JP2001197032A - マルチキャリア変調方式用同期検波回路 - Google Patents

マルチキャリア変調方式用同期検波回路

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  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
  • Monitoring And Testing Of Transmission In General (AREA)

Abstract

(57)【要約】 【課題】 熱雑音やマルチパスフェージングの影響が大
きい場合でも高精度のチャネル推定が可能であり、しか
も回路規模の小さい簡易なマルチキャリア用同期検波回
路を提供する。 【解決手段】 各サブキャリアの電波伝搬上の伝達関数
を推定するチャネル推定手段２０８と電波伝搬チャネル
の伝達関数を等化する除算手段２１３と各サブキャリア
の推定チャネル伝達関数からサブキャリア毎の特徴量を
計算する特徴量検出手段Ａと各サブキャリアの推定チャ
ネル伝達関数をサブキャリア間で平滑化する適応フィル
タ手段Ｂを設ける。サブキャリア毎の特徴量に従って適
応フィルタ手段Ｂの特性を適応的に制御する。特徴量の
例は、各サブキャリアの振幅量、サブキャリア間の位相
回転量、サブキャリア間の差分ベクトル、各サブキャリ
アの変調方式又はこれらの組合せである。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、変復調の方式とし
てマルチキャリア変調方式例えばＯＦＤＭ（Orthogonal
Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多
重）を利用するディジタル無線通信システムに用いられ
るマルチキャリア変調方式用復調器に関し、特に、マル
チパス伝送路のようにサブキャリア毎に伝達関数が異な
る環境で利用可能なマルチキャリア変調方式用同期検波
回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】マルチキャリア変調方式、例えばＯＦＤ
Ｍ変復調方式では、互いに直交関係にある複数のサブキ
ャリアを用いて情報を伝送する。情報の送信側では、入
力される情報信号は、サブキャリア毎にＤＱＰＳＫ（Di
fferential Quadrature PhaseShift Keying）や１６Ｑ
ＡＭ（Quadrature Amplitude modulation）によって変
調される。この変調出力は、更にＩＦＦＴ（Inverse Fa
st Fourier Transform）回路に入力されて逆フーリエ変
換される。この逆フーリエ変換により、ＯＦＤＭ信号が
一括復調される。
【０００３】各サブキャリアの変調にＤＱＰＳＫを用い
ると、受信側の復調回路に遅延検波等を適用できる。し
かし、遅延検波は同期検波と比較して所要「Ｅｂ／Ｎ
０」が約３ｄＢ劣化する。従って、高品質な情報伝送に
は同期検波の適用が望まれる。受信側の復調回路に同期
検波を適用する場合には、送信側の変調回路に多値ＱＡ
Ｍを適用できる。多値ＱＡＭの適用により情報伝送速度
の向上が期待できる。
【０００４】一方、送信側と受信側との間の無線伝送路
にマルチパスが生じる場合、その伝送路の電波伝搬上の
伝達関数はサブキャリア毎に異なる。従って、同期検波
回路を用いる場合、マルチパス伝送路によって生じるサ
ブキャリア毎の振幅及び位相の変動を推定するためにチ
ャネル伝達関数を推定する回路が必要になる。また、無
線ＬＡＮ（Local Area Network）等のシステムにおいて
は、パケットで情報を伝送するためパケットごとにチャ
ネル伝達関数の推定が必要になる。
【０００５】通常、パケットの先頭部にはプリアンブル
信号と呼ばれる同期用の信号が送信されるので、同期検
波回路はプリアンブル信号の情報を用いて初期のチャネ
ル推定を行うことができる。しかし、この初期チャネル
推定に時間がかかるとスループットの低下を招くため、
高速な初期チャネル推定が望まれる。従って、短いプリ
アンブル信号を用いて高精度にチャネル推定を行うこと
が必要になる。
【０００６】一般的に、無線ＬＡＮ等の環境では１受信
パケットの期間中では伝送路は変動の少ない準静的通信
路とみなすことができる。このような環境で用いるシス
テムでは、同期検波回路は初期チャネル推定のみで同期
検波を行うことができる。
【０００７】これに対して、受信端末が移動する場合の
ように、伝送路特性の変動が大きい環境で用いる同期検
波回路においては、チャネル伝達関数を推定し続ける処
理が必要になる。
【０００８】図１６に従来のＯＦＤＭ用同期検波回路を
示す。この従来技術はパケットごとにプリアンブル信号
を用いて同期検波を行う方式である（参考文献:S.K.Wil
son,E.K.Lhayata and J.M.Cioffi,“16 QAM Modulation
with orthogonal frequency division multiplexing i
n a Rayleigh-fading environment,” Proc. of VTC'9
4, pp1660-1664）。
【０００９】次に、具体的な従来のＯＦＤＭ用同期検波
回路の例について説明する。
【００１０】図１６は同期検波回路の構成例を示してい
る。この同期検波回路においては、シンボルタイミング
検出回路１は入力される受信信号ａ１０１のシンボルタ
イミングを検出する。シンボルタイミング検出回路１を
通った受信信号ａ１０２は、Ｓ／Ｐ（直列／並列）変換
回路２に入力される。
【００１１】一方、シンボルタイミング検出回路１から
出力されるタイミング信号ａ１１４は制御回路１１に入
力される。制御回路１１は受信信号のプリアンブル部及
びデータ部の切替や受信パケットの時間に応じてチャネ
ル推定信号保持期間を設定するための信号ａ１０５を生
成する。信号ａ１０５は保持回路８に入力される。
【００１２】フーリエ変換（ＦＦＴ）回路３は、ＯＦＤ
Ｍ復調を行うために入力される信号ａ１０３をフーリエ
変換する。すなわち、時間領域で分離された並列信号を
周波数領域で分離された並列信号に変換する。フーリエ
変換回路３が出力する信号ａ１０４は、各サブキャリア
の受信ベクトル信号である。
【００１３】信号ａ１０４は、Ｐ／Ｓ（並列／直列）変
換回路４によって直列の信号ａ１０６に変換される。切
替回路５は、制御回路１１から出力される信号ａ１０５
に基づき、受信信号のプリアンブル部に相当する信号ａ
１０７と、データ部に相当する信号ａ１１１とについて
出力の切替を行う。
【００１４】プリアンブル部の信号ａ１０７について
は、プリアンブル信号記憶回路６から出力される信号ａ
１０８とともにチャネル推定回路７に入力される。チャ
ネル推定回路７は、各サブキャリアの受信ベクトル毎
に、プリアンブル部の信号ａ１０７に対して、信号ａ１
０８を用いて次の第(1)式からチャネル推定を行う。
【００１５】 ｒｒｅｃｅｉｖｅ／ｒｓｔｏｒｅ ・・・（１） ｒｒｅｃｅｉｖｅ：受信したプリアンブル信号（複素
数：ａ１０７に相当） ｒｓｔｏｒｅ：記憶されたプリアンブル信号（複素数：
ａ１０８に相当） チャネル推定の結果を示す信号ａ１０９は、保持回路８
に入力される。この信号ａ１０９は、制御信号ａ１０５
の情報に基づいて、保持回路８で受信パケットの期間だ
け保持される。
【００１６】一方、データ部に相当する信号ａ１１１
は、保持回路８が出力する信号ａ１１０と共に除算回路
９に入力される。これらの信号に基づいて除算回路９は
同期検波を行う。同期検波によって得られた信号ａ１１
２は、判定回路１０に入力される。判定回路１０はデー
タの判定を行いデータである信号ａ１１３を出力する。
【００１７】以上説明したように、図１６に示される同
期検波回路では、プリアンブル信号記憶回路６に記憶さ
れたプリアンブルの信号によって受信したプリアンブル
信号を複素除算し、チャネルの推定を行っている。
【００１８】一方、図１７に示す同期検波回路（参考文
献：P.Hoeher,“TCM on frequency-selective Land-mob
