JP2001190092A - 発電機能付き誘導型ベアリングレスモータ - Google Patents
発電機能付き誘導型ベアリングレスモータInfo
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- JP2001190092A JP2001190092A JP30599299A JP30599299A JP2001190092A JP 2001190092 A JP2001190092 A JP 2001190092A JP 30599299 A JP30599299 A JP 30599299A JP 30599299 A JP30599299 A JP 30599299A JP 2001190092 A JP2001190092 A JP 2001190092A
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- induction
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- F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
- F16—ENGINEERING ELEMENTS AND UNITS; GENERAL MEASURES FOR PRODUCING AND MAINTAINING EFFECTIVE FUNCTIONING OF MACHINES OR INSTALLATIONS; THERMAL INSULATION IN GENERAL
- F16C—SHAFTS; FLEXIBLE SHAFTS; ELEMENTS OR CRANKSHAFT MECHANISMS; ROTARY BODIES OTHER THAN GEARING ELEMENTS; BEARINGS
- F16C32/00—Bearings not otherwise provided for
- F16C32/04—Bearings not otherwise provided for using magnetic or electric supporting means
- F16C32/0406—Magnetic bearings
- F16C32/044—Active magnetic bearings
- F16C32/0474—Active magnetic bearings for rotary movement
- F16C32/0493—Active magnetic bearings for rotary movement integrated in an electrodynamic machine, e.g. self-bearing motor
- F16C32/0497—Active magnetic bearings for rotary movement integrated in an electrodynamic machine, e.g. self-bearing motor generating torque and radial force
-
- F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
- F16—ENGINEERING ELEMENTS AND UNITS; GENERAL MEASURES FOR PRODUCING AND MAINTAINING EFFECTIVE FUNCTIONING OF MACHINES OR INSTALLATIONS; THERMAL INSULATION IN GENERAL
- F16C—SHAFTS; FLEXIBLE SHAFTS; ELEMENTS OR CRANKSHAFT MECHANISMS; ROTARY BODIES OTHER THAN GEARING ELEMENTS; BEARINGS
- F16C2380/00—Electrical apparatus
- F16C2380/26—Dynamo-electric machines or combinations therewith, e.g. electro-motors and generators
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- General Engineering & Computer Science (AREA)
- Mechanical Engineering (AREA)
- Magnetic Bearings And Hydrostatic Bearings (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 位置制御側の電源装置を省略して、小型コン
パクト化した誘導型ベアリングレスモータを提供する。 【解決手段】 かご型回転体を周方向に囲む固定子に、
該回転体を駆動する駆動巻線と、該駆動巻線と極数が２
異なる制御巻線とを備え、該制御巻線の電圧、あるいは
電流を制御することにより半径方向力を発生して位置制
御し、前記回転体を非接触浮上支持する誘導型ベアリン
グレスモータにおいて、該制御巻線で発電される電力を
電源として利用し、前記回転体の浮上位置制御を行う。
パクト化した誘導型ベアリングレスモータを提供する。 【解決手段】 かご型回転体を周方向に囲む固定子に、
該回転体を駆動する駆動巻線と、該駆動巻線と極数が２
異なる制御巻線とを備え、該制御巻線の電圧、あるいは
