JP2001119957A - 電源電流検出装置 - Google Patents
電源電流検出装置Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 電源の電力を多相電力変換器に供給し、その
出力によって多相電動機を駆動する場合に電源電流を専
用の電流センサを設けることなく、正確に検出する。 【解決手段】 多相電力変換器としての三相インバータ
１３から出力される三相電流の内の少なくとも２つの相
電流ｉU 及びｉV を相電流センサ１４Ｕ，１４Ｖで検出
し、これを演算処理部２１に入力することにより、この
演算処理部２１で相電流ｉU 及びｉV をもとに残りの相
電流ｉW を算出し、これら相電流ｉU 、ｉ V 及びｉW と
三相インバータ１３を駆動する制御信号ＣＳU 、ＣＳV
及びＣＳWを形成するパルス幅変調処理におけるオン時
間ＵON、ＶON及びＷONをパルス幅変調周期Ｔで除したオ
ンデューティ比ＤU 、ＤV 及びＤW とを個別に乗算した
値を合算することにより、直流電源１２の電源電流ｉB
を検出する。
出力によって多相電動機を駆動する場合に電源電流を専
用の電流センサを設けることなく、正確に検出する。 【解決手段】 多相電力変換器としての三相インバータ
１３から出力される三相電流の内の少なくとも２つの相
電流ｉU 及びｉV を相電流センサ１４Ｕ，１４Ｖで検出
し、これを演算処理部２１に入力することにより、この
演算処理部２１で相電流ｉU 及びｉV をもとに残りの相
電流ｉW を算出し、これら相電流ｉU 、ｉ V 及びｉW と
三相インバータ１３を駆動する制御信号ＣＳU 、ＣＳV
及びＣＳWを形成するパルス幅変調処理におけるオン時
間ＵON、ＶON及びＷONをパルス幅変調周期Ｔで除したオ
ンデューティ比ＤU 、ＤV 及びＤW とを個別に乗算した
値を合算することにより、直流電源１２の電源電流ｉB
を検出する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、多相電動機を駆動
する多相電力変換器に電力を供給する電源の電源電流を
検出する電源電流検出装置に関し、特に電動スクータ、
補助動力付き自転車、補助動力付き車椅子等の電動車両
やハイブリッド車両に使用して好適なものである。
する多相電力変換器に電力を供給する電源の電源電流を
検出する電源電流検出装置に関し、特に電動スクータ、
補助動力付き自転車、補助動力付き車椅子等の電動車両
やハイブリッド車両に使用して好適なものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、ペダルに与えられる踏力やハンド
リムに与えられる人力を検出し、これら踏力や人力等の
入力トルクに見合ったアシストトルクを電動機によって
発生するようにした補助動力付き自転車、補助動力付き
車椅子等の補助動力付き人力車両、トルク指令値に基づ
いて多相電動機を駆動して走行する電動スクータ等の電
動車両やハイブリッド車両が知られている。この種の電
動車両においては、運転者が快適且つ安全に運転を行う
ためには、ペダルやハンドリムに与えられる入力トルク
や加速操作部に与えられるトルク指令値に正確に対応し
たトルクが発生されなければならない。
リムに与えられる人力を検出し、これら踏力や人力等の
入力トルクに見合ったアシストトルクを電動機によって
発生するようにした補助動力付き自転車、補助動力付き
車椅子等の補助動力付き人力車両、トルク指令値に基づ
いて多相電動機を駆動して走行する電動スクータ等の電
動車両やハイブリッド車両が知られている。この種の電
動車両においては、運転者が快適且つ安全に運転を行う
ためには、ペダルやハンドリムに与えられる入力トルク
や加速操作部に与えられるトルク指令値に正確に対応し
たトルクが発生されなければならない。
【０００３】従来の電動車両においては、電動機への供
給電流、電動機の回転速度及びトルク間に一定の関係が
成立することにより、入力トルク又はトルク指令値に見
合ったトルクを電動機によって発生させている。すなわ
ち、電動機の回転速度を検出し、この回転速度で入力ト
ルク又はトルク指令値に見合ったトルクを得るのに必要
な電動機への供給電流を上記一定の関係に基づいて求め
る。そして、このようにして求めた電流を電動機に供給
することにより必要なトルクを発生させる。
給電流、電動機の回転速度及びトルク間に一定の関係が
成立することにより、入力トルク又はトルク指令値に見
合ったトルクを電動機によって発生させている。すなわ
ち、電動機の回転速度を検出し、この回転速度で入力ト
ルク又はトルク指令値に見合ったトルクを得るのに必要
な電動機への供給電流を上記一定の関係に基づいて求め
る。そして、このようにして求めた電流を電動機に供給
することにより必要なトルクを発生させる。
【０００４】ところで、上記のような電動車両の動力用
として、ブラシレスＤＣモータ等の永久磁石内蔵型の回