ile fading channels,”Proc. of 5th Tirrenia intern
ational workshop digital communications, Tirrenia,
Italy, Sep.1991）ではキャリアフィルタを用いてい
る。
【００１９】以下、図１７の同期検波回路について説明
する。この回路の大部分は、図１６の同期検波回路と同
じであるが、図１７ではチャネル推定回路１０７の後に
キャリアフィルタ１０１１が備わっている。
【００２０】図１６と同様に、シンボルタイミング検出
回路１０１は受信信号ａ１１０１からシンボルタイミン
グを検出する。シンボルタイミング検出回路１０１を通
った受信信号ａ１１０２は、Ｓ／Ｐ変換回路１０２に入
力される。
【００２１】一方、シンボルタイミング検出回路１０１
から出力されるタイミング信号ａ１１１５は、制御回路
１０１２に入力される。制御回路１０１２は、入力され
るタイミング信号ａ１１１５に基づいて制御信号ａ１１
０５を出力する。この制御信号ａ１１０５によって、受
信信号のプリアンブル部及びデータ部の切替及び受信パ
ケットの時間に応じた信号保持が行われる。
【００２２】Ｓ／Ｐ変換回路１０２が出力する並列信号
ａ１１０３がフーリエ変換（ＦＦＴ）回路１０３に入力
される。サブキャリア毎の受信ベクトル信号ａ１１０４
がフーリエ変換回路１０３から出力される。
【００２３】Ｐ／Ｓ変換回路１０４は、サブキャリア毎
の並列の受信ベクトル信号ａ１１０４を直列の信号ａ１
１０６に変換する。切替回路１０５は、制御信号ａ１１
０５に基づいて、プリアンブルに相当する信号ａ１１０
７及びデータ部に相当する信号ａ１１１１について出力
の切替を行う。
【００２４】プリアンブルの信号ａ１１０７について
は、プリアンブル信号記憶回路１０６から出力された信
号ａ１１０８とともにチャネル推定回路１０７に入力さ
れる。チャネル推定回路１０７は、各サブキャリアの受
信ベクトル毎に、プリアンブルの信号ａ１１０７に対し
てプリアンブル信号記憶回路１０６からの信号ａ１１０
８を用いて、前記第(1)式に基づきチャネル推定を行
う。その後、チャネル推定により得られた信号ａ１１０
９はキャリアフィルタ１０１１に入力される。
【００２５】キャリアフィルタ１０１１が出力する信号
ａ１１１４は、保持回路１０８に入力される。保持回路
１０８は制御信号ａ１１０５により制御され、入力され
る信号ａ１１１４を受信パケットのデータ期間だけ保持
する。
【００２６】一方、データ部に相当する信号ａ１１１１
は、保持回路１０８からの信号ａ１１１０と共に除算回
路１０９に入力され、同期検波される。同期検波によっ
て得られる信号ａ１１１２は、判定回路１０１０に入力
され、データ判定される。その判定結果がデータａ１１
１３として出力される。
【００２７】図１７に示す同期検波回路においては、チ
ャネル伝達関数の推定を行った後にキャリアフィルタで
信号を処理することにより、チャネル伝達関数の推定精
度を向上させている。
【００２８】
【発明が解決しようとする課題】前述のように、無線シ
ステムでは同期検波を用いることで遅延検波に比較して
高品質な無線回線を実現できる。また、同期検波を用い
ることで多値ＱＡＭ変調信号を用いることが可能にな
り、高速な伝送速度の実現が可能になる。
【００２９】しかし、図１６，図１７に示す従来の同期
検波回路のように、記憶されたプリアンブル信号に基づ
いてチャネル推定結果を得る場合には、熱雑音の影響が
大きいと、チャネル推定の精度が劣化するため高精度な
同期検波が実現できない可能性がある。また、図１７の
ようにキャリアフィルタを用いると、同期検波回路全体
の回路規模が大きくなり、装置コストが上昇する。
【００３０】本発明は、上記の課題を解決でき、熱雑音
やマルチパスフェージングの影響が大きい場合でも高精
度のチャネル推定が可能であり、しかも回路規模の小さ
い簡易なＯＦＤＭ用同期検波回路を提供することを目的
とする。
【００３１】
【課題を解決するための手段】従来の構成では、記憶さ
れたプリアンブル信号により複素除算を用いてチャネル
推定するか、又は、伝送路変動の激しい伝送路に適用す
る場合の様に、逆変調等によって判定したデータで遅延
させておいた受信信号に対して推定する送信ベクトル信
号をそのまま用いていたため、熱雑音が大きい時に特性
が劣化するのは避けられなかった。
【００３２】そこで、本発明では従来と同様にチャネル
推定を行うが、その推定値は仮チャネル推定とし、その
後に各サブキャリア間でのフィルタリングを行い推定精
度を向上させる。また、フィルタリングを行う際にフィ
ルタの係数を仮推定した各サブキャリアの特徴量に応じ
て変化させることにより上記の問題を解決している。
【００３３】本発明の特徴は、複数のサブキャリア上に
変調されたマルチキャリア変調信号を受信して該マルチ
キャリア変調信号をマルチキャリア一括復調を行い各サ
ブキャリアの受信ベクトル信号を出力するフーリエ変換
回路と、該フーリエ変換回路の出力に得られる各サブキ
ャリアの受信ベクトル信号を、既知の送信ベクトル信号
又は復調後データから再生された送信ベクトル信号で除
算し、各サブキャリアの電波伝搬上の伝達関数を推定す
るチャネル推定手段と、前記チャネル推定手段により得
られた各サブキャリアの推定チャネル伝達関数をサブキ
ャリア間で平滑化するフィルタ手段と、前記受信ベクト
ル信号を前記フィルタ手段の出力である推定チャネル伝
達関数により除算して同期検波する除算手段とを有する
マルチキャリア変調方式用同期検波回路において、前記
フィルタ手段がタップ数及びタップ係数の少なくとも一
方を適応的に選択可能なトランスバーサルフィルタによ
り構成される適応フィルタ手段であり、前記チャネル推
定手段により得られた各サブキャリアの推定チャネル伝
達関数を入力し、各サブキャリア毎の特徴量を計算する
特徴量検出手段と、該特徴量検出手段の出力に従って前
記適応フィルタ手段のタップ数及びタップ係数の少なく
とも一方を選択する選択回路とを有し、前記選択回路が
各サブキャリア毎に前記特徴量検出手段の出力信号に応
じて前記適応フィルタ手段の出力信号を選択して推定チ
ャネル伝達関数を得るマルチキャリア変調方式用同期検
波回路にある。
【００３４】チャネル推定手段の推定結果は仮の推定伝
達関数として利用される。除算手段は、受信ベクトル信
号を推定チャネル伝達関数で除算することにより各電波
伝搬チャネルの伝達関数を等化した信号を出力する。
【００３５】フェージングの生じるマルチパス伝送路を
通って伝送された受信信号は、各サブキャリアの受信ベ
クトル毎に異なる振幅変動を受ける。更に、受信側では
熱雑音の影響が加わる。そこで、フィルタ手段を用いて
ノイズによる影響を緩和する。
【００３６】しかしながら、全ての推定信号に対して互
いに同じ係数のフィルタ手段を用いる場合には、チャネ
ルの振幅変動が大きいとフェージングによって変動した
チャネルをきちんと推定できない。フェージングによる
チャネル推定の劣化を抑制するには、サブキャリアの特
徴量に応じてフィルタ手段の係数を適応的に変化させる
のが効果的である。
【００３７】本発明では、推定チャネル伝達関数をサブ
キャリア間で平滑化するために互いにタップ係数の異な
る複数のフィルタ手段を用いているので、複数のフィル
タ手段の出力を適応的に選択することによって、フェー
ジングによるチャネル推定の劣化を抑制できる。実際に
は、選択手段が各サブキャリア毎に特徴量検出手段の出
力信号に応じてフィルタ手段の出力信号を選択するた
め、サブキャリア毎の振幅や位相の違いの影響を受けに
くくなり、精度の高い推定チャネル伝達関数が得られ
る。
【００３８】また、いずれの実施例についても、フィル
タ手段の複数のタップ係数は単純なビットシフト操作だ
けで実現可能である。つまり、センタータップの係数を
１とし、他のタップの係数を（１／２のべき乗）とする
ことにより、タップ位置に応じて信号をビットシフトす
るだけでタップ係数を乗算した結果が得られる。従っ
て、乗算器などを設けることなく複数のフィルタ手段を
実現できるので、回路規模の増大を抑制できる。
