JP2001238445A - 多出力スイッチング電源 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 小型、高効率、良好な出力レギュレーション
特性を実現する多出力スイッチング電源を低コストで提
供することを目的とする。 【解決手段】 一次巻線と複数の二次巻線を備えたトラ
ンスと、電源からの電力を前記一次巻線に断続的に通電
させる主スイッチング素子と、前記主スイッチング素子
をオンオフさせる制御信号を発生する制御回路と、前記
複数の二次巻線に発生する電力をそれぞれ整流し、複数
の直流電力を発生する整流回路と、前記複数の直流電力
をそれぞれ負荷回路に出力する複数の出力端子と、前記
負荷回路からの戻り電流をトランスに戻す共通端子を備
えた多出力スイッチング電源において、前記共通端子と
前記トランスの間、及び前記整流回路と出力端子の間
に、磁気結合された複数の巻線から成る複合チョークの
巻線を挿入した。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、出力レギュレーシ
ョン特性を向上させると共に低コストで製作することが
可能な多出力スイッチング電源を実現するものである。

【０００２】

【従来の技術】図９は、従来の多出力スイッチング電源
の一例を示す回路図である。同図に示した多出力スイッ
チング電源は、直流電源ＨＶから供給される直流電力を
絶縁し、共通端子ＧＮＤと出力端子３１，３２の間に出
力電圧Ｖ１、Ｖ２を出力する２チャンネルの出力を備え
た多出力スイッチング電源である。以下にこのような構
成の多出力スイッチング電源の動作について説明する。

【０００３】図９において、直流電源ＨＶは、例えば、
ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）のような主スイッチン
グ素子Ｑ１を介してトランスＴ１の一次巻線Ｎｐに印加
されている。

【０００４】トランスＴ１の二次側巻線Ｎｓ１は、ダイ
オードＤ１、Ｄ２によって構成された整流回路２１が接
続され、この整流回路２１の正側出力は、複合チョーク
１１の巻線Ｎ１の一端に接続されている。

【０００５】複合チョーク１１は、同一のコアに巻線Ｎ
１、Ｎ２が巻線されており、両巻線Ｎ１，Ｎ２の巻数比
は出力電圧Ｖ１、Ｖ２の電圧比と等しくなるように構成
されている。

【０００６】複合チョーク１１の巻線Ｎ１の他の一端と
整流回路２１の負側出力の間には平滑コンデンサＣ１が
接続されており、この平滑コンデンサＣ１の正側端子
は、出力端子３１に接続され、負側端子は、共通端子Ｇ
ＮＤに接続されている。

【０００７】同様に、トランスＴ１の二次側巻線Ｎｓ２
は、ダイオードＤ３、Ｄ４によって構成された整流回路
２２が接続され、この整流回路２２の正側出力は、複合
チョーク１１の巻線Ｎ２の一端に接続されている。

【０００８】複合チョーク１１の巻線Ｎ２の他の一端と
共通端子ＧＮＤの間には平滑コンデンサＣ２が接続され
ており、この平滑コンデンサＣ２の正側端子は、出力端
子３２に接続されている。また、整流回路２２の負側出
力は、共通端子ＧＮＤに接続されている。

【０００９】出力端子３１，３２及び共通端子ＧＮＤ
は、それぞれ誤差増幅器１４に接続され、誤差増幅器１
４の出力は、例えばフォトカプラのような絶縁型信号伝
達手段１３を介して、ＰＷＭ制御回路１２に入力され
る。

【００１０】また、ＰＷＭ制御回路１２の出力は、主ス
イッチング素子Ｑ１のゲートに接続される。

【００１１】このような構成の、多出力スイッチング電
源の動作を以下に説明する。まず、主スイッチング素子
Ｑ１がオン状態になると、トランスＴ１の二次側巻線Ｎ
ｓ１に誘起起電力が発生し、これによってダイオードＤ
１が導通し、複合チョーク１１の巻線Ｎ１にエネルギー
が蓄積される。

【００１２】同様に、主スイッチング素子Ｑ１がオン状
態になると、トランスＴ１の二次側巻線Ｎｓ２に誘起起
電力が発生し、これによってダイオードＤ３が導通し、
複合チョーク１１の巻線Ｎ２にエネルギーが蓄積され
る。