電流を制御することにより半径方向力を発生して位置制
御し、前記回転体を非接触浮上支持する誘導型ベアリン
グレスモータにおいて、該制御巻線で発電される電力を
電源として利用し、前記回転体の浮上位置制御を行う。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ポンプやスピンド
ルなどの用途に利用される、電動機部と磁気軸受部を一
体化し、回転体を非接触浮上支持しつつ駆動するベアリ
ングレスモータに係り、特にかご型回転子を用いた誘導
型ベアリングレスモータに関する。
ルなどの用途に利用される、電動機部と磁気軸受部を一
体化し、回転体を非接触浮上支持しつつ駆動するベアリ
ングレスモータに係り、特にかご型回転子を用いた誘導
型ベアリングレスモータに関する。
【０００２】
【従来の技術】図１に、ベアリングレスモータの固定子
の巻線構造を示す。３相２極の駆動巻線ＮＵ２，
ＮＶ２，ＮＷ２を持つ電動機の固定子スロット内に、３
相４極の位置制御巻線ＮＵ４，ＮＶ４，ＮＷ４を同時に
施した構造となっている。このように、回転体を駆動す
る駆動巻線とは極数が±２異なる制御巻線を追加して、
制御巻線の電圧、あるいは電流を制御することにより、
半径方向力を発生して位置制御し、駆動巻線による駆動
磁束に重畳する位置制御巻線による制御磁束を調整し、
前記回転体を非接触浮上支持するベアリングレスモータ
は既に知られている。ここで、回転体として、かご型回
転子を用いるものが誘導型ベアリングレスモータであ
る。
の巻線構造を示す。３相２極の駆動巻線ＮＵ２，
ＮＶ２，ＮＷ２を持つ電動機の固定子スロット内に、３
相４極の位置制御巻線ＮＵ４，ＮＶ４，ＮＷ４を同時に
施した構造となっている。このように、回転体を駆動す
る駆動巻線とは極数が±２異なる制御巻線を追加して、
制御巻線の電圧、あるいは電流を制御することにより、
半径方向力を発生して位置制御し、駆動巻線による駆動
磁束に重畳する位置制御巻線による制御磁束を調整し、
前記回転体を非接触浮上支持するベアリングレスモータ
は既に知られている。ここで、回転体として、かご型回
転子を用いるものが誘導型ベアリングレスモータであ
る。
【０００３】このような誘導型ベアリングレスモータを
含む１つのユニットのベアリングレスモータの従来の電
源システム構成例を図２に示す。電動機側、位置制御側
共に、商用電源１１が整流器１２に入力され、整流器１
２により直流に変換され、さらにインバータ１３にて、
ＰＷＭ制御（パルス幅変調）により、所望の周波数・電
圧の３相交流をベアリングレスモータ１５のそれぞれの
巻線に供給する。半径方向位置制御に必要な電圧・電流
容量は、電動機の電圧電流容量に比較して小さく０．０
０５倍程度との報告もあり、極めて小さい。即ち、浮上
位置制御に必要な電圧電流容量、即ち皮相電力の殆どは
無効電力であり、更に小さい。
含む１つのユニットのベアリングレスモータの従来の電
源システム構成例を図２に示す。電動機側、位置制御側
共に、商用電源１１が整流器１２に入力され、整流器１
２により直流に変換され、さらにインバータ１３にて、
ＰＷＭ制御（パルス幅変調）により、所望の周波数・電
圧の３相交流をベアリングレスモータ１５のそれぞれの
巻線に供給する。半径方向位置制御に必要な電圧・電流
容量は、電動機の電圧電流容量に比較して小さく０．０
０５倍程度との報告もあり、極めて小さい。即ち、浮上
位置制御に必要な電圧電流容量、即ち皮相電力の殆どは
無効電力であり、更に小さい。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、単なる
電動機と比べて、従来のベアリングレスモータでは、位
置制御用電源は小さい容量でよいのではあるが、位置制
御用の商用電源と整流器が必要であり、ベアリングレス
モータへの電源からのケーブルの配線数が増えてしま
う。ベアリングレスモータに位置制御用のインバータを
組み込むことが可能ならば、位置制御用の商用電源や整
流器が無い方が好ましい。これは、装置全体の小型化や
コストダウンにつながることになる。
電動機と比べて、従来のベアリングレスモータでは、位
置制御用電源は小さい容量でよいのではあるが、位置制
御用の商用電源と整流器が必要であり、ベアリングレス
モータへの電源からのケーブルの配線数が増えてしま
う。ベアリングレスモータに位置制御用のインバータを
組み込むことが可能ならば、位置制御用の商用電源や整
流器が無い方が好ましい。これは、装置全体の小型化や
コストダウンにつながることになる。
【０００５】又、発電を行う形式としては、永久磁石型
ベアリングレスモータでは通常の発電機と同様に理解す
ることができるが、誘導型ベアリングレスモータを使用
する場合には、その発電のメカニズムに付いて全く知見
がない。
ベアリングレスモータでは通常の発電機と同様に理解す
ることができるが、誘導型ベアリングレスモータを使用
する場合には、その発電のメカニズムに付いて全く知見
がない。
【０００６】本発明は、上述した事情に鑑みて為された
もので、位置制御側の電源装置を省略して、小型コンパ
クト化した誘導型ベアリングレスモータを提供すること
を目的とする。
もので、位置制御側の電源装置を省略して、小型コンパ
クト化した誘導型ベアリングレスモータを提供すること
を目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】請求項１に記載の発明
は、かご型回転体を周方向に囲む固定子に、該回転体を
駆動する駆動巻線と、該駆動巻線と極数が２異なる制御