転子を有する多相電動機を多相電力変換器（インバー
タ）で駆動することが近年検討されている。この多相電
動機は近年高性能な希土類の永久磁石が開発されたこと
により、小型で高出力な電動機を実現することが可能と
なっている。このような多相電動機を駆動制御する場合
には、多相電力変換器にバッテリ等の電源から電力を供
給することから、電源電流を精度よく検出して放電電流
を監視し、この放電電流を制御して電池の残存容量の管
理を行うことにより、電源の寿命を延ばすと共に効率の
良い電動機の駆動制御を行うことが望まれている。
として、ブラシレスＤＣモータ等の永久磁石内蔵型の回
転子を有する多相電動機を多相電力変換器（インバー
タ）で駆動することが近年検討されている。この多相電
動機は近年高性能な希土類の永久磁石が開発されたこと
により、小型で高出力な電動機を実現することが可能と
なっている。このような多相電動機を駆動制御する場合
には、多相電力変換器にバッテリ等の電源から電力を供
給することから、電源電流を精度よく検出して放電電流
を監視し、この放電電流を制御して電池の残存容量の管
理を行うことにより、電源の寿命を延ばすと共に効率の
良い電動機の駆動制御を行うことが望まれている。
【０００５】一方、直流電源をバッテリ等の二次電池で
構成した場合には充電が必要となり、この充電を行うた
めに、エンジン等の回転駆動源の回転駆動力を利用して
多相交流発電機を回転駆動し、この発電機で発電された
多相交流を多相電力変換器（コンバータ）で直流に変換
して直流電源に供給するようにしているが、この場合も
直流電源に対する充電電流を精度良く検出して充電制御
を行うことが望まれている。このため、従来、電源の放
電電流又は充電電流の検出は、電源と多相電力変換器と
の間に、シャント抵抗又は非接触型の電流センサを配設
することによって行っているのが一般的である。
構成した場合には充電が必要となり、この充電を行うた
めに、エンジン等の回転駆動源の回転駆動力を利用して
多相交流発電機を回転駆動し、この発電機で発電された
多相交流を多相電力変換器（コンバータ）で直流に変換
して直流電源に供給するようにしているが、この場合も
直流電源に対する充電電流を精度良く検出して充電制御
を行うことが望まれている。このため、従来、電源の放
電電流又は充電電流の検出は、電源と多相電力変換器と
の間に、シャント抵抗又は非接触型の電流センサを配設
することによって行っているのが一般的である。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来の電源電流検出装置にあっては、電源と多相電力変換
器との間にシャント抵抗又は非接触型の電流センサを専
用に設ける必要があり、部品点数が増加してコストが嵩
むと共に、回路面積も大きくなるという未解決の課題が
ある。
来の電源電流検出装置にあっては、電源と多相電力変換
器との間にシャント抵抗又は非接触型の電流センサを専
用に設ける必要があり、部品点数が増加してコストが嵩
むと共に、回路面積も大きくなるという未解決の課題が
ある。
【０００７】そこで、本発明は、上記従来例の未解決の
課題に着目してなされたものであり、電源の放電電流又
は充電電流を、シャント抵抗や非接触型の電流センサ等
の専用部品を設けることなく、精度よく検出することが
できる電源電流検出装置を提供することを目的としてい
る。
課題に着目してなされたものであり、電源の放電電流又
は充電電流を、シャント抵抗や非接触型の電流センサ等
の専用部品を設けることなく、精度よく検出することが
できる電源電流検出装置を提供することを目的としてい
る。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、請求項１に係る電源電流検出装置は、直流電源と多
相回転機との間に多相電力変換器を介挿した制御系にお
ける直流電源及び多相電力変換器間の電流を検出する電
源電流検出装置において、前記多相回転機における各相
の瞬時電流値を符号付きで個別に検出する相電流検出手
段と、該相電流検出手段で検出した各相の電流値に、こ
れら各相に対応する前記多相電力変換器の上アーム制御
信号のオンデューティ比を個別に乗算した乗算値を合算
して前記電源電流を演算する電源電流演算手段とを備え
ていることを特徴としている。
に、請求項１に係る電源電流検出装置は、直流電源と多
相回転機との間に多相電力変換器を介挿した制御系にお
ける直流電源及び多相電力変換器間の電流を検出する電
源電流検出装置において、前記多相回転機における各相
の瞬時電流値を符号付きで個別に検出する相電流検出手
段と、該相電流検出手段で検出した各相の電流値に、こ
れら各相に対応する前記多相電力変換器の上アーム制御
信号のオンデューティ比を個別に乗算した乗算値を合算
して前記電源電流を演算する電源電流演算手段とを備え
ていることを特徴としている。
【０００９】この請求項１に係る発明においては、相電
流検出手段で検出した多相電動機や多相発電機等の多相
