JP2001244752A - 歪補償回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 複数信号の共通増幅を必要とする無線送信装
置の高出力増幅器の動作点を引き上げ、効率良い信号増
幅を可能にする歪補償回路を提供する。 【解決手段】 複数の無線信号が入力された分配器０１
の出力ポート＃２と＃４との信号がそれぞれミキサＭＩ
Ｘ−ＡとＭＩＸ−Ｂとに入力され、出力ポート＃３の信
号が、基底周波数成分及び２倍波周波数成分の少なくと
も一方の偶数乗積非線形歪を生成する偶数乗積生成手段
と、振幅と位相を任意の値に調整できる振幅・位相制御
手段と、任意の位相差で２分配する分配手段とを有する
歪調整手段に入力され、その２つの出力信号がそれぞれ
ミキサＭＩＸ−ＡとＭＩＸ−Ｂとに入力され、それぞれ
の出力信号が合成器０２に入力され、分配器０１の出力
ポート＃１の信号と、合成器０２の出力信号とを合成器
０１で合成して出力する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、無線通信用送信装
置に用いられる複数信号の共通増幅を必要とする高出力
増幅器で発生する歪を補償し、高出力増幅器の動作点を
引き上げ効率良い信号増幅を可能にする歪補償回路に関
する。

【０００２】

【従来の技術】無線通信用送信装置に用いられる高出力
増幅器においては、高出力増幅器の有する非線形性によ
って、次に示すような運用上の制限が必要となる。

【０００３】一般に、高出力増幅器は、入力電力が上昇
し出力飽和点に近付くに従って歪発生量が増加するの
で、動作点をより低い入力レベルに下げて動作させる。
出力飽和点からの動作点を下げることをバックオフとい
い、そのレベル低下量をバックオフ量という。ここで
は、入力に対する出力電力が線形的に予想される点から
２ｄＢ下がる点である、２ｄＢ-Compression pointを出
力飽和点として考える。一方、高出力増幅器は動作点が
出力飽和点近傍動作時に、電力効率と出力電力が最大と
なり、動作点を下げる(バックオフ量を大きくする)ほど
低くなる。そこで、歪補償回路を用いて高出力増幅器で
発生する歪量の低減を図り、通信条件を満足する歪発生
量以下となるバックオフ量を小さくし、効率の高い動作
点で高出力増幅器を運用することが行われている。

【０００４】代表的な歪補償回路として、ベクトル合成
型歪補償回路がある。これは補償対象である高出力増幅
器の有する非線形特性により出力飽和点に近づくに従い
生じる利得圧縮、位相変化の逆特性、すなわち利得伸
長、逆方向位相変化を生成する回路である。高出力増幅
器と同様な利得圧縮、位相変化を持つ非線形経路と線形
経路を逆相で合成するように回路を構成すれば、合成ベ
クトルは利得伸長、逆方向位相変化の軌跡をたどる。
(参考文献:G.Satoh and T.Mizuno: "Impact of a New T
WTA Linearizer Upon QPSK/TDMA Transmission Perform
ance, "IEEE Journal Selected Areas in Communicatio
ns, Vol.SAC-1，No.１, pp.39-45, Jan.1983. R.Inada,
H.Ogawa, S.Kitazume and P.DeSantis: "A Compact 4G
Hz Linearizer for Space Use, "IEEE MTT-S Digest, p
p.323-326, 1986. A.-M.Khilla and D.Leucht: "Linear
ized L/C Band SSPA/Upconverter for Mobile Communic
ationSatellite," AIAA ICSSC Digest, pp.86-93, Feb.
1996.等)

【０００５】また、別構成の代表的な例は、歪発生器を
持ち、補償対象である高出力増幅器で発生する歪と逆の
歪になるように振幅、位相調整を行い、互いに相殺する
ことで歪補償を行う回路である(参考文献:野島，岡本，
大山;「マイクロ波SSB-AM方式用プリディストーション
非線形ひずみ補償回路」，電子通信学会論文誌，pp.78-
85, Vo１.J67-B No.1, Jan.1984. [５] N.Imai, T.Noji
ma and T.Murase : "Novel Linearizeer Using Balance
d Circulators an Its Application to Multilevel Dig
ital Radio Systems," IEEE Transactions on Microwav
e Theory and Techniques, Vol.37, No.8, pp.1237-124
3, Aug. 1989.等)。これらは、いずれも歪補償回路とし
て機能し、高出力増幅器で発生する歪を低減する効果を
有している。しかしながら、出力飽和点からのバックオ
フ量でみると、十分に歪を低減しているのはバックオフ
量が大きいところであり、数ｄＢ程度のバックオフ量の
小さい領域ではあまり歪低減がなされていない。上記の
例で挙げた歪補償回路では、増幅を受ける無線信号成分
を基に同一周波数帯の非線形歪成分を直接生成し、元の
無線信号成分と合成することで高出力増幅器の非線形特
性と逆特性を持たせる構成を有することと、増幅器の出
力飽和点へ近づくにつれ３次歪だけではなく、５次、７
次、・・のより高次の歪の影響が大きくなり、それぞれ
の歪の位相変化が同一ではないことに起因すると考える
ことができる。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】問題点の第１は、信号
成分と同一周波数帯に歪成分を直接生成するために、歪
成分の中に基となっている信号成分の漏洩分が含まれて
しまい、信号成分と歪成分を合成する際に影響を及ぼし
てしまうことにある。バックオフ量が大きい動作レベル
においては、補償すべき信号成分に対する歪成分の電力
比が出力飽和時に比べ大きく、歪補償回路での信号成分
と歪成分の電力比は補償されるそれと同程度であるの
で、歪成分に歪信号と同程度あるいは少し大きめの信号
成分の漏洩分が存在しても、本来の信号成分に与える影
響は無視できる。しかしながら、出力飽和点近傍では信
号成分と歪成分の電力比が小さくなり漏洩分が無視でき
なくなり、歪成分の調整の際信号成分に与える影響が大
きくなるため、調整が非常に困難となる。

【０００７】問題点の第２は、バックオフ量が大きい動
作レベルにおいては出力歪全体のうちで３次非線形性に
よる歪が支配的であり、この領域では歪補償回路におい
て逆特性の歪を生成することが容易であるのに対し、出
力飽和点近傍では高次に至る非線形性による歪が発生
し、逆特性の歪生成が非常に困難になることにある。

【０００８】問題点の第３は、出力飽和点近傍において
は、歪補償回路の特性が被補償高出力増幅器と単純な逆
特性(利得伸長、位相逆回転)では歪低減が難しい点であ
る。つまり、バックオフ量が大きい動作レベルでは、歪
補償回路において高出力増幅器で発生する歪と等振幅比
・逆相の歪を生成すれば、高出力増幅器において互いの
歪が相殺することになるが、実際には歪補償回路におい
て生成した歪成分と信号成分により別の歪成分が高出力
増幅器において発生していることになるので、信号対歪
電力比がある程度大きいバックオフ量が大きい動作レベ
ルにおいては無視できる別の歪成分が、出力飽和点近傍
での信号対歪電力比の小さな領域では無視できないレベ
ルとなる。実際の回路においては、高出力増幅器出力端
での歪を低減させるためには出力飽和点近傍における微
調整が必要であるが、前述のように従来回路は調整性が
悪い。このように上記の従来技術の歪補償回路では出力
飽和点近傍における調整が非常に困難であり、歪低減が
あまり期待できないため、これを克服すべく、ＥＯＤ(E
ven-order Pre-distortion)適用型歪制御回路が考案さ
れている。

