することで、２進情報記号の上位で
ないビットが得られる。一方で、直角位相信号値、すな
わち虚数成分と閾値０との比較で、２進情報信号のより
上位のビットが得られる。変調規則のために、位相差基
準値が±４５゜軸上にない時に、位相差基準値は、一定
位相シフトを手段として（例えば、複素掛け算）、正し
い位置に移動することができる。
【０００８】ここまでに述べた受信機での受信信号の差
分検波は、ＤＱＰＳＫ変調方法に従って送信機で変調さ
れた情報信号を復調するのに役立つに過ぎない。
分検波は、ＤＱＰＳＫ変調方法に従って送信機で変調さ
れた情報信号を復調するのに役立つに過ぎない。
【０００９】しかし、多くの場合に、改竄のないように
追加的防護を行うために、送信機の情報記号は、さらに
誤り訂正符号を手段として符号化される。誤り訂正に畳
込み符号を使用することが、ディジタル移動無線および
衛星システムの最新技術である。畳込み符号に関して、
復号中に（例えば、ビタビアルゴリズムを用いて）、受
信された２進入力記号だけでなく、入力記号と関連した
いわゆる信頼度値（ソフト決定値）も効果的に利用する
ことができる効率の良い復号方法が存在する。
追加的防護を行うために、送信機の情報記号は、さらに
誤り訂正符号を手段として符号化される。誤り訂正に畳
込み符号を使用することが、ディジタル移動無線および
衛星システムの最新技術である。畳込み符号に関して、
復号中に（例えば、ビタビアルゴリズムを用いて）、受
信された２進入力記号だけでなく、入力記号と関連した
いわゆる信頼度値（ソフト決定値）も効果的に利用する
ことができる効率の良い復号方法が存在する。
【００１０】信頼度値またはソフト決定値は、受信機で
行われた２進決定またはハード決定が、送信機で生成さ
れた２進情報記号のレベルを、実際にどの程度に表して
いるかについての判断基準である。
行われた２進決定またはハード決定が、送信機で生成さ
れた２進情報記号のレベルを、実際にどの程度に表して
いるかについての判断基準である。
【００１１】上記の差分検波方法に関して、差分信号値
ｒｄ［ｋ］の実数成分および虚数成分に基づいてそのよ
うな信頼度値を計算することは、例えば、「Nachrichte
nubertrangung」 by K.D.Kammeyer、Teubner Verlag、Stut
tgart,1992の本から知られる。これらの信頼度値は、ｑ
［２ｋ］＝│Ｒｅ（ｒｄ［ｋ］）│およびｑ［２ｋ＋
１］＝│Ｉｍ（ｒｄ［ｋ］）│である。
ｒｄ［ｋ］の実数成分および虚数成分に基づいてそのよ
うな信頼度値を計算することは、例えば、「Nachrichte
nubertrangung」 by K.D.Kammeyer、Teubner Verlag、Stut
tgart,1992の本から知られる。これらの信頼度値は、ｑ
［２ｋ］＝│Ｒｅ（ｒｄ［ｋ］）│およびｑ［２ｋ＋
１］＝│Ｉｍ（ｒｄ［ｋ］）│である。
【００１２】受信信号の雑音電力が適当に長い時間間隔
にわたってほぼ一定であると考えることができる場合の
みに、このようにして計算された信頼度値を使用するこ
とができることは、実際に分かっている。ここで、その
適当に長い時間間隔は、チャネル符号の符号語長および
使用される交錯法で決定される。
にわたってほぼ一定であると考えることができる場合の
みに、このようにして計算された信頼度値を使用するこ
とができることは、実際に分かっている。ここで、その
適当に長い時間間隔は、チャネル符号の符号語長および
使用される交錯法で決定される。
【００１３】しかし、時間多重化ＴＤＭＡアクセス方法
を使用する移動無線システムの場合、この条件は満され
ない。そこでは、特に、無線リンクを介した多チャネル
伝播の場合、タイムスロットごとに受信レベルが変化す
る。受信機は、組込みの自動利得制御（ＡＧＣ）で、こ
れを補償しようとする。この補償は、デイジタル受信機
内に通常存在するアナログディジタル変換器（ＡＤＣ）
の最適制御を可能にするために必要である。今度は、利
得値が異なることで、タイムスロット内の雑音電力が変
化することになり、したがって、信頼度値の異なる基準
化を引き起こすことになる。異なるタイムスロットから
の２進情報記号ｄ［ｋ］および関連した信頼度値ｑ
［ｋ］が１つの符号語に属している交錯法に関連して、
そのような信頼度値の異なる基準化は、本質的に、受信
機のチャネル復号装置の効率低下につながる。さらに、
信頼度値の変化の範囲がそれぞれの適当に大きな数のス
テップで表されるようになる時、そのような異なる基準
化は信頼度値の量子化中に問題を引き起こす。
を使用する移動無線システムの場合、この条件は満され
ない。そこでは、特に、無線リンクを介した多チャネル
伝播の場合、タイムスロットごとに受信レベルが変化す
る。受信機は、組込みの自動利得制御（ＡＧＣ）で、こ
れを補償しようとする。この補償は、デイジタル受信機
内に通常存在するアナログディジタル変換器（ＡＤＣ）
の最適制御を可能にするために必要である。今度は、利
得値が異なることで、タイムスロット内の雑音電力が変
化することになり、したがって、信頼度値の異なる基準
化を引き起こすことになる。異なるタイムスロットから
の２進情報記号ｄ［ｋ］および関連した信頼度値ｑ
［ｋ］が１つの符号語に属している交錯法に関連して、
そのような信頼度値の異なる基準化は、本質的に、受信
機のチャネル復号装置の効率低下につながる。さらに、
信頼度値の変化の範囲がそれぞれの適当に大きな数のス
テップで表されるようになる時、そのような異なる基準
化は信頼度値の量子化中に問題を引き起こす。
【００１４】例えば、coherent Maximum Likelihood Se
quence Estimation（コヒーレント最尤系列推定）ＭＬ
ＳＥ検波の特定の検波方法にとって、信頼度値の基準化
の必要なことが知られている。この点に関して、「Soft
-Output MLSE for IS-136 TDMA」 in 1997,IEEE 6th Int
ernational Conference on Universal Personal Commun
ications record bridging the way to 21st Century,
Vol.1, pp.53-57を参照する。この引用論文には、特定
の検波方法に関して、すなわち、コヒーレント最尤系列
推定ＭＳＬＥ検波に関して、信頼度値を送信チャネルの
白色ガウス形雑音の分散に対して正規化することが提案
されている。
quence Estimation（コヒーレント最尤系列推定）ＭＬ
ＳＥ検波の特定の検波方法にとって、信頼度値の基準化
の必要なことが知られている。この点に関して、「Soft
-Output MLSE for IS-136 TDMA」 in 1997,IEEE 6th Int
ernational Conference on Universal Personal Commun
ications record bridging the way to 21st Century,
Vol.1, pp.53-57を参照する。この引用論文には、特定
の検波方法に関して、すなわち、コヒーレント最尤系列
推定ＭＳＬＥ検波に関して、信頼度値を送信チャネルの
白色ガウス形雑音の分散に対して正規化することが提案
されている。
【００１５】その論文に開示されている正規化された信
頼度値の計算規則は、可能性の計算から得られるいわゆ
るLog-Likelihood ratio（対数可能性比）に基づいてい
る。そのとき、信頼度値ｑ［ｋ］は、次のように計算す
ることができる。
頼度値の計算規則は、可能性の計算から得られるいわゆ
るLog-Likelihood ratio（対数可能性比）に基づいてい
る。そのとき、信頼度値ｑ［ｋ］は、次のように計算す
ることができる。
【００１６】
【数２】 ここで、 Ｐ（）： 示されたイベントの可能性、 ｄ［ｋ］： タイミングパルスｋでの２進情報記号、 ｒ［ｋ］： 受信された、タイミングパルスｋでの標本
化信号値、 ｐｅ： ビット誤り可能性、 である。
化信号値、 ｐｅ： ビット誤り可能性、 である。
【００１７】上に示した両方の式は、等しく交換可能で
ある。この信頼度判断基準には、畳込み復号器（ビタビ