回転機における各相の符号付き瞬時電流値と、そのとき
の多相インバータや多相コンバータ等の多相電力変換器
における上アーム制御信号のオンデューティ比とを乗算
することにより、各相の通電量を算出し、これら通電量
を合算することにより、電源電流を算出することができ
る。また、請求項２に係る電源電流検出装置は、直流電
源と多相回転機との間に多相電力変換器を介挿した制御
系における直流電源及び多相電力変換器間の電流を検出
する電源電流検出装置において、前記多相回転機におけ
る各相の瞬時電流値を個別に検出する相電流検出手段
と、該相電流検出手段で検出した各相の電流値の絶対値
の和と、これら各相に対応する前記多相電力変換器の上
アーム制御信号のオンデューティ比の和と乗算した値を
平均化して前記電源電流を演算する電源電流演算手段と
を備えていることを特徴としている。
流検出手段で検出した多相電動機や多相発電機等の多相
回転機における各相の符号付き瞬時電流値と、そのとき
の多相インバータや多相コンバータ等の多相電力変換器
における上アーム制御信号のオンデューティ比とを乗算
することにより、各相の通電量を算出し、これら通電量
を合算することにより、電源電流を算出することができ
る。また、請求項２に係る電源電流検出装置は、直流電
源と多相回転機との間に多相電力変換器を介挿した制御
系における直流電源及び多相電力変換器間の電流を検出
する電源電流検出装置において、前記多相回転機におけ
る各相の瞬時電流値を個別に検出する相電流検出手段
と、該相電流検出手段で検出した各相の電流値の絶対値
の和と、これら各相に対応する前記多相電力変換器の上
アーム制御信号のオンデューティ比の和と乗算した値を
平均化して前記電源電流を演算する電源電流演算手段と
を備えていることを特徴としている。
【００１０】この請求項２に係る発明においては、電源
電流演算手段で、各相電流の絶対値の和とオンデューテ
ィ比の和とを乗算する１回の積和演算を行い、これらを
所定周期で平均化して演算負荷を低減する。さらに、請
求項３に係る電源電流検出装置は、請求項１又は２に係
る発明において、前記電源電流演算手段が演算した電源
電流を、当該電源電流、電源電圧、電動機出力、相電
流、電動機回転速度、周囲温度、前記多相電力変換器の
デッドタイム、多相インバータを構成するスイッチング
素子のオンドロップ、配線の損失等の補正パラメータの
少なくとも１つに基づいて算出される補正係数で補正す
る補正手段を有している。
電流演算手段で、各相電流の絶対値の和とオンデューテ
ィ比の和とを乗算する１回の積和演算を行い、これらを
所定周期で平均化して演算負荷を低減する。さらに、請
求項３に係る電源電流検出装置は、請求項１又は２に係
る発明において、前記電源電流演算手段が演算した電源
電流を、当該電源電流、電源電圧、電動機出力、相電
流、電動機回転速度、周囲温度、前記多相電力変換器の
デッドタイム、多相インバータを構成するスイッチング
素子のオンドロップ、配線の損失等の補正パラメータの
少なくとも１つに基づいて算出される補正係数で補正す
る補正手段を有している。
【００１１】この請求項３に係る発明においては、電源
電流、電源電圧等の補正パラメータの１つ又は複数の組
み合わせによって算出される補正係数で演算した電源電
流を補正するので、電源電流をより高精度で検出するこ
とができる。
電流、電源電圧等の補正パラメータの１つ又は複数の組
み合わせによって算出される補正係数で演算した電源電
流を補正するので、電源電流をより高精度で検出するこ
とができる。
【００１２】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
に基づいて説明する。図１は本発明を補助動力付き自転
車に適用した場合の一実施形態を示す動力系統図であ
る。図中、１は乗り手の踏力が入力されるクランク軸で
あって、このクランク軸１に入力された入力トルクが一
方向クラッチ２を介して合力軸３に伝達される。一方、
例えばブラシレスＤＣモータで構成される多相回転機と
しての三相電動機４で発生される補助トルクが減速部５
及び一方向クラッチ６を介して合力軸３に伝達され、こ
の合力軸３でクランク軸１からの入力トルクと三相電動
機４で発生された補助トルクとが合成されて、その出力
トルクがチェーン（図示せず）及びフリーホイール７を
介して後輪８に伝達され、この後輪８が回転駆動され
る。
に基づいて説明する。図１は本発明を補助動力付き自転
車に適用した場合の一実施形態を示す動力系統図であ
る。図中、１は乗り手の踏力が入力されるクランク軸で
あって、このクランク軸１に入力された入力トルクが一
方向クラッチ２を介して合力軸３に伝達される。一方、
例えばブラシレスＤＣモータで構成される多相回転機と
しての三相電動機４で発生される補助トルクが減速部５
及び一方向クラッチ６を介して合力軸３に伝達され、こ
の合力軸３でクランク軸１からの入力トルクと三相電動