【０００９】図１は、従来のＥＯＤ適用型歪制御回路で
ある。また、図２は、従来のＥＯＤ適用型歪制御回路の
機能ブロック図である。ＥＯＤ適用型歪制御回路は、非
線形歪成分を偶数乗積のうちの基底周波数成分、及び２
倍周波数成分の少なくとも一方、すなわち元の無線信号
成分と異なる周波数帯において扱う方法で、増幅器飽和
点近傍までの歪補償で効果を上げている(関連特許；堀
川他，特願平8-214119、参考文献：堀川，小川：「Even
-order Pre-distortionによる高出力増幅器歪低減の提
案」，信学会通信ソサイエティ大会 B-230.1996.、T.Ka
ho and H.Okazaki, and T.Ohira, "A GaAs Monolithic
Intermodulation Controller for Active Phased Array
Systems," Proc. APMC '98, pp.603-606, Yokohama, J
apan, Dec.1998.)。

【００１０】図２について、ＤＩＶは分配器、ＶＰＳは
１８０゜可変移相器、ＶＧＡ１及びＶＧＡ２は可変利得
増幅器、×２は２逓倍器、ＡＭＯＤは振幅変調器、ＯＢ
Ａは基本波周波数帯を取り出すバッファ増幅器である。
２倍波周波数帯の偶数乗積非線形歪をnon-linear path
のMULで発生させ、振幅変調器の変調信号としている
（参考文献：T.Kaho and H.Okazaki, and T.Ohira, "A
GaAs Monolithic Intermodulation Controller for Act
ive Phased Array Systems", Proc.APMC'98, pp.603-60
6, Yokohama, Japan, Dec. 1998）。

【００１１】ＥＯＤ適用型歪制御回路をプリディストー
ション型リニアライザとして用いる場合は偶数乗積のう
ちの基底周波数成分、及び２倍周波数成分の少なくとも
一方で基本波周波数成分に振幅変調をかける構成となっ
ている。

【００１２】振幅変調手段の入出力関係は、以下のよう
になる。 ＡＭ＝(Ｃ＋α・Ｍｏｄ)・Ｉｎ (１)

【００１３】但し、Ｉｎ：搬送波，ＡＭ：被変調波，
Ｃ:係数，α：変調度，Ｍｏｄ：変調信号となる。被補
償増幅器の信号、歪の特性に合わせて、式(１)の右辺の
２つの項である通過する信号成分ＣＩｎとαＭｏｄＩｎ
の比を調節する必要がある。特に飽和点近傍では信号成
分に対し歪成分の電力が大きくなるため、プリディスト
ーション型リニアライザで発生させる歪のレベルも上げ
る必要がある。

【００１４】しかし、ＣＩｎ／αＭｏｄＩｎ(信号対歪
比)を小さくするには問題点がある。マイクロ波帯で振
幅変調回路を構成する場合、ＦＥＴを用いることが一般
的であるが、式(１)の変調度αと係数Ｃは独立となら
ず、ＦＥＴの制御電圧と搬送波Ｉｎの入力レベル、変調
信号Ｍｏｄの入力レベルに依存する。変調信号Ｍｏｄの
入力レベルを上げて、ＦＥＴの制御電圧により変調度α
の値を上げればＣＩｎ/αＭｏｄＩｎを小さくすること
ができるが、入出力特性に非線形性が生じ必ずしも被補
償増幅器の入出力特性と一致しないため、補償するダイ
ナミックレンジが小さくなるという問題点があった。

【００１５】一方、現状において高効率とされるＳ帯高
出力増幅器(参考文献：M.Shigaki et. al: "S-Band Hig
h-Power and High-Efficiency SSPA for Onboarding Sa
tellite," AIAA ICSSC Digest, pp.108-112, Feb.199
6．)について言えば、通常出力飽和点とみなす２ｄＢ利
得圧縮点から出力バックオフ量を０ｄＢ,１ｄＢ,２ｄ
Ｂ,３ｄＢ,４ｄＢと増やした時にそれぞれの効率は、４
３％、３７％、３２％、２６％と１ｄＢバックオフ量を
増やす毎に効率が５〜６％ずつ低下してしまう。これ
は、無線信号出力電力として１ｋＷが要求される場合、
ＤＣ電力としてそれぞれ、２.３ｋＷ，２.７ｋＷ，３.
１ｋＷ，３.８ｋＷ，４.８ｋＷが必要となり、また、衛
星搭載として排熱を考慮する場合には、それぞれの必要
なＤＣ電力から信号出力電力１ｋＷを差し引いた値がそ
のまま熱となることを考えなければならない。飽和点近
傍では出力バックオフ量１ｄＢの違いがシステムに多大
に影響することが分かる。

【００１６】

【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、従来
回路では十分な歪低減を得ることのできなかった高出力
増幅器の出力飽和点近傍において、歪補償による歪低減
を可能とし、複数信号の共通増幅を必要とする無線送信
装置に用いられる高出力増幅器の動作点を引き上げ効率
良い信号増幅を可能にする歪補償回路を提供することに
ある。

【００１７】

【課題を解決するための手段】従って、複数の無線信号
を共通増幅する増幅手段において発生する歪を補償する
本発明の歪補償回路は、複数の無線信号が、所望の位相
及び電力比でＮ(Ｎ＝４以上の整数)分配される第１の分
配手段に入力され、第１の分配手段の第２の出力信号
と、第４の出力信号とが、それぞれ、被変調信号として
第１のミキサと、第２のミキサとに入力され、第１の分
配手段の第３の出力信号が、基底周波数成分及び２倍波
周波数成分の少なくとも一方の偶数乗積非線形歪を生成
する偶数乗積生成手段と、振幅と位相を任意の値に調整
できる振幅・位相制御手段と、任意の位相差で２分配す
る分配手段とを有する歪調整手段に入力され、歪調整手
段の２つの出力信号が、それぞれ、変調信号として、第
１のミキサと、第２のミキサとに入力され、第１のミキ
サの出力信号と、第２のミキサの出力信号とが、任意の
位相差で合成する第２の合成手段に入力され、第１の分
配手段の第１の出力信号と、第２の合成手段の出力信号
とが、第１の合成手段に入力され、第１の合成手段から
出力信号が得られる回路である。

【００１８】また、複数の無線信号を共通増幅する増幅
手段において発生する歪を補償する本発明の歪補償回路
は、複数の無線信号が、所望の位相及び電力比でＮ(Ｎ
＝５以上の整数)分配される第１の分配手段に入力さ
れ、第１の分配手段の第２の出力信号と、第５の出力信
号とが、それぞれ、被変調信号として第１のミキサと、
第２のミキサとに入力され、第１の分配手段の第３の出
力信号と、第４の出力信号とが、それぞれ、基底周波数
成分及び２倍波周波数成分の少なくとも一方の偶数乗積
非線形歪を生成する偶数乗積生成手段と、振幅と位相を
任意の値に調整できる振幅・位相制御手段とを有する第
１の歪調整手段と、第２の歪調整手段とに入力され、第
１の歪調整手段の出力信号と、第２の歪調整手段の出力
信号とが、それぞれ、変調信号として、第１のミキサ
と、第２のミキサとに入力され、第１のミキサの出力信
号と、第２のミキサの出力信号とが、任意の位相差で合
成する第２の合成手段に入力され、第１の分配手段の第
１の出力信号と、第２の合成手段の出力信号とが第１の
合成手段に入力され、第１の合成手段から出力信号が得
られる回路である。