【００１３】次に、主スイッチング素子Ｑ１がオフ状態
になると、複合チョーク１１の巻線Ｎ１に蓄積されたエ
ネルギーが減少し始め、ダイオードＤ２が導通する。

【００１４】同様に、主スイッチング素子Ｑ１がオフ状
態になると、複合チョーク１１の巻線Ｎ２に蓄積された
エネルギーが減少し始め、ダイオードＤ４が導通する。

【００１５】このような動作を繰り返すことによって、
複合チョーク１１の巻線Ｎ１，Ｎ２の他の一端と共通端
子ＧＮＤとの間に、電源電圧ＨＶとトランスＴ１の一次
側巻線Ｎｐ及び二次側巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２の巻数比に対
応する電圧が発生し、この電圧が平滑コンデンサＣ１、
Ｃ２によって平滑され、共通端子ＧＮＤと出力端子３
１，３２の間に直流の出力電圧Ｖ１、Ｖ２が発生する。

【００１６】また、出力電圧Ｖ１、Ｖ２は、誤差増幅器
１４の内部に備えられた基準電圧（図示せず。）と比較
され、この誤差信号が絶縁型信号伝達手段１３を介し
て、ＰＷＭ制御回路１２に入力される。

【００１７】ＰＷＭ制御回路１２は、誤差信号がゼロに
なる方向に主スイッチング素子の制御信号を出力し、出
力電圧Ｖ１、Ｖ２の安定化を図っている。

【００１８】また、複合チョーク１１は、前述のよう
に、巻線Ｎ１，Ｎ２が出力電圧Ｖ１、Ｖ２の電圧比と等
しくなるように同一のコアに巻線されているため、巻線
Ｎ１、Ｎ２に蓄積されたエネルギーが出力電圧の下がっ
たチャンネルの巻線に移動する。

【００１９】従って、例えば、出力端子に接続された負
荷の要求電力にアンバランスが生じ、あるチャンネルの
出力電圧が低下した場合、複合チョーク１１の各巻線に
蓄積されたエネルギーが、出力電圧が低下したチャンネ
ルに接続されている複合チョーク１１の巻線に移動し、
出力電圧の不均衡を是正するような働きを行なう。

【００２０】従って、図９のような構成の多出力スイッ
チング電源では、各チャンネルに接続された負荷の要求
電力にアンバランスが生じた場合でもそれぞれの出力電
圧を安定させることが可能である。

【００２１】このような、多出力スイッチング電源は、
上述した構成の他にも、 （１）メインコンバータと降圧（昇圧）コンバータを組
み合わせたもの （２）メインコンバータとマグアンプを組み合わせたも
の （３）メインコンバータとシリーズレギュレータを組み
合わせたもの ような構成を成すものが知られている。

【００２２】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
多出力スイッチング電源では、以下に説明する問題点が
あった。

【００２３】多出力スイッチング電源は、例えばパーソ
ナルコンピュータ等の電源に用いられる場合が多く、こ
の場合、例えば、ハードディスク等の起動停止により負
荷の要求電力が頻繁に変動する。

【００２４】また、パーソナルコンピュータ等の情報機
器は、省スペース化、低価格化が極限まで要求されてお
り、これに用いられる電源もこのような要求に対応する
ため、省スペース化、低価格化、高効率化が極限まで求
められる。

【００２５】これに対して、（１）メインコンバータと
降圧（昇圧）コンバータを組み合わせたものや、（２）
メインコンバータとマグアンプを組み合わせたものは、
負荷の要求電力の変動に対する出力電圧の安定性（以
下、レギュレーション特性と言う。）は良いが、メイン
コンバータと降圧（昇圧）コンバータとマグアンプのそ
れぞれに制御回路が必要であるため部品点数が多くなり
高価であると共に小型化が困難であるという問題点があ
った。

【００２６】また、（３）メインコンバータとシリーズ
レギュレータを組み合わせたものは、レギュレーション
特性が良く、パッケージ化された三端子レギュレータ等
の部品を用いることにより低コスト化が可能であるが、
発熱量が多く効率が悪いという問題点があった。

【００２７】更に、図９に説明した複合チョークを用い
た多出力スイッチング電源では、部品点数が少ないため
安価であるが、上記（１）〜（３）の構成のものに比
べ、レギュレーション特性が悪いという問題点があっ
た。