【００３９】前記特徴量検出手段が検出するサブキャリ
アの特徴量としては、例えば、サブキャリア毎の推定振
幅量、各サブキャリア間の推定位相回転量、前記推定振
幅量と前記推定位相回転量の積、各サブキャリア間のベ
クトル差分量、前記推定振幅量と前記ベクトル差分量と
の積が可能である。
【００４０】前記適応フィルタ手段は前記特徴量が大き
い程タップ係数の大きい出力を出力する。
【００４１】好ましくは、複数のサブキャリア上に変調
されたマルチキャリア変調信号を受信しシンボルタイミ
ングを検出するシンボルタイミング検出手段をもうけ前
記フーリエ変換はシンボルタイミングを検出した信号に
対して行う。
【００４２】好ましくは、前記チャネル推定手段と前記
適応フィルタ手段との間に位相補正手段をもうけ、隣接
サブキャリア間の定常位相回転の補正を行い得られた伝
達関数を前記適応フィルタ手段に入力する。
【００４３】好ましくは、前記チャネル推定手段と前記
適応フィルタ手段との間に外挿補正手段と、位相補正手
段をもうけ、該外挿補正手段は前記適応フィルタ手段に
帯域の両端に近いサブキャリアをフィルタ処理する場合
に必要となる帯域の外側の信号を外挿補間する場合に、
帯域の両端の前記チャネル推定手段で推定された各サブ
キャリアの推定チャネル伝達関数を入力し、入力信号に
前記シンボルタイミング検出手段のＯＦＤＭシンボル検
出ウィンドウのずれに起因するサブキャリア間の定常位
相回転に応じて位相補正を行い外挿し、前記位相補正手
段は前記外挿補正手段の出力信号である前記帯域の外側
に外挿補間された信号と帯域内の信号である前記推定チ
ャネル伝達関数を入力し、入力信号に前記定常位相回転
補正を行い前記フィルタ手段の入力信号を出力する。
【００４４】好ましくは、前記チャネル推定手段と前記
特徴量抽出手段との間に特徴量補正手段を備え、特徴量
補正手段は前記シンボルタイミング検出手段のＯＦＤＭ
シンボル検出ウィンドウずれに起因する定常位相回転量
が加わった前記チャネル推定手段の出力信号を入力し、
入力信号に前記定常位相回転量に応じた位相補正を行い
前記特徴量抽出手段に入力される信号を出力する。
【００４５】好ましくは、前記チャネル推定手段と前記
フィルタ手段との間に外挿補間手段をもうけ、該外挿補
間手段は前記適応フィルタ手段に帯域の両端に近いサブ
キャリアをフィルタ処理する場合に必要となる帯域の外
側の信号を外挿補間する場合に、帯域の両端の前記チャ
ネル推定手段で推定された各サブキャリアの推定チャネ
ル伝達関数を入力して外挿する。
【００４６】好ましくは、前記適応フィルタ手段は、更
に、各サブキャリアの変調方式を判定した信号により制
御される。
【００４７】好ましくは、前記適応フィルタ手段はトラ
ンスバーサルフィルタにより構成され、そのタップ数及
びタップ係数の調節によりフィルタの帯域幅を調節でき
る。
【００４８】
【発明の実施の形態】(第１の実施の形態)本発明のＯＦ
ＤＭ用同期検波回路の１つの実施の形態を図５に示す。
【００４９】図５のＯＦＤＭ用同期検波回路は、図６に
示すようなフォーマットの信号を扱う通信システムの受
信装置に搭載することを想定している。図６に示すフォ
ーマットにおいては、伝送されるパケットの先頭に同期
用のプリアンブル信号が２回繰り返して現れる。ＧＩは
ガードインターバルであり、ＴｗはＦＦＴウインドピリ
オドである。このような信号が、受信信号ａ２０１とし
て図５のＯＦＤＭ用同期検波回路に入力される。
【００５０】図５のＯＦＤＭ用同期検波回路は、シンボ
ルタイミング検出回路２０１，Ｓ／Ｐ（直列／並列）変
換回路２０２，ＦＦＴ（高速フーリエ変換）回路２０
３，Ｐ／Ｓ（並列／直列）変換回路２０４，切替回路２
０５，２シンボル移動平均フィルタ２０６，プリアンブ
ル信号記憶回路２０７，チャネル推定回路２０８，振幅
量検出回路２０９，周波数領域フィルタ２１０，出力選
択回路２１１，保持回路２１２，除算回路２１３，判定
回路２１４及び制御回路２１５を備えている。
【００５１】図５の実施例では、サブキャリア毎の特徴
量抽出回路Ａは振幅量検出回路２０９により構成され、
適応フィルタＢは周波数領域フィルタ２１０と出力選択
回路２１１により構成される。
【００５２】シンボルタイミング検出回路２０１は、入
力される受信信号ａ２０１からそれのシンボルタイミン
グを検出する。また、シンボルタイミング検出回路２０
１を通った受信信号ａ２０２はＳ／Ｐ変換回路２０２に
入力され並列の信号ａ２０３に変換される。
【００５３】この信号ａ２０３は、ＦＦＴ回路２０３に
入力されＯＦＤＭ復調される。すなわち、周波数領域の
並列信号から時間領域の並列信号に変換される。ＦＦＴ
回路２０３から出力される信号ａ２０４は、サブキャリ
ア毎の受信ベクトルを表す複素数信号である。ＦＦＴ回
路２０３から出力される並列の信号ａ２０４は、Ｐ／Ｓ
変換回路２０４で直列信号に変換され、信号ａ２０６と
して切替回路２０５に印加される。
【００５４】一方、シンボルタイミング検出回路２０１
が検出したシンボルタイミングを示す信号ａ２１８は、
制御回路２１５に入力される。制御回路２１５は、入力
される信号ａ２１８に従って制御信号ａ２０５を生成す
る。この制御信号ａ２０５は、切替回路２０５において
出力の切替に利用され、また保持回路２１２において受
信パケットの時間に応じて信号を保持するために利用さ
れる。
【００５５】切替回路２０５は、受信信号である信号ａ
２０６に含まれるプリアンブル部分を信号ａ２０７とし
て出力し、データの部分を信号ａ２１５として出力す
る。プリアンブル部分の信号ａ２０７は、２シンボル移
動平均フィルタ２０６に入力される。２シンボル移動平
均フィルタ２０６は、２ＯＦＤＭシンボルに渡るプリア
ンブル信号について、時間軸方向での平均処理を行う。
【００５６】チャネル推定回路２０８の２つの入力に
は、２シンボル移動平均フィルタ２０６が出力する信号
ａ２０８とプリアンブル信号記憶回路２０７が出力する
信号ａ２０９とが印加される。プリアンブル信号記憶回
路２０７は、予め記憶しているプリアンブルを信号ａ２
０９として出力する。
【００５７】チャネル推定回路２０８は、入力される２
つの信号ａ２０８，ａ２０９に基づいて、チャネル推定
を行う。すなわち、受信したＯＦＤＭ信号に含まれる複
数のサブキャリアの各々の受信ベクトルを示す信号ａ２
０８を、既知の送信ベクトルである信号ａ２０９で除算
することにより、電波伝搬上の伝達関数を各サブキャリ
アのチャネル（周波数）毎に推定する。
【００５８】チャネル推定回路２０８の推定結果を示す
信号ａ２１０は、振幅量検出回路２０９及び周波数領域
フィルタ２１０にそれぞれ入力される。振幅量検出回路
２０９は、入力される信号ａ２１０のサブキャリア毎
に、その振幅量に対応する信号ａ２１２を出力する。
【００５９】周波数領域フィルタ２１０は、具体的には
図２のように構成される。図２に示す周波数領域フィル
タ２１０は、互いにタイミングの異なる７つの信号をそ
れぞれタップ入力として同時に出力する遅延要素５１
と、３つの加算要素５２，５３，５４とで構成されてい
る。遅延要素と加算要素の間に接続されるビットシフト
回路は遅延要素のタップ出力の語を１又は複数ビットだ
けシフトすることにより最上位又はその近傍の桁に０を
挿入する。
【００６０】図２の周波数領域フィルタ２１０は、互い
にタップ係数の異なる３つのフィルタ出力ＳＧ３，ＳＧ
５，ＳＧ７を有する３つのトランスバーサルフィルタを
構成している。また、遅延要素５１の中央の遅延要素出
力５１ｄのタップ係数が１に定めてあり、その他の遅延
要素出力については、互いに隣接する遅延要素間でビッ
トシフトを用いることで実現されるタップ係数が（１／
２のべき乗）になるように定めてある。
【００６１】加算要素５２は、遅延要素５１の３番目の
遅延要素出力５１ｃ，４番目の遅延要素出力５１ｄ及び
５番目の遅延要素出力５１ｅを加算した結果をフィルタ
出力ＳＧ３として出力する。但し、各遅延要素出力５１
ｃ，５１ｄ，５１ｅはタップ間で互いに１クロックシフ
トした状態で加算要素５２に入力される。またビットシ
フトにより、タップ係数の乗算が行われる。従って、タ