【００１９】本発明は、増幅される複数無線信号の偶数
乗積成分の基底周波数成分、及び２倍波周波数成分の少
なくとも一方を用いて、元の複数無線信号とミキシング
し、バランス動作により基本波周波数帯の奇数乗積非線
形歪成分のみを取りだし、信号成分と任意の電力比、位
相差で合成させることを最も主要な特徴とする。

【００２０】本発明では、ＥＯＤ適用型歪制御回路同
様、生成する偶数乗積非線形歪を用いて歪の制御を行
う。従来のＥＯＤ適用型歪制御回路では偶数乗積非線形
歪を振幅変調器の変調信号として用いていたが、本発明
ではバランス型ミキサの変調信号として用いる点で異な
っている。ミキサをバランス動作させることにより、被
変調信号である基本波周波数成分の信号成分出力ＣＩｎ
は出力合成器で逆相となり打ち消され、基本波周波数帯
に発生する３次非線形性、５次非線形性、７次非線形
性、…の奇数乗積非線形性の歪のみを取り出すことがで
きる。このとき変調信号として入力した偶数乗積非線形
歪を逆相で出力するように位相設定すれば、ミキサの出
力合成器で打ち消し合うことができる。バランス型ミキ
サから取り出した奇数乗積非線形性歪を所望の電力比、
位相差を得るように信号成分と合成することにより、信
号成分と非線形歪成分を独立に制御することが可能であ
る。これにより増幅器飽和点近傍での歪補償効果を上
げ、調整性を高めることができる。

【００２１】

【発明の実施の形態】以下では、図面を用いて、本発明
の実施形態を詳細に説明する。

【００２２】まず、一般の高出力増幅器において発生す
る非線形歪について説明する。高出力増幅器の入出力関
係を示す伝達関数を複素数を用いて表すと、以下のよう
になる。

【００２３】

【数１】

【００２４】伝送帯域内に発生する非線形歪のみを考慮
する場合、偶数乗積の非線形性による歪は伝送帯域内に
は発生せず、３次以上の奇数乗積非線形性により生ずる
歪が問題となる。

【００２５】具体的に周波数がＦ１とＦ２(＞Ｆ１)の２
波の無線信号が入力信号の場合について説明すると、入
力信号は(２)式において、 １次線形性により利得Ａ１，位相変移θ１を与えら
れ、入力信号振幅に比例する周波数Ｆ１，Ｆ２の信号と
なり、 ３次非線形性により利得Ａ３，位相変移θ３を与えら
れ、入力信号振幅の３乗に比例する周波数２Ｆ１−Ｆ
２，Ｆ１，Ｆ２，２Ｆ２−Ｆ１の歪となり、 ５次非線形性により利得Ａ５，位相変移θ５を与えら
れ、入力信号振幅の５乗に比例する周波数３Ｆ１−２Ｆ
２，２Ｆ１−Ｆ２，Ｆ１，Ｆ２，２Ｆ２−Ｆ１，３Ｆ２
−２Ｆ１の歪となり、 ７次非線形性により利得Ａ７,位相変移θ７を与えら
れ、入力信号振幅の７乗に比例する周波数４Ｆ１−３Ｆ
２，３Ｆ１−２Ｆ２，２Ｆ１−Ｆ２，Ｆ１，Ｆ２，２Ｆ
２−Ｆ１，３Ｆ２−２Ｆ１，４Ｆ２−３Ｆ１の歪とな
り、 ・・・・・[１] で与えられる全ての信号成分と歪成分が合成されたもの
を出力信号として得ることができる。利得係数Ａｎは次
数が高いほど小さく、バックオフ量が十分大きい場合、
すなわち高出力増幅器の動作点が出力飽和点から見て十
分に低いレベルのときには３次以上の非線形性を無視す
ることができ、線形増幅器として扱うことができる。徐
々に動作点を高くしていくと、非線形歪の出力振幅は入
力信号振幅を非線形次数で累乗したものに比例するの
で、信号成分と歪成分の振幅比が小さくなり、徐々に非
線形歪の影響が現れ始める。まず、３次非線形性による
歪が支配的な動作レベルにあり、さらに、動作点を高く
し出力飽和点に近づくと５次，７次，…とより高次の非
線形性による歪が影響し始める。

【００２６】もちろん、上述の非線形次数毎に分解して
歪を扱えるのは解析上での議論であり、実際に各歪成分
毎に独立に観測することはできないが、スペクトラム・
アナライザのような観測装置を用いれば周波数成分毎に
分離した観測は可能である。

【００２７】例えば、入出力関係をデシベル値を用いて
表した場合、 周波数Ｆ１，Ｆ２の入出力特性曲線が１:１の傾斜の
うちは１次線形性が支配的であり、 周波数２Ｆ１−Ｆ２，２Ｆ２−Ｆ１の入出力特性曲線
が１:３の傾斜のうちは３次非線形性までが支配的であ
り、 周波数３Ｆ１−２Ｆ２，３Ｆ２−２Ｆ１の入出力特性
曲線が１:５の傾斜のうちは５次非線形性までが支配的
であり、 ・・・・・[２] と見なすことができる。もちろん実際の回路、特に多段
に縦続接続された構成の高出力増幅器においては、非線
形特性が多段に重なり合うことで非線形特性曲線に特異
点が現れ、上述の通り整然と入出力特性曲線とならない
場合があるが、傾向としては一致している。一般に出力
飽和点に近づくに従い、信号成分の利得は圧縮され、通
過位相は遅れる方向に変移する。上記の周波数成分毎の
観測と（２)式の関係から、１次線形性による位相変移
θ１と３次非線形性による位相変移θ３が相対的に逆相
に近い傾向にあると考えることで説明できる。文献(N.I
mai,T.Nojima and T.Murase: "Novel Linearizeer Usin
g Balanced Circulators and Its Application to Mult
ilevel Digital Radio Systems," IEEE Transactions o
n Microwave Theory and Techniques, Vol.37, No.8, p
p.1237-1243, Aug. 1989.)においても１４０〜１５０°
の相対位相関係になることを算出している。

【００２８】さて、このような非線形性を有する高出力
増幅器において発生する歪を補償するためのＥＯＤ適用
型歪制御回路の実施形態を以下に示す。

【００２９】入力信号成分を搬送波信号、入力信号成分
の偶数乗積のうち基底周波数成分、及び２倍波周波数成
分の少なくとも一方の偶数乗積非線形歪を構成する２次
非線形歪成分から２Ｎ(Ｎ≧２)次非線形歪成分までの各
次数の非線形歪成分を各々独立に制御し変調信号とする
振幅変調器が歪補償回路として機能し、後段に接続され
る被補償高出力増幅器の歪低減を行う。原理を以下に説
明する。入力信号に対する偶数乗積の関係は次式のよう
に表すことができる。