巻線とを備え、該制御巻線の電圧、あるいは電流を制御
することにより半径方向力を発生して位置制御し、前記
回転体を非接触浮上支持する誘導型ベアリングレスモー
タにおいて、該制御巻線で発電される電力を電源として
利用し、前記回転体の浮上位置制御を行うことを特徴と
する発電機能付き誘導型ベアリングレスモータである。
これにより、回転体の浮上位置制御を行う電力を自らの
発電電力で賄うことができ、位置制御側の商用電源への
接続ケーブル、及び商用電源を直流に変換するコンバー
タ等の電源回路部分を省略できる。従って、誘導型ベア
リングレスモータを小型コンパクト化するとともに、省
エネルギ化することができる。
は、かご型回転体を周方向に囲む固定子に、該回転体を
駆動する駆動巻線と、該駆動巻線と極数が２異なる制御
巻線とを備え、該制御巻線の電圧、あるいは電流を制御
することにより半径方向力を発生して位置制御し、前記
回転体を非接触浮上支持する誘導型ベアリングレスモー
タにおいて、該制御巻線で発電される電力を電源として
利用し、前記回転体の浮上位置制御を行うことを特徴と
する発電機能付き誘導型ベアリングレスモータである。
これにより、回転体の浮上位置制御を行う電力を自らの
発電電力で賄うことができ、位置制御側の商用電源への
接続ケーブル、及び商用電源を直流に変換するコンバー
タ等の電源回路部分を省略できる。従って、誘導型ベア
リングレスモータを小型コンパクト化するとともに、省
エネルギ化することができる。
【０００８】請求項２に記載の発明は、前記ベアリング
レスモータの浮上位置制御系に、正弦波外乱信号を入力
して、該信号の振幅を調整することを特徴とする。これ
により、発電効率を調整することが可能となる。
レスモータの浮上位置制御系に、正弦波外乱信号を入力
して、該信号の振幅を調整することを特徴とする。これ
により、発電効率を調整することが可能となる。
【０００９】請求項３に記載の発明は、前記ベアリング
レスモータの浮上位置制御系に、正弦波外乱信号を加
え、位置制御巻線からみたすべりあるいはすべり周波数
を適正にするために、その周波数を調整することを特徴
とする。これにより、良好な発電効率が得られる。
レスモータの浮上位置制御系に、正弦波外乱信号を加
え、位置制御巻線からみたすべりあるいはすべり周波数
を適正にするために、その周波数を調整することを特徴
とする。これにより、良好な発電効率が得られる。
【００１０】請求項４に記載の発明は、前記位置制御巻
線の等価回路の入力側から見た全インピーダンスの抵抗
分の大きさが一番大きくなるような、前記制御巻線から
見たすべりあるいはすべり周波数となるように、前記外
乱信号の周波数を調整することを特徴とする。これによ
り、最大の有効発電電力が得られる。
線の等価回路の入力側から見た全インピーダンスの抵抗
分の大きさが一番大きくなるような、前記制御巻線から
見たすべりあるいはすべり周波数となるように、前記外
乱信号の周波数を調整することを特徴とする。これによ
り、最大の有効発電電力が得られる。
【００１１】請求項５に記載の発明は、前記駆動巻線の
極数及び前記位置制御巻線の極数が２と４、或いは、４
と６、或いは６と８の組み合せであることを特徴とす
る。これにより、実用的な誘導型ベアリングレスモータ
で回転体の浮上位置制御を行う電力を自らの発電電力で
賄うことができる。
極数及び前記位置制御巻線の極数が２と４、或いは、４
と６、或いは６と８の組み合せであることを特徴とす
る。これにより、実用的な誘導型ベアリングレスモータ
で回転体の浮上位置制御を行う電力を自らの発電電力で
賄うことができる。
【００１２】請求項６に記載の発明は、前記位置制御巻
線から見た回転体のすべりが−０．１５から−０．３０
で、概ね−０．２であることを特徴とする。これによ
り、実用的な誘導型ベアリングレスモータで、良好な発
電効率が得られる。
線から見た回転体のすべりが−０．１５から−０．３０
で、概ね−０．２であることを特徴とする。これによ
り、実用的な誘導型ベアリングレスモータで、良好な発
電効率が得られる。
【００１３】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
を参照して説明する。図３は、本発明の実施の形態の発
電機能付き誘導型ベアリングレスモータの概念を示す。
ここでベアリングレスモータ１５の固定子は、図１に示
すように回転子の回転駆動用の３相２極巻線を備えると
共に、回転子の浮上位置制御用の３相４極巻線を備えて
いる。回転子は、図示しないが通常のかご型の誘導型回
転子が固定子の内部に配置される。ここで、駆動巻線が
３相２極であり、制御巻線が３相４極であることから、
制御巻線の電圧或いは電流を制御することにより、回転
子に対して半径方向力を発生して浮上位置の制御を行
い、回転子を非接触浮上する誘導型ベアリングレスモー
タである。尚、ベアリングレスモータの固定子において
は、駆動巻線により供給される２極の回転磁界と、制御
巻線により供給される４極の回転磁界との相乗的な作用
により半径方向力が発生し、これにより回転子の浮上位
置制御等が行われるので、このような半径方向力は、制
御巻線に供給される電力が小さくても大きな制御力が得
られ、効率的な制御が行われる。
を参照して説明する。図３は、本発明の実施の形態の発
電機能付き誘導型ベアリングレスモータの概念を示す。
ここでベアリングレスモータ１５の固定子は、図１に示
すように回転子の回転駆動用の３相２極巻線を備えると
共に、回転子の浮上位置制御用の３相４極巻線を備えて
いる。回転子は、図示しないが通常のかご型の誘導型回