ップ係数を乗算するための乗算器は不要になっている。
【００６２】同様に、加算要素５３は５つの遅延要素出
力５１ｂ，５１ｃ，５１ｄ，５１ｅ，５１ｆにビットシ
フトを行い加算した結果をフィルタ出力ＳＧ５として出
力する。また、加算要素５４は７つの遅延要素出力５１
ａ，５１ｂ，５１ｃ，５１ｄ，５１ｅ，５１ｆ，５１ｇ
を加算した結果をフィルタ出力ＳＧ７として出力する。
【００６３】図２の周波数領域フィルタ２１０は乗算器
などを必要としないので、回路規模の増大を抑制でき
る。
【００６４】周波数領域フィルタ２１０に入力される信
号ａ２１０は複素数信号であり、周波数領域フィルタ２
１０は複素数の実数成分及び虚数成分をそれぞれフィル
タリングしてからベクトル合成を行う。
【００６５】図５の出力選択回路２１１は、周波数領域
フィルタ２１０が出力する複数の出力信号ａ２１１（図
２のＳＧ３，ＳＧ５，ＳＧ７）のいずれか１つを、サブ
キャリア毎に振幅量検出回路２０９が出力する信号ａ２
１２（振幅量）に応じて選択する。選択された信号が信
号ａ２１３として出力される。
【００６６】信号ａ２１３は保持回路２１２に入力され
る。保持回路２１２は、制御回路２１５から出力される
制御信号ａ２０５に従って、信号ａ２１３をパケット受
信時間だけ保持し、それを信号ａ２１４として出力す
る。
【００６７】受信信号に含まれるデータに対応する信号
ａ２１５は、除算回路２１３において保持回路２１２か
らの信号ａ２１４によって除算され、それによって同期
検波される。同期検波によって得られた信号ａ２１６
は、判定回路２１４で判定され、その結果がデータａ２
１７として出力される。
【００６８】マルチパスフェージングにより振幅歪みを
受けた受信信号（推定信号）は、例えば図１のようにな
る。図１において、横軸はサブキャリアの区分を示し、
縦軸は信号振幅を示している。また、この例では受信信
号の平均パワーが１の場合を想定している。つまり、図
１に示すようにフェージング伝送路を通って受信された
信号は、各サブキャリアの受信ベクトル毎に異なる振幅
変動を受ける。また、受信装置においては熱雑音の影響
が加わる。
【００６９】図５のＯＦＤＭ用同期検波回路において
は、熱雑音などのノイズの影響を緩和するために、周波
数領域フィルタ２１０を用いている。但し、互いに同じ
係数のフィルタを用いて全てのサブキャリアの信号を処
理する場合には、図１のようにチャネル間の振幅変動が
大きいと、各チャネルの伝達関数を正確に推定できな
い。
【００７０】そこで、図５のＯＦＤＭ用同期検波回路に
おいては、振幅量検出回路２０９が検出した振幅量に応
じて、出力選択回路２１１が周波数領域フィルタ２１０
の出力を選択するように制御している。従って、信号振
幅の大小に応じてフィルタの係数が適応的に変化する。
【００７１】図５の振幅量検出回路２０９においては、
入力される信号ａ２１０の振幅Ａを例えば次の第(2)式
のように量子化した数値ｄａｍｐを信号ａ２１２として
出力することができる。
【００７２】 ｄａｍｐ＝３ （１．０≦Ａの場合） ｄａｍｐ＝２ （０．５≦Ａ＜１．０の場合） ｄａｍｐ＝１ （０≦Ａ＜０．５の場合） ・・・（２） また、図５の周波数領域フィルタ２１０が例えば図２の
ように３つのフィルタ出力ＳＧ３，ＳＧ５，ＳＧ７を備
える場合には、出力選択回路２１１は３つのフィルタ出
力ＳＧ３，ＳＧ５及びＳＧ７を、それぞれ振幅量検出回
路２０９が出力する信号ａ２１２の数値ｄａｍｐの１，
２及び３に対応付けることができる。
【００７３】つまり、出力選択回路２１１は制御信号ａ
２１２に従って、（１．０≦Ａ）の場合にはフィルタ出
力ＳＧ７を選択し、（０．５≦Ａ＜１．０）の場合には
フィルタ出力ＳＧ５を選択し、（０≦Ａ＜０．５）の場
合にはフィルタ出力ＳＧ３を選択するように制御でき
る。勿論、周波数領域フィルタ２１０の構成，振幅量検
出回路２０９における量子化の条件，出力選択回路２１
１における選択の条件などについては必要に応じて変更
してもよい。
【００７４】以上により、特徴量が大きいときには、フ
ィルタの帯域幅は狭くなり、特徴量が小さい時にはフィ
ルタの帯域幅は広くなる。
【００７５】いずれにしても、出力選択回路２１１から
出力される信号ａ２１３に適用される周波数領域フィル
タ２１０のフィルタ係数は、信号ａ２１０の振幅に応じ
てサブキャリア毎に適宜変更される。このため、図１に
示すようにチャネル間の振幅変動が大きい場合であって
も、各チャネルの伝達関数を正確に推定できる。
【００７６】（第２の実施形態）本発明のＯＦＤＭ用同
期検波回路の別の実施の形態を図７に示す。
【００７７】この形態は第１の実施の形態の変形例であ
り、図７において図５と同一の要素は同一の符号を付し
て示してある。また、図７のＯＦＤＭ用同期検波回路も
図６に示すフォーマットの受信信号を扱うことを想定し
ている。
【００７８】図７に示すＯＦＤＭ用同期検波回路につい
て、以下に説明する。なお、第１の実施の形態と同一の
部分については説明は省略する。
【００７９】図７のＯＦＤＭ用同期検波回路には、シン
ボルタイミング検出回路２０１，Ｓ／Ｐ変換回路２０
２，ＦＦＴ回路２０３，Ｐ／Ｓ変換回路２０４，切替回
路２０５，２シンボル移動平均フィルタ２０６，プリア
ンブル信号記憶回路２０７，チャネル推定回路２０８，
位相回転量検出回路３０９，周波数領域フィルタ２１
０，出力選択回路３１１，保持回路２１２，除算回路２
１３，判定回路２１４及び制御回路２１５が備わってい
る。
【００８０】特徴量抽出回路Ａは位相回転量検出回路３
０９により構成され、適応フィルタＢは周波数領域フィ
ルタ２１０と出力選択回路２１１により構成される。
【００８１】図７においても、チャネル推定回路２０８
は、入力される２つの信号ａ２０８，ａ２０９に基づい
て、チャネル推定を行う。すなわち、受信したＯＦＤＭ
信号に含まれる複数のサブキャリアの各々の受信ベクト
ルを示す信号ａ２０８を、既知の送信ベクトルである信
号ａ２０９で除算することにより、電波伝搬上の伝達関
数を各サブキャリアのチャネル毎に推定する。
【００８２】チャネル推定回路２０８の推定結果を示す
信号ａ２１０は、位相回転量検出回路３０９及び周波数
領域フィルタ２１０にそれぞれ入力される。位相回転量
検出回路３０９に入力される信号ａ２１０については、
多数のサブキャリアのそれぞれの信号成分が時系列で並
んで配置されている。
【００８３】位相回転量検出回路３０９は、入力される
信号ａ２１０のサブキャリア毎に、その信号成分と、時
系列で１つ前のサブキャリアの信号成分との間の位相回
転量を量子化した信号ａ３１２を出力する。出力選択回
路３１１は、位相回転量検出回路３０９が出力する信号
ａ３１２に従って、周波数領域フィルタ２１０の複数の
フィルタ出力（例えば、図２のＳＧ３，ＳＧ５，ＳＧ
７）のいずれか１つを選択する。選択された信号が信号
ａ３１３として出力される。
【００８４】マルチパスフェージングの影響を受けた受
信信号（推定信号）の位相分布は、例えば図３のように
なる。図３において、横軸はサブキャリアの区分を示
し、縦軸は信号の位相を示している。つまり、図３に示
すように、フェージング伝送路を通って受信された信号
の位相は、各サブキャリアの受信ベクトル毎に異なって
いる。また、受信装置においては熱雑音の影響が加わ
る。
【００８５】図７のＯＦＤＭ用同期検波回路において
は、熱雑音などのノイズの影響を緩和するために、周波
数領域フィルタ２１０を用いている。但し、互いに同じ
係数のフィルタを用いて全てのサブキャリアの信号を処
理する場合には、図３のようにチャネル間の位相変化が
大きいと、各チャネルの伝達関数を正確に推定できな
い。
【００８６】そこで、図７のＯＦＤＭ用同期検波回路に
おいては、位相回転量検出回路３０９が検出した位相回
転量に応じて、出力選択回路３１１が周波数領域フィル
タ２１０の出力を選択するように制御している。従っ
て、信号の位相回転に応じてキャリアフィルタの係数が
適応的に変化する。
【００８７】図７の位相回転量検出回路３０９において
は、入力される信号ａ２１０の位相回転量（互いに隣接