【００３０】

【数２】

【００３１】入力信号周波数帯を基本波周波数帯とする
と、偶数乗積は基底周波数帯、２倍波周波数帯、４倍波
周波数帯、…と偶数倍波帯に生成される歪となる。

【００３２】ここで、周波数がＦ１とＦ２(＞Ｆ１)の２
波の無線信号が入力信号の場合の基底周波数成分に生成
される偶数乗積は、 ２次線形性により利得Ｂ２，位相変移φ２を与えら
れ、入力信号振幅の２乗に比例するＤＣ成分と周波数Ｆ
１−Ｆ２の歪となり、 ４次非線形性により利得Ｂ４，位相変移φ４を与えら
れ、入力信号振幅の４乗に比例する周波数Ｆ２−Ｆ１，
２Ｆ２−２Ｆ１の歪となり、 ６次非線形性により利得Ｂ６，位相変移φ６を与えら
れ、入力信号振幅の６乗に比例する周波数Ｆ２−Ｆ１，
２Ｆ２−２Ｆ１，３Ｆ２−３Ｆ１の歪となり、 ・・・・・[３] となる。

【００３３】また、２倍波周波数成分に生成される偶数
乗積は、以下のようになる。 ２次線形性により利得Ｂ２，位相変移φ２を与えら
れ、入力信号振幅の２乗に比例する周波数２Ｆ１，Ｆ１
＋Ｆ２，２Ｆ２の歪となり、 ４次非線形性により利得Ｂ４，位相変移φ４を与えら
れ、入力信号振幅の４乗に比例する周波数３Ｆ１−Ｆ
２，２Ｆ１，Ｆ１+Ｆ２，２Ｆ２，３Ｆ２−Ｆ１の歪と
なり、 ６次非線形性により利得Ｂ６，位相変移φ６を与えら
れ、入力信号振幅の６乗に比例する周波数４Ｆ１−２Ｆ
２，３Ｆ１−Ｆ２，２Ｆ１，Ｆ１+Ｆ２，２Ｆ２，３Ｆ
２−Ｆ１，４Ｆ２−２Ｆ１の歪となり、 ・・・・・[４]

【００３４】振幅変調手段の入出力関係は、以下のよう
になる。 ＡＭ＝(Ｃ＋α・Ｍｏｄ)・Ｉｎ＝Ｃ・Ｉｎ＋α・Ｍｏｄ・Ｉｎ (４)

【００３５】但し、Ｉｎ：搬送波，ＡＭ：被変調波，
Ｃ：係数，α：変調度，Ｍｏｄ：変調信号で表される。
(４)式右辺第１項は入力信号成分の通過分を表してお
り、右辺第２項は偶数乗積のうちの基底周波数成分、及
び２倍波周波数成分の少なくとも一方からなる変調信号
と入力信号成分の積で得られる基本周波数成分に生成さ
れる奇数乗積歪成分を表している。(３)式より、変調信
号に偶数乗積の基底周波数成分、及び２倍波周波数成分
以外の周波数成分が含まれていなければ、信号伝送帯域
内に生成される歪成分は信号成分とは独立に扱うことが
できることが分かる。また、歪成分の調整も偶数乗積の
段階で行うので、基本波信号成分に影響を与えること無
しに、歪調整が可能となる。

【００３６】変調信号として偶数乗積の基底周波数成分
を用いる場合、(４)式右辺第２項の内容は、以下で成り
立つ。 ２次非線形歪と入力信号成分の積であり、利得α×Ｂ
２，位相変移φ２を与えられ、入力信号振幅の３乗に比
例する周波数２Ｆ１−Ｆ２,Ｆ１,Ｆ２,２Ｆ２−Ｆ１の
歪と、 ４次非線形歪と入力信号成分の積であり、利得α×Ｂ
４，位相変移φ４を与えられ、入力信号振幅の５乗に比
例する周波数３Ｆ１−２Ｆ２，２Ｆ１−Ｆ２，Ｆ１，Ｆ
２，２Ｆ２−Ｆ１，３Ｆ２−Ｆ１の歪と、 ６次非線形歪と入力信号成分の積であり、利得α×Ｂ
６，位相変移φ６を与えられ、入力信号振幅の７乗に比
例する周波数４Ｆ１−２Ｆ２，３Ｆ１−２Ｆ２，２Ｆ１
−Ｆ２，Ｆ１，Ｆ２，２Ｆ２−Ｆ１，３Ｆ２−Ｆ１，４
Ｆ２−２Ｆ１の歪と、 ・・・・・[５]

【００３７】変調信号として偶数乗積の２倍波周波数成
分を用いる場合、信号伝送帯域内に生成される非線形歪
成分は、上記の偶数乗積の基底周波数成分の歪を用いた
場合[５]と振幅が半分になるのを除いて全く等しくな
る。但し、２倍波周波数成分の歪を用いる場合には(４)
式に示す振幅変調の際に、３倍波周波数帯に歪成分を生
成してしまうので、伝送帯域内には直接影響はしないも
のの、不要波として処理する必要があるときには、振幅
変調手段にフィルタを付加することで簡単に解決でき
る。ポイントは偶数乗積の基底周波数成分を用いても、
２倍波周波数成分を用いても同じ効果が得られるという
ことである。被補償高出力増幅器と歪補償回路は上述の
関係で表わすことができ、高出力増幅器の出力内容[１]
の以降で記載されている非線形歪に対して、歪補償回
路出力内容[５]に記載されている非線形歪が相殺する関
係にあるために歪低減が可能となるわけである。

【００３８】詳しくは後述するが、実際の回路において
は、偶数乗積生成手段においてバイアス調整等により
(３)式中の係数

【数３】 を調節し、振幅変調手段においてバイアス調整等により
(４)の変調度<α>を調節することで、基本波信号成分と
は無関係に歪成分を調整し、高出力増幅器で発生する歪
を低減することが可能となる。すなわち、基本波信号成
分に影響を与えずに歪成分の調整が可能となることで、
被補償高出力増幅器飽和点近傍においても微妙な調節が
可能となり、歪低減効果を達成することができる。

【００３９】マイクロ波帯の振幅変調器を実現する場
合、デュアルゲートＦＥＴやＦＥＴにより実現する。デ
ュアルケートＦＥＴは２つのゲート端子を持っており、
出力振幅が２つのゲート端子入力信号振幅の積に比例す
るので線形な変調特性が得られる。変調される搬送波信
号である被増幅複数無線信号と変調信号である偶数乗積
は別々のゲート端子から入力することにより、両信号を
分離して扱うことができる。より小型、低コストで歪制
御回路を実現するためにはＭＭＩＣ化が必須である。

【００４０】図３、図４及び図５は、代表的なＦＥＴを
使った振幅変調器の機能図である。

【００４１】デュアルケートＦＥＴやＦＥＴを使った振
幅変調器の場合、ゲートバイアス調整により振幅変調の
深さを調整することが可能であり、すなわち、(４)式中
の変調度<α>の調整が可能となる。しかし変調度αと係
数Ｃは独立とならなず、ＦＥＴの制御電圧と搬送波Ｉｎ
の入力レベル、変調信号Ｍｏｄの入力レベルに依存す
る。変調信号Ｍｏｄの入力レベルを上げて、ＦＥＴの制
御電圧により変調度αの値を上げればＣＩｎ／αＭｏｄ
Ｉｎを小さくすることができるが、入出力特性に非線形
性が生じ必ずしも被補償増幅器の入出力特性と一致しな
いため、補償するダイナミックレンジが小さくなるとい
う問題点があることは既に述べた。