転子が固定子の内部に配置される。ここで、駆動巻線が
３相２極であり、制御巻線が３相４極であることから、
制御巻線の電圧或いは電流を制御することにより、回転
子に対して半径方向力を発生して浮上位置の制御を行
い、回転子を非接触浮上する誘導型ベアリングレスモー
タである。尚、ベアリングレスモータの固定子において
は、駆動巻線により供給される２極の回転磁界と、制御
巻線により供給される４極の回転磁界との相乗的な作用
により半径方向力が発生し、これにより回転子の浮上位
置制御等が行われるので、このような半径方向力は、制
御巻線に供給される電力が小さくても大きな制御力が得
られ、効率的な制御が行われる。
【００１４】そして、図３に示すように、ベアリングレ
スモータ１５の２極の駆動巻線には、商用電源１１から
整流器１２により直流化された電力をインバータ１３に
より可変周波数・電圧に変換された交流電力が供給され
る。ここで、インバータ１３は、一般にはパルス幅変調
（ＰＷＭ）制御が用いられる。この点は、従来のベアリ
ングレスモータの駆動方式と同様である。しかしなが
ら、このベアリングレスモータ１５で、その制御巻線で
発電される電力を電源として利用し、インバータにより
可変周波数・電圧の交流電圧に変換し、回転子の浮上位
置制御を行うように４極制御巻線にその電力が供給され
る。これにより、自らの発電電力で位置制御巻線に供給
する電力を賄うことができる。従って、位置制御側の商
用電源への接続ケーブル、及び商用電源を直流に変換す
るコンバータ等の電源回路部分を省略できる。
スモータ１５の２極の駆動巻線には、商用電源１１から
整流器１２により直流化された電力をインバータ１３に
より可変周波数・電圧に変換された交流電力が供給され
る。ここで、インバータ１３は、一般にはパルス幅変調
（ＰＷＭ）制御が用いられる。この点は、従来のベアリ
ングレスモータの駆動方式と同様である。しかしなが
ら、このベアリングレスモータ１５で、その制御巻線で
発電される電力を電源として利用し、インバータにより
可変周波数・電圧の交流電圧に変換し、回転子の浮上位
置制御を行うように４極制御巻線にその電力が供給され
る。これにより、自らの発電電力で位置制御巻線に供給
する電力を賄うことができる。従って、位置制御側の商
用電源への接続ケーブル、及び商用電源を直流に変換す
るコンバータ等の電源回路部分を省略できる。
【００１５】図４は、ベアリングレスモータの発電電力
調整システムを示す。システム構成は大きく分けて２極
電動機部２１と、４極位置制御部２２と、新たに追加し
た外乱信号生成部２３とからなる。２極の駆動巻線に
は、角速度指令値ω＊及び電流指令値ｉα ＊に従って、
３相駆動電流iｕ２、iｖ２、iｗ２が２極駆動巻線に流
れる。
調整システムを示す。システム構成は大きく分けて２極
電動機部２１と、４極位置制御部２２と、新たに追加し
た外乱信号生成部２３とからなる。２極の駆動巻線に
は、角速度指令値ω＊及び電流指令値ｉα ＊に従って、
３相駆動電流iｕ２、iｖ２、iｗ２が２極駆動巻線に流
れる。
【００１６】固定子に取り付けられた渦電流型変位セン
サ２５により、重りなどの外力や回転子の偏心によって
生じる回転子の磁気中心からの変位α、βを検出する。
変位α、βは変位の指令値α＊、β＊と比較され、その
誤差がＰＩＤコントローラに入力される。ＰＩＤコント
ローラは誤差に応じた半径方向力の指令値Ｆα ＊、Ｆ β
＊を発生する。半径方向力の指令値Ｆα ＊、Ｆβ ＊と電
動機部の一次角周波数指令値ω＊より
サ２５により、重りなどの外力や回転子の偏心によって
生じる回転子の磁気中心からの変位α、βを検出する。
変位α、βは変位の指令値α＊、β＊と比較され、その
誤差がＰＩＤコントローラに入力される。ＰＩＤコント
ローラは誤差に応じた半径方向力の指令値Ｆα ＊、Ｆ β
＊を発生する。半径方向力の指令値Ｆα ＊、Ｆβ ＊と電
動機部の一次角周波数指令値ω＊より
【数１】 を用いて変調を行い、２相電流指令値ｉα ＊、ｉβ ＊を
生成する。
生成する。
【００１７】（１）式に示すように、一次角周波数指令
値ω＊で変調することにより、電動機巻線による回転磁
界と同期をとることができ、半径方向力の指令値
Ｆα ＊、Ｆβ ＊を発生することが可能になる。さらに２
相電流指令値ｉα ＊、ｉβ ＊から
値ω＊で変調することにより、電動機巻線による回転磁
界と同期をとることができ、半径方向力の指令値
Ｆα ＊、Ｆβ ＊を発生することが可能になる。さらに２
相電流指令値ｉα ＊、ｉβ ＊から
【数２】 で示される２相３相変換行列により、３相交流電流指令
値ｉＵ４ ＊、ｉＶ４ ＊、ｉＷ４ ＊を決定し、３相４極半
径方向位置制御部のインバータを制御する。もし静的な
半径方向力を発生していれば、半径方向力の指令値Ｆα
＊、Ｆβ ＊は直流分があり、直流分は（１）（２）式に
より角周波数ω＊の交流電流になる。
値ｉＵ４ ＊、ｉＶ４ ＊、ｉＷ４ ＊を決定し、３相４極半
径方向位置制御部のインバータを制御する。もし静的な
半径方向力を発生していれば、半径方向力の指令値Ｆα
＊、Ｆβ ＊は直流分があり、直流分は（１）（２）式に
より角周波数ω＊の交流電流になる。
【００１８】次に、このときのすべりを考察する。最初
に、電動機巻線のすべりについて説明する。２極固定子
の電流周波数をｆ(Ｈｚ)、回転子の毎秒の回転数をｎ
（ｒ／ｓｅｃ）とする。すべりｓ２は回転子の同期速度
に対する相対速度ｆ−ｎの同期速度をｆに対する比で、
（３）式
に、電動機巻線のすべりについて説明する。２極固定子
