JP2001258265A - 系統連系インバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 入力電力を負荷あるいは配電系統に適合する
ように変換して供給する系統連系インバータを提供す
る。 【解決手段】 直流電源と直流を高周波に変換するイン
バータ回路で１次側を構成し、インバータ回路は、高周
波トランス５の１次巻線５ａと、限流コイル６と、共振
コンデンサ４と、スイッチング素子３からなり、スイッ
チング素子３のコレクターエミッタ電圧をスイッチング
素子電圧検出手段１６で検出するとともに、コレクター
エミッタ電圧がしきい値を越えた場合、スイッチング素
子３のオン時間を制限するようにしたものである。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、入力電力を負荷あ
るいは配電系統に適合するように変換して供給する系統
連系インバータに関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来から使用されている系統連系インバ
ータと制御構成の一例を図１０、１１を使用して説明す
る。

【０００３】図１０において、可変直流電源１の出力
は、インバータ２を構成するスイッチング素子３と共振
コンデンサ４と限流コイル６によって共振動作を伴う高
周波電力に変換され、高周波トランス５の１次巻線５ａ
を介して２次巻線５ｂ側に電力伝達される。また、高周
波トランス５の出力は高周波整流回路７で直流に変換さ
れた後、出力はフイルタコンデンサ８で高周波成分が除
去される。極性切換回路９は系統電源１１の極性に同期
して、系統電圧の周波数でスイッチングすることによっ
て、系統電源１１に交流電力を注入している。なお、１
０はノイズフィルタであり、１２は電流検出手段で、こ
こで検出された電流は、目標電流値発生手段１３から出
力される一定の振幅を有する正弦波と比較される。そし
て比較結果の差は誤差補正手段１４からオン時間発生手
段１５に対して出力されるものである。

【０００４】以下、動作について図１０と図１１（ａ）
を基に説明する。例えば可変直流電源１として太陽光発
電モジュールを使用した場合、通常、日照条件によって
電圧はゼロから３５０Ｖ程度まで変化する。ここでイン
バータ２の動作を説明すると、スイッチング素子３がオ
ンした際、限流コイル６と高周波トランス５の１次巻線
５ａに電流が流れる。次にスイッチング素子３がオフし
た際、先の電流は共振コンデンサ４に充電され、スイッ
チング素子３のコレクタ−エミッタ間の電圧は共振波形
となる。インバータ２はスイッチング時の損失を最小に
するために、コレクタ−エミッタ間電圧がゼロになった
時にスイッチング素子３をオンすることによって、ゼロ
電圧でのスイッチング動作を実現する。また、系統電源
１１に電力を注入する際の要件として出力電流が正弦波
であることが求められており、今回のように共振形のイ
ンバータを用いた場合、オフ時間の変化はほとんどな
く、瞬時の出力電力を変化させるためにインバータは周
波数変調される。ここで、スイッチング素子３のオン時
間が大きくなると、出力電力も大きくなることがわかっ
ているので、制御としては、入力電圧（太陽電池出力電
圧）が高いとオン時間を短くし、入力電圧が低いとオン
時間を長くして出力電力の実効値を一定にする。そのた
めに、電流検出手段１２によって検出された電流は、目
標電流値発生手段１３から出力される一定の振幅を有す
る正弦波と比較され、その差は誤差補正手段１４からオ
ン時間発生手段１５に対して出力される。誤差補正手段
１４は得られた出力電流が目標電流と一致するまで、オ
ン時間を補正することによって出力電流を正弦波に近づ
けていく動作を行う。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前記従
来のインバータは出力電力の増加させるには、オン時間
を増加させる必要があるため、これに伴って高周波トラ
ンス５の１次巻線５ａに流れる電流が増加し、スイッチ
ング素子３のコレクターエミッタ電圧Vceは増加する。
したがって、スイッチング素子３の耐圧から考えると、
オン時間の増加には限界がある。特に入力電圧（太陽電
池出力電圧）が高いときは短いオン時間でもコレクタ−
エミッタ電圧Vceが耐圧を越える場合も存在する。ま
た、インバータ２は、通常、ゼロボルトになるタイミン
グでスイッチング素子３をオンすることで、スイッチン
グ損失が最小になるように制御するが、図１１（ｂ）に
示すように、入力電圧が高い時には耐圧を越えないまで
も、前述の共振時においてコレクタ電圧がゼロまで到達
せずに短絡スイッチング動作となり、出力電力が小さい
にもかかわらず損失が増大し、機器としての効率が著し
く低下する可能性がある。以上のことから、従来の系統
連系インバータは、広い入力電圧、出力電力で動作させ
ることが困難であり、機器の小形・軽量化を進める上で
も大きな課題を有している。本発明は、前記従来の課題
を解決するもので、入力電力を負荷あるいは配電系統に
適合するように変換して供給する系統連系インバータを
提供するものである。