するサブキャリア間の位相変化）θを例えば次の第(3)
式のように量子化した数値ｄｐｈａｓｅを信号ａ３１２
として出力することができる。
【００８８】 ｄｐｈａｓｅ＝３ （θ＜π／１６の場合） ｄｐｈａｓｅ＝２ （π／１６≦θ＜π／８の場合） ｄｐｈａｓｅ＝１ （π／８≦θの場合） ・・・（３） 図３に示すような受信信号に対して上記第(3)式の量子
化を行うと、図４に示すような結果が得られる。図４に
おいて、横軸はサブキャリアの区分を示し、縦軸は量子
化後の数値ｄｐｈａｓｅを示している。
【００８９】また、図７の周波数領域フィルタ２１０が
例えば図２のように３つのフィルタ出力ＳＧ３，ＳＧ
５，ＳＧ７を備える場合には、出力選択回路３１１は３
つのフィルタ出力ＳＧ３，ＳＧ５及びＳＧ７を、それぞ
れ位相回転量検出回路３０９が出力する信号ａ３１２の
数値ｄｐｈａｓｅの１，２及び３に対応付けることがで
きる。
【００９０】つまり、出力選択回路３１１は制御信号ａ
３１２に従って、（θ＜π／１６）の場合にはフィルタ
出力ＳＧ７を選択し、（π／１６≦θ＜π／８）の場合
にはフィルタ出力ＳＧ５を選択し、（π／８≦θ）の場
合にはフィルタ出力ＳＧ３を選択するように制御でき
る。勿論、周波数領域フィルタ２１０の構成，位相回転
量検出回路３０９における量子化の条件，出力選択回路
３１１における選択の条件などについては必要に応じて
変更してもよい。
【００９１】いずれにしても、出力選択回路３１１から
出力される信号ａ３１３に適用される周波数領域フィル
タ２１０のフィルタ係数は、信号ａ２１０の位相回転量
に応じてサブキャリア毎に適宜変更される。このため、
図３に示すようにチャネル間の位相変動が大きい場合で
あっても、各チャネルの伝達関数を正確に推定できる。
【００９２】（第３の実施の形態）本発明のＯＦＤＭ用
同期検波回路の別の実施の形態を図８に示す。
【００９３】この形態は第１の実施の形態の変形例であ
り、図８において図５と同一の要素は同一の符号を付け
て示してある。また、図８のＯＦＤＭ用同期検波回路も
図６に示すフォーマットの受信信号を扱うことを想定し
ている。
【００９４】図８に示すＯＦＤＭ用同期検波回路につい
て、以下に説明する。なお、第１の実施の形態と同一の
部分については説明は省略する。
【００９５】図８のＯＦＤＭ用同期検波回路には、シン
ボルタイミング検出回路２０１，Ｓ／Ｐ変換回路２０
２，ＦＦＴ回路２０３，Ｐ／Ｓ変換回路２０４，切替回
路２０５，２シンボル移動平均フィルタ２０６，プリア
ンブル信号記憶回路２０７，チャネル推定回路２０８，
振幅量検出回路４０９，位相回転量検出回路４１６，検
出量乗算回路４１７，周波数領域フィルタ２１０，出力
選択回路４１１，保持回路２１２，除算回路２１３，判
定回路２１４及び制御回路２１５が備わっている。
【００９６】特徴量検出回路Ａは振幅量検出回路４０９
と位相回転量検出回路４１６と検出量乗算回路４1７に
より構成され、適応フィルタＢは周波数領域フィルタ２
１０と出力選択回路４１１により構成される。
【００９７】図８においても、チャネル推定回路２０８
は、入力される２つの信号ａ２０８，ａ２０９に基づい
て、チャネル推定を行う。すなわち、受信したＯＦＤＭ
信号に含まれる複数のサブキャリアの各々の受信ベクト
ルを示す信号ａ２０８を、既知の送信ベクトルである信
号ａ２０９で除算することにより、電波伝搬上の伝達関
数を各サブキャリアのチャネル毎に推定する。
【００９８】チャネル推定回路２０８の推定結果を示す
信号ａ２１０は、振幅量検出回路４０９，位相回転量検
出回路４１６及び周波数領域フィルタ２１０にそれぞれ
入力される。この信号ａ２１０については、多数のサブ
キャリアのそれぞれの信号成分が時系列で並んで配置さ
れている。
【００９９】振幅量検出回路４０９は、図５の振幅量検
出回路２０９と同様に、信号ａ２１０のサブキャリア毎
に、その振幅を量子化した結果を信号ａ４１２として出
力する。
【０１００】位相回転量検出回路４１６は、入力される
信号ａ２１０のサブキャリア毎に、その信号成分と、時
系列で１つ前のサブキャリアの信号成分との間の位相回
転量を量子化した信号ａ４１８を出力する。検出量乗算
回路４１７は、例えば信号ａ４１２の数値と信号ａ４１
８の数値との乗算により、それらの特徴量を表す信号ａ
４１９を生成する。この信号ａ４１９は、例えば１，２
又は３に量子化された数値として出力選択回路４１１に
印加される。
【０１０１】出力選択回路４１１は、検出量乗算回路４
１７が出力する信号ａ４１９に従って、周波数領域フィ
ルタ２１０の複数のフィルタ出力（例えば、図２のＳＧ
３，ＳＧ５，ＳＧ７）のいずれか１つを選択する。選択
された信号が信号ａ４１３として出力される。
【０１０２】つまり、図８のＯＦＤＭ用同期検波回路に
おいては、信号ａ２１０の振幅量に応じて出力される値
と、信号ａ２１０の位相回転量に応じて出力される値の
特徴量との両者を考慮して、実際の信号処理に用いる周
波数領域フィルタ２１０の特性が決定される。
【０１０３】従って、図１，図３に示すようにチャネル
間の振幅変動及び位相変動がいずれも大きい場合であっ
ても、各チャネルの伝達関数を正確に推定できる。
【０１０４】（第４の実施の形態）本発明のＯＦＤＭ用
同期検波回路の別の実施の形態を図９に示す。
【０１０５】この形態は第３の実施の形態の変形例であ
り、図９において図８と同一の要素は同一の符号を付け
て示してある。また、図９のＯＦＤＭ用同期検波回路も
図６に示すフォーマットの受信信号を扱うことを想定し
ている。
【０１０６】図９に示すＯＦＤＭ用同期検波回路につい
て、以下に説明する。なお、第３の実施の形態と同一の
部分については説明は省略する。
【０１０７】図９のＯＦＤＭ用同期検波回路には、シン
ボルタイミング検出回路２０１，Ｓ／Ｐ変換回路２０
２，ＦＦＴ回路２０３，Ｐ／Ｓ変換回路２０４，切替回
路２０５，２シンボル移動平均フィルタ２０６，プリア
ンブル信号記憶回路２０７，チャネル推定回路２０８，
ベクトル差分検出回路５０９，周波数領域フィルタ２１
０，出力選択回路５１１，保持回路２１２，除算回路２
１３，判定回路２１４及び制御回路２１５が備わってい
る。
【０１０８】特徴量抽出回路Ａはベクトル差分検出回路
５０９により構成され、適応フィルタＢは周波数領域フ
ィルタ２１０と出力選択回路５１１により構成される。
【０１０９】図９においても、チャネル推定回路２０８
は、入力される２つの信号ａ２０８，ａ２０９に基づい
て、チャネル推定を行う。すなわち、受信したＯＦＤＭ
信号に含まれる複数のサブキャリアの各々の受信ベクト
ルを示す信号ａ２０８を、既知の送信ベクトルである信
号ａ２０９で除算することにより、電波伝搬上の伝達関
数を各サブキャリアのチャネル毎に推定する。
【０１１０】チャネル推定回路２０８の推定結果を示す
信号ａ２１０は、ベクトル差分検出回路５０９及び周波
数領域フィルタ２１０にそれぞれ入力される。この信号
ａ２１０については、多数のサブキャリアのそれぞれの
信号成分が時系列で並んで配置されている。
【０１１１】図９のＯＦＤＭ用同期検波回路において
は、図８の振幅量検出回路４０９，位相回転量検出回路
４１６及び検出量乗算回路４１７の代わりにベクトル差
分検出回路５０９を設けてある。
【０１１２】ベクトル差分検出回路５０９は、振幅と位
相回転量とを分けることなく、入力される信号ａ２１０
のベクトル差分の絶対値を検出する。すなわち、入力さ
れる信号ａ２１０のサブキャリア毎に、その信号成分の
ベクトルと、時系列で１つ前のサブキャリアの信号成分
のベクトルとの差分の絶対値を量子化した信号ａ５１２
を出力する。従って、信号ａ５１２は互いに隣接するサ
ブキャリア間のベクトルの差分である。
【０１１３】出力選択回路５１１は、ベクトル差分検出
回路５０９が出力する信号ａ５１２に従って、周波数領
域フィルタ２１０の複数のフィルタ出力（例えば、図２
のＳＧ３，ＳＧ５，ＳＧ７）のいずれか１つを選択す
る。選択された信号が信号ａ５１３として出力される。
【０１１４】つまり、図９のＯＦＤＭ用同期検波回路に
おいては、信号ａ２１０のサブキャリア間のベクトル差
分に応じて、実際の信号処理に用いる周波数領域フィル