【００２８】これは、複合チョークは、一種のトランス
ともみなせるため、それぞれの巻線間に漏れインダクタ
ンスが存在し、この漏れインダクタンスからリークする
磁束が出力レギュレーション特性を悪化させるために発
生する問題である。従って、これを用いた多出力スイッ
チング電源では、この漏れインダクタンスが大きくなる
ほどレギュレーション特性が悪くなり、小さくなるほど
レギュレーション特性が良くなる。

【００２９】これに対し、複合チョークの巻線構造を工
夫することによってある程度、漏れインダクタンスを減
少させ、レギュレーション特性を改善することは可能で
あるが、これにも限界があり、巻線の漏れインダクタン
スをゼロにすることは原理的に不可能である。

【００３０】また、図９に示したような従来のフォワー
ド型の多出力スイッチング電源では、複合チョークのイ
ンダクタンスが小さいと出力リプル電圧が大きくなり、
レギュレーション特性が悪化するという特性が知られて
いる。

【００３１】この問題を解決するために、上記複合チョ
ークには、ある程度の大きさのインダクタンスが必要と
なるが、インダクタンスを大きくするために巻線のター
ン数を増やすと、巻線の抵抗分（銅損）により電圧降下
が生じ、効率及びレギュレーションが悪化するという問
題が発生する。

【００３２】また、銅損の低減を図るためチョークの巻
線径を太くするとチョークのサイズが大きくなり、多出
力スイッチング電源を小型化することが困難となってし
まう。

【００３３】本発明は、上記課題を解決するもので、小
型、高効率、良好な出力レギュレーション特性を実現す
る多出力スイッチング電源を低コストで提供することを
目的とする。

【００３４】

【課題を解決するための手段】このような目的を達成す
るために請求項１に記載の発明では、一次巻線と複数の
二次巻線を備えたトランスと、電源からの電力を前記一
次巻線に断続的に通電させる主スイッチング素子と、前
記主スイッチング素子をオンオフさせる制御信号を発生
する制御回路と、前記複数の二次巻線に発生する電力を
それぞれ整流し、複数の直流電力を発生する整流回路
と、前記複数の直流電力をそれぞれ負荷回路に出力する
複数の出力端子と、前記負荷回路からの戻り電流をトラ
ンスに戻す共通端子を備えた多出力スイッチング電源に
おいて、前記共通端子と前記トランスの間、及び前記整
流回路と出力端子の間に、磁気結合された複数の巻線か
ら成る複合チョークの巻線を挿入したことを特徴とする
ものである。

【００３５】請求項２に記載の発明では、請求項１に記
載の発明において、前記トランスは、前記主スイッチン
グ素子がオン状態の時に一次巻線側から二次巻線側にエ
ネルギーが伝達される向きに巻線されたことを特徴とす
るものである。

【００３６】請求項３に記載の発明では、請求項１に記
載の発明において、前記共通端子と前記トランスの間に
挿入された前記複合チョークの巻線は、前記整流回路と
出力端子の間に挿入された前記複合チョークの巻線と逆
極性になるように接続されたことを特徴とするものであ
る。

【００３７】請求項４に記載の発明では、請求項１に記
載の発明において、前記整流回路と出力端子の間に挿入
された前記複合チョークの巻線の巻数ｎ１，ｎ２…ｎｎ
は、前記共通端子と前記トランスの間に挿入された前記
複合チョークの巻線の巻数をｎ０、前記複数の出力端子
から出力される出力電圧をそれぞれＶ１、Ｖ２…Ｖｎ、
とすると、 ｎ１＋ｎ０：ｎ２＋ｎ０：…：ｎｎ＋ｎ０≒Ｖ１：Ｖ
２：…：Ｖｎ の関係が成立するように構成されたことを特徴とするも
のである。

【００３８】

【発明の実施の形態】以下図面を用いて本発明を詳しく
説明する。図１は、本発明に係る多出力スイッチング電
源の一実施例を示す回路図である。尚、同図において従
来例と同様の構成要素は同一の符号を付し、その説明を
省略する。

【００３９】同図において、従来例で説明した多出力ス
イッチング電源と異なる点は、複合チョークの接続方法
である。

【００４０】同図において、二次側巻線Ｎｓ１に発生す
る電圧は、整流回路２１に入力され、この整流回路２１
の正側出力は、平滑コンデンサＣ１の正側端子及び出力
端子３１に接続されている。