【０００６】

【課題を解決するための手段】本発明は、インバータを
構成するスイッチング素子のコレクターエミッタ間電圧
をスイッチング素子電圧検知手段で検知し、コレクター
エミッタ電圧がしきい値を越えた場合、スイッチング素
子のオン時間を制限するようにしたものである。これに
より、動作入力電圧、出力電力の範囲の拡大を実現する
ことができ、機器の小形・軽量化を進めることができ
る。

【０００７】

【発明の実施の形態】請求項１に記載した発明は、イン
バータを高周波トランスの１次巻線と、その両側に接続
された共振コンデンサと、スイッチング素子から構成
し、スイッチング素子のコレクターエミッタ間電圧をス
イッチング素子電圧検知手段で検知し、コレクターエミ
ッタ電圧がしきい値を越えた場合、スイッチング素子の
オン時間を制限することにより、動作入力電圧、出力電
力の範囲の拡大を実現することができ、機器の小形・軽
量化を進めることができる。

【０００８】請求項２に記載した発明は、直流電源に接
続されたインバータの動作時の入力電圧があらかじめ決
めてある所定の電圧幅の中に入るようにスイッチング素
子のオン時間を可変することにより、インバータの動作
範囲を拡大することができる。。

【０００９】請求項３に記載した発明は、出力電流と基
準波形との差を誤差として商用周期毎にオン時間を補正
するするとともに、動作時の入力電圧に対して最大補正
量を可変することにより、低歪みの出力電流をうること
ができる。

【００１０】請求項４に記載した発明は、複数の共振コ
ンデンサと、共振コンデンサの容量を切り換える切換手
段と、入力電圧を検出する入力電圧検出手段を有し、入
力電圧の大きさに応じて切換手段をオンオフしてコンデ
ンサ容量を切り換えることにより、入力電圧の大きさに
依存しない動作範囲をうることができる。

【００１１】請求項５に記載した発明は、切換手段はス
イッチング素子がオフの時にオンオフを行うことによ
り、耐圧に対して余裕を得て動作範囲を広げ、スイッチ
ング素子の低損失化が可能となる。

【００１２】請求項６に記載した発明は、中間タップを
有する高周波トランスの１次巻線と、中間タップとイン
バータと接続する切換手段とを有し、入力電圧の大きさ
に応じて前記切換手段のオンオフを行うことにより、共
振電圧を大きくすることで、動作範囲が広がるととも
に、スイッチング損失の低下を実現することができる。

【００１３】請求項７に記載した発明は、入力電流検出
手段と入力電圧検出手段から、入力電力が所定値以下に
なった時は切換手段をオフしてコンデンサ容量を切り換
えることにより、入力電力が小さい時でもゼロボルトス
イッチングを維持して、スイッチング素子の低損失化が
実現できる。

【００１４】請求項８に記載した発明は、入力電流検出
手段と入力電圧検出手段から、入力電力が所定値以下に
なった時は切換手段をオンオフして高周波トランスの１
次側のインダクタンスを切り換えることにより、入力電
力が小さい時でもゼロボルトスイッチングを維持して、
スイッチング素子の低損失化が実現できる。

【００１５】請求項９に記載した発明は、スイッチング
素子のコレクタ−エミッタ間に瞬時電圧抑制手段を設け
たことにより、耐圧をオーバーする電圧が印加されても
スイッチング素子が破壊されることがない。

【００１６】

【実施例】（実施例１）以下、本発明の第１の実施例に
ついて図１を参照しながら説明する。本実施例の系統連
系インバータは、可変直流電源１を入力として系統電源
１１に６０Ｈｚまたは５０Ｈｚの交流電力を供給してい
る。系統連系インバータは大きく分けて、インバータ
２、高周波トランス５、高周波整流手段７、フィルタコ
ンデンサ８、極性切換回路９、ノイズフィルタ１０で構
成され、インバータ２を構成するスイッチング素子３の
導通時間を制御している。