タ２１０の特性が決定される。
【０１１５】従って、図１，図３に示すようにチャネル
間の振幅変動及び位相変動がいずれも大きい場合であっ
ても、各チャネルの伝達関数を正確に推定できる。
【０１１６】本発明のＯＦＤＭ用同期検波回路の効果を
確認するために、計算機シミュレーションを実施した。
このシミュレーションにおいては、次に示す条件を想定
し、図８に示したＯＦＤＭ用同期検波回路と図１７に示
す従来の構成のＯＦＤＭ用同期検波回路とのそれぞれに
ついて性能を算出した。
【０１１７】受信信号のフォーマット：図６と同様 サブキャリアの変調方式：１６ＱＡＭ 誤り訂正：符号化率1/2の畳み込み符号化，ビタビアル
ゴリズムによる復号 シンボルタイミングの検出：理想的な状態 送信パケット長：６４バイト また、伝送路については送信器アンプの非線形性を考慮
して、O.B.O(Output back off)＝５ｄＢとした３０波の
レイリーフェージング環境下（遅延スプレッド(r.m.s)
＝１５０ｎｓ）を想定した。
【０１１８】このシミュレーションの結果が、図１０に
示されている。図１０において、横軸はＥｂ／Ｎ０（１
ビットあたりの信号エネルギー対単位周波数あたりのエ
ネルギー）を表し、縦軸はパケット誤り率（ＰＥＲ）を
表している。
【０１１９】図１０によれば、本発明は従来の技術と比
較して、ＰＥＲ＝０．１において、約０．５ｄＢのＥｂ
／Ｎ０の改善が認められる。従って、本発明を採用する
ことにより、高精度のチャネル推定が可能になり、ＰＥ
Ｒの劣化が抑制され特性が改善するのがわかる。
【０１２０】（第５の実施の形態）図１中の３２番目の
サブキャリア付近のように、振幅量が大きくかつ隣接サ
ブキャリアとの変化が大きい場合が存在する。このよう
な大振幅で変動量の大きい場合に振幅量の大小のみに応
じてフィルタの係数を設定する場合には、フィルタ係数
の大きいフィルタを用いてフィルタリングを行うため周
波数方向の変動に追従できないことになる。したがっ
て、別途、隣接サブキャリア間の変動量を示す特徴量が
必要になる。本実施例では隣接サブキャリア間の変動量
を示すのに隣接サブキャリア間の差分ベクトルを用い
る。差分ベクトルの説明を図１１を用いて行う。図１１
は周波数方向に各サブキャリア毎の信号平面を設定し、
その信号平面上で信号ベクトルを示している。簡単化の
ために全てのキャリアの信号点が（Ｉｃｈ，Ｑｃｈ）＝
（０，１）をとり、振幅変動のみ受けた様子を示した。
図１１中Ａ点、Ｂ点付近のように差分ベクトルだけでは
Ａ点付近のサブキャリア＃Ａとサブキャリア＃Ａ＋１の
差分ベクトルと、Ｂ点付近のサブキャリア＃Ｂとサブキ
ャリア＃Ｂ＋１の差分ベクトルが同じように表される。
そこで振幅量による特徴量と差分ベクトルによる特徴量
による重み付けを併せて行うことで、遅延スプレッドの
大きな周波数方向のチャネル伝達関数の変動が大きな場
合にも周波数方向の変動に追従しつつ、ノイズによるチ
ャネル推定の精度劣化を抑えることが可能になる。
【０１２１】図1２に本実施例のブロック図を示す。こ
の回路も図６に示すフォーマットの受信信号を扱うこと
を想定し、図５と同じ部材は同じ参照番号で示す。
【０１２２】図１２において、周波数領域フィルタ２１
０，振幅量検出回路２０９，差分ベクトル量検出回路５
０９，検出量乗算回路４１７，出力選択回路２１１を備
えて構成されている。
【０１２３】２シンボル移動平均フィルタ２０６はプリ
アンブル信号ａ２０７を入力し、２シンボルに渡るプリ
アンブル信号の時間軸方向での平均処理を行う。振幅量
検出回路２０９はチャネル仮推定信号ａ２１０を入力
し、チャネル仮推定信号の振幅量に応じた振幅量検出信
号ａ２１２を出力する。差分ベクトル量検出回路５０９
はチャネル仮推定信号ａ２１０を入力し、１サブキャリ
ア前との差分ベクトル量に応じた差分ベクトル検出回路
出力信号ａ５１２を出力する。検出量乗算回路４１７は
振幅量検出信号ａ２１２と差分ベクトル量検出信号ａ５
１２を入力し、両者を乗算し、受信パケットに応じた特
徴量を抽出する。周波数領域フィルタ２１０は図２に示
すように、３タップフィルタ出力、５タップフィルタ出
力、７タップフィルタ出力を有し、チャネル仮推定信号
ａ２１０を入力し、フィルタ出力ａ２１１（ＳＧ３，Ｓ
Ｇ５，ＳＧ７）を出力する。出力選択回路２１１は検出
量乗算回路出力信号ａ２１１ｂに応じてフィルタ出力を
選択する。
【０１２４】特徴量抽出回路Ａは振幅量検出回路２０９
と差分ベクトル量検出回路５０９と検出量乗算回路４1
７により構成され、適応フィルタＢは周波数領域フィル
タ２１０と出力選択回路２１１により構成される。
【０１２５】受信信号ａ２０１をシンボルタイミング回
路２０１に入力し、シンボルタイミングを検出する。シ
ンボルタイミング回路出力信号ａ２０２はＳ／Ｐ変換回
路２０２に入力される。Ｓ／Ｐ変換信号ａ２０３はＦＦ
Ｔ回路２０３に入力後、ＯＦＤＭ復調が行われ、サブキ
ャリア受信ベクトル信号ａ２０４が出力される。Ｐ／Ｓ
変換回路２０４ではサブキャリア受信ベクトル信号ａ２
０４のＰ／Ｓ変換が行われ、Ｐ／Ｓ変換信号ａ２０６を
得る。一方、タイミング信号ａ２１８は制御回路２１５
に入力され、制御信号ａ２０５を出力する。制御信号ａ
２０５は受信信号のプリアンブル部とデータ部の切替
や、チャネル推定信号保持期間に渡り信号を保持する保
持回路２１２に入力される。切替回路２０５では、制御
信号ａ２０５に基づいてプリアンブル部信号ａ２０７と
データ部信号ａ２１５の出力切替を行う。プリアンブル
部信号ａ２０７は２シンボル移動平均フィルタ２０６に
入力され、２シンボルに渡るプリアンブル信号の時間軸
方向での平均処理が行われる。フィルタ出力ａ２０８
は、プリアンブル信号記憶回路２０７より出力される記
憶回路信号ａ２０９によりチャネル推定回路２０８にお
いてチャネル推定が行われる。
【０１２６】チャネル仮推定信号ａ２１０は振幅量検出
回路２０９に入力され、チャネル仮推定信号ａ２１０の
振幅量に応じた振幅量検出信号ａ２１２を出力する。ま
た、チャネル仮推定信号ａ２１０は差分ベクトル検出回
路５０９に入力され、１サブキャリア前との差分ベクト
ル量に応じた差分ベクトル検出回路出力信号ａ５１２を
出力する。ここで、振幅量検出信号ａ２１２と差分ベク
トル量検出信号ａ５１２はともに検出量乗算回路４１７
に入力され、受信パケットに応じた特徴量を抽出する。
また、チャネル仮推定信号ａ２１０は、周波数領域フィ
ルタ２１０に入力され、フィルタ出力ａ２１１を出力す
る。出力選択回路２１１では検出量乗算回路出力信号ａ
２１１ｂに応じて、すなわち出力信号ａ２１１ｂの値が
大きい程タップ係数の大きいフィルタ出力ａ２１１が選
択される。
【０１２７】その後、選択出力信号ａ２１３が保持回路
２１２に入力される。保持回路２１２では制御信号に基
づきチャネル推定信号保持期間だけ選択出力信号ａ２１
３を保持する。保持回路信号ａ２１４は除算回路２１３
にデータ部信号ａ２１５とともに入力され、前者を後者
で除算することで同期検波が行われる。その後、同期検
波信号ａ２１６は判定回路２１４に入力され、データａ
２１７を出力する。
【０１２８】（第６の実施の形態）図１３に本発明の更
に別の実施例を示す。この回路も図６に示すフォーマッ
トの受信信号を扱うことを想定し、先行の実施例と同じ
部材は同じ参照番号で示す。
【０１２９】この実施例の特徴は、第１に、適応フィル
タＢの入力部に位相補正回路１２１９を設けて定常的な
位相回転の補正を信号を適応フィルタＢに入力する前に
行うことにある。第２に、前記位相補正回路１２１９の
入力部に外挿補間位相補正回路１２１８をもうけ、適応
帯域フィルタＢが帯域の両端に近いサブキャリアをフィ
ルタ処理する場合に必要となる外挿補間された帯域外の
信号に対して定常的な位相回転量の補正を行う。第３
に、特徴量抽出回路Ａの入力部に特徴量補正手段として
動作する隣接サブキャリア位相補正回路１２１７を挿入
して特徴量検出のためのサブキャリア間の位相回転量の
補正を行うことにある。
【０１３０】なお、図１３では、位相補正回路１２１
９、外挿補間位相補正回路１２１８及び隣接サブキャリ