アルゴリズム）の値をただ単に加えるだけで、分岐距離
を形成することができるという利点がある。
ある。この信頼度判断基準には、畳込み復号器（ビタビ
アルゴリズム）の値をただ単に加えるだけで、分岐距離
を形成することができるという利点がある。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】この最新技術に基づい
て、本発明の目的は、単一２進情報記号のために計算さ
れたそれぞれの信頼度値が、上に定義された理想的な信
頼度判断基準を近似するように、非コヒーレント差分検
波に適した上記の種類のシステム、受信機および方法を
改良することである。
て、本発明の目的は、単一２進情報記号のために計算さ
れたそれぞれの信頼度値が、上に定義された理想的な信
頼度判断基準を近似するように、非コヒーレント差分検
波に適した上記の種類のシステム、受信機および方法を
改良することである。
【００１９】
【課題を解決するための手段】この目的は、独立した特
許請求項１および４で開示されるように達成される。
許請求項１および４で開示されるように達成される。
【００２０】請求項１で請求される受信機は、信頼度値
ｑ［ｋ］は、受信信号の雑音電力に基づいている基準量
に対して正規化されることを特徴とする。
ｑ［ｋ］は、受信信号の雑音電力に基づいている基準量
に対して正規化されることを特徴とする。
【００２１】これには、交錯法に基づく受信機内のチャ
ネル復号装置の効率低下が避けられるという利点があ
る。また、これには、信頼度値を最少限の数のステップ
で量子化することができるという利点がある。畳込み符
号がチャネル符号化に使用される時に、信頼度値の正規
化には、また、畳込み復号器で回復された情報記号が、
白色ガウス雑音の付加で乱されたチャネルの場合に約２
ｄＢの信号対雑音に関する改善を、さらにＦｌａｔ Ｒ
ａｙｌｅｉｇｈおよびＲｉｃｅ Ｆａｄｉｎｇチャネル
の場合には２から５ｄＢの信号雑音比に関する改善を示
すという利点がある。すなわち、非正規化信頼度値の使
用と比較して、改善するという利点がある。
ネル復号装置の効率低下が避けられるという利点があ
る。また、これには、信頼度値を最少限の数のステップ
で量子化することができるという利点がある。畳込み符
号がチャネル符号化に使用される時に、信頼度値の正規
化には、また、畳込み復号器で回復された情報記号が、
白色ガウス雑音の付加で乱されたチャネルの場合に約２
ｄＢの信号対雑音に関する改善を、さらにＦｌａｔ Ｒ
ａｙｌｅｉｇｈおよびＲｉｃｅ Ｆａｄｉｎｇチャネル
の場合には２から５ｄＢの信号雑音比に関する改善を示
すという利点がある。すなわち、非正規化信頼度値の使
用と比較して、改善するという利点がある。
【００２２】差分検波の間に信頼度値を正規化すること
で、有利なことに、複雑さが僅かに増加するだけであ
り、実施の費用は僅かに増加するだけである。
で、有利なことに、複雑さが僅かに増加するだけであ
り、実施の費用は僅かに増加するだけである。
【００２３】請求項２で請求される式に従って計算され
た信頼度値は、可能性計算から得られるいわゆる対数可
能性比に基づいている。チャネル復号器での信頼度値の
処理に関して、これによって、数学的観点から、信頼度
値を、復号器内で非常に簡単に処理することができるよ
うにもなるという利点が得られる。請求項２に従って、
信頼度値は、受信信号の雑音電力の分散に対して正規化
される。
た信頼度値は、可能性計算から得られるいわゆる対数可
能性比に基づいている。チャネル復号器での信頼度値の
処理に関して、これによって、数学的観点から、信頼度
値を、復号器内で非常に簡単に処理することができるよ
うにもなるという利点が得られる。請求項２に従って、
信頼度値は、受信信号の雑音電力の分散に対して正規化
される。
【００２４】また、本目的は、送信システム、特に移動
無線システムで達成される。その送信システムでは、送
信システムの受信機のために提案された計算方法によっ
て、上で請求された受信機について述べたのと同様な信
頼度値計算の利点が得られる。
無線システムで達成される。その送信システムでは、送
信システムの受信機のために提案された計算方法によっ
て、上で請求された受信機について述べたのと同様な信
頼度値計算の利点が得られる。
【００２５】最後に、本目的は請求項４で請求されるよ
うな方法で達成される。信頼度値の計算について請求さ
れた方法にも、上で既に述べたのと同様な利点が得られ
る。
うな方法で達成される。信頼度値の計算について請求さ
れた方法にも、上で既に述べたのと同様な利点が得られ
る。
【００２６】下記の説明は、図を参照して行う。
【００２７】
【発明の実施の形態】図１から５を参照して、本発明を
下に詳細に説明する。
下に詳細に説明する。
【００２８】図１に示す本発明による受信機の構成は、
基本的に、図６に示し最新技術から知られている受信機
５４０〜５８０の構成と同様である。しかし、両者の差
異は、検波装置５６０、演算装置５７０およびチャネル
復号装置５８０に関している。
基本的に、図６に示し最新技術から知られている受信機
５４０〜５８０の構成と同様である。しかし、両者の差
異は、検波装置５６０、演算装置５７０およびチャネル
復号装置５８０に関している。
【００２９】本発明による検波装置は、コヒーレントＭ
ＬＳＥ検波の原理に従って動作しないで、非コヒーレン
ト差分検波の原理に従って動作する。
ＬＳＥ検波の原理に従って動作しないで、非コヒーレン
ト差分検波の原理に従って動作する。
【００３０】最新技術による装置と本発明による装置を
区別するために、本発明による装置の参照にアクセント
符号「′」を追加する。
区別するために、本発明による装置の参照にアクセント
符号「′」を追加する。
【００３１】本発明による演算装置５７０′で、信頼度
値ｑ［ｎ］は、差分信号値ｒｄ［ｋ］に基づいて計算さ
れる。ここで、 ｒｄ［ｋ］＝ｒ［ｋ］・ｒ＊［ｋ−１］ （１） 必要な場合は、差分信号値ｒｄ［ｋ］に、信号面の±４
５゜軸上で雑音のない信号値ｒｄ［ｋ］を回転する回転
要素を掛ける。より下位の情報ビットについては、ｒｄ
［ｋ］の実数成分ｑ［ｎ］が信頼度判断基準として使用
されるが、一方で、より上位の情報ビットについては、
ｒｄ［ｋ］の虚数成分が使用される。すなわち、複素受
信信号ｒ［ｋ］の雑音電力σｃ ２に対して正規化される
たびに、好ましくは２１／２の値である任意の定数Ｃを
付けて使用される。すなわち、以下の式が成り立つ。
値ｑ［ｎ］は、差分信号値ｒｄ［ｋ］に基づいて計算さ
れる。ここで、 ｒｄ［ｋ］＝ｒ［ｋ］・ｒ＊［ｋ−１］ （１） 必要な場合は、差分信号値ｒｄ［ｋ］に、信号面の±４
５゜軸上で雑音のない信号値ｒｄ［ｋ］を回転する回転
要素を掛ける。より下位の情報ビットについては、ｒｄ
［ｋ］の実数成分ｑ［ｎ］が信頼度判断基準として使用
されるが、一方で、より上位の情報ビットについては、
ｒｄ［ｋ］の虚数成分が使用される。すなわち、複素受
信信号ｒ［ｋ］の雑音電力σｃ ２に対して正規化される
たびに、好ましくは２１／２の値である任意の定数Ｃを
付けて使用される。すなわち、以下の式が成り立つ。
【００３２】
【数３】
【数４】 上で定義された信頼度値ｑ［ｋ］は、符号付き数値を表
し、その数値の符号が、「ハード」による２進決定
「０」または「１」を表し、一方でその絶対値が、その
決定の信頼度を表す。表１に示すような２進情報記号間
の関連および位相差値が使用される時に、負符号は
「０」を示し、正符号は「１」を示す。統計的平均に基
づいて、小さな絶対値は、不確実な決定を表し、大きな
絶対値は確実な決定を表す。
し、その数値の符号が、「ハード」による２進決定
「０」または「１」を表し、一方でその絶対値が、その
決定の信頼度を表す。表１に示すような２進情報記号間
の関連および位相差値が使用される時に、負符号は
「０」を示し、正符号は「１」を示す。統計的平均に基
づいて、小さな絶対値は、不確実な決定を表し、大きな
絶対値は確実な決定を表す。
【００３３】雑音電力σｃ ２についての正規化では、受
信機が雑音電力を推定できるようにすることが必要であ
る。これは、適切なステップを行うことで達成される。
また、受信機は、受信信号から最適標本化瞬時の位置を
近似的に決定することができなければならない。多くの