【００１７】インバータ２は、高周波トランス５の１次
巻線５ａと並列に接続された共振コンデンサ４と限流コ
イル６からなり、ＩＧＢＴなどのスイッチング素子３を
オンオフさせることによってスイッチング素子３のコレ
クタ−エミッタ電圧Vceを共振動作させて、スイッチン
グに伴う損失を低減する構成である。１２は電流検出手
段で、ここで検出された電流は、目標電流値発生手段１
３から出力される一定の振幅を有する正弦波と比較され
る。そして比較結果の差は誤差補正手段１４からオン時
間発生手段１５に対して出力されるものである。１６は
スイッチング素子３のコレクタ−エミッタ電圧Vceを検
出するスイッチング素子電圧検出手段で、ここで得られ
た値は電圧制限値発生手段１７と電圧比較手段１８によ
って比較され、電圧比較手段１８内に設定されたしきい
値を越えたと同時にオン時間を制限して、スイッチング
素子３のコレクタ−エミッタ電圧Vceが耐圧を越えない
ようにする。

【００１８】上記の様に構成された系統連系インバータ
について、その動作を説明する。高周波トランス５の１
次巻線５ａには、スイッチング素子３のオンオフ動作に
よって高周波電力が発生し、高周波トランス５を介して
２次巻線５ｂ側に電力が供給される。この電力は高周波
トランス５の２次巻線５ａに接続された高周波整流手段
７によって、高周波の脈流となる。フィルタコンデンサ
８は高周波成分を除去する作用を有しているので、極性
切換回路９から出力される電力は商用周波の交流電力と
なり、系統電源１１に同期して電流注入される。

【００１９】また、出力電流は電流検出手段１２で検出
され目標電流値発生手段１３の正弦波状の出力と比較さ
れ、その差をゼロに近づけるために誤差補正手段１４は
スイッチング素子３のオン時間を補正し、オン時間発生
手段１５を介してスイッチング素子３を動作させる。こ
こで、スイッチング素子３がオンした際、高周波トラン
ス５の１次巻線５ａと限流コイル６に蓄積されたエネル
ギーは、スイッチング素子３のオフ時に共振コンデンサ
４に流入するために、スイッチング素子３のコレクタ−
エミッタ電圧Vceは共振動作を行うが、この電圧は入力
電圧を中心とした振幅となる。通常、可変入力電源１の
電圧は直流２００Ｖ程度である場合が多いことから、こ
の時の最大オン時間で耐圧を越えないように、共振電圧
ピークがスイッチング素子３の耐圧の８０％程度以下で
共振コンデンサ４の容量を決定する。

【００２０】ここで、入力電圧が例えば３５０Ｖ程度ま
で上昇した場合、目標電流値に到達するための制御とし
てオン時間を小さくするにもかかわらず、入力電圧が上
昇していることに起因して共振電圧が耐圧をオーバーす
る場合があるが、スイッチング素子電圧検出手段１６は
スイッチング素子３のコレクタ−エミッタ電圧Vceを検
出し、得られた値は電圧制限値発生手段１７と電圧比較
手段１８によって比較され、電圧比較手段１８内に設定
されたしきい値を越えたと同時にオン時間発生手段１５
を介してオン時間を制限して、スイッチング素子３のコ
レクタ−エミッタ電圧Vceが耐圧を越えないようにす
る。

【００２１】以上の様に本実施例によれば、スイッチン
グ素子電圧検知手段１６で得られた値を越えないように
スッチング素子３のオン時間を小さくすることから、直
流電源電圧が高い場合でもスイッチング素子３の耐圧を
越えることのない高い信頼性を有する系統連系インバー
タを提供することができる。

【００２２】（実施例２）以下、本発明の第２の実施例
について図２を参照しながら説明する。図２（ｂ）にお
いて、図１の回路構成と異なるのは、入力電圧検出手段
１９と動作電圧可変手段２０を有してインバータを構成
した点である。上記以外の構成要素は第１の実施例と同
等であり、説明を省略する。