【００４２】この問題を解決するため、(４)式の第１項
と第２項を独立に制御する手法、つまり、信号成分と歪
成分を独立に制御するため、バランス型ミキサを用いる
回路構成を考案した。ミキサをバランス動作させること
により、信号成分出力は逆相で打ち消し、偶数乗積出力
も逆相で打ち消し、基本波周波数帯の奇数乗積非線形歪
の出力を同相で取り出すことができる。

【００４３】図６は、バランス型ミキサの構成図であ
る。以下では、バランス型ミキサの原理を簡単に説明す
る。基本波周波数帯の信号成分が、ミキサ１、ミキサ２
へそれぞれ被変調信号として位相Ａ，Ｂで入力し、基底
周波数成分、及び２倍波周波数成分の少なくとも一方の
偶数乗積非線形歪成分がミキサ１、ミキサ２へそれぞれ
変調信号(Ｌ０)として位相Ｃ，Ｄで入力し、ミキサ１、
ミキサ２の出力のうち、基本波周波数帯はそれぞれ位相
Ｅ，Ｆで合成し、基底周波数帯はそれぞれ位相Ｅ'，Ｆ'
で合成し、２倍波周波数帯はそれぞれ位相Ｅ"，Ｆ"で合
成する合成器の出力では、 ・出力へ漏れ込む基本波周波数成分の位相はミキサ１、
ミキサ２それぞれ、Ａ＋Ｅ，Ｂ＋Ｆ ・出力へ漏れ込む基底周波数成分の偶数乗積歪成分の位
相はミキサ１、ミキサ２それぞれ、Ｃ＋Ｅ'，Ｄ＋Ｆ’ ・出力へ漏れ込む２倍波周波数成分の偶数乗積歪成分の
位相はミキサ１、ミキサ２それぞれ、Ｃ＋Ｅ"，Ｄ＋Ｆ" ・基本波周波数成分と基底周波数成分、及び２倍波周波
数成分の少なくとも一方の偶数乗積歪成分とで掛け合わ
された、基本波周波数帯に発生する奇数乗積歪成分の位
相はミキサ１、ミキサ２それぞれ、Ａ＋Ｃ＋Ｅ，Ｂ＋Ｄ
＋Ｆとなる。所望のバランス動作を得るためには、 ・合成器の出力において、出力へ漏れ込む基本波周波数
成分をキャンセルするためには、Ａ＋ＥとＢ＋Ｆが逆相 ・合成器の出力において出力へ漏れ込む基底周波数成分
の偶数乗積非線形歪成分をキャンセルするためには、Ｃ
＋Ｅ'とＤ＋Ｆ'が逆相、２倍波周波数成分の偶数乗積非
線形歪成分をキャンセルするためには、Ｃ＋Ｅ"とＤ＋
Ｆ"が逆相 ・基本波周波数成分と基底周波数成分、及び２倍波周波
数成分の少なくとも一方の偶数積歪成分とで掛け合わさ
れた、基本波周波数帯に発生する奇数乗積歪成分を取り
出すには、Ａ＋Ｃ＋Ｅ＝Ｂ＋Ｄ＋Ｆ 上記の条件を式で表わすと、基底周波数成分においては Ａ＋Ｅ＝Ｂ＋Ｆ±１８０° (a) Ｃ＋Ｅ'＝Ｄ＋Ｆ'±１８０° (b) Ａ＋Ｃ＋Ｅ＝Ｂ＋Ｄ＋Ｆ (c) で、上記３式を満たすためには、 Ｅ'＝Ｆ' あるいはＥ'＝Ｆ'±３６０° Ｃ＝Ｄ±１８０° である必要がある。

【００４４】特に、合成器を伝送線路で作るような場合
はＥ'＝Ｆ'の場合はＥ＝Ｆとなるため、 Ａ＝Ｂ±１８０° となる。

【００４５】２倍波周波数成分においては Ａ＋Ｅ＝Ｂ＋Ｆ±１８０° (d) Ｃ＋Ｅ"＝Ｄ＋Ｆ"±１８０° (e) Ａ＋Ｃ＋Ｅ＝Ｂ＋Ｄ＋Ｆ (f) で、上記３式を満たすためには、 Ｅ"＝Ｆ" あるいは Ｅ"＝Ｆ"±３６０° Ｃ＝Ｄ±１８０° である必要がある。

【００４６】特に、合成器を伝送線路で作るような場合
は、Ｅ"＝２Ｅ，Ｆ"＝２Ｆという関係になり、Ｅ"＝Ｆ"
の場合はＥ＝Ｆとなり、式(d)よりＡ＝Ｂ±１８０° Ｅ"＝Ｆ"±３６０°の場合はＥ＝Ｆ±１８０°となり、
式(d)よりＡ＝Ｂ±３６０°となる。

【００４７】図７及び図８は、バランス型ミキサとして
動作する位相関係の構成図である。

【００４８】図９は、本発明の第１の実施形態による回
路構成図である。複数の無線信号を共通増幅する増幅手
段において発生する歪を補償する図９の歪補償回路は、
複数の無線信号が、所望の位相及び電力比でＮ(Ｎ＝４
以上の整数)分配される第１の分配器０１に入力され、
第１の分配器０１の第２の出力ポート＃２の信号と、第
４の出力ポート＃４の信号とが、それぞれ、被変調信号
として第１のミキサＭＩＸ−Ａと、第２のミキサＭＩＸ
−Ｂとに入力され、第１の分配器０１の第３の出力ポー
ト＃３の信号が、基底周波数成分及び２倍波周波数成分
の少なくとも一方の偶数乗積非線形歪を生成する偶数乗
積生成手段と、振幅と位相を任意の値に調整できる振幅
・位相制御手段と、任意の位相差で２分配する分配手段
とを有する歪調整手段に入力され、歪調整手段の２つの
出力信号が、それぞれ、変調信号として、第１のミキサ
ＭＩＸ−Ａと、第２のミキサＭＩＸ−Ｂとに入力され、
第１のミキサＭＩＸ−Ａの出力信号と、第２のミキサＭ
ＩＸ−Ｂの出力信号とが、任意の位相差で合成する第２
の合成器０２に入力され、第１の分配器０１の第１の出
力ポート＃１の信号と、第２の合成器０２の出力信号と
が、第１の合成器０１に入力され、第１の合成器０１か
ら出力信号が得られる回路である。

【００４９】任意の位相と任意の電力比で分配する分配
器又は合成器は、フェーズドアレー用ＢＦＮ(ビーム形
成回路)のように等分配の分配/合成器の出力/入力端に
可変移相器と可変減衰器を接続したもので実現できる。
１チップＭＭＩＣで３２分配/合成が可能で、かつ３６
０°の可変位相を実現しているものもある(参考文献：
鈴木、上綱、大平、小川、「フェーズドアレー用ベクト
ル合成型Ｓ帯１チップ可変ビーム形成回路」、信学会通
信総合大会Ｃ-２-９, 1997.)。