システムで共通に使用される解決法は、送信すべきデー
タストリームに周期的な間隔で公知の記号（訓練用系
列）を挿入することである。タイムスロット型ＴＤＭＡ
システムでは、一般的に言って、コヒーレント訓練用系
列が、この目的ために魅力的な相関特性を有するタイム
スロット構成に設けられる。
信機が雑音電力を推定できるようにすることが必要であ
る。これは、適切なステップを行うことで達成される。
また、受信機は、受信信号から最適標本化瞬時の位置を
近似的に決定することができなければならない。多くの
システムで共通に使用される解決法は、送信すべきデー
タストリームに周期的な間隔で公知の記号（訓練用系
列）を挿入することである。タイムスロット型ＴＤＭＡ
システムでは、一般的に言って、コヒーレント訓練用系
列が、この目的ために魅力的な相関特性を有するタイム
スロット構成に設けられる。
【００３４】雑音電力σｃ ２の推定は、例えば、最初
に、送信システムの結果的なパルス応答が、訓練用系列
から、例えば最新技術から知られる最小自乗法を用いて
決定され、続いて、訓練用系列内の受信信号が、訓練用
系列の複素値記号系列でパルス応答を畳み込んで再構築
されるように行うことができる。次に、実際に受信され
た信号値と再構築された信号値の間の誤り信号を平均す
ることで、雑音電力の推定値が得られる。
に、送信システムの結果的なパルス応答が、訓練用系列
から、例えば最新技術から知られる最小自乗法を用いて
決定され、続いて、訓練用系列内の受信信号が、訓練用
系列の複素値記号系列でパルス応答を畳み込んで再構築
されるように行うことができる。次に、実際に受信され
た信号値と再構築された信号値の間の誤り信号を平均す
ることで、雑音電力の推定値が得られる。
【００３５】式（２）および（３）に従って計算された
信頼度値は、本発明によるチャネル復号装置５８０′に
適用される。ここで、本発明のチャネル復号装置５８
０′は、そのような正規化された信頼度値を使用しなが
らチャネル符号化された情報記号ｄ［ｎ］を確実に復号
する。
信頼度値は、本発明によるチャネル復号装置５８０′に
適用される。ここで、本発明のチャネル復号装置５８
０′は、そのような正規化された信頼度値を使用しなが
らチャネル符号化された情報記号ｄ［ｎ］を確実に復号
する。
【００３６】ＤＱＰＳＫ変調に関連して、誤り訂正符号
特に畳込み符号の場合に、正規化されない信頼度値では
なくて正規化された信頼度値を使用することで、チャネ
ル復号化後の復号された情報記号系列の品質が向上され
るようになる。そのような品質向上は、特に復号パルス
系列の信号対雑音比の改善として明白になる。図２およ
び図３は、正規化されない信頼度値ではなくて正規化さ
れた信頼度値が、周波数選択的でないフェージングを有
しさらに共通のチャネル干渉を有するチヤネルに使用さ
れる時に得られる信号対雑音比の改善を表す。より正確
に言えば、図２は、特定搬送波対干渉の比（Ｃ／Ｉ）に
対するビット誤り率の減少を示す。一方で、図３は、特
定搬送波対干渉の比に対するフレーム誤り率（ＦＥＲ）
の減少を示す。
特に畳込み符号の場合に、正規化されない信頼度値では
なくて正規化された信頼度値を使用することで、チャネ
ル復号化後の復号された情報記号系列の品質が向上され
るようになる。そのような品質向上は、特に復号パルス
系列の信号対雑音比の改善として明白になる。図２およ
び図３は、正規化されない信頼度値ではなくて正規化さ
れた信頼度値が、周波数選択的でないフェージングを有
しさらに共通のチャネル干渉を有するチヤネルに使用さ
れる時に得られる信号対雑音比の改善を表す。より正確
に言えば、図２は、特定搬送波対干渉の比（Ｃ／Ｉ）に
対するビット誤り率の減少を示す。一方で、図３は、特
定搬送波対干渉の比に対するフレーム誤り率（ＦＥＲ）
の減少を示す。
【００３７】請求項２で請求されるような信頼度値の計
算の理論的な根拠を詳細に下に説明する。
算の理論的な根拠を詳細に下に説明する。
【００３８】このために、第１のステップの間に、振幅
値−ａ０と＋ａ０を２進情報記号「０」と「１」に割り
当てる簡単な２進送信システムを考える。簡単にするた
めに、送信パルス成形フィルタ、パルス応答フィルタお
よび受信フィルタを含んだ送信システムの結果として得
られたパルス応答は、ナイキスト特性を有すると想定す
る。このことは、隣接する記号による記号間干渉は理想
的な標本化格子で起こることはないことを意味する。雑
音は、付加的な白色ガウス形雑音（ＡＷＧＮ）であると
想定する。受信フィルタは白色整合フィルタであると仮
定する時に、記号距離Ｔｓで標本化される雑音値もまた
統計的に独立している（白色である）。
値−ａ０と＋ａ０を２進情報記号「０」と「１」に割り
当てる簡単な２進送信システムを考える。簡単にするた
めに、送信パルス成形フィルタ、パルス応答フィルタお
よび受信フィルタを含んだ送信システムの結果として得
られたパルス応答は、ナイキスト特性を有すると想定す
る。このことは、隣接する記号による記号間干渉は理想
的な標本化格子で起こることはないことを意味する。雑
音は、付加的な白色ガウス形雑音（ＡＷＧＮ）であると
想定する。受信フィルタは白色整合フィルタであると仮
定する時に、記号距離Ｔｓで標本化される雑音値もまた
統計的に独立している（白色である）。
【００３９】ここで、理想的な標本化レートで標本化さ
れた信号ｘ［ｋ］が受信フィルタ５４０の出力にあると
考える時に、次の条件付き振幅分布密度関数が、図４に
従った振幅値に対して与えられる。
れた信号ｘ［ｋ］が受信フィルタ５４０の出力にあると
考える時に、次の条件付き振幅分布密度関数が、図４に
従った振幅値に対して与えられる。
【００４０】「０」が送信されたと想定する時の分布密
度は、以下の式で表される。
度は、以下の式で表される。
【００４１】
【数５】 「１」が送信されたと想定する時の分布密度は、以下の
式で表される。
式で表される。
【００４２】
【数６】 ここで、 σＲ ２： 実受信信号の雑音電力、 ｄ［ｋ］： タイミングパルスｋでの２進情報記号、 ｘ［ｋ］： タイミングパルスｋで受信された標本化実
信号値、 ａ０： 雑音のない受信振幅、 である。
信号値、 ａ０： 雑音のない受信振幅、 である。
【００４３】図４は、バイポーラ変調方式で変調されて
いる送信２進情報記号が「０」か「１」かいずれかであ
ったという条件で決まって、時点ｋで標本化された受信
実信号値ｘ［ｋ］が起こる可能性を示す。例えば、瞬時
ｋで標本化された受信信号の振幅がＸ０［ｋ］である時
に、２進βが送信された場合、その可能性はＰ（Ｘ０
［ｋ］ ｜ｄ［ｋ］＝０）になる。他方で、２進１が送
信された場合、その可能性はＰ（Ｘ０［ｋ］ ｜ｄ
［ｋ］＝１）になる。
いる送信２進情報記号が「０」か「１」かいずれかであ
ったという条件で決まって、時点ｋで標本化された受信
実信号値ｘ［ｋ］が起こる可能性を示す。例えば、瞬時
ｋで標本化された受信信号の振幅がＸ０［ｋ］である時
に、２進βが送信された場合、その可能性はＰ（Ｘ０
［ｋ］ ｜ｄ［ｋ］＝０）になる。他方で、２進１が送
信された場合、その可能性はＰ（Ｘ０［ｋ］ ｜ｄ
［ｋ］＝１）になる。
【００４４】対数可能性比の値は、以下に示す信頼度判
定基準ｑ［ｋ］として使用すべきである。
定基準ｑ［ｋ］として使用すべきである。
【００４５】
【数７】 同一性を使用すると、次式のようになる。
【００４６】
【数８】 信頼度判定基準は次式のように変換することができる。
【００４７】
【数９】 ２進情報記号について等しい可能性を想定する時に、第
２項はなくなり、いくつかの変換の後に、次式のように
なる。
２項はなくなり、いくつかの変換の後に、次式のように
なる。
【００４８】
【数１０】 ここで、ａ０ ２／σＲ ２は、平均のビット誤り可能性を
決定する平均の信号対雑音比（Ｓ／Ｎ）である。
決定する平均の信号対雑音比（Ｓ／Ｎ）である。
【００４９】この結果は、ＤＱＰＳＫ変調された受信信
号の差分検波の場合に適用することができる（図５を参
照されたい）。受信フィルタの後で記号距離Ｔｓで標本
化された複素信号値は参照ｒ［ｋ］で表され、さらにそ
の複素信号値は雑音のない信号値ｓ［ｋ］と雑音値ｎ