の電流周波数をｆ(Ｈｚ)、回転子の毎秒の回転数をｎ
（ｒ／ｓｅｃ）とする。すべりｓ２は回転子の同期速度
に対する相対速度ｆ−ｎの同期速度をｆに対する比で、
（３）式
【数３】 で定義される。
【００１９】ｆ＝ｎであれば、ｓ２＝０になり無負荷状
態である。２極の電動機として運転しているときは、ｎ
はｆよりやや小さくなり、ｓ２は正の値である。一方、
４極巻線の電流周波数は静的な半径方向力を発生する際
には、２極固定子の電流周波数と等しい周波数ｆである
ので、４極回転磁界の同期速度はｆ／２になる。よっ
て、位置制御巻線から見たすべりｓ４は、（４）式、
態である。２極の電動機として運転しているときは、ｎ
はｆよりやや小さくなり、ｓ２は正の値である。一方、
４極巻線の電流周波数は静的な半径方向力を発生する際
には、２極固定子の電流周波数と等しい周波数ｆである
ので、４極回転磁界の同期速度はｆ／２になる。よっ
て、位置制御巻線から見たすべりｓ４は、（４）式、
【数４】 であり、ｎ＝ｆであればｓ４＝−１である。
【００２０】従って、発電機の動作をする。２極の電動
機としてトルク負荷時に回転子の回転速度ｎが電動機の
回転磁界の速度ｆよりやや低くなった場合でも、ｓ４は
大きさがやや１より小さくなるが、負の値であり発電動
作する。しかし、 すべりｓ４＝−１ で発電動作をするために発電効率は悪い。図５には、電
動機の負荷特性を示しているが、４極すべりｓ４が、−
０．２程度が最も良好な発電効率が得られると考えられ
る。
機としてトルク負荷時に回転子の回転速度ｎが電動機の
回転磁界の速度ｆよりやや低くなった場合でも、ｓ４は
大きさがやや１より小さくなるが、負の値であり発電動
作する。しかし、 すべりｓ４＝−１ で発電動作をするために発電効率は悪い。図５には、電
動機の負荷特性を示しているが、４極すべりｓ４が、−
０．２程度が最も良好な発電効率が得られると考えられ
る。
【００２１】そこで、フィードバック系に外乱信号を加
え、４極すべりｓ４を最適化するとともに、振幅を調整
して発電電力を調整する。そのための制御ブロックが力
の指令値外乱生成部２３である。外乱振幅指令値Ｆ
ｅｘｔ ＊、角周波数指令値ωｅｘ ｔ ＊とし、α軸、β軸
の外乱信号をそれぞれＦα−ｅｘｔ ＊，Ｆβ−ｅｘｔ ＊
とすると、（５）式、
え、４極すべりｓ４を最適化するとともに、振幅を調整
して発電電力を調整する。そのための制御ブロックが力
の指令値外乱生成部２３である。外乱振幅指令値Ｆ
ｅｘｔ ＊、角周波数指令値ωｅｘ ｔ ＊とし、α軸、β軸
の外乱信号をそれぞれＦα−ｅｘｔ ＊，Ｆβ−ｅｘｔ ＊
とすると、（５）式、
【数５】 である。
【００２２】外乱振幅指令値Ｆｅｘｔ ＊、角周波数指令
値ωｅｘｔ ＊をいかに決定するかが問題である。Ｆ
α−ｅｘｔ ＊，Ｆβ−ｅｘｔ ＊は、ＰＩＤコントローラ
より出力される半径方向力の指令値Ｆα ＊、Ｆβ ＊とそ
れぞれ加算され、変調ブロックに入力される。ここで
（５）式内の位相の符号は４極電流の作る回転磁界の方
向を決定する重要なパラメータである。そこで、符号と
回転磁界も考慮しながら説明する。ＰＩＤコントローラ
より出力される半径方向力の指令値 Ｆα ＊＝０、Ｆβ ＊＝０ とし、（５）式で表される外乱を加算する。（５）式を Ｆα−ｅｘｔ ＊＝Ｆα ＊、Ｆβ−ｅｘｔ ＊＝Ｆβ ＊ とし（１）式に代入すると、
値ωｅｘｔ ＊をいかに決定するかが問題である。Ｆ
α−ｅｘｔ ＊，Ｆβ−ｅｘｔ ＊は、ＰＩＤコントローラ
より出力される半径方向力の指令値Ｆα ＊、Ｆβ ＊とそ
れぞれ加算され、変調ブロックに入力される。ここで
（５）式内の位相の符号は４極電流の作る回転磁界の方
向を決定する重要なパラメータである。そこで、符号と
回転磁界も考慮しながら説明する。ＰＩＤコントローラ
より出力される半径方向力の指令値 Ｆα ＊＝０、Ｆβ ＊＝０ とし、（５）式で表される外乱を加算する。（５）式を Ｆα−ｅｘｔ ＊＝Ｆα ＊、Ｆβ−ｅｘｔ ＊＝Ｆβ ＊ とし（１）式に代入すると、
【数６】 になる。
【００２３】更に（２）式に代入すると４極３相電流指
令値は、
令値は、
【数７】 になる。
【００２４】（７）式で表される電流はＵ相、Ｗ相、Ｖ
相の順にピークに達する電流である。このような電流が
流れたとき、２極電動機巻線が作る回転磁界と、４極巻
線が作る回転磁界の方向が等しく反時計回りになる。又
（７）式より生成される３相４極電流指令値び各周波数
は変調角周波数ω＊と力の指令値外乱角周波数ωｅｘ ｔ
＊を加算したものになる。４極巻線の電流周波数は２極
固定子の電流周波数ｆと外乱周波数ｆｅｘｔを加算した
（ｆ＋ｆｅｘｔ）であるので、４極回転磁界の同期速度
は （ｆ＋ｆｅｘｔ）／２ になる。
相の順にピークに達する電流である。このような電流が
流れたとき、２極電動機巻線が作る回転磁界と、４極巻
線が作る回転磁界の方向が等しく反時計回りになる。又
（７）式より生成される３相４極電流指令値び各周波数
は変調角周波数ω＊と力の指令値外乱角周波数ωｅｘ ｔ
＊を加算したものになる。４極巻線の電流周波数は２極
固定子の電流周波数ｆと外乱周波数ｆｅｘｔを加算した
（ｆ＋ｆｅｘｔ）であるので、４極回転磁界の同期速度
は （ｆ＋ｆｅｘｔ）／２ になる。
【００２５】よって、位置制御巻線から見たすべりｓ４
は
は
【数８】 である。
【００２６】（８）式をｆｅｘｔについて解くと、
【数９】 になる。この結果を使えば、２極固定子の電流周波数ｆ
つまり２極の同期速度と、回転子の回転速度ｎが与えら
れれば、位置制御巻線から見たすべりｓ４を所定の値に