ア位相補正回路１２１７の３つの特徴を図１２の実施例
に適用する場合を示すが、これらの特徴を別の実施例、
例えば図８、に適用することも可能であり、更に、３つ
の特徴のうちひとつ又は２つのみを適用することも可能
である。
【０１３１】図１３において、受信信号ａ２０１をシン
ボルタイミング回路２０１に入力しシンボルタイミング
を検出する。タイミング信号ａ２０２は制御回路２１５
に入力され制御信号ａ２０５を出力する。制御信号ａ２
０５は受信ＯＦＤＭウィンドウを開くタイミング、受信
信号のプリアンブル部とデータ部の切替のタイミング、
及びチャネル推定信号保持期間を示すタイミングを示す
制御信号である。また、受信信号ａ２０１はＳ／Ｐ変換
回路２０２に入力され制御信号ａ２０５に基づいてＯＦ
ＤＭシンボルを切り出しＳ／Ｐ変換されたＳ／Ｐ変換信
号ａ２０３を出力する。Ｓ／Ｐ変換信号ａ２０３はＦＦ
Ｔ回路２０３に入力後ＯＦＤＭ復調が行われ、サブキャ
リア受信ベクトル信号ａ２０４が出力される。Ｐ／Ｓ変
換回路２０４ではサブキャリア受信ベクトル信号のＰ／
Ｓ変換が行われＰ／Ｓ変換信号ａ２０６を得る。一方、
切替回路２０５では、制御信号ａ２０５に基づいてプリ
アンブル信号ａ２０７とデータ信号ａ２１５の出力切替
を行う。プリアンブル信号ａ２０７は２シンボル移動平
均フィルタ２０６に入力され２シンボルに渡るプリアン
ブル信号の時間軸方向での平均処理が行われる。フィル
タ出力ａ２０８は、プリアンブル信号記憶回路２０７よ
り出力される記憶回路信号ａ２０９によりチャネル推定
回路２０８においてチャネル推定が行われる。チャネル
推定信号ａ２１０は振幅量検出回路２０９に入力され
る。また、チャネル推定信号ａ２１０は隣接サブキャリ
ア位相補正回路１２１７にて次式に示される位相補正が
行われ位相補正信号ｓ２２１を出力する。
【０１３２】
【数１】
【０１３３】ここでＰｉは各サブキャリアの受信信号、
θは隣接サブキャリア間で生じた位相回転である。
【０１３４】さらに、チャネル推定信号ａ２１０は外挿
補間位相補性回路１２１８でフィルタリングで必要とな
る帯域の外側に対応する信号を帯域の最も外側のサブキ
ャリア信号による外挿後、各外挿信号に応じた位相補正
を行う。
【０１３５】外挿補間補正信号ｓ２２２は位相補正回路
１２１９に入力され定常位相回転に対応する位相補正が
行われ位相補正信号ｓ２２３が出力される。周波数領域
フィルタ２１０には位相補正信号が入力され周波数軸方
向に平滑化されたフィルタ出力を出力する。
【０１３６】次に、各特徴量の検出が行われる。振幅量
検出回路２０９ではチャネル推定信号ａ２１０の振幅量
に応じた振幅量検出信号ａ２１２を出力する。また、位
相補正信号ｓ２２１は差分ベクトル検出量回路５０９に
入力され、１サブキャリア前との差分ベクトル量に応じ
た差分ベクトル検出回路出力信号ａ５１２を出力する。
ここで、振幅量検出信号ａ２１２と差分ベクトル量検出
信号ａ５１２はともに、検出量乗算回路４１７に入力さ
れ受信パケットに応じた特徴量を抽出する。出力選択回
路２１１では検出量乗算回路出力信号ａ２１１ｂに応じ
てフィルタ出力が選択される。その後、選択出力ａ２１
３が保持回路２１２に入力される。保持回路２１２では
制御信号ａ２０５に基づきチャネル推定信号保持期間だ
け選択出力信号ａ２１３を保持する。保持回路信号ａ２
１４は除算回路２１３にデータ信号ａ２１５とともに入
力されチャネル伝達関数の等化つまり同期検波が行われ
る。その後、同期検波信号ａ２１６は判定回路２１４に
入力されデータａ２１７を出力する。
【０１３７】（第７の実施の形態）図１４に本発明の更
に別の実施例を示す。先行の実施例と同じ参照番号は同
じ部材を示すものとする。
【０１３８】図１４の実施例の特徴は、各サブキャリア
の変調方式に従って適応フィルタＢの特性を制御するこ
とにある。例えば変調の多値数が大のときは（ｎＱＡＭ
のｎが大のとき）、フィルタの帯域が広くなるように制
御する。
【０１３９】本実施の形態では図１５に示したプリアン
ブル信号によりチャネル推定を行った場合について示
す。つまりサブキャリアの変調方式を示す情報が送信側
から送られてくる。
【０１４０】受信信号ａ２０１をシンボルタイミング回
路２０１に入力しシンボルタイミングを検出する。タイ
ミング信号ａ２０２は制御回路２１５に入力され制御信
号を出力する。制御信号は受信ＯＦＤＭウィンドウを開
くタイミング、受信信号のプリアンブル部とデータ部の
切替のタイミング、及びチャネル推定信号保持期間を示
すタイミングを示す制御信号として用いられる。また、
受信信号ａ２０１はＳ／Ｐ変換回路２０２に入力され制
御信号に基づいてＯＦＤＭシンボルを切り出し、Ｓ／Ｐ
変換されたＳ／Ｐ変換信号ａ２０３を出力する。Ｓ／Ｐ
変換信号ａ２０３はＦＦＴ回路２０３に入力されＯＦＤ
Ｍ復調が行われた後、サブキャリア受信ベクトル信号ａ
２０４が出力される。Ｐ／Ｓ変換回路２０４ではサブキ
ャリア受信ベクトル信号のＰ／Ｓ変換が行われＰ／Ｓ変
換信号ａ２０６が出力される。次に切替回路２０５で
は、制御信号に基づいてプリアンブル信号ａ２０８とそ
の他の信号ａ２１５の出力切替を行う。
【０１４１】次にチャネル推定回路２０８ではプリアン
ブル信号記憶回路２０７に記憶されたプリアンブル信号
ａ２０９を用いてチャネル推定を行い各サブキャリアの
チャネル伝達関数ａ２１０を出力する。プリアンブル信
号のみを用いてチャネル推定を行う場合以外には、プリ
アンブル信号をチャネル伝達関数の初期推定値に用いた
後に、データ判定後のデータを用いて逆変調等の手法に
より推定値を更新することも考えられる。その後、チャ
ネル推定信号ａ２１０は周波数軸方向のフィルタ２１０
に入力される、フィルタ出力ａ２１３は保持回路２１２
に入力される。保持回路２１２では制御信号に基づきチ
ャネル推定信号保持期間だけフィルタ出力ａ２１３を保
持し保持回路出力信号ａ２１４として出力し続ける。除
算回路２１３では、プリアンブル信号以外の信号ａ２１
５と保持回路出力信号ａ２１４が入力されチャネル等化
つまり同期検波が行われ同期検波信号ａ２１６を出力す
る。切替回路２２１２では制御信号に基づいて同期検波
後のサブキャリア変調方式情報信号ｓ２２１２ｂとデー
タ信号ｓ２２１２ａを切替えて出力する操作を行う。サ
ブキャリア変調方式情報信号ｓ２２１２ｂはサブキャリ
ア変調方式復調回路２２１４に入力されサブキャリア変
調方式情報信号の判定が行われ、周波数領域フィルタ２
１０のタップ係数を選択する制御信号ｓ２２１４を出力
する。
【０１４２】
【発明の効果】以上述べた通り、本発明のマルチキャリ
ア変調方式用同期検波回路によれば、実際のチャネルの
状態に適応したフィルタ出力を選択するため、従来より
もチャネル推定精度が向上する。従って、高精度な同期
検波回路を提供できる。しかも、回路規模の増大を抑制
可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】推定信号の各サブキャリアの信号振幅の分布例
を示すグラフである。
【図２】本発明によるトランスバーサルフィルタの構成
例を示すブロック図である。
【図３】サブキャリア受信ベクトル毎の位相回転量の分
布例を示すグラフである。
【図４】サブキャリア受信ベクトル毎の量子化された位
相回転量の分布例を示すグラフである。
【図５】第１の実施の形態のＯＦＤＭ用同期検波回路の
構成を示すブロック図である。
【図６】パケットの信号フォーマットの例を示す。
【図７】第２の実施の形態のＯＦＤＭ用同期検波回路の
構成を示すブロック図である。
【図８】第３の実施の形態のＯＦＤＭ用同期検波回路の
構成を示すブロック図である。
【図９】第４の実施の形態のＯＦＤＭ用同期検波回路の
構成を示すブロック図である。
【図１０】シミュレーションの結果を示すグラフであ
る。
【図１１】差分ベクトルの説明図である。
【図１２】本発明の更に別の実施例のブロック図であ
る。
【図１３】本発明の更に別の実施例のブロック図であ
る。
【図１４】本発明の更に別の実施例のブロック図であ
る。
【図１５】図１４の実施例における送信パケットの構成
を示す。