【００５０】図１０は、本発明の第２の実施形態による
回路構成図である。複数の無線信号を共通増幅する増幅
手段において発生する歪を補償する図１０の歪補償回路
は、複数の無線信号が、所望の位相及び電力比でＮ(Ｎ
＝５以上の整数)分配される第１の分配器０１に入力さ
れ、第１の分配器０１の第２の出力ポート＃２の信号
と、第５の出力ポート＃５の信号とが、それぞれ、被変
調信号として第１のミキサＭＩＸ−Ａと、第２のミキサ
ＭＩＸ−Ｂとに入力され、第１の分配器０１の第３の出
力ポート＃３の信号と、第４の出力ポート＃４の信号と
が、それぞれ、基底周波数成分及び２倍波周波数成分の
少なくとも一方の偶数乗積非線形歪を生成する偶数乗積
生成手段と、振幅と位相を任意の値に調整できる振幅・
位相制御手段とを有する第１の歪調整手段Ａと、第２の
歪調整手段Ｂとに入力され、第１の歪調整手段Ａの出力
信号と、第２の歪調整手段Ｂの出力信号とが、それぞ
れ、変調信号として、第１のミキサＭＩＸ−Ａと、第２
のミキサＭＩＸ−Ｂとに入力され、第１のミキサＭＩＸ
−Ａの出力信号と、第２のミキサＭＩＸ−Ｂの出力信号
とが、任意の位相差で合成する第２の合成器０２に入力
され、第１の分配器０１の第１の出力のポート＃１の信
号と、第２の合成器０２の出力信号とが第１の合成器０
１に入力され、第１の合成器０１から出力信号が得られ
る回路である。

【００５１】図１１は、本発明の第３の実施形態による
回路構成図である。複数の無線信号を共通増幅する増幅
手段において発生する歪を補償する図１１の歪補償回路
は、複数の無線信号が、所望の位相及び電力比でＮ(Ｎ
＝３以上の整数)分配される第１の分配器０１と、第１
の分配器０１の第２の出力ポート＃２の信号が、第２の
分配器０２に入力され、第２の分配器０２の２つの出力
信号が、それぞれ、被変調信号として、第１のミキサＭ
ＩＸ−Ａと、第２のミキサＭＩＸ−Ｂとに入力され、第
１の分配器０１の第３の出力ポート＃３の信号が、基底
周波数成分及び２倍波周波数成分の少なくとも一方の偶
数乗積非線形歪を生成する偶数乗積生成手段と、振幅と
位相を任意の値に調整できる振幅・位相制御手段と、任
意の位相差で２分配する分配手段とを有する歪調整手段
に入力され、歪調整手段の２つの出力信号が、それぞ
れ、変調信号として、第１のミキサＭＩＸ−Ａと、第２
のミキサＭＩＸ−Ｂとに入力され、第１のミキサＭＩＸ
−Ａの出力信号と、第２のミキサＭＩＸ−Ｂの出力信号
とが、任意の位相差で合成する第２の合成器０２に入力
され、第１の分配器０１の第１の出力ポート＃１の信号
と、第２の合成器０２の出力信号とが、第１の合成器０
１に入力され、第１の合成器０１から出力信号が得られ
る回路である。

【００５２】分配器０２の２出力の位相差を１８０°ハ
イブリッド等を用いて１８０°とし、ミキサＭＩＸ−Ａ
へ入力する変調信号とミキサＭＩＸ−Ｂへ入力する変調
信号との相対位相差も同様に１８０°に設定し、合成器
０２は同位相で合成する場合、ミキサＭＩＸ−Ａ、ミキ
サＭＩＸ−Ｂから出力される信号成分は逆相となり、合
成器０２において打ち消し合い、ミキサＭＩＸ−Ａ、ミ
キサＭＩＸ−Ｂから漏れる、入力した変調信号である基
底周波数成分または２倍波周波数成分の偶数乗積非線形
歪も逆相となり、合成器０２において打ち消し合う。一
方、ミキサＭＩＸ−Ａ、ミキサＭＩＸ−Ｂにおいて掛け
合わされた基本波周波数帯に発生する奇数乗積歪は同相
となり、合成器０２において同相合成される。合成器０
２により取り出した基本波周波数帯に発生する奇数乗積
歪の出力を、分配器０１の第１の出力端＃１からの信号
成分の出力と所望の比で足し合わせることにより、信号
成分と歪成分の比を独立に制御することができる。

【００５３】また分配器０２の２出力の位相差を０°と
し、ミキサＭＩＸ−Ａへ入力する変調信号とミキサＭＩ
Ｘ−Ｂへ入力する変調信号との相対位相差を１８０°、
合成器０２は基本波周波数帯では逆相、基底周波数帯、
２倍波周波数帯では同相で合成する場合も同様となる。

【００５４】このように、歪成分の独立調整手段を付加
することで、調整の自由度が高まり、高出力増幅器の出
力飽和点近傍における歪補償時に更なる微調整が可能と
なる。

【００５５】図１２は、歪調整手段の第１の実施形態の
構成図である。図１２の歪調整手段は、第１の分配器０
１の第３の出力ポート＃３の信号が、基本波周波数帯に
おいて１８０°の可変移相範囲を持つ位相調整手段ＰＳ
０１に入力され、位相調整手段ＰＳ０１の出力信号が、
基本波周波数帯において振幅を任意に調整する振幅調整
手段ＶＧＡ０１に入力され、振幅調整手段ＶＧＡ０１の
出力信号が、２倍波周波数成分の偶数乗積非線形歪を生
成する偶数乗積生成手段ＤＩＳＴ０１に入力され、偶数
乗積生成手段ＤＩＳＴ０１の出力信号が、該出力信号を
１８０°±３６０°×ｎ(ｎ＝０,１,２・・)の相対位相
差で２分配する第３の分配器０３に入力され、第３の分
配器０３から２つの出力信号が出力される回路である。

【００５６】図１２の実施形態の場合、基本波周波数帯
で位相調整をしてから２倍波周波数帯の偶数乗積非線形
歪を生成するため、歪の位相を３６０°の範囲で制御す
るには、基本波周波数帯の位相器は１８０°まで可変の
もので良い。マイクロ波帯の可変移相器を構成するの
に、バラクタダイオードを用いる構成のものが主流であ
るが、バラクタダイオードの可変容量範囲が小さい場
合、１段では３６０°の可変範囲が達成できない場合が
ある。可変移相器の段数が増えれば損失も増えるため、
１８０°の可変範囲で良いという利点は大きい。

【００５７】図１３は、歪調整手段の第２の実施形態の
構成図である。図１３の歪調整手段は、第１の分配器０
１の第３の出力ポート＃３の信号が、２倍波周波数成分
の偶数乗積非線形歪を生成する偶数乗積生成手段ＤＩＳ
Ｔ０１に入力され、偶数乗積生成手段ＤＩＳＴ０１の出
力信号が、基本波周波数帯において振幅を任意に調整す
る振幅調整手段ＶＧＡ０１に入力され、振幅調整手段Ｖ
ＧＡ０１の出力信号が、基本波周波数帯において１８０
°の可変移相範囲を持つ位相調整手段ＰＳ０１に入力さ
れ、位相調整手段ＰＳ０１の出力信号が、該出力信号を
１８０°±３６０°×ｎ(ｎ＝０,１,２・・)の相対位相
差で２分配する第３の分配器０３に入力され、第３の分
配器０３から２つの出力信号が出力される回路である。