【００２３】図２（ａ）は太陽電池の電圧、電流の動作
特性である。図のように太陽電池モジュールの最大出力
可能電力が系統インバータの定格電力を越える日照条件
が得られた場合、動作点１と動作点２の２点が動作点と
なる。通常、インバータは電圧最大、電流ゼロの点から
起動するために、白丸で示した動作点１で運転される。
ここで、入力電圧検出手段１９で得られた電圧値が図２
（ａ）の動作可能範囲以上の高電圧となっているので、
実施例１で述べたようにスイッチング素子３の耐圧オー
バー回避をするために、スイッチング素子３のオン時間
に制限を与える動作となる（但し交流電流のピーク付近
のみ）。

【００２４】したがって、オン時間を小さくして出力電
力を小さくするか、または概ねの定格出力電力は出せた
としても出力電流のピーク付近がつぶれた正弦波からの
歪みが大きい電流になるように動作する。そこで、動作
電圧可変手段２０は短時間の間オン時間を増加させて、
最大出力点を乗り越えて、出力同等の動作点２（太陽電
池の電流源特性領域）に移動させて、動作可能電圧でイ
ンバータを定常運転する。なお動作点移動の間、系統連
系インバータの出力電力は定格を超えることになる。

【００２５】以上の様に本実施例によれば、スイッチン
グ素子３のオフ時のコレクタ−エミッタ電圧Vceが共振
波形となる構成の系統連系インバータにおいて、日照条
件、またはモジュールの構成によって大幅に入力電圧が
変化する太陽電池の特に入力電圧が高い時においても、
動作電圧可能な範囲に動作点を移動させることによっ
て、出力可能な電力を十分に引き出して、系統に電力注
入することのできる系統連系インバータを提供すること
ができる。

【００２６】（実施例３）以下、本発明の第３の実施例
について図３を参照しながら説明する。図３（ａ）にお
いて図２の回路構成と異なるのは、最大補正量可変手段
２１を追加した構成とした点である。上記以外の構成要
素は第２の実施例と同等であり、説明を省略する。

【００２７】上記の様に構成された系統連系インバータ
について、以下、その動作を説明する。図３（ｂ）はオ
ン時間の補正によって出力電流が正弦波になることを示
す図であり、動作初期においてインバータ２で変調され
る出力電流は正弦波から若干歪んでいる。そこで、目標
電流との差がゼロになるように誤差補正手段１４がオン
時間を補正していく。

【００２８】ここで、入力動作電圧が図２（ａ）に見ら
れるように太陽電池特性における電圧変化の小さい領域
（電圧源としての振る舞い）では、図３（ｂ）の左半分
の波形のようにオン時間の補正量が小さくても出力電流
は正弦波となるが、逆に入力動作電圧が太陽電池特性に
おいて電流がほぼ一定となる電流源としての振る舞いを
する領域では、図３（ｂ）の右半分に見られるように入
力電圧のリップルが大きくなり、出力電流を正弦波にす
るには、オン時間の補正量を大きくしなければならな
い。そこで、入力電圧検出手段１９で得られた電圧情報
に基づいて、動作電圧を設定するとともに最大補正量可
変手段２１に対して指令を送り、オン時間の最大補正量
を可変する。

【００２９】なお、入力電圧のリップルが小さいときに
最大補正量を大きくすると、必要以上に補正が進み、か
えって電流が歪む場合がある。

【００３０】以上の様に本実施例によれば、太陽電池が
電圧源として動作する際には、オン時間の最大補正量を
小さくし、太陽電池が電流源として振る舞うときに最大
補正量を大きくすることで、常時低歪みの出力電流を得
ることのできる系統連系インバータを提供するものであ
る。

【００３１】（実施例４）以下、本発明の第４の実施例
について図４を参照しながら説明する。図４において図
３の回路構成と異なるのは、共振コンデンサとして、第
１および第２の共振コンデンサ４ａ、４ｂで構成して双
方を並列に接続したことと、第２の共振コンデンサ４ｂ
に直列に第１の切換手段２２を設けた点である。上記以
外の構成要素は実施例３と同等であり、説明を省略す
る。

【００３２】上記の様に構成された系統連系インバータ
について、以下、図４に基づいてその動作を説明する。
入力電圧検出手段１９で検出された入力電圧は一定のし
きい値以上では切換手段２２を介して第２の共振コンデ
ンサ４ｂをオフし、反対にしきい値以下ではオンする動
作を行う。