機４で発生された補助トルクとが合成されて、その出力
トルクがチェーン（図示せず）及びフリーホイール７を
介して後輪８に伝達され、この後輪８が回転駆動され
る。
【００１３】また、一方向クラッチ２及び合力軸３間の
動力伝達経路に入力トルクを検出する例えばトーション
バーを有するトルクセンサで構成される踏力センサ１０
が設けられ、この踏力センサ１０で検出された入力トル
ク検出値が三相電動機４を駆動制御するコントローラ２
０に入力される。図２は本実施形態における制御ブロッ
ク図であり、以下のような要素から構成される。例えば
２４Ｖのバッテリで構成される直流電源１２から供給さ
れる直流電力を互いに１２０°の位相差を有する三相交
流に変換して三相電動機４に供給する多相電力変換器を
構成する電圧型の三相インバータ１３と、この三相イン
バータ１３から三相電動機４に出力されるＵ相、Ｖ相及
びＷ相の各相電流を正負の符号付きで検出する例えば非
接触形のホールＣＴで構成される相電流検出手段として
の相電流センサ１４Ｕ及び１４Ｖと、三相電動機４の永
久磁石で構成されるロータの回転位相を検出して通電タ
イミング信号ＴＳU 〜ＴＳW を出力するホール素子を含
むホールＩＣ１５Ｕ、１５Ｖ及び１５Ｗと、例えば合力
軸３の回転速度を検出して車速ＶSPを検出する車速セン
サ１６と、直流電源１２の電源電圧を検出する電源電圧
センサ１７と、上記各センサからの検出値に基づいて三
相電動機４で発生させるアシストトルクを演算し、演算
したアシストトルクに基づいて三相インバータ１３の各
スイッチング素子に対する制御信号ＣＳU 〜ＣＳW を形
成すると共に、相電流検出値ｉU 及びｉV に基づいて残
りのｗ相電流検出値ｉWを算出し、各相電流検出値ｉU
〜ｉW と三相インバータ１３の上アーム制御信号のデュ
ーティ比とに基づいて電源電流ｉB を検出し、検出した
電源電流ｉB に基づいて電源残存容量の管理を行うコン
トローラ２０とで構成されている。
動力伝達経路に入力トルクを検出する例えばトーション
バーを有するトルクセンサで構成される踏力センサ１０
が設けられ、この踏力センサ１０で検出された入力トル
ク検出値が三相電動機４を駆動制御するコントローラ２
０に入力される。図２は本実施形態における制御ブロッ
ク図であり、以下のような要素から構成される。例えば
２４Ｖのバッテリで構成される直流電源１２から供給さ
れる直流電力を互いに１２０°の位相差を有する三相交
流に変換して三相電動機４に供給する多相電力変換器を
構成する電圧型の三相インバータ１３と、この三相イン
バータ１３から三相電動機４に出力されるＵ相、Ｖ相及
びＷ相の各相電流を正負の符号付きで検出する例えば非
接触形のホールＣＴで構成される相電流検出手段として
の相電流センサ１４Ｕ及び１４Ｖと、三相電動機４の永
久磁石で構成されるロータの回転位相を検出して通電タ
イミング信号ＴＳU 〜ＴＳW を出力するホール素子を含
むホールＩＣ１５Ｕ、１５Ｖ及び１５Ｗと、例えば合力
軸３の回転速度を検出して車速ＶSPを検出する車速セン
サ１６と、直流電源１２の電源電圧を検出する電源電圧
センサ１７と、上記各センサからの検出値に基づいて三
相電動機４で発生させるアシストトルクを演算し、演算
したアシストトルクに基づいて三相インバータ１３の各
スイッチング素子に対する制御信号ＣＳU 〜ＣＳW を形
成すると共に、相電流検出値ｉU 及びｉV に基づいて残
りのｗ相電流検出値ｉWを算出し、各相電流検出値ｉU
〜ｉW と三相インバータ１３の上アーム制御信号のデュ
ーティ比とに基づいて電源電流ｉB を検出し、検出した
電源電流ｉB に基づいて電源残存容量の管理を行うコン
トローラ２０とで構成されている。
【００１４】ここで、三相インバータ１３は、図３に示
すように、直流電源１２の正極側及び負極側間に直列に
接続された一対のＭＯＳ電界効果トランジスタで構成さ
れるＵ相用スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、これらＵ相
用スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と並列に接続された一対
のＶ相用スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４及び一対のＷ相用
スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６と、各スイッチング素子Ｑ
１〜Ｑ６と並列に接続されたフリーホイールダイオード
Ｄとを有し、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のゲートに
コントローラ２０からの制御信号ＣＳU 〜ＣＳW が入力
され、さらにＵ相用スイッチング素子Ｑ１及びＱ２の接
続点が三相電動機４のスター接続されたＵ相コイルに接
続され、Ｖ相用スイッチング素子Ｑ３及びＱ４の接続点