［ｋ］で構成されると想定する。すなわち、 ｒ［ｋ］＝ｓ［ｋ］＋ｎ［ｋ］ 差分化の後で、信号値ｒｄ［ｋ］は次式に従って得られ
る。すなわち、 ｒｄ［ｋ］＝ｒ［ｋ］・ｒ＊［ｋ−１］＝（ｓ［ｋ］＋
ｎ［ｋ］）・（ｓ＊［ｋ−１］＋ｎ＊［ｋ−１］）＝ｓ
［ｋ］・ｓ＊［ｋ−１］＋ｓ［ｋ］・ｎ＊［ｋ−１］＋
ｎ［ｋ］・ｓ＊［ｋ−１］＋ｎ［ｋ］・ｎ＊［ｋ−１］
＝ｓｄ［ｋ］＋ｎｄ［ｋ］ ここで、差分化後に、いつも、ｓｄ［ｋ］は理想的な雑
音のない信号値であり、ｎｄ［ｋ］は雑音値である。す
なわち、 ｓｄ［ｋ］＝ｓ［ｋ］・ｓ＊［ｋ−１］ ｎｄ［ｋ］＝ｓ［ｋ］・ｎ＊［ｋ−１］＋ｎ［ｋ］・ｓ
＊［ｋ−１］＋ｎ［ｋ］・ｎ＊［ｋ−１］ したがって、時間不変ＡＷＧＮチャネルに関して、差分
化後の雑音電力σｄ ２は次式のようになる。
号の差分検波の場合に適用することができる（図５を参
照されたい）。受信フィルタの後で記号距離Ｔｓで標本
化された複素信号値は参照ｒ［ｋ］で表され、さらにそ
の複素信号値は雑音のない信号値ｓ［ｋ］と雑音値ｎ
［ｋ］で構成されると想定する。すなわち、 ｒ［ｋ］＝ｓ［ｋ］＋ｎ［ｋ］ 差分化の後で、信号値ｒｄ［ｋ］は次式に従って得られ
る。すなわち、 ｒｄ［ｋ］＝ｒ［ｋ］・ｒ＊［ｋ−１］＝（ｓ［ｋ］＋
ｎ［ｋ］）・（ｓ＊［ｋ−１］＋ｎ＊［ｋ−１］）＝ｓ
［ｋ］・ｓ＊［ｋ−１］＋ｓ［ｋ］・ｎ＊［ｋ−１］＋
ｎ［ｋ］・ｓ＊［ｋ−１］＋ｎ［ｋ］・ｎ＊［ｋ−１］
＝ｓｄ［ｋ］＋ｎｄ［ｋ］ ここで、差分化後に、いつも、ｓｄ［ｋ］は理想的な雑
音のない信号値であり、ｎｄ［ｋ］は雑音値である。す
なわち、 ｓｄ［ｋ］＝ｓ［ｋ］・ｓ＊［ｋ−１］ ｎｄ［ｋ］＝ｓ［ｋ］・ｎ＊［ｋ−１］＋ｎ［ｋ］・ｓ
＊［ｋ−１］＋ｎ［ｋ］・ｎ＊［ｋ−１］ したがって、時間不変ＡＷＧＮチャネルに関して、差分
化後の雑音電力σｄ ２は次式のようになる。
【００５０】σｄ ２＝Ｅ｛｜ｓ［ｋ］・ｎ＊［ｋ−１］
＋ｎ［ｋ］・ｓ＊［ｋ−１］＋ｎ［ｋ］・ｎ＊［ｋ−
１］ ｜２｝＝２＊｜ｓ［ｋ］｜２＊σｃ ２＋σｃ ４ 雑音電力σｃ ２は通常信号電力よりも相当に小さいと想
定すると、差分化後の雑音電力は、近似的に次のように
なる。
＋ｎ［ｋ］・ｓ＊［ｋ−１］＋ｎ［ｋ］・ｎ＊［ｋ−
１］ ｜２｝＝２＊｜ｓ［ｋ］｜２＊σｃ ２＋σｃ ４ 雑音電力σｃ ２は通常信号電力よりも相当に小さいと想
定すると、差分化後の雑音電力は、近似的に次のように
なる。
【００５１】
【数１１】 雑音のない信号値Ｓｄ［ｋ］が信号空間（π／４ＤＱＰ
ＳＫ）内の±４５゜軸上にあるという条件に、ビット決
定が支配されると考える時に、図５に示す状況が生じ
る。ａ０は、次式のようになる。
ＳＫ）内の±４５゜軸上にあるという条件に、ビット決
定が支配されると考える時に、図５に示す状況が生じ
る。ａ０は、次式のようになる。
【００５２】
【数１２】 σＲ ２はσｄ ２／２（実雑音電力成分）で、置き換える
ことができる。さらに、ｘ［ｋ］をＲｅ｛ｒｄ［ｋ］｝
またはＩｍ｛ｒｄ［ｋ］｝で置き換えることができる。
したがって、最終的に、４要素からなる記号の２つの２
進情報記号の信頼度値として、次の式が得られる。
ことができる。さらに、ｘ［ｋ］をＲｅ｛ｒｄ［ｋ］｝
またはＩｍ｛ｒｄ［ｋ］｝で置き換えることができる。
したがって、最終的に、４要素からなる記号の２つの２
進情報記号の信頼度値として、次の式が得られる。
【００５３】
【数１３】 このようにして、差分化前に複素信号の雑音電力で正規
化された差分信号値の実数成分および虚数成分が、近似
的に最適信頼度値として得られる。
化された差分信号値の実数成分および虚数成分が、近似
的に最適信頼度値として得られる。
【図１】本発明による受信機を示す図。
【図２】正規化されない信頼度値の使用と比較して、正
規化された信頼度値を使用する時のビット誤り率につい
ての改善を示す図。
規化された信頼度値を使用する時のビット誤り率につい
ての改善を示す図。
【図３】非正規化信頼度値の使用と比較して、正規化信
頼度値を使用する時のフレーム誤り率についての改善を
示す図。
頼度値を使用する時のフレーム誤り率についての改善を
示す図。
【図４】白色ガウス雑音の付加で乱される時間不変チャ
ネルの場合の受信信号の条件付き振幅分布密度を示す
図。
ネルの場合の受信信号の条件付き振幅分布密度を示す
図。
【図５】ＤＱＰＳＫ変調された信号について、信頼度値
の計算を説明する図。
の計算を説明する図。
【図６】最新技術によるＤＱＰＳＫ変調および差分検波
を有する送信システムを示す図。
を有する送信システムを示す図。
フロントページの続き (71)出願人 590000248 Ｇｒｏｅｎｅｗｏｕｄｓｅｗｅｇ １, 5621 ＢＡ Ｅｉｎｄｈｏｖｅｎ， Ｔｈ ｅ Ｎｅｔｈｅｒｌａｎｄｓ (72)発明者 トーマス、バグネル ドイツ連邦共和国シュバーバッハ、ケテラ ーシュトラーセ、24
Claims (4)
- 【請求項１】差分４相位相シフト・キーイング（ＤＱＰ
ＳＫ）の原理に準拠して変調され、さらに送信後に追加
的にチャネル符号化された情報記号ｒ［ｋ］を含む受信
信号を、チャネル５３０を介して受信する受信機であっ
て、 前記受信信号を受信するための受信装置と、 ２つの連続した情報記号ｒ［ｋ］の間の位相差を決定す
るための位相検出器と、 前記受信信号の非コヒーレント差分検波で復調された情
報記号ｄ［ｎ］を生成するための検波装置と、 決定された前記位相差に基づいて、個々の復調されたが
依然としてチャネル符号化されている情報記号ｄ［ｎ］
の信頼度値ｑ［ｋ］を計算するための演算装置と、 前記計算された信頼度値ｑ［ｋ］を考慮に入れながら、
前記チャネル符号化された情報記号ｄ［ｎ］を復号する
ためのチャネル復号装置とを備え、 前記信頼度値ｑ［ｋ］が、前記受信信号の雑音電力に基
づいている基準量に対して正規化されることを特徴とす
る受信機。 - 【請求項２】前記演算装置が、２つの連続して受信され
た情報記号ｒ［ｋ−１］、ｒ［ｋ］から前記信頼度値ｑ
［ｋ］を、次の式に従って計算することを特徴とする、
請求項１に記載の受信機。 【数１】 ここでｒｄ［ｋ］＝ｒ［ｋ］ｒ＊［ｋ−１］、ここでｒ
＊［ｋ］は、ｒ［ｋ］の共役複素情報記号であり、Ｃ＝
定数であり、さらに、σｃ ２は、前記受信信号の雑音電
力である。 - 【請求項３】差分４相位相シフト・キーイング（ＤＱＰ
ＳＫ）の原理に準拠して変調され、さらに追加的にチャ
ネル符号化された情報記号を、チャネルを介して送信す
るための送信機を含み、さらに請求項１または２に記載
の受信機も含む送信システム、特に移動無線システム。 - 【請求項４】差分４相位相シフト・キーイング（ＤＱＰ
ＳＫ）の原理に準拠して変調され、さらに追加的にチャ
ネル符号化された情報記号ｒ［ｋ］を含む受信信号を復
号する方法であって、 送信システムのチャネル（５３０）を介して送信後に前
記受信信号を受信するステップと、 受信された各情報記号ｒ［ｋ］の論理レベルの信頼度値
ｑ［ｋ］を計算するステップと、 非コヒーレント差分検波の原理に従って前記情報記号ｒ
［ｋ］を復調し、さらに復調されたが依然としてチャネ
ル符号化されている情報記号ｄ［ｎ］を生成するステッ
プと、 前記計算された信頼度値ｑ［ｋ］を考慮に入れながら、
前記チャネル符号化された情報記号ｄ［ｎ］を復号する
ステップとを含み、 前記信頼度値ｑ［ｋ］が、前記受信信号の雑音電力に基
づいている基準量に対して正規化されることを特徴とす
る方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE10009443.0 | 2000-02-29 | ||
| DE10009443A DE10009443A1 (de) | 2000-02-29 | 2000-02-29 | Empfänger und Verfahren zum Detektieren und Dekodieren eines DQPSK-modulierten und kanalkodierten Empfangssignals |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001274855A true JP2001274855A (ja) | 2001-10-05 |
Family
ID=7632772