【００３３】スイッチング素子３のコレクタ−エミッタ
電圧Vceの振る舞いは、高周波トランス５の１次巻線５
ａと限流コイル６と共振コンデンサ４ａの容量で決定さ
れる周波数で入力電圧を中心電位として励振する。入力
電圧が低いときはスイッチング素子３はゼロ電圧スイッ
チングが実現できるが、入力電圧が高い場合は電圧がゼ
ロまで振れずに短絡動作を発生しやすいため、第１の切
換手段２２をオフさせて容量を小さくし、ゼロ電圧スイ
ッチングに移行しやすくすることにより動作入力電圧範
囲を拡大している。なお、第１の切換手段２２は図面で
は機械接点構成で記載したが、半導体スイッチでもよい
ことは言うまでもない。

【００３４】以上の様に本実施例によれば、入力電圧の
大きさに応じて第１の切換手段２２を使用してコンデン
サ容量を切り換えることにより、入力電圧の大きさに対
してスイッチング素子３の損失が大きく変化することの
ない系統連系インバータを提供することができる。

【００３５】（実施例５）以下、本発明の第５の実施例
について図５を参照しながら説明する。構成要素は第４
の実施例と同等であり、説明を省略する。

【００３６】上記の様に構成された系統連系インバータ
について、以下、その動作を説明する。図５において、
スイッチング素子３がオフした際、高周波トランス５の
１次巻線５ａと限流コイル６に流れていた電流は、第１
の共振コンデンサ４ａを充電し、コレクタ−エミッタ電
圧Vceが上昇する。この電圧が一定値に達した際、第１
の切換手段２２をオンさせて共振回路に第２の共振コン
デンサ４ｂを接続し、コレクタ−エミッタ電圧Vceの上
昇カーブを緩やかにする。そのために、第２の共振コン
デンサ４ｂの容量は、第１の共振コンデンサ４ａの容量
に比較して１０倍以上の値としておく。一定の期間後
に、第１の切換手段２２をオフすると、コレクタ−エミ
ッタ電圧Vceはスイッチング素子３のオフ時の上昇とは
反対に急激に下降して、ゼロ電圧に到達するため、ゼロ
電圧スイッチングを実現することができる。

【００３７】以上の様に本実施例によれば、一つの共振
コンデンサでは耐圧をオーバーするような動作条件にお
いても、動作中に共振コンデンサの容量を切り換えるこ
とで、スイッチング素子３のコレクタ−エミッタ電圧Vc
eを一定値以下に抑えることができるため、入力電圧が
高い時においてもゼロ電圧スイッチングが可能となり、
入力電圧に依存しない動作可能範囲を得ることができる
系統連系インバータを実現することができる。

【００３８】（実施例６）以下、本発明の第６の実施例
について図６を参照しながら説明する。図６において図
３の回路構成と異なるのは、高周波トランスとして、１
次巻線５１ａに中間タップを設けて中間タップ付高周波
トランス５１とし、第２の切換手段２３でトランスの１
次インダクタンスを変更する構成とした点である。上記
以外の構成要素は第１の実施例と同等であり、説明を省
略する。

【００３９】上記の様に構成された系統連系インバータ
について、以下に図６に基づいてその動作を説明する。
図６において、高周波トランス５１の１次巻線５１ａに
は中間タップが設けられており、入力電圧が高い時は第
２の切換手段２３で高周波トランス５１のタップ切換を
行い、インダクタンスを小さくする。インダクタンスが
小さくなるため、同一のオン時間においてインダクタン
スに蓄積されるエネルギーは大きくなるため、スイッチ
ング素子３がオフした際の共振コンデンサ４ａと高周波
トランス５１の１次巻線５１ａと限流コイル６で決定さ
れ、振幅は大きくなる。したがって入力電圧が高い場合
でも電圧がゼロまで到達することから、幅広い入力電圧
範囲においてゼロ電圧スイッチングが実現できる。な
お、第２の切換手段２３は図では機械接点構成で記載し
たが、半導体スイッチでもよいことは言うまでもない。

【００４０】以上の様に本実施例によれば、中間タップ
付高周波トランス５１の１次巻線５１ａと、中間タップ
とインバータと接続する第２の切換手段２３を有し、入
力電圧の大きさに応じて前記第２の切換手段２３のオン
オフを行うことで、ゼロ電圧スイッチングの動作範囲が
拡大することから、より幅広い入力電圧範囲に対して、
スイッチング損失を大きく増加させることのない系統連
系インバータを提供することができる。