【００４１】また、整流回路２１の負側出力は、複合チ
ョーク１１の巻線Ｎ０を介して平滑コンデンサＣ１の負
側端子及び共通端子ＧＮＤに接続されている。

【００４２】同様に、二次側巻線Ｎｓ２に発生する電圧
は、整流回路２２に入力され、この整流回路２１の正側
出力は、複合チョーク１１の巻線Ｎ２を介して平滑コン
デンサＣ１の正側端子及び出力端子３２に接続されてい
る。

【００４３】また、整流回路２１の負側出力は、複合チ
ョーク１１の巻線Ｎ０を介して平滑コンデンサＣ２の負
側端子及び共通端子ＧＮＤに接続されている。

【００４４】ここで、複合チョーク１１の巻線Ｎ０とＮ
２の極性は、同図に示すように電流の流れる方向に対し
て順方向になるように接続され、巻線Ｎ０とＮ２の巻数
ｎ０、ｎ２は出力電圧Ｖ１、Ｖ２に対して、 Ｖ１：Ｖ２＝ｎ０：ｎ０＋ｎ２ （１） の関係が成立するように構成されている。

【００４５】本発明の多出力スイッチング電源では、二
次側巻線及び複合チョークを上述のような構成とするこ
とにより、従来の多出力スイッチング電源に比較して、
複合チョークの漏れインダクタンスの影響を減少させる
ことが可能となり、出力レギュレーション特性を向上さ
せることが可能となる。以下、その原理について説明す
る。

【００４６】図９の従来例や図１の実施例に用いた複合
チョークは、一般的に、同一のコアに2個の巻線を巻い
て製作されるものであり、これは、図２に示したトラン
スＴ２と等価である。

【００４７】同図に示すトランスＴ２において、一次側
巻線Ｌ１のインダクタンスと二次側巻線Ｌ２のインダク
タンスをそれぞれ、Ｌ１、Ｌ２、結合係数をｋ、一次側
電圧と二次側電圧をそれぞれＶ１、Ｖ２とすると、相互
インダクタンスＭは、 Ｍ＝ｋ√（Ｌ１×Ｌ２） （２） で、表される。ここで、結合係数ｋは、漏れインダクタ
ンスの無い理想トランスでは、ｋ＝１であり、実際のト
ランスでは、ｋ＜１である。

【００４８】また、同図に示すトランスＴ２において、
一次側電流と二次側電流をそれぞれＩ１，Ｉ２とする
と、一次側電圧と二次側電圧Ｖ１、Ｖ２はそれぞれ、 Ｖ１＝Ｌ１（ｄＩ１／ｄｔ）＋Ｍ（ｄＩ２／ｄｔ） （３） Ｖ２＝Ｌ２（ｄＩ２／ｄｔ）＋Ｍ（ｄＩ１／ｄｔ） （４） で表される。

【００４９】また、このようなトランスＴ２は、図３に
示すような等価回路で表すことが可能であり、これを、
図４（ａ）に示した従来例の等価回路に適用すると、図
４（ｂ）のように変形することができる。

【００５０】図４（ｂ）の回路において、一次側電圧と
二次側電圧Ｖ１、Ｖ２はそれぞれ、 V1=(L1-M)(dI1/dt）+M{d(I1+I2)/dt} （５） V2=(L2-M)(dI2/dt）+M{d(I1+I2)/dt} （６） で表され、これらはそれぞれ、 V1=L1(dI1/dt）+M(dI2/dt) （７） V2=M(dI1/dt）+L2(dI2/dt) （８） と、変形できる。

【００５１】同様に、図３に示したトランスＴ２の等価
回路を、図１の実施例の等価回路に適用すると、図５の
ように変形することができる。尚、ここでは、図４の回
路との差異を明確にするため、二次側巻線Ｌ２のインダ
クタンスをＬ２’，相互インダクタンスをＭ’としてい
る。また、以下の説明において、図４（ｂ）と図５にお
けるトランスの結合係数は等しいものとする。

【００５２】図５の回路において、一次側電圧と二次側
電圧Ｖ１、Ｖ２はそれぞれ、 V1=(L1-M'){d(I1+I2)/dt}+M'{d(I1+2I2)/dt} （９） V2=(L2'-M')(dI2/dt)+M'{d(I1+2I2)/dt}+V1 （１０） で表され、これらはそれぞれ、 V1=L1(dI1/dt)+(L1+M')(dI2/dt) （１１） V2=(L1+M')(dI1/dt)+(L1+L2'+2M')(dI2/dt) （１２） と、変形できる。