が三相電動機４のＶ相コイルに接続され、Ｗ相用スイッ
チング素子Ｑ５及びＱ６の接続点が三相電動機４のＷ相
コイルに接続されている。
すように、直流電源１２の正極側及び負極側間に直列に
接続された一対のＭＯＳ電界効果トランジスタで構成さ
れるＵ相用スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、これらＵ相
用スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と並列に接続された一対
のＶ相用スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４及び一対のＷ相用
スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６と、各スイッチング素子Ｑ
１〜Ｑ６と並列に接続されたフリーホイールダイオード
Ｄとを有し、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のゲートに
コントローラ２０からの制御信号ＣＳU 〜ＣＳW が入力
され、さらにＵ相用スイッチング素子Ｑ１及びＱ２の接
続点が三相電動機４のスター接続されたＵ相コイルに接
続され、Ｖ相用スイッチング素子Ｑ３及びＱ４の接続点
が三相電動機４のＶ相コイルに接続され、Ｗ相用スイッ
チング素子Ｑ５及びＱ６の接続点が三相電動機４のＷ相
コイルに接続されている。
【００１５】コントローラ２０は、踏力センサ１０で検
出した入力トルク検出値ＴP 及び車速センサ１６で検出
した車速ＶSPが入力されると共に、相電流センサ１４Ｕ
及び１４Ｖで検出した相電流ｉU ，ｉV 及びホールＩＣ
１５Ｕ〜１５Ｗで検出された通電タイミング信号ＴＳU
〜ＴＳW が入力され、これらに基づいて入力トルク検出
値ＴP に応じたアシストトルクを三相電動機４で発生さ
せるアシスト電流を算出し、これに応じた正弦波三相交
流信号を形成し、これらをパルス幅変調（ＰＷＭ）した
制御信号ＣＳU 、ＣＳV 及びＣＳW を出力すると共に、
直流電源１２の残容量管理を行う例えばマイクロコンピ
ュータで構成される演算処理部２１と、この演算処理部
２１から出力される制御信号ＣＳU 〜ＣＳW を増幅して
制御信号ＣＳU1〜ＣＳW2として前記三相インバータ１３
の各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６に供給するゲート駆動
部２２とで構成されている。
出した入力トルク検出値ＴP 及び車速センサ１６で検出
した車速ＶSPが入力されると共に、相電流センサ１４Ｕ
及び１４Ｖで検出した相電流ｉU ，ｉV 及びホールＩＣ
１５Ｕ〜１５Ｗで検出された通電タイミング信号ＴＳU
〜ＴＳW が入力され、これらに基づいて入力トルク検出
値ＴP に応じたアシストトルクを三相電動機４で発生さ
せるアシスト電流を算出し、これに応じた正弦波三相交
流信号を形成し、これらをパルス幅変調（ＰＷＭ）した
制御信号ＣＳU 、ＣＳV 及びＣＳW を出力すると共に、
直流電源１２の残容量管理を行う例えばマイクロコンピ
ュータで構成される演算処理部２１と、この演算処理部
２１から出力される制御信号ＣＳU 〜ＣＳW を増幅して
制御信号ＣＳU1〜ＣＳW2として前記三相インバータ１３
の各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６に供給するゲート駆動
部２２とで構成されている。
【００１６】ここで、演算処理部２１は、踏力センサ１
０で検出した入力トルク検出値ＴP及び車速センサ１６
で検出した車速ＶSPとに基づいて三相電動機４で所定の
アシストトルクを発生させるアシストトルク制御処理
と、相電流センサ１４Ｕ及び１４Ｖで検出した相電流ｉ
U 及びｉV に基づいて電源電流ｉB を検出する電源電流
検出処理と、この電源電流検出処理で検出した放電電流
積算値ｉQ 及び電源電圧ＶB に基づいて電源残容量管理
を行う直流電源管理処理とを実行し、電源残容量を発光
ダイオードＤ１及びＤ２の点灯制御によって表示する。
０で検出した入力トルク検出値ＴP及び車速センサ１６
で検出した車速ＶSPとに基づいて三相電動機４で所定の
アシストトルクを発生させるアシストトルク制御処理
と、相電流センサ１４Ｕ及び１４Ｖで検出した相電流ｉ
U 及びｉV に基づいて電源電流ｉB を検出する電源電流
検出処理と、この電源電流検出処理で検出した放電電流
積算値ｉQ 及び電源電圧ＶB に基づいて電源残容量管理
を行う直流電源管理処理とを実行し、電源残容量を発光
ダイオードＤ１及びＤ２の点灯制御によって表示する。
【００１７】アシストトルク制御処理は、図４に示すよ
うに、所定時間（例えば１０ｍｓｅｃ）毎のタイマ割込
処理によって実行され、先ず、ステップＳ１で踏力セン
サ１０で検出した入力トルク検出値ＴP 及び車速センサ
１６で検出した車速ＶSPを読込み、次いでステップＳ２