【００４１】（実施例７）以下、本発明の第７の実施例
について図７を参照しながら説明する。図７において図
４の回路構成と異なるのは、入力電流検出手段２４と入
力電力算出手段２５を追加した構成にした点である。上
記以外の構成要素は実施例４と同等であり、説明を省略
する。

【００４２】上記の様に構成された系統連系インバータ
について、以下に図７に基づいてその動作を説明する。
図７において、入力電流検出手段２４で得られた値と、
入力電圧検出手段１９で得られた値から入力電力算出手
段２５で入力電力を算出する。通常、入力電力が大きい
時はオン時間を大きくすることからスイッチング素子３
のコレクタ−エミッタ電圧Vceが大きくなり、ゼロ電圧
スイッチングを実現しやすいが、入力電力が小さいとき
はオン時間を短くするために、仮に入力電圧が小さくて
もコレクタ−エミッタ電圧Vceの振幅が小さくなること
から、ゼロ電圧スイッチングを維持することができなく
なる場合が存在する。

【００４３】そこで、一定の入力電力以下においては、
入力電圧にかかわらず、第１の切換手段２２をオフさせ
て、共振コンデンサの容量が小さくなるようにする。こ
のように動作させることによってスイッチング素子３の
コレクタ−エミッタ電圧Vce波形の振幅が大きくなり小
電力時においてもゼロ電圧スイッチングが可能となる。

【００４４】以上の様に本実施例によれば、入力電力を
検出する入力電流検出手段２４を有し、入力電力が所定
値以下になった時は第１の切換手段２２をオフ、所定値
以上の時はオンすることで、スイッチング素子３のコレ
クタ−エミッタ電圧Vceの振幅を常時大きくすることで
ができるため、入力電力が小さい時でもゼロボルトスイ
ッチングを維持して、スイッチング素子３の低損失化が
実現する系統連系インバータを提供することができる。

【００４５】（実施例８）以下、本発明の第８の実施例
について図８を参照しながら説明する。図８において図
７の回路構成と基本的に異なるのは、第１の切替手段２
２と共振コンデンサ４ｂを除くとともに、高周波トラン
ス５１の１次巻線５１ａに中間タップ仕様とした点であ
る。上記以外の構成要素は実施例６と同等であり、説明
を省略する。

【００４６】上記の様に構成された系統連系インバータ
について、以下に図８に基づいてその動作を説明する。
図８において、入力電流検出手段２４で得られた値と入
力電圧検出手段１９で得られた値から，入力電力算出手
段２５で入力電力を算出する。通常，入力電力が大きい
時はオン時間を大きくすることからスイッチング素子３
のコレクタ−エミッタ電圧Vceが大きくなり、ゼロ電圧
スイッチングを実現しやすいが、入力電力が小さいとき
はオン時間を短くして制御するために、仮に入力電圧が
小さくても、コレクタ−エミッタ電圧Vceの振幅が小さ
くなってしまい、ゼロ電圧スイッチングを維持すること
ができなくなる場合が発生する。

【００４７】そこで、一定の入力電力以下においては、
入力電圧にかかわらず第２の切換手段２５でタップ切換
を行うことにより，高周波トランス５１の１次巻線５１
ａのインダクタンスを小さくして、短いオン時間におい
て蓄積エネルギーを大きくすることによって、スイッチ
ング素子３のコレクタ−エミッタ電圧Vce波形の振幅を
大きくして、小電力時においてもゼロ電圧スイッチング
が可能となる。

【００４８】以上の様に本実施例によれば、入力電力を
検出する入力電力検出手段２４を有し、入力電力が所定
値以下になった時は第２の切換手段２５をオンオフし
て、高周波トランス５１の１次巻線５１ａ側のインダク
タンスを切り換えることで、入力電力が小さい時でもゼ
ロボルトスイッチングを維持して、スイッチング素子の
低損失化が実現する系統連系インバータを提供すること
ができる。

【００４９】（実施例９）以下、本発明の第９の実施例
について図９を参照しながら説明する。図９において図
１の回路構成と異なるのは、スイッチング素子３のコレ
クターエミッタ間に瞬時電圧抑制手段２６を挿入した構
成とした点である。上記以外の構成要素は実施例１と同
等であり、説明を省略する。