【００５３】ここで、上記（７）、（８）式と上記（１
１）、（１２）式を比較すると、従来例の回路における
二次側巻線のインダクタンスＬ２は、実施例の回路にお
けるL1+L2'+2M'に対応し、従来例の回路における相互イ
ンダクタンスMは、実施例の回路におけるL1+M'に対応し
ていることがわかる。

【００５４】ここで、従来例と実施例の漏れインダクタ
ンスによる影響を同一の条件で比較するため、図６に示
すように、従来例の回路と同一構成で、二次側巻線Ｌ２
のインダクタンスがL1+L2'+2M'、相互インダクタンスが
L1+M'であるトランス（実際は、複合チョークであ
る。）を用いた等価回路において漏れインダクタンスを
計算する。

【００５５】一般的に、図４（ｂ）のような回路におい
て、一次側巻線Ｌ１から見た漏れインダクタンスＲＭ１
は、 ＲＭ１＝（１−ｋ²）×Ｌ１ （１３） であり、二次側巻線Ｌ２から見た漏れインダクタンスＲＭ２は、 ＲＭ２＝（１−ｋ²）×Ｌ２ （１４） である。

【００５６】同様に、図６の等価回路における二次側巻
線Ｌ２から見た漏れインダクタンスＲＭ２’は、 RM2'=L1+L2'+2M'-(L1＋M')²/L1 =L2'-M'²/L1=(1-k²)/L2' （１５） であり、一次側巻線Ｌ１から見た漏れインダクタンスＲＭ１’は、 RM1'=L1-(L1+M')²/(L1+L2'+2M') ={(1-k²)/L1×L2'}/(L1+L2'+2M') =(1-k²)L1×L2'/(L1+L2'+2M') （１６） で表される。

【００５７】ここで、（１３）式と（１６）式を比較し
て、一次側巻線Ｌ１から見た漏れインダクタンスＲＭ１
とＲＭ1’を比較すると、（１６）式におけるL2'/(L1+L
2'+2M')の項は、必ず１より小さい値となるため、必ず
ＲＭ１＞ＲＭ1’の関係が成立する。

【００５８】また、前述のように、従来例の回路に用い
る複合チョークの巻線は、出力電圧Ｖ１、Ｖ２の電圧に
対応する比率で巻線されており、実施例の複合チョーク
の巻線Ｎ２は（１）式に示すように、Ｖ１：Ｖ２＝ｎ
０：ｎ０＋ｎ２に対応する比率で巻線されているため、
必ずＬ２＜Ｌ２’が成立する。

【００５９】従って、（１４）式と（１５）式を比較し
て、二次側巻線Ｌ２から見た漏れインダクタンスＲＭ２
とＲＭ２’を比較すると、必ずＲＭ２＞ＲＭ２’の関係
が成立する。

【００６０】以上の結果より、実施例の回路における漏
れインダクタンスＲＭ１’、ＲＭ２’は、従来例の回路
における漏れインダクタンスＲＭ１、ＲＭ２に比較して
どちらも小さくなるため、複合チョークを図１のように
接続することによって、漏れインダクタンスによる影響
を低減し、出力レギュレーションを改善することが可能
となる。

【００６１】また、参考までに、図７に３チャンネル出
力の多出力スイッチング電源の回路図を示す。この場
合、複合チョーク１５の各巻線Ｎ０，Ｎ２，Ｎ３の巻数
ｎ０，ｎ２，ｎ３と出力電圧Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３の関係
は、 Ｖ１：Ｖ２：Ｖ３＝ｎ０：ｎ０＋ｎ２：ｎ０＋ｎ３ である。

【００６２】なお、以上の説明は、本発明の説明および
例示を目的として特定の好適な実施例を示したに過ぎな
い。したがって本発明は、上記実施例に限定されること
なく、その本質から逸脱しない範囲で更に多くの変更、
変形をも含むものである。

【００６３】例えば、本発明の多出力スイッチング電源
は、図８に示すようにトランスＴ１の二次側巻線Ｎｓ１
とＮｓ２を直列接続すると共に、ダイオードＤ２のカソ
ードをダイオードＤ４のアノードに接続した構成におい
ても上記と同様の効果を得ることが可能である。このよ
うに構成した場合、例えば、出力電圧Ｖ２側の負荷が重
負荷であり、出力電圧Ｖ１側の負荷が軽負荷となるクロ
スレギュレーションにおいても良好なレギュレーション
特性が得られることが試作回路において確認されてい
る。