する外乱周波数ｆｅｘｔを設定できる。
つまり２極の同期速度と、回転子の回転速度ｎが与えら
れれば、位置制御巻線から見たすべりｓ４を所定の値に
する外乱周波数ｆｅｘｔを設定できる。
【００２７】次に、図６に４極巻線の等価回路を示す。
４極電流の角周波数ωとして入力側から見た全インピー
ダンスＺを計算する。Ｚを抵抗分ＺＲ、リアクタンス分
ＺＩを用いて、
４極電流の角周波数ωとして入力側から見た全インピー
ダンスＺを計算する。Ｚを抵抗分ＺＲ、リアクタンス分
ＺＩを用いて、
【数１０】 とおき、インピーダンスの抵抗分ＺＲを導出する。
【００２８】インピーダンスの抵抗分ＺＲは、
【数１１】 になる。
【００２９】ＺＲを用いて有効発電電力Ｐａｃは、 Ｐａｃ＝３×ＺＲ×Ｉ４ ２ （１２） と求まる。
【００３０】従って、有効発電電力ＰａｃはＺＲ及びＩ
４が大きい程、大きいことが分かる。位置制御巻線から
見たすべりｓ４に対するインピーダンスの抵抗分ＺＲの
変化の理論値は、図７に示すようになり、ＺＲが最大に
なるすべりｓ４＝−０．２付近であることが分かる。
又、位置制御巻線から見たすべりｓ４に対する４極位置
制御電流の変化を実験的に調べると、図８に示すよう
に、すべり−０．２でピークとなり、大きくなってい
る。尚、すべりが更に小さくなると、４極位置制御電流
が再び大きくなるのは、位置制御系のＰＩＤ部のゲイン
が変化するためと考えられる。
４が大きい程、大きいことが分かる。位置制御巻線から
見たすべりｓ４に対するインピーダンスの抵抗分ＺＲの
変化の理論値は、図７に示すようになり、ＺＲが最大に
なるすべりｓ４＝−０．２付近であることが分かる。
又、位置制御巻線から見たすべりｓ４に対する４極位置
制御電流の変化を実験的に調べると、図８に示すよう
に、すべり−０．２でピークとなり、大きくなってい
る。尚、すべりが更に小さくなると、４極位置制御電流
が再び大きくなるのは、位置制御系のＰＩＤ部のゲイン
が変化するためと考えられる。
【００３１】従って、有効発電電力を大きくするために
は、インピーダンスの抵抗分ＺＲが大きくなるようなす
べりｓとなるように、外乱信号の周波数を調整すればよ
いことになる。２極駆動巻線、４極位置制御巻線を備え
た誘導型ベアリングレスモータでは、その条件として
は、図７及び図８に示すように、すべりが−０．２付近
であればインピーダンスの抵抗分ＺＲも４極位置制御電
流も大きくなり、図９に示すように有効発電電力も大き
くなる。
は、インピーダンスの抵抗分ＺＲが大きくなるようなす
べりｓとなるように、外乱信号の周波数を調整すればよ
いことになる。２極駆動巻線、４極位置制御巻線を備え
た誘導型ベアリングレスモータでは、その条件として
は、図７及び図８に示すように、すべりが−０．２付近
であればインピーダンスの抵抗分ＺＲも４極位置制御電
流も大きくなり、図９に示すように有効発電電力も大き
くなる。
【００３２】尚、外乱正弦波信号の大きさと、４極３相
電流指令値及び変位α、βの関係を導出すると式（１
３）（１４）となり、外乱正弦波信号の大きさが大きい
ほど４極３相電流指令値が大きくなり、発電上好ましく
なることを示している。
電流指令値及び変位α、βの関係を導出すると式（１
３）（１４）となり、外乱正弦波信号の大きさが大きい
ほど４極３相電流指令値が大きくなり、発電上好ましく
なることを示している。
【数１２】
【数１３】
【００３３】しかしながら、あまり大きいと変位も大き
くなり、保護軸受に接触するなどの問題もある。従っ
て、ベアリングレスモータの浮上位置制御系に、正弦波
外乱信号を入力して、該信号の振幅を適当な値に調整す
るべきである。
くなり、保護軸受に接触するなどの問題もある。従っ
て、ベアリングレスモータの浮上位置制御系に、正弦波
外乱信号を入力して、該信号の振幅を適当な値に調整す
るべきである。
【００３４】尚、位置制御巻線から見たすべりｓ４は
（４）式で与えられるが、すべり周波数はｆ／２−ｎで
与えられる。すべりの代わりに、すべり周波数をパラメ
ータとして考えても同様である。また、本発明の実施の
形態の発電機能付き誘導型ベアリングレスモータでは、
回転子に静的な半径方向力を作用させ、作用した静的な
半径方向力と釣り合う半径方向力を発生し、その半径方
向力に対応して発生する電流により発電を行うことも可
能である。また、ベアリングレスモータのギャップを小
さくすることにより発電電力を増加することも可能であ
る。また、ベアリングレスモータの半径方向力を発生す
る巻線を駆動する半導体電力変換器を備え、その電力変
換器に用いるデバイスに低オン損失デバイスを用い、
又、高耐圧化により、消費電力を減少することが好まし
い。
（４）式で与えられるが、すべり周波数はｆ／２−ｎで
与えられる。すべりの代わりに、すべり周波数をパラメ
ータとして考えても同様である。また、本発明の実施の
形態の発電機能付き誘導型ベアリングレスモータでは、
回転子に静的な半径方向力を作用させ、作用した静的な
半径方向力と釣り合う半径方向力を発生し、その半径方
向力に対応して発生する電流により発電を行うことも可
能である。また、ベアリングレスモータのギャップを小
さくすることにより発電電力を増加することも可能であ
る。また、ベアリングレスモータの半径方向力を発生す
る巻線を駆動する半導体電力変換器を備え、その電力変
換器に用いるデバイスに低オン損失デバイスを用い、
又、高耐圧化により、消費電力を減少することが好まし
い。
【００３５】また、ベアリングレスモータの半径方向力
を発生する巻線を駆動する半導体電力変換器を備え、そ