【００５８】図１３の実施形態の場合、基底周波数成分
及び２倍波周波数成分の少なくとも一方の偶数乗積非線
形歪を生成した後に、偶数乗積非線形歪を３６０°の範
囲で位相を制御する。マイクロ波帯の可変移相器では、
３６０°可変範囲を得るためバラクタダイオードの制御
電圧を制御する構成のものが主流であるが、制御電圧に
よってバラクタダイオードの内部抵抗値が変化し、通過
損の振幅変動が生じる。ＭＭＩＣで偶数乗積非線形歪を
発生させる非線形素子としてはＦＥＴまたはダイオード
を用いるが、発生する偶数乗積非線形歪のレベルや位相
は入力レベル依存する。図１３の構成の利点は、偶数乗
積生成手段が可変移相器の通過損の変動に影響されない
点である。

【００５９】また、歪制御回路構成で可変移相器の入力
レベルが高いとバラクタにより不要な歪が発生し、位相
・振幅調整の妨げになる、一方、一般的に逓倍器の変換
損を改善するには、比較的大きな逓倍器への入力レベル
が必要となる。よって上記のような特性の逓倍器、可変
移相器を用いた場合、逓倍器を可変移相器より前段に用
いた方が回路内部の振幅調整手段として増幅器の段数が
少なくてすむため、歪制御回路単体の消費電力を下げる
ことができる。

【００６０】図１４は、歪調整手段の第３の実施形態の
構成図である。図１４の歪調整手段は、第１の分配器０
１の第３の出力ポート＃３の信号が、基本波周波数帯に
おいて１８０°の可変移相範囲を持つ位相調整手段ＰＳ
０１に入力され、位相調整手段ＰＳ０１の出力信号が、
基本波周波数帯において振幅を任意に調整する振幅調整
手段ＶＧＡ０１に入力され、振幅調整手段ＶＧＡ０１の
出力信号が、該出力信号を１８０°±３６０°×ｎ(ｎ
＝０,１,２・・)の相対位相差で２分配する第３の分配
器０３に入力され、第３の分配器０３の２つの出力信号
が、それぞれ、２倍波周波数成分の偶数乗積非線形歪を
生成する第１の偶数乗積生成手段ＤＩＳＴ０１と、第２
の偶数乗積生成手段ＤＩＳＴ０２とに入力され、第１の
偶数乗積生成手段ＤＩＳＴ０１と、第２の偶数乗積生成
手段ＤＩＳＴ０２とのそれぞれの出力信号が出力される
回路である。

【００６１】図１４の回路構成では、分配器０３として
９０°の位相差の２分配を用いてＤＩＳＴ０１，ＤＩＳ
Ｔ０２で２倍波周波数帯の偶数乗積非線形歪成分を発生
させるため、ＭＩＸ−Ａ，ＭＩＸ−Ｂへ入力する変調信
号である２倍波周波数帯の偶数乗積非線形歪成分の相対
位相差は１８０°となる。一方、２倍波周波数帯の偶数
乗積非線形歪成分を生成するのに２逓倍器を用いるが、
一般に逓倍器はアンプに比べて入出力整合が取りにくい
傾向がある。入力整合がとれていないと、特にアクティ
ブ型の逓倍器では発振の原因となる。分配器０３の２出
力が９０°の位相差で出力されるということは、分配器
０３の後段に接続される２逓倍器から反射された成分
は、分配器の入力端で１８０°の位相差で合成され打ち
消し合うことができる。このように図１４の構成は、逓
倍器の入力リターンロスの劣化を補償できるという利点
を持っている。

【００６２】図１５は、歪調整手段の第４の実施形態の
構成図である。図１５の歪調整手段は、第１の分配器０
１の第３の出力ポート＃３の信号が、該出力信号を１８
０°±３６０°×ｎ(ｎ＝０,１,２・・)の相対位相差で
２分配する第３の分配器０３に入力され、第３の分配器
のそれぞれの出力信号が、それぞれ、２倍波周波数成分
の偶数乗積非線形歪を生成する第１の偶数乗積生成手段
ＤＩＳＴ０１と、第２の偶数乗積生成手段ＤＩＳＴ０２
とに入力され、第１の偶数乗積生成手段ＤＩＳＴ０１
と、第２の偶数乗積生成手段ＤＩＳＴ０２とのそれぞれ
の出力信号が、それぞれ、基本波周波数帯において１８
０°の可変移相範囲を持つ第１の位相調整手段ＰＳ０１
と、第２の位相調整手段ＰＳ０２とに入力され、第１の
位相調整手段ＰＳ０１と、第２の位相調整手段ＰＳ０２
とのそれぞれの出力信号が、それぞれ、基本波周波数帯
において振幅を任意に調整する第１の振幅調整手段ＶＧ
Ａ０１と、第２の振幅調整手段ＶＧＡ０２とに入力さ
れ、第１の振幅調整手段ＶＧＡ０１と、第２の振幅調整
手段ＶＧＡ０２とのそれぞれの出力信号が出力される回
路である。

【００６３】図１５の回路構成では、図１４と同様に、
分配器０３を９０°ハイブリッドで構成すれば逓倍器の
入力リターンロスの劣化を補償できる利点を持ってい
る。また、図１３の回路構成同様、可変移相器が逓倍器
の後段にあるため、逓倍器は可変移相器の振幅変動の影
響を受けないという利点と、逓倍器を可変移相器より前
段に用いているため回路内部の増幅器の段数が少なくて
すむため、歪制御回路単体の消費電力を下げられるとい
う利点がある。

【００６４】図１２から図１５の回路構成について、位
相調整手段ＰＳ０１及び振幅調整手段ＶＧＡ０１の前段
及び後段が逆であってもよい。

【００６５】図１６は、本発明の第４の実施形態による
回路構成図である。複数の無線信号を共通増幅する増幅
手段において発生する歪を補償する図１６の歪補償回路
は、複数の無線信号が、所望の位相及び電力比でＮ(Ｎ
＝３以上の整数)分配する第１の分配器０１と、第１の
分配器０１の第２の出力ポート＃２の信号が、基本波周
波数帯において１８０°の可変移相範囲を持つ第１の位
相調整手段ＰＳ０１に入力され、第１の位相調整手段Ｐ
Ｓ０１の出力信号が、第２の分配器０２に入力され、第
２の分配器０２の２つの出力信号が、それぞれ、被変調
信号として、第１のミキサＭＩＸ−Ａと、第２のミキサ
ＭＩＸ−Ａとに入力され、第１の分配器０１の第３の出
力ポート＃３の信号が、基底周波数成分及び２倍波周波
数成分の少なくとも一方の偶数乗積非線形歪を生成する
偶数乗積生成手段と、振幅と位相を任意の値に調整でき
る振幅・位相制御手段と、任意の位相差で２分配する分
配手段とを有する歪調整手段に入力され、歪調整手段の
２つの出力信号が、それぞれ、変調信号として、第１の
ミキサＭＩＸ−Ａと、第２のミキサＭＩＸ−Ｂとに入力
され、第１のミキサＭＩＸ−Ａの出力信号と、第２のミ
キサＭＩＸ−Ｂの出力信号とが、任意の位相差で合成す
る第２の合成器０２に入力され、第１の分配器０１の第
１の出力ポート＃１の信号と、第２の合成器０２の出力
信号とが、第１の合成器０１に入力され、第１の合成器
０１から出力信号が得られる回路である。