に移行して、入力トルク検出値ＴP をもとに予め記憶さ
れた入力トルク−アシスト量変換テーブルを参照して、
アシストトルクＴA を算出する。
うに、所定時間（例えば１０ｍｓｅｃ）毎のタイマ割込
処理によって実行され、先ず、ステップＳ１で踏力セン
サ１０で検出した入力トルク検出値ＴP 及び車速センサ
１６で検出した車速ＶSPを読込み、次いでステップＳ２
に移行して、入力トルク検出値ＴP をもとに予め記憶さ
れた入力トルク−アシスト量変換テーブルを参照して、
アシストトルクＴA を算出する。
【００１８】次いで、ステップＳ３に移行して、車速Ｖ
SPをもとに図７に示す車速ＶSPと係数Ｋとの関係を示す
係数算出テーブルを参照して係数Ｋを算出する。ここ
で、係数算出テーブルは、図７に示すように、車速ＶSP
が零から例えば１５ｋｍ／ｈまでの間は係数Ｋが“１”
を保持するが、車速ＶSPが１５ｋｍ／ｈを越えると係数
Ｋが車速ＶSPの増加に逆比例して減少し、例えば２４ｋ
ｍ／ｈ以上で係数Ｋが“０”に維持される。
SPをもとに図７に示す車速ＶSPと係数Ｋとの関係を示す
係数算出テーブルを参照して係数Ｋを算出する。ここ
で、係数算出テーブルは、図７に示すように、車速ＶSP
が零から例えば１５ｋｍ／ｈまでの間は係数Ｋが“１”
を保持するが、車速ＶSPが１５ｋｍ／ｈを越えると係数
Ｋが車速ＶSPの増加に逆比例して減少し、例えば２４ｋ
ｍ／ｈ以上で係数Ｋが“０”に維持される。
【００１９】次いで、ステップＳ４に移行して、ステッ
プＳ２で算出したアシストトルクＴ A とステップＳ３で
算出した係数Ｋとを乗算して最終的な目標アシストトル
クＴ A * （＝Ｋ×ＴA ）を算出し、次いでステップＳ５
に移行して、目標アシストトルクＴA * に基づいてアシ
スト電流値ＩA を算出し、次いでステップＳ６に移行し
て、ＲＯＭに予め記憶されている基準正弦波三相交流信
号データをホールＩＣ１５Ｕ〜１５Ｗで検出した通電タ
イミング信号ＴＳU 〜ＴＳW に同期させて読出し、これ
にアシスト電流ＩA を乗算して正弦波三相交流でなる目
標電動機電流ｉ U * 、ｉV * 及びｉW * を算出する。
プＳ２で算出したアシストトルクＴ A とステップＳ３で
算出した係数Ｋとを乗算して最終的な目標アシストトル
クＴ A * （＝Ｋ×ＴA ）を算出し、次いでステップＳ５
に移行して、目標アシストトルクＴA * に基づいてアシ
スト電流値ＩA を算出し、次いでステップＳ６に移行し
て、ＲＯＭに予め記憶されている基準正弦波三相交流信
号データをホールＩＣ１５Ｕ〜１５Ｗで検出した通電タ
イミング信号ＴＳU 〜ＴＳW に同期させて読出し、これ
にアシスト電流ＩA を乗算して正弦波三相交流でなる目
標電動機電流ｉ U * 、ｉV * 及びｉW * を算出する。
【００２０】次いで、ステップＳ７に移行して、相電流
センサ１４Ｕ及び１４Ｖで検出した相電流ｉU 及びｉV
を読込み、次いでステップＳ８に移行して、相電流ｉU
及びｉV をもとに下記（１）式の演算を行って相電流ｉ
W を算出し、次いでステップＳ９に移行して、目標電動
機電流ｉU * 、ｉV * 及びｉW * と相電流ｉU 、ｉ V
及びｉW との偏差ΔｉU 、ΔｉV 及びΔｉW に予め設定
したフィードバックゲインＫF を乗算して相電流指令値
ｉUC（＝ＫF ・ΔｉU ）、ｉVC（＝ＫF ・Δｉ V ）及び
ｉWC（＝ＫF ・ΔｉW ）を算出してからステップＳ１０
に移行する。
センサ１４Ｕ及び１４Ｖで検出した相電流ｉU 及びｉV
を読込み、次いでステップＳ８に移行して、相電流ｉU
及びｉV をもとに下記（１）式の演算を行って相電流ｉ
W を算出し、次いでステップＳ９に移行して、目標電動
機電流ｉU * 、ｉV * 及びｉW * と相電流ｉU 、ｉ V
及びｉW との偏差ΔｉU 、ΔｉV 及びΔｉW に予め設定
したフィードバックゲインＫF を乗算して相電流指令値
ｉUC（＝ＫF ・ΔｉU ）、ｉVC（＝ＫF ・Δｉ V ）及び
ｉWC（＝ＫF ・ΔｉW ）を算出してからステップＳ１０
に移行する。
【００２１】 ｉW ＝−（ｉU ＋ｉV ） …………（１） このステップＳ１０では、相電流指令値ｉUC、ｉVC及び
ｉWCに対して所定の変調周期Ｔでパルス幅変調処理を行
ってパルス幅変調信号に変換し、このパルス幅変調信号
を制御信号ＣＳU 〜ＣＳW としてゲート駆動部２２に出
力してからタイマ割込処理を終了する。
ｉWCに対して所定の変調周期Ｔでパルス幅変調処理を行
ってパルス幅変調信号に変換し、このパルス幅変調信号
を制御信号ＣＳU 〜ＣＳW としてゲート駆動部２２に出
力してからタイマ割込処理を終了する。
【００２２】また、電源電流検出処理は、所定時間（例
えば１０ｍｓｅｃ）毎のタイマ割込処理として実行さ
れ、図５に示すように、先ず、ステップＳ１１で相電流
センサ１４Ｕ及び１４Ｖで検出した相電流ｉU 及びｉV
とを読込み、次いでステップＳ１２に移行して、前記ア
シストトルク制御処理におけるステップＳ８と同様に前