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001055366A Pending JP2001274855A (ja) | 2000-02-29 | 2001-02-28 | Ｄｑｐｓｋ変調されかつチャネル符号化された受信信号の検波および復調のための受信機および方法 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US20010031024A1 (ja) |
| EP (1) | EP1130867A3 (ja) |
| JP (1) | JP2001274855A (ja) |
| DE (1) | DE10009443A1 (ja) |
Cited By (29)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007507989A (ja) * | 2003-10-06 | 2007-03-29 | デジタル ファウンテン， インコーポレイテッド | 単一の送信機または多数の送信機を有する通信システムのためのエラー訂正マルチステージ符号生成器および復号器 |
| JP2010538578A (ja) * | 2007-09-07 | 2010-12-09 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | Ｄ−ｐｓｋのための光学二層コヒーレント復調器 |
| USRE43741E1 (en) | 2002-10-05 | 2012-10-16 | Qualcomm Incorporated | Systematic encoding and decoding of chain reaction codes |
| US8806050B2 (en) | 2010-08-10 | 2014-08-12 | Qualcomm Incorporated | Manifest file updates for network streaming of coded multimedia data |
| JP2014520467A (ja) * | 2011-06-21 | 2014-08-21 | アルカテル−ルーセント | 差分符号化された位相変調光データ信号を復号する方法 |
| US8958375B2 (en) | 2011-02-11 | 2015-02-17 | Qualcomm Incorporated | Framing for an improved radio link protocol including FEC |
| US9136878B2 (en) | 2004-05-07 | 2015-09-15 | Digital Fountain, Inc. | File download and streaming system |
| US9136983B2 (en) | 2006-02-13 | 2015-09-15 | Digital Fountain, Inc. | Streaming and buffering using variable FEC overhead and protection periods |
| US9178535B2 (en) | 2006-06-09 | 2015-11-03 | Digital Fountain, Inc. | Dynamic stream interleaving and sub-stream based delivery |
| US9191151B2 (en) | 2006-06-09 | 2015-11-17 | Qualcomm Incorporated | Enhanced block-request streaming using cooperative parallel HTTP and forward error correction |
| US9225961B2 (en) | 2010-05-13 | 2015-12-29 | Qualcomm Incorporated | Frame packing for asymmetric stereo video |
| US9236976B2 (en) | 2001-12-21 | 2016-01-12 | Digital Fountain, Inc. | Multi stage code generator and decoder for communication systems |
| US9237101B2 (en) | 2007-09-12 | 2016-01-12 | Digital Fountain, Inc. | Generating and communicating source identification information to enable reliable communications |
| US9240810B2 (en) | 2002-06-11 | 2016-01-19 | Digital Fountain, Inc. | Systems and processes for decoding chain reaction codes through inactivation |
| US9246633B2 (en) | 1998-09-23 | 2016-01-26 | Digital Fountain, Inc. | Information additive code generator and decoder for communication systems |
| US9253233B2 (en) | 2011-08-31 | 2016-02-02 | Qualcomm Incorporated | Switch signaling methods providing improved switching between representations for adaptive HTTP streaming |
| US9264069B2 (en) | 2006-05-10 | 2016-02-16 | Digital Fountain, Inc. | Code generator and decoder for communications systems operating using hybrid codes to allow for multiple efficient uses of the communications systems |
| US9270299B2 (en) | 2011-02-11 | 2016-02-23 | Qualcomm Incorporated | Encoding and decoding using elastic codes with flexible source block mapping |
| US9270414B2 (en) | 2006-02-21 | 2016-02-23 | Digital Fountain, Inc. | Multiple-field based code generator and decoder for communications systems |
| US9281847B2 (en) | 2009-02-27 | 2016-03-08 | Qualcomm Incorporated | Mobile reception of digital video broadcasting—terrestrial services |
| US9288010B2 (en) | 2009-08-19 | 2016-03-15 | Qualcomm Incorporated | Universal file delivery methods for providing unequal error protection and bundled file delivery services |
| US9294226B2 (en) | 2012-03-26 | 2016-03-22 | Qualcomm Incorporated | Universal object delivery and template-based file delivery |