【００６６】図１６の回路構成では、被変調信号に可変
移相器ＰＳ０１を使って位相調整をするため、基底周波
数成分または２倍波周波数成分の偶数乗積非線形歪を位
相調整をする必要が無くなるか、可変移相範囲が小さく
て済む。また、ミキサの被変調信号は小さい入力レベル
で良いため、可変移相器ＰＳ０１への入力レベルも小さ
くて良いため歪が発生しにくい。また、ミキサの信号対
歪比を決定するのは主に変調信号である偶数乗積歪であ
るため、発生経路に可変移相器がある場合に比べ、可変
移相器の利得変動の影響が小さいという利点もある。ま
た基底周波数成分の３６０°可変移相器は、周波数が低
いため大きくなるという欠点があるが、この構成では基
本波周波数の３６０°可変移相器で良いためＭＭＩＣ化
に有利である。

【００６７】不要累乗特性については、ダイオードの後
段に付加するフィルタにおいてカットする必要がある。
特に基本波周波数成分、すなわち元信号の周波数帯成分
は十分に阻止する必要がある。さらに、ダイオードの前
段にインピーダンス整合回路を付加し元信号の周波数帯
において整合させることで、検波感度を高めることがで
きる。また、ＦＥＴであればゲートバイアスをピンチオ
フ付近に設定することで同様にＶ−Ｉ曲線のべき乗特性
を利用することができる。ダイオードの場合よりも偶数
次特性を得易く、かつ、利得を得ることができる。ダイ
オードであれば順方向バイアス電流制御で、ＦＥＴであ
ればゲートバイアス制御でＶ−Ｉ曲線動作点の調整が可
能である。

【００６８】以上のような具体的な回路を組み合わせる
ことにより、第１の実施形態で説明した補償原理に基づ
く動作が実現され、被補償高出力増幅器の出力飽和点近
傍における歪低減が可能となる。

【００６９】本実施形態の説明においては、増幅される
無線信号の周波数帯が準マイクロ波帯以上(約１ＧＨｚ
以上)の場合を前提に記述した。それ未満の周波数帯で
は具体的に回路を実現するときに分布定数的回路要素を
集中定数的回路要素で扱うとか、使用するデバイスを周
波数帯に応じたものに変更する等の必要が生じる場合が
あるが、動作原理は全く等価である。

【００７０】

【発明の効果】本発明により、従来回路では十分な歪低
減を得ることのできなかった増幅器の出力飽和点近傍に
おいて、歪補償による歪低減を可能とし、複数信号の共
通増幅を必要とする無線送信装置に用いられる高出力増
幅器の動作点を引き上げ効率良い信号増幅を可能にす
る。また従来の発電能力のままでも高出力化を達成する
ことが可能となり、同じ無線信号電力を得るのに生じる
放熱を低減できるので、排熱能力に限りのある衛星搭載
用増幅器への適用において非常に有用である。

【図面の簡単な説明】

【図１】従来のＥＯＤ適用型歪制御回路である。

【図２】従来の適用型歪制御回路の機能ブロック図であ
る。

【図３】代表的なＦＥＴを使った振幅変調器の第１の機
能図である。

【図４】代表的なＦＥＴを使った振幅変調器の第２の機
能図である。

【図５】代表的なＦＥＴを使った振幅変調器の第３の機
能図である。

【図６】バランス型ミキサの構成図である。

【図７】バランス型ミキサとして動作する位相関係の第
１の構成図である。

【図８】バランス型ミキサとして動作する位相関係の第
２の構成図である。

【図９】本発明の第１の実施形態による歪補償回路の構
成図である。

【図１０】本発明の第２の実施形態による歪補償回路の
構成図である。

【図１１】本発明の第３の実施形態による歪補償回路の
構成図である。

【図１２】歪調整手段の第１の実施形態の回路構成図で
ある。

【図１３】歪調整手段の第２の実施形態の回路構成図で
ある。

【図１４】歪調整手段の第３の実施形態の回路構成図で
ある。

【図１５】歪調整手段の第４の実施形態の回路構成図で
ある。

【図１６】本発明の第４の実施形態による歪補償回路の
構成図である。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 中須賀 好典 東京都新宿区西新宿三丁目19番２号 日本 電信電話株式会社内 (72)発明者 堀川 浩二 東京都新宿区西新宿三丁目19番２号 日本 電信電話株式会社内 (72)発明者 荒木 克彦 東京都新宿区西新宿三丁目19番２号 日本 電信電話株式会社内 Ｆターム(参考） 5J002 AA06 BB02 DD07 FF10 5J090 AA01 AA41 CA21 CA36 FA19 GN02 HA09 HA13 HA19 HA25 KA00 KA03 KA16 KA29 KA41 KA53 KA68 SA14 TA01 TA06 5J091 AA01 AA41 CA21 CA36 FA19 HA09 HA13 HA19 HA25 KA00 KA03 KA16 KA29 KA41 KA53 KA68 SA14 TA01 TA06 5K060 BB07 CC04 EE05 FF02 HH06 KK03 KK04 KK06 LL01 LL30

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 複数の無線信号を共通増幅する増幅手段
   において発生する歪を補償する歪補償回路であって、 複数の無線信号が、所望の位相及び電力比でＮ(Ｎ＝４
   以上の整数)分配される第１の分配手段に入力され、 前記第１の分配手段の第２の出力信号と、第４の出力信
   号とが、それぞれ、被変調信号として第１のミキサと、
   第２のミキサとに入力され、 前記第１の分配手段の第３の出力信号が、基底周波数成
   分及び２倍波周波数成分の少なくとも一方の偶数乗積非
   線形歪を生成する偶数乗積生成手段と、振幅と位相を任
   意の値に調整できる振幅・位相制御手段と、任意の位相
   差で２分配する分配手段とを有する歪調整手段に入力さ
   れ、 前記歪調整手段の２つの出力信号が、それぞれ、変調信
   号として、前記第１のミキサと、前記第２のミキサとに
   入力され、 前記第１のミキサの出力信号と、前記第２のミキサの出
   力信号とが、任意の位相差で合成する第２の合成手段に
   入力され、 前記第１の分配手段の第１の出力信号と、前記第２の合
   成手段の出力信号とが、第１の合成手段に入力され、 前記第１の合成手段から出力信号が得られることを特徴
   とする歪補償回路。
2. 【請求項２】 複数の無線信号を共通増幅する増幅手段
   において発生する歪を補償する歪補償回路であって、 複数の無線信号が、所望の位相及び電力比でＮ(Ｎ＝５
   以上の整数)分配される第１の分配手段に入力され、 前記第１の分配手段の第２の出力信号と、第５の出力信
   号とが、それぞれ、被変調信号として第１のミキサと、
   第２のミキサとに入力され、 前記第１の分配手段の第３の出力信号と、第４の出力信
   号とが、それぞれ、基底周波数成分及び２倍波周波数成
   分の少なくとも一方の偶数乗積非線形歪を生成する偶数
   乗積生成手段と、振幅と位相を任意の値に調整できる振
   幅・位相制御手段とを有する第１の歪調整手段と、第２
   の歪調整手段とに入力され、 前記第１の歪調整手段の出力信号と、前記第２の歪調整
   手段の出力信号とが、それぞれ、変調信号として、前記
   第１のミキサと、前記第２のミキサとに入力され、 前記第１のミキサの出力信号と、前記第２のミキサの出
   力信号とが、任意の位相差で合成する第２の合成手段に
   入力され、 前記第１の分配手段の第１の出力信号と、前記第２の合
   成手段の出力信号とが第１の合成手段に入力され、 前記第１の合成手段から出力信号が得られることを特徴
   とする歪補償回路。