【００５０】上記の様に構成された系統連系インバータ
について、以下、その動作を説明する。入力電圧が高い
場合及び入力電力が大きい時に加えて、例えば系統電源
１１が何らかの理由で短絡した時などは、１次側から見
たインダクタンスは限流コイル６のインダクタンスのみ
となるため、短いオン時間であってもエネルギー蓄積量
が大きくなり、スイッチング素子３がオフした際にコレ
クタ−エミッタ間には耐圧以上の電圧が印加される場合
がある。このような場合、例えば共振コンデンサ容量の
切り換えが可能であったとしても実際は間に合わないの
で、バリスタなどの瞬時電圧抑制手段２６が余分な電力
を吸収する。

【００５１】以上の様に本実施例によれば、仮に耐圧を
オーバーする電圧が印加されても、スイッチング素子３
が破壊されることのない系統連系インバータを提供する
ことができる。

【００５２】

【発明の効果】請求項１に記載した発明は、スイッチン
グ素子のコレクターエミッタ間電圧をスイッチング素子
電圧検知手段で検知し、コレクターエミッタ電圧がしき
い値を越えた場合、スイッチング素子のオン時間を制限
することにより、動作入力電圧、出力電力の範囲の拡大
を実現することができ、機器の小形・軽量化を進めるこ
とができる系統連系インバータを提供するものである。

【００５３】請求項２に記載した発明は、直流電源に接
続されたインバータの動作時の入力電圧があらかじめ決
めてある所定の電圧幅の中に入るようにスイッチング素
子のオン時間を可変することにより、インバータの動作
範囲を拡大することができる系統連系インバータを提供
するものである。

【００５４】請求項３に記載した発明は、出力電流と基
準波形との差を誤差として商用周期毎にオン時間を補正
するするとともに、動作時の入力電圧に対して最大補正
量を可変することにより、低歪みの出力電流をうること
ができる系統連系インバータを提供するものである。

【００５５】請求項４に記載した発明は、複数の共振コ
ンデンサと、共振コンデンサの容量を切り換える切換手
段と、入力電圧を検出する入力電圧検出手段を有し、入
力電圧の大きさに応じて切換手段をオンオフしてコンデ
ンサ容量を切り換えることにより、入力電圧の大きさに
依存しない動作範囲をうることができる系統連系インバ
ータを提供するものである。

【００５６】請求項５に記載した発明は、切換手段はス
イッチング素子がオフの時にオンオフを行うことによ
り、耐圧に対して余裕を得て動作範囲を広げ、スイッチ
ング素子の低損失化が可能となる系統連系インバータを
提供するものである。

【００５７】請求項６に記載した発明は、中間タップを
有する高周波トランスの１次巻線と、中間タップとイン
バータと接続する切換手段とを有し、入力電圧の大きさ
に応じて前記切換手段のオンオフを行うことにより、共
振電圧を大きくすることで、動作範囲が広がるととも
に、スイッチング損失の低下を実現することができる系
統連系インバータを提供するものである。

【００５８】請求項７に記載した発明は、入力電流検出
手段と入力電圧検出手段から、入力電力が所定値以下に
なった時は切換手段をオフしてコンデンサ容量を切り換
えることにより、入力電力が小さい時でもゼロボルトス
イッチングを維持して、スイッチング素子の低損失化が
実現できる系統連系インバータを提供するものである。

【００５９】請求項８に記載した発明は、入力電流検出
手段と入力電圧検出手段から、入力電力が所定値以下に
なった時は切換手段をオンオフして高周波トランスの１
次側のインダクタンスを切り換えることにより、入力電
力が小さい時でもゼロボルトスイッチングを維持して、
スイッチング素子の低損失化が実現できる系統連系イン
バータを提供するものである。

【００６０】請求項９に記載した発明は、スイッチング
素子のコレクタ−エミッタ間に瞬時電圧抑制手段を設け
たことにより、耐圧をオーバーする電圧が印加されても
スイッチング素子が破壊されることがない系統連系イン
バータを提供するものである。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例における系統連系インバ
ータの回路ブロック図