【００６４】

【発明の効果】以上説明したことから明らかなように、
本発明によれば次のような効果がある。請求項１〜４に
記載の発明では、複合チョークを用いた多出力スイッチ
ング電源の出力レギュレーション特性を、部品点数を増
やすことなく向上させることが可能であるため、安価で
小型化が可能であると共に効率の良い多出力スイッチン
グ電源を提供することが可能となる。

【００６５】また、従来の多出力スイッチング電源で
は、複合チョークの巻数比が出力電圧比と等しくなるよ
うに構成されていたが、本発明の多出力スイッチング電
源では、複合チョークの巻線が、上述のように、 ｎ１＋ｎ０：ｎ２＋ｎ０：…：ｎｎ＋ｎ０≒Ｖ１：Ｖ
２：…：Ｖｎ の関係が成立するように巻線されているため、従来の多
出力スイッチング電源に比較して、複合チョークの巻数
を減らすことができる。従って、複合チョークを小型化
することが可能となるため、多出力スイッチング電源を
さらに小型化することが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る多出力スイッチング電源の一実施
例を示す回路図である。

【図２】複合チョークの等価回路図である。

【図３】トランスの等価回路図である。

【図４】従来の多出力スイッチング電源の等価回路図で
ある。

【図５】本発明に係る多出力スイッチング電源の等価回
路図である。

【図６】本発明に係る多出力スイッチング電源の等価回
路図である。

【図７】本発明に係る多出力スイッチング電源の他の実
施例である。

【図８】本発明に係る多出力スイッチング電源の他の実
施例である。

【図９】従来の多出力スイッチング電源の一例を示す回
路図である。

【符号の説明】

１１、１５ 複合チョーク １２ ＰＷＭ制御回路 １３ 絶縁型信号伝達手段 １４ 誤差増幅器 ２１、２２ 整流回路 ＨＶ 入力直流電圧 Ｃ１、Ｃ２ コンデンサ Ｑ１ 主スイッチング素子 Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３，Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６ ダイオード Ｔ１、Ｔ２ トランス

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 田中 博昭 東京都武蔵野市中町２丁目９番32号 横河 電機株式会社内 Ｆターム(参考） 5H730 AA14 AA15 BB23 DD04 EE08 EE73 FD01 FF19 FG05

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】一次巻線と複数の二次巻線を備えたトラン
   スと、 電源からの電力を前記一次巻線に断続的に通電させる主
   スイッチング素子と、 前記主スイッチング素子をオンオフさせる制御信号を発
   生する制御回路と、 前記複数の二次巻線に発生する電力をそれぞれ整流し、
   複数の直流電力を発生する整流回路と、 前記複数の直流電力をそれぞれ負荷回路に出力する複数
   の出力端子と、 前記負荷回路からの戻り電流をトランスに戻す共通端子
   を備えた多出力スイッチング電源において、 前記共通端子と前記トランスの間、及び前記整流回路と
   出力端子の間に、磁気結合された複数の巻線から成る複
   合チョークの巻線を挿入したことを特徴とする多出力ス
   イッチング電源。
2. 【請求項２】前記トランスは、前記主スイッチング素子
   がオン状態の時に一次巻線側から二次巻線側にエネルギ
   ーが伝達される向きに巻線されたことを特徴とする請求
   項１に記載の多出力スイッチング電源。
3. 【請求項３】前記共通端子と前記トランスの間に挿入さ
   れた前記複合チョークの巻線は、前記整流回路と出力端
   子の間に挿入された前記複合チョークの巻線と逆極性に
   なるように接続されたことを特徴とする請求項１に記載
   の多出力スイッチング電源。
4. 【請求項４】前記整流回路と出力端子の間に挿入された
   前記複合チョークの巻線の巻数ｎ１，ｎ２…ｎｎは、前
   記共通端子と前記トランスの間に挿入された前記複合チ
   ョークの巻線の巻数をｎ０、前記複数の出力端子から出
   力される出力電圧をそれぞれＶ１、Ｖ２…Ｖｎ、とする
   と、 ｎ１＋ｎ０：ｎ２＋ｎ０：…：ｎｎ＋ｎ０≒Ｖ１：Ｖ
   ２：…：Ｖｎ の関係が成立するように構成されたことを特徴とする請
   求項１に記載の多出力スイッチング電源。