| US9380096B2 (en) | 2006-06-09 | 2016-06-28 | Qualcomm Incorporated | Enhanced block-request streaming system for handling low-latency streaming |
| US9386064B2 (en) | 2006-06-09 | 2016-07-05 | Qualcomm Incorporated | Enhanced block-request streaming using URL templates and construction rules |
| US9419749B2 (en) | 2009-08-19 | 2016-08-16 | Qualcomm Incorporated | Methods and apparatus employing FEC codes with permanent inactivation of symbols for encoding and decoding processes |
| US9432433B2 (en) | 2006-06-09 | 2016-08-30 | Qualcomm Incorporated | Enhanced block-request streaming system using signaling or block creation |
| US9602802B2 (en) | 2010-07-21 | 2017-03-21 | Qualcomm Incorporated | Providing frame packing type information for video coding |
| US9843844B2 (en) | 2011-10-05 | 2017-12-12 | Qualcomm Incorporated | Network streaming of media data |
| US9917874B2 (en) | 2009-09-22 | 2018-03-13 | Qualcomm Incorporated | Enhanced block-request streaming using block partitioning or request controls for improved client-side handling |
Families Citing this family (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| TW499112U (en) * | 2001-03-02 | 2002-08-11 | Macronix Int Co Ltd | Tangent angle calculating device and DQPSK demodulator using the same |
| US7106804B2 (en) * | 2001-08-13 | 2006-09-12 | Siemens Communications, Inc. | Method of and system for modulating and demodulating a communication signal using differential quadrature phase shift keying (DQPSK) |
| DE10208415B4 (de) * | 2002-02-27 | 2006-03-16 | Advanced Micro Devices, Inc., Sunnyvale | Verstärkungsregelung in WLAN-Geräten |
| SG110006A1 (en) * | 2002-12-05 | 2005-04-28 | Oki Techno Ct Singapore Pte | A method of calculating internal signals for use in a map algorithm |
| EP1463229A1 (en) * | 2003-03-27 | 2004-09-29 | Motorola Inc. | Quality of service metric for communication systems |
| DE102004003103B4 (de) * | 2004-01-19 | 2011-06-01 | Christian-Albrechts-Universität Zu Kiel | Schaltungsanordnung zur Vorcodierung digitaler Signale für die Nachrichtenübertragung mittels optischer DQPSK-Modulation |
| US7389055B1 (en) * | 2005-03-17 | 2008-06-17 | Nortel Networks Limited | DQPSK receiver phase control |
| US20060268976A1 (en) * | 2005-05-03 | 2006-11-30 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for determining channel quality and performing adaptive modulation coding within a multi carrier communication system |
| JP4915147B2 (ja) * | 2006-06-15 | 2012-04-11 | 富士通株式会社 | 位相制御装置および光ｄｑｐｓｋ受信機 |
| DE102006038963A1 (de) * | 2006-08-21 | 2008-03-13 | Micronas Gmbh | Verfahren bzw. Schaltungsanordnung zum Entscheiden eines Symbols beim Empfang eines mit einem Quadratur-Signalpaar gekoppelten Signals |
| US20150318925A1 (en) * | 2012-11-30 | 2015-11-05 | The University Court Of The University Of Edinburgh | Communication apparatus and method |
| EP2782282A3 (en) * | 2013-03-20 | 2018-04-04 | ZTE (USA) Inc. | Soft maximum likelihood sequence estimation in digital communication |
| CN113641957B (zh) * | 2021-06-29 | 2024-08-13 | 南京邮电大学 | 一种基于归一化流的信号检测方法 |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3911999A1 (de) * | 1989-04-12 | 1990-10-18 | Philips Patentverwaltung | Uebertragungssystem |
| DE4038251A1 (de) * | 1990-11-30 | 1992-06-04 | Philips Patentverwaltung | Entzerrer fuer ein digitales uebertragungssystem |
| GB2292293B (en) * | 1991-07-02 | 1996-04-17 | Motorola Inc | Receiver for receiving and decoding a differentially-encoded communication signal |
| DE4431237A1 (de) * | 1994-09-02 | 1996-03-07 | Bosch Gmbh Robert | Verfahren zur Gewinnung von bitspezifischen Zuverlässigkeitsinformationen |