の電力変換器を高耐圧化して電力変換器の損失を減少
し、駆動される巻線の巻数を増加し、細線化することが
好ましい。これにより所用電圧を増加し、消費電力を減
少することができる。また、ベアリングレスモータは、
半径方向位置計測機能を備え、半径方向位置計測器にお
けるノイズを低減、除去することが好ましい。これによ
り、半径方向位置制御に必要な電力を低減することがで
きる。また、主軸のアンバランス量を機械的に低減し、
半径方向位置制御用半導体電力変換器、及び巻線の消費
電力を低減することが好ましい。
を発生する巻線を駆動する半導体電力変換器を備え、そ
の電力変換器を高耐圧化して電力変換器の損失を減少
し、駆動される巻線の巻数を増加し、細線化することが
好ましい。これにより所用電圧を増加し、消費電力を減
少することができる。また、ベアリングレスモータは、
半径方向位置計測機能を備え、半径方向位置計測器にお
けるノイズを低減、除去することが好ましい。これによ
り、半径方向位置制御に必要な電力を低減することがで
きる。また、主軸のアンバランス量を機械的に低減し、
半径方向位置制御用半導体電力変換器、及び巻線の消費
電力を低減することが好ましい。
【００３６】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、誘
導型のベアリングレスモータにおいても発電が可能とな
り、ベアリングレスモータの位置制御用の商用電源や整
流器を無くすことができる。従って、コストを低減で
き、ベアリングレスモータでありながら、通常の電動機
と同様に、駆動用の商用電源と整流器のみを準備すれば
運転が可能となる。更に、位置制御用のインバータを組
み込むことが可能ならば、装置全体を小型化できる。
導型のベアリングレスモータにおいても発電が可能とな
り、ベアリングレスモータの位置制御用の商用電源や整
流器を無くすことができる。従って、コストを低減で
き、ベアリングレスモータでありながら、通常の電動機
と同様に、駆動用の商用電源と整流器のみを準備すれば
運転が可能となる。更に、位置制御用のインバータを組
み込むことが可能ならば、装置全体を小型化できる。
【図１】ベアリングレスモータの固定子の巻線構造の一
例を示す図である。
例を示す図である。
【図２】従来のベアリングレスモータの電源システム構
成例を示す図である。
成例を示す図である。
【図３】本発明の実施の形態のベアリングレスモータの
電源システム構成例を示す図である。
電源システム構成例を示す図である。
【図４】図３に示すベアリングレスモータの発電電力調
整システムを示す図である。
整システムを示す図である。
【図５】誘導電動機のすべりと効率の特性を示す図であ
る。
る。
【図６】４極位置制御巻線の等価回路を示す図である。
【図７】４極位置制御巻線から見たすべりと等価インビ
ーダンスの抵抗分の理論値との関係を示す図である。
ーダンスの抵抗分の理論値との関係を示す図である。
【図８】４極位置制御巻線から見たすべりと４極位置制
御電流との関係を示す図である。
御電流との関係を示す図である。
【図９】４極位置制御巻線から見たすべりと有効発電電
力との関係を示す図である。
力との関係を示す図である。
１１ 商用電源 １２ 整流器 １３ インバータ １５ ベアリングレスモータ ２１ ２極電動機部 ２２ ４極半径方向位置制御部 ２３ 力の指令値外乱生成部 ２５ 位置センサ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (71)出願人 000000239 株式会社荏原製作所 東京都大田区羽田旭町11番１号 (72)発明者 深尾 正 神奈川県横浜市青葉区松風台24−45 (72)発明者 千葉 明 東京都新宿区下落合１−８−14落合マンシ ョン707 Ｆターム(参考） 3J102 AA01 BA03 BA17 CA19 DA02 DA09 DB05 DB37 GA13 5H576 AA05 BB04 CC05 CC06 DD02 DD04 EE11 HB01 HB05 LL09 LL18 LL38 LL41
Claims (6)
- 【請求項１】 かご型回転体を周方向に囲む固定子に、
該回転体を駆動する駆動巻線と、該駆動巻線と極数が２
異なる制御巻線とを備え、該制御巻線の電圧、あるいは
電流を制御することにより半径方向力を発生して位置制
御し、前記回転体を非接触浮上支持する誘導型ベアリン
グレスモータにおいて、該制御巻線で発電される電力を
電源として利用し、前記回転体の浮上位置制御を行うこ
とを特徴とする発電機能付き誘導型ベアリングレスモー
タ。 - 【請求項２】 前記ベアリングレスモータの浮上位置制
御系に、正弦波外乱信号を入力して、該信号の振幅を調
整することを特徴とする請求項１に記載の発電機能付き
誘導型ベアリングレスモータ。 - 【請求項３】 前記ベアリングレスモータの浮上位置制
御系に、正弦波外乱信号を加え、位置制御巻線からみた
すべりあるいはすべり周波数を適正にするために、その
周波数を調整することを特徴とする請求項１又は２に記
載の発電機能付き誘導型ベアリングレスモータ。 - 【請求項４】 前記位置制御巻線の等価回路の入力側か
ら見た全インピーダンスの抵抗分の大きさが最も大きく
なるような、前記制御巻線から見たすべりあるいはすべ
り周波数となるように、前記外乱信号の周波数を調整す
ることを特徴とする請求項３に記載の発電機能付き誘導
型ベアリングレスモータ。 - 【請求項５】 前記駆動巻線の極数及び前記位置制御巻
線の極数が２と４、或いは、４と６、或いは６と８の組