記（１）式の演算を行ってＷ相の相電流ｉW を算出す
る。
えば１０ｍｓｅｃ）毎のタイマ割込処理として実行さ
れ、図５に示すように、先ず、ステップＳ１１で相電流
センサ１４Ｕ及び１４Ｖで検出した相電流ｉU 及びｉV
とを読込み、次いでステップＳ１２に移行して、前記ア
シストトルク制御処理におけるステップＳ８と同様に前
記（１）式の演算を行ってＷ相の相電流ｉW を算出す
る。
【００２３】次いで、ステップＳ１３に移行して、その
ときの前記アシストトルク制御処理におけるステップＳ
７のパルス幅変調処理で設定された制御信号ＣＳU 〜Ｃ
ＳWのオン時間ＵON、ＶON及びＷONを読込んでからステ
ップＳ１４に移行し、各オン時間ＵON、ＶON及びＷONを
パルス幅変調周期Ｔで除して各相印加電圧のオンデュー
ティ比ＤU （＝ＵON／Ｔ）、ＤV （＝ＶON／Ｔ）及びＤ
W （＝ＷON／Ｔ）を算出してからステップＳ１５に移行
する。
ときの前記アシストトルク制御処理におけるステップＳ
７のパルス幅変調処理で設定された制御信号ＣＳU 〜Ｃ
ＳWのオン時間ＵON、ＶON及びＷONを読込んでからステ
ップＳ１４に移行し、各オン時間ＵON、ＶON及びＷONを
パルス幅変調周期Ｔで除して各相印加電圧のオンデュー
ティ比ＤU （＝ＵON／Ｔ）、ＤV （＝ＶON／Ｔ）及びＤ
W （＝ＷON／Ｔ）を算出してからステップＳ１５に移行
する。
【００２４】このステップＳ１５では、下記（２）式に
従ってオンデューティ比ＤU 、ＤV及びＤW にこれらに
対応する相電流ｉU 、ｉV 及びｉW を乗算した値を合算
することにより電源電流ｉB を算出する。 ｉB ＝ＤU ・ｉU ＋ＤV ・ｉV ＋ＤW ・ｉW …………（２） 次いで、ステップＳ１６に移行して、電源電流ｉB を積
分して放電電流積算値ｉQ を算出し、次いでステップＳ
１７に移行して、算出した電源電流ｉB 及び放電電流積
算値ｉQ をＲＡＭ等の記憶装置の所定記憶領域に更新記
憶してからタイマ割込処理を終了する。
従ってオンデューティ比ＤU 、ＤV及びＤW にこれらに
対応する相電流ｉU 、ｉV 及びｉW を乗算した値を合算
することにより電源電流ｉB を算出する。 ｉB ＝ＤU ・ｉU ＋ＤV ・ｉV ＋ＤW ・ｉW …………（２） 次いで、ステップＳ１６に移行して、電源電流ｉB を積
分して放電電流積算値ｉQ を算出し、次いでステップＳ
１７に移行して、算出した電源電流ｉB 及び放電電流積
算値ｉQ をＲＡＭ等の記憶装置の所定記憶領域に更新記
憶してからタイマ割込処理を終了する。
【００２５】この図５の電源電流検出処理において、ス
テップＳ１１，Ｓ１２の処理及び相電流センサ１４Ｕ，
１４Ｖが相電流検出手段に対応し、ステップＳ１３〜Ｓ
１６の処理が電源電流演算手段に対応している。一方、
直流電源管理処理は、メインプログラム処理として実行
され、コントローラ２０のメインスイッチ（図示せず）
がオン状態となることにより処理を開始し、図６に示す
ように、先ず、ステップＳ２１で、電源電圧センサ１７
で検出した電源電圧ＶB をオープン電圧ＶO として読込
み、次いでステップＳ２２に移行して、オープン電圧Ｖ
O が予め設定した比較的高い設定電圧ＶOP1 以上である
か否かを判定する。その判定結果がＶO ＜ＶOP1 である
ときには直流電源１２の充電電圧が不足気味であるが許
容範囲内であると判断してステップＳ２３に移行して、
オープン電圧ＶO があらかじめ設定した設定電圧ＶOP1
より小さい設定電圧ＶOP2 以上であるか否かを判定し、
ＶO ≧ＶOP2 であるときには電源残容量が不足気味であ
るが許容範囲内であるものと判断して後述するステップ
Ｓ３４に移行し、ＶO ＜ＶOP2 であるときには直流電源
１２の充電電圧が充電を必要とする過放電状態となって
いるものと判断してステップＳ２４に移行し、発光ダイ
オードＤ１を点滅制御する。
テップＳ１１，Ｓ１２の処理及び相電流センサ１４Ｕ，
１４Ｖが相電流検出手段に対応し、ステップＳ１３〜Ｓ
１６の処理が電源電流演算手段に対応している。一方、
直流電源管理処理は、メインプログラム処理として実行
され、コントローラ２０のメインスイッチ（図示せず）
がオン状態となることにより処理を開始し、図６に示す
ように、先ず、ステップＳ２１で、電源電圧センサ１７
で検出した電源電圧ＶB をオープン電圧ＶO として読込
み、次いでステップＳ２２に移行して、オープン電圧Ｖ
O が予め設定した比較的高い設定電圧ＶOP1 以上である
か否かを判定する。その判定結果がＶO ＜ＶOP1 である
ときには直流電源１２の充電電圧が不足気味であるが許
容範囲内であると判断してステップＳ２３に移行して、
オープン電圧ＶO があらかじめ設定した設定電圧ＶOP1
より小さい設定電圧ＶOP2 以上であるか否かを判定し、
ＶO ≧ＶOP2 であるときには電源残容量が不足気味であ
るが許容範囲内であるものと判断して後述するステップ