| JPH1075274A (ja) * | 1996-08-29 | 1998-03-17 | Mitsubishi Electric Corp | 軟判定復号器 |
| JPH10322408A (ja) * | 1997-03-19 | 1998-12-04 | Sony Corp | 受信装置及び信号受信方法 |
-
2000
- 2000-02-29 DE DE10009443A patent/DE10009443A1/de not_active Withdrawn
-
2001
- 2001-02-22 EP EP01200654A patent/EP1130867A3/de not_active Withdrawn
- 2001-02-28 JP JP2001055366A patent/JP2001274855A/ja active Pending
- 2001-02-28 US US09/794,942 patent/US20010031024A1/en not_active Abandoned
Cited By (43)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US9246633B2 (en) | 1998-09-23 | 2016-01-26 | Digital Fountain, Inc. | Information additive code generator and decoder for communication systems |
| US9236976B2 (en) | 2001-12-21 | 2016-01-12 | Digital Fountain, Inc. | Multi stage code generator and decoder for communication systems |
| US9240810B2 (en) | 2002-06-11 | 2016-01-19 | Digital Fountain, Inc. | Systems and processes for decoding chain reaction codes through inactivation |
| US9236885B2 (en) | 2002-10-05 | 2016-01-12 | Digital Fountain, Inc. | Systematic encoding and decoding of chain reaction codes |
| USRE43741E1 (en) | 2002-10-05 | 2012-10-16 | Qualcomm Incorporated | Systematic encoding and decoding of chain reaction codes |
| US8887020B2 (en) | 2003-10-06 | 2014-11-11 | Digital Fountain, Inc. | Error-correcting multi-stage code generator and decoder for communication systems having single transmitters or multiple transmitters |
| JP4773356B2 (ja) * | 2003-10-06 | 2011-09-14 | デジタル ファウンテン， インコーポレイテッド | 単一の送信機または多数の送信機を有する通信システムのためのエラー訂正マルチステージ符号生成器および復号器 |
| JP2007507989A (ja) * | 2003-10-06 | 2007-03-29 | デジタル ファウンテン， インコーポレイテッド | 単一の送信機または多数の送信機を有する通信システムのためのエラー訂正マルチステージ符号生成器および復号器 |
| US9136878B2 (en) | 2004-05-07 | 2015-09-15 | Digital Fountain, Inc. | File download and streaming system |
| US9236887B2 (en) | 2004-05-07 | 2016-01-12 | Digital Fountain, Inc. | File download and streaming system |
| US9136983B2 (en) | 2006-02-13 | 2015-09-15 | Digital Fountain, Inc. | Streaming and buffering using variable FEC overhead and protection periods |
| US9270414B2 (en) | 2006-02-21 | 2016-02-23 | Digital Fountain, Inc. | Multiple-field based code generator and decoder for communications systems |
| US9264069B2 (en) | 2006-05-10 | 2016-02-16 | Digital Fountain, Inc. | Code generator and decoder for communications systems operating using hybrid codes to allow for multiple efficient uses of the communications systems |
| US9386064B2 (en) | 2006-06-09 | 2016-07-05 | Qualcomm Incorporated | Enhanced block-request streaming using URL templates and construction rules |
| US9209934B2 (en) | 2006-06-09 | 2015-12-08 | Qualcomm Incorporated | Enhanced block-request streaming using cooperative parallel HTTP and forward error correction |
| US9191151B2 (en) | 2006-06-09 | 2015-11-17 | Qualcomm Incorporated | Enhanced block-request streaming using cooperative parallel HTTP and forward error correction |
| US9178535B2 (en) | 2006-06-09 | 2015-11-03 | Digital Fountain, Inc. | Dynamic stream interleaving and sub-stream based delivery |
| US9432433B2 (en) | 2006-06-09 | 2016-08-30 | Qualcomm Incorporated | Enhanced block-request streaming system using signaling or block creation |
| US11477253B2 (en) | 2006-06-09 | 2022-10-18 | Qualcomm Incorporated | Enhanced block-request streaming system using signaling or block creation |
| US9380096B2 (en) | 2006-06-09 | 2016-06-28 | Qualcomm Incorporated | Enhanced block-request streaming system for handling low-latency streaming |
| JP2010538578A (ja) * | 2007-09-07 | 2010-12-09 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | Ｄ−ｐｓｋのための光学二層コヒーレント復調器 |