【図２】（ａ）本発明の第２の実施例における系統連系
インバータの動作を示す図 （ｂ）同系統連系インバータの回路ブロック図

【図３】（ａ）本発明の第３の実施例における系統連系
インバータの回路ブロック図 （ｂ）同系統連系インバータの動作波形図

【図４】本発明の第４の実施例における系統連系インバ
ータの回路ブロック図

【図５】本発明の第５の実施例における系統連系インバ
ータの動作を示す図

【図６】本発明の第６の実施例における系統連系インバ
ータの回路ブロック図

【図７】本発明の第７の実施例における系統連系インバ
ータの回路ブロック図

【図８】本発明の第８の実施例における系統連系インバ
ータの回路ブロック図

【図９】本発明の第９の実施例における系統連系インバ
ータの回路ブロック図

【図１０】従来の系統連系インバータの回路ブロック図

【図１１】（ａ）従来の系統連系インバータの動作波形
図（ゼロ電圧スイッチング動作） （ｂ）同系統連系インバータの動作波形図（短絡スイッ
チング動作）

【符号の説明】

１ 可変直流電源 ２ インバータ ３ スイッチング素子 ４ 共振コンデンサ ５ 高周波トランス ５ａ １次巻線 ５ｂ ２次巻線 ６ 限流コイル ７ 高周波整流手段 ８ フィルタコンデンサ ９ 極性切換回路 １０ ノイズフィルタ １１ 系統電源 １２ 電流検出手段 １３ 目標電流値発生手段 １４ 誤差補正手段 １５ オン時間発生手段 １６ スイッチング素子電圧検出手段 １７ 電圧制限値発生手段 １８ 電圧比較手段 １９ 入力電圧検出手段 ２０ 動作電圧可変手段 ２１ 最大補正量可変手段 ２２ 第１の切換手段 ２３ 第２の切換手段 ２４ 入力電流検出手段 ２５ 入力電力算出手段 ２６ 瞬時電圧抑制手段

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 大橋 正治 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 (72)発明者 奥出 隆昭 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 (72)発明者 大森 英樹 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 Ｆターム(参考） 5G066 HA30 HB06 5H007 BB07 CA01 CB04 CB05 CB07 CB09 CC03 CC12 DA05 DB01 DC02 DC04 EA08 5H730 BB23 BB57 BB77 BB86 DD02 FD26 FG07 FG22 XX12

Claims (9)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 インバータを高周波トランスの１次巻線
   と、その両側に接続された共振コンデンサと、スイッチ
   ング素子から構成し、スイッチング素子のコレクターエ
   ミッタ間電圧をスイッチング素子電圧検知手段で検知
   し、コレクターエミッタ電圧がしきい値を越えた場合、
   スイッチング素子のオン時間を制限することを特徴とす
   る系統連係インバータ。
2. 【請求項２】 直流電源に接続されたインバータの動作
   時の入力電圧があらかじめ決めてある所定の電圧幅の中
   に入るようにスイッチング素子のオン時間を可変するこ
   とを特徴とする請求項１記載の系統連系インバータ。
3. 【請求項３】 出力電流と基準波形との差を誤差として
   商用周期毎にオン時間を補正するするとともに、動作時
   の入力電圧に対して最大補正量を可変することを特徴と
   する請求項１または２記載の系統連系インバータ。
4. 【請求項４】 複数の共振コンデンサと、共振コンデン
   サの容量を切り換える切換手段と、入力電圧を検出する
   入力電圧検出手段を有し、入力電圧の大きさに応じて切
   換手段をオンオフしてコンデンサ容量を切り換えること
   を特徴とする請求項１から３のいずれか１項記載の系統
   連系インバータ。
5. 【請求項５】 切換手段はスイッチング素子がオフの時
   にオンオフを行うことを特徴とする請求項１から４のい
   ずれか１項記載の系統連系インバータ。
6. 【請求項６】 中間タップを有する高周波トランスの１
   次巻線と、中間タップとインバータと接続する切換手段
   とを有し、入力電圧の大きさに応じて前記切換手段のオ
   ンオフを行うことを特徴とする請求項１から３のいずれ
   か１項記載の系統連系インバータ。
7. 【請求項７】 入力電流検出手段と入力電圧検出手段か
   ら、入力電力が所定値以下になった時は切換手段をオフ
   してコンデンサ容量を切り換えることを特徴とする請求
   項１から５のいずれか１項記載の系統連系インバータ。
8. 【請求項８】 入力電流検出手段と入力電圧検出手段か
   ら、入力電力が所定値以下になった時は切換手段をオン
   オフして高周波トランスの１次側のインダクタンスを切
   り換えることを特徴とする請求項１から３または６のい
   ずれか１項記載の系統連系インバータ。
9. 【請求項９】 スイッチング素子のコレクタ−エミッタ
   間に瞬時電圧抑制手段を設けたことを特徴とする請求項
   １から８のいずれか１項記載の系統連系インバータ。