Ｓ３４に移行し、ＶO ＜ＶOP2 であるときには直流電源
１２の充電電圧が充電を必要とする過放電状態となって
いるものと判断してステップＳ２４に移行し、発光ダイ
オードＤ１を点滅制御する。
【００２６】次いで、ステップＳ２５に移行して、所定
時間例えば１分が経過したか否かを判定し、所定時間が
経過していないときには前記ステップＳ２３に戻り、所
定時間が経過したときにはステップＳ２６に移行して、
三相電動機４への通電を遮断し、この三相電動機４によ
るアシストトルクの発生を停止してから処理を終了す
る。
時間例えば１分が経過したか否かを判定し、所定時間が
経過していないときには前記ステップＳ２３に戻り、所
定時間が経過したときにはステップＳ２６に移行して、
三相電動機４への通電を遮断し、この三相電動機４によ
るアシストトルクの発生を停止してから処理を終了す
る。
【００２７】一方、前記ステップＳ２２の判定結果が、
ＶO ≧ＶOP1 であるときには、直流電源１２の充電電圧
が十分であるものと判断してステップＳ２７に移行し、
２つの発光ダイオードＤ１及びＤ２を点灯制御し、次い
でステップＳ２８に移行して、電源電圧センサ１７で検
出した電源電圧ＶB と図５の電源電流検出処理で記憶し
た電源電流ｉB 及び放電電流積算値ｉQ とを読込んでか
らステップＳ２９に移行する。
ＶO ≧ＶOP1 であるときには、直流電源１２の充電電圧
が十分であるものと判断してステップＳ２７に移行し、
２つの発光ダイオードＤ１及びＤ２を点灯制御し、次い
でステップＳ２８に移行して、電源電圧センサ１７で検
出した電源電圧ＶB と図５の電源電流検出処理で記憶し
た電源電流ｉB 及び放電電流積算値ｉQ とを読込んでか
らステップＳ２９に移行する。
【００２８】このステップＳ２９では、電源電流ｉB を
もとに図８に示す閾値電圧算出マップを参照して電源電
圧の閾値電圧ＶF1を算出する。ここで、閾値電圧算出マ
ップは図８に示すように、電源電流ｉB が“０”から所
定値ｉB1までの間は所定電圧ＶOP1 と等しい閾値電圧Ｖ
F1となり、所定値ｉB1から所定値ｉB2までの間は電源電
流ｉB の増加に逆比例して所定勾配で減少する閾値電圧
ＶF1となり、所定値ｉ B2以上では一定値を維持するよう
に設定されている。
もとに図８に示す閾値電圧算出マップを参照して電源電
圧の閾値電圧ＶF1を算出する。ここで、閾値電圧算出マ
ップは図８に示すように、電源電流ｉB が“０”から所
定値ｉB1までの間は所定電圧ＶOP1 と等しい閾値電圧Ｖ
F1となり、所定値ｉB1から所定値ｉB2までの間は電源電
流ｉB の増加に逆比例して所定勾配で減少する閾値電圧
ＶF1となり、所定値ｉ B2以上では一定値を維持するよう
に設定されている。
【００２９】次いで、ステップＳ３０に移行して、電源
電圧ＶB が閾値電圧ＶF1以下であるか否かを判定し、Ｖ
B ＞ＶF1であるときには、電源電圧は十分であると判断
してステップＳ３１に移行し、放電電流積算値ｉQ が予
め設定された放電許容値ｉT1以上であるか否かを判定
し、ｉQ ＞ｉT1であるときには放電電流量に余裕がある
ものと判断して前記ステップＳ２７に戻る。
電圧ＶB が閾値電圧ＶF1以下であるか否かを判定し、Ｖ
B ＞ＶF1であるときには、電源電圧は十分であると判断
してステップＳ３１に移行し、放電電流積算値ｉQ が予
め設定された放電許容値ｉT1以上であるか否かを判定
し、ｉQ ＞ｉT1であるときには放電電流量に余裕がある
ものと判断して前記ステップＳ２７に戻る。
【００３０】また、ステップＳ３０の判定結果がＶB ≦
ＶF1であるとき又はステップＳ３１の判定結果がｉQ ≧
ｉT1であるときには電源残容量が低下したものと判断し
てステップＳ３２に移行し、発光ダイオードＤ１は点灯
制御し、発光ダイオードＤ２については点滅制御し、次
いでステップＳ３３に移行して、所定時間（例えば１
分）が経過したか否かを判定し、所定時間が経過してい
ないときには前記ステップＳ３２に戻り、所定時間が経
過したときにはステップＳ３４に移行する。
ＶF1であるとき又はステップＳ３１の判定結果がｉQ ≧
ｉT1であるときには電源残容量が低下したものと判断し
てステップＳ３２に移行し、発光ダイオードＤ１は点灯
制御し、発光ダイオードＤ２については点滅制御し、次
いでステップＳ３３に移行して、所定時間（例えば１
分）が経過したか否かを判定し、所定時間が経過してい
ないときには前記ステップＳ３２に戻り、所定時間が経
過したときにはステップＳ３４に移行する。
【００３１】このステップＳ３４では、発光ダイオード
Ｄ１を点灯制御し、かつ発光ダイオードＤ２を消灯制御
し、次いでステップＳ３５に移行して、前記ステップＳ
２８と同様に電源電圧ＶB 、電源電流ｉB 及び放電電流
積算値ｉQ を読込んでからステップＳ３６に移行する。
このステップＳ３６では、電源電流ｉB をもとに図８に
示す閾値電圧算出マップを参照して閾値電圧ＶF2を算出
する。ここで、ここで、閾値電