| US9237101B2 (en) | 2007-09-12 | 2016-01-12 | Digital Fountain, Inc. | Generating and communicating source identification information to enable reliable communications |
| US9281847B2 (en) | 2009-02-27 | 2016-03-08 | Qualcomm Incorporated | Mobile reception of digital video broadcasting—terrestrial services |
| US9288010B2 (en) | 2009-08-19 | 2016-03-15 | Qualcomm Incorporated | Universal file delivery methods for providing unequal error protection and bundled file delivery services |
| US9876607B2 (en) | 2009-08-19 | 2018-01-23 | Qualcomm Incorporated | Methods and apparatus employing FEC codes with permanent inactivation of symbols for encoding and decoding processes |
| US9660763B2 (en) | 2009-08-19 | 2017-05-23 | Qualcomm Incorporated | Methods and apparatus employing FEC codes with permanent inactivation of symbols for encoding and decoding processes |
| US9419749B2 (en) | 2009-08-19 | 2016-08-16 | Qualcomm Incorporated | Methods and apparatus employing FEC codes with permanent inactivation of symbols for encoding and decoding processes |
| US9917874B2 (en) | 2009-09-22 | 2018-03-13 | Qualcomm Incorporated | Enhanced block-request streaming using block partitioning or request controls for improved client-side handling |
| US10855736B2 (en) | 2009-09-22 | 2020-12-01 | Qualcomm Incorporated | Enhanced block-request streaming using block partitioning or request controls for improved client-side handling |
| US11743317B2 (en) | 2009-09-22 | 2023-08-29 | Qualcomm Incorporated | Enhanced block-request streaming using block partitioning or request controls for improved client-side handling |
| US11770432B2 (en) | 2009-09-22 | 2023-09-26 | Qualcomm Incorporated | Enhanced block-request streaming system for handling low-latency streaming |
| US9225961B2 (en) | 2010-05-13 | 2015-12-29 | Qualcomm Incorporated | Frame packing for asymmetric stereo video |
| US9602802B2 (en) | 2010-07-21 | 2017-03-21 | Qualcomm Incorporated | Providing frame packing type information for video coding |
| US9319448B2 (en) | 2010-08-10 | 2016-04-19 | Qualcomm Incorporated | Trick modes for network streaming of coded multimedia data |
| US9456015B2 (en) | 2010-08-10 | 2016-09-27 | Qualcomm Incorporated | Representation groups for network streaming of coded multimedia data |
| US8806050B2 (en) | 2010-08-10 | 2014-08-12 | Qualcomm Incorporated | Manifest file updates for network streaming of coded multimedia data |
| US9270299B2 (en) | 2011-02-11 | 2016-02-23 | Qualcomm Incorporated | Encoding and decoding using elastic codes with flexible source block mapping |
| US8958375B2 (en) | 2011-02-11 | 2015-02-17 | Qualcomm Incorporated | Framing for an improved radio link protocol including FEC |
| JP2014520467A (ja) * | 2011-06-21 | 2014-08-21 | アルカテル−ルーセント | 差分符号化された位相変調光データ信号を復号する方法 |
| US9178655B2 (en) | 2011-06-21 | 2015-11-03 | Alcatel Lucent | Method of decoding a differentially encoded phase modulated optical data signal |
| US9253233B2 (en) | 2011-08-31 | 2016-02-02 | Qualcomm Incorporated | Switch signaling methods providing improved switching between representations for adaptive HTTP streaming |
| US9843844B2 (en) | 2011-10-05 | 2017-12-12 | Qualcomm Incorporated | Network streaming of media data |
| US9294226B2 (en) | 2012-03-26 | 2016-03-22 | Qualcomm Incorporated | Universal object delivery and template-based file delivery |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE10009443A1 (de) | 2001-08-30 |
| US20010031024A1 (en) | 2001-10-18 |
| EP1130867A3 (de) | 2003-12-17 |
| EP1130867A2 (de) | 2001-09-05 |
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