み合せであることを特徴とする請求項１乃至４のいずれ
かに記載の発電機能付き誘導型ベアリングレスモータ。 - 【請求項６】 前記位置制御巻線から見た回転体のすべ
りが−０．１５から−０．３０で概ね−０．２であるこ
とを特徴とする請求項５に記載の発電機能付き誘導型ベ
アリングレスモータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30599299A JP2001190092A (ja) | 1999-10-27 | 1999-10-27 | 発電機能付き誘導型ベアリングレスモータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30599299A JP2001190092A (ja) | 1999-10-27 | 1999-10-27 | 発電機能付き誘導型ベアリングレスモータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001190092A true JP2001190092A (ja) | 2001-07-10 |
Family
ID=17951778
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP30599299A Pending JP2001190092A (ja) | 1999-10-27 | 1999-10-27 | 発電機能付き誘導型ベアリングレスモータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2001190092A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010017040A (ja) * | 2008-07-04 | 2010-01-21 | Tokyo Univ Of Science | 磁気支持制御回路、該磁気支持制御回路を搭載したベアリングレスモータ及びベアリングレスモータ制御システム |
| CN106208888A (zh) * | 2016-08-25 | 2016-12-07 | 江苏大学 | 一种基于新型趋近律的无轴承异步电机滑模控制方法 |
| EP2781888A3 (en) * | 2013-03-22 | 2017-11-01 | Rieter CZ s.r.o. | Device for detecting position of rotating working means in active magnetic bearing |
| CN110048653A (zh) * | 2019-05-22 | 2019-07-23 | 河南科技大学 | 无轴承异步电机的滑模变结构mras转速辨识方法 |
-
1999
- 1999-10-27 JP JP30599299A patent/JP2001190092A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010017040A (ja) * | 2008-07-04 | 2010-01-21 | Tokyo Univ Of Science | 磁気支持制御回路、該磁気支持制御回路を搭載したベアリングレスモータ及びベアリングレスモータ制御システム |
| EP2781888A3 (en) * | 2013-03-22 | 2017-11-01 | Rieter CZ s.r.o. | Device for detecting position of rotating working means in active magnetic bearing |
| CN106208888A (zh) * | 2016-08-25 | 2016-12-07 | 江苏大学 | 一种基于新型趋近律的无轴承异步电机滑模控制方法 |
| CN110048653A (zh) * | 2019-05-22 | 2019-07-23 | 河南科技大学 | 无轴承异步电机的滑模变结构mras转速辨识方法 |
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Legal Events
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|---|---|---|---|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20041228 |
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Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A711 Effective date: 20041228 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A821 Effective date: 20041228 |
|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20060207 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20090820 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20091006 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20100302 |