【図１６】従来例の同期検波回路の構成を示すブロック
図である。
【図１７】従来例の同期検波回路の構成を示すブロック
図である。
【符号の説明】
２０１ シンボルタイミング検出回路 ２０２ Ｓ／Ｐ変換回路 ２０３ ＦＦＴ回路 ２０４ Ｐ／Ｓ変換回路 ２０５ 切替回路 ２０６ ２シンボル移動平均フィルタ ２０７ プリアンブル信号記憶回路 ２０８ チャネル推定回路 ２０９，４０９ 振幅量検出回路 ２１０ 多出力キャリアフィルタ ２１１，３１１，４１１，５１１ 出力選択回路 ２１２ 保持回路 ２１３ 除算回路 ２１４ 判定回路 ２１５ 制御回路 ３０９，４１６ 位相回転量検出回路 ４１７ 検出量乗算回路 ５０９ ベクトル差分検出回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (31)優先権主張番号 特願平11−302184 (32)優先日 平成11年10月25日(1999．10．25) (33)優先権主張国 日本（ＪＰ） (72)発明者 熊谷 智明 東京都新宿区西新宿三丁目19番２号 日本 電信電話株式会社内 (72)発明者 阪田 徹 東京都新宿区西新宿三丁目19番２号 日本 電信電話株式会社内 (72)発明者 守倉 正博 東京都新宿区西新宿三丁目19番２号 日本 電信電話株式会社内 Ｆターム(参考） 5K022 DD01 DD13 DD19 DD33 DD34 DD42 DD43

Claims (14)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 複数のサブキャリア上に変調されたマル
    チキャリア変調信号を受信して該マルチキャリア変調信
    号をマルチキャリア一括復調を行い各サブキャリアの受
    信ベクトル信号を出力するフーリエ変換回路と、 該フーリエ変換回路の出力に得られる各サブキャリアの
    受信ベクトル信号を、既知の送信ベクトル信号又は復調
    後データから再生された送信ベクトル信号で除算し、各
    サブキャリアの電波伝搬上の伝達関数を推定するチャネ
    ル推定手段と、 前記チャネル推定手段により得られた各サブキャリアの
    推定チャネル伝達関数をサブキャリア間で平滑化するフ
    ィルタ手段と、 前記受信ベクトル信号を前記フィルタ手段の出力である
    推定チャネル伝達関数により除算して同期検波する除算
    手段とを有するマルチキャリア変調方式用同期検波回路
    において、 前記フィルタ手段がタップ数及びタップ係数の少なくと
    も一方を適応的に選択可能なトランスバーサルフィルタ
    により構成される適応フィルタ手段であり、 前記チャネル推定手段により得られた各サブキャリアの
    推定チャネル伝達関数を入力し、各サブキャリア毎の特
    徴量を計算する特徴量検出手段と、 該特徴量検出手段の出力に従って前記適応フィルタ手段
    のタップ数及びタップ係数の少なくとも一方を選択する
    選択回路とを有し、 前記選択回路が各サブキャリア毎に前記特徴量検出手段
    の出力信号に応じて前記適応フィルタ手段の出力信号を
    選択して推定チャネル伝達関数を得ることを特徴とする
    マルチキャリア変調方式用同期検波回路。
  2. 【請求項２】 前記特徴量検出手段が各サブキャリア毎
    の推定振幅量を提供する請求項１記載のマルチキャリア
    変調方式用同期検波回路。
  3. 【請求項３】 前記特徴量検出手段が各サブキャリア間
    の推定位相回転量を提供する請求項１記載のマルチキャ
    リア変調方式用同期検波回路。
  4. 【請求項４】 前記特徴量検出手段が各サブキャリア毎
    の推定振幅量と推定位相回転量の積を提供する請求項１
    記載のマルチキャリア変調方式用同期検波回路。
  5. 【請求項５】 前記特徴量検出手段が各サブキャリア間
    のベクトル差分量を提供する請求項１記載のマルチキャ
    リア変調方式用同期検波回路。
  6. 【請求項６】 前記特徴量検出手段は、各サブキャリア
    毎の振幅量と各サブキャリア間の差分ベクトル量の積を
    提供する、請求項１記載のマルチキャリア変調方式用同
    期検波回路。
  7. 【請求項７】 前記選択回路は前記特徴量検出手段の出
    力の特徴量が大きい程前記適応フィルタ手段のタップ係
    数の大きい出力を選択する、請求項１記載のマルチキャ
    リア変調方式用同期検波回路。
  8. 【請求項８】 複数のサブキャリア上に変調されたマル
    チキャリア変調信号を受信しシンボルタイミングを検出
    するシンボルタイミング検出手段をもうけ前記フーリエ
    変換はシンボルタイミングを検出した信号に対して行う
    請求項１記載のマルチキャリア変調方式用同期検波回
    路。
  9. 【請求項９】 前記チャネル推定手段と前記適応フィル
    タ手段との間に位相補正手段をもうけ、該位相補正手段
    は前記チャネル推定手段の出力信号である推定された推
    定チャネル伝達関数を入力し、入力信号に対して前記シ
    ンボルタイミング検出手段のＯＦＤＭシンボル検出ウィ
    ンドウずれに起因する隣接サブキャリア間の定常位相回
    転の補正を行い、得られた伝達関数を前記適応フィルタ
    手段に入力することを特徴とする請求項８記載のマルチ
    キャリア変調方式用同期検波回路。
  10. 【請求項１０】 前記チャネル推定手段と前記適応フィ
    ルタ手段との間に外挿補間手段と、位相補正手段をもう
    け、該外挿補間手段は前記適応フィルタ手段に帯域の両
    端に近いサブキャリアをフィルタ処理する場合に必要と
    なる帯域の外側の信号を外挿補間する場合に、帯域の両
    端の前記チャネル推定手段で推定された各サブキャリア
    の推定チャネル伝達関数を入力し、入力信号に前記シン
    ボルタイミング検出手段のＯＦＤＭシンボル検出ウィン
    ドウのずれに起因するサブキャリア間の定常位相回転に
    応じて位相補正を行い外挿し、 前記位相補正手段は前記外挿補間手段の出力信号である
    前記帯域の外側に外挿補間された信号と帯域内の信号で
    ある前記推定チャネル伝達関数を入力し、入力信号に前
    記定常位相回転補正を行い前記フィルタ手段の入力信号
    を出力することを特徴とする請求項８記載のマルチキャ
    リア変調方式用同期検波回路。
  11. 【請求項１１】 前記チャネル推定手段と前記特徴量抽
    出手段との間に特徴量補正手段を備え、特徴量補正手段
    は前記シンボルタイミング検出手段のＯＦＤＭシンボル
    検出ウィンドウずれに起因する定常位相回転量が加わっ
    た前記チャネル推定手段の出力信号を入力し、入力信号
    に前記定常位相回転量に応じた位相補正を行い前記特徴
    量抽出手段に入力される信号を出力する、請求項８記載
    のマルチキャリア変調方式用同期検波回路。
  12. 【請求項１２】 前記チャネル推定手段と前記フィルタ
    手段との間に外挿補間手段をもうけ、該外挿補間手段は
    前記適応フィルタ手段に帯域の両端に近いサブキャリア
    をフィルタ処理する場合に必要となる帯域の外側の信号
    を外挿補間する場合に、帯域の両端の前記チャネル推定
    手段で推定された各サブキャリアの推定チャネル伝達関
    数を入力して外挿する、請求項１記載のマルチキャリア
    変調方式用同期検波回路。
  13. 【請求項１３】 前記適応フィルタ手段は各サブキャリ
    アの変調方式を判定した信号により制御される請求項１
    記載のマルチキャリア変調方式用同期検波回路。
  14. 【請求項１４】 前記適応フィルタ手段はトランスバー
    サルフィルタにより構成され、そのタップ数及びタップ
    係数の調節によりフィルタの帯域幅を調節できる請求項
    １〜１３のひとつに記載のマルチキャリア変調方式用復
    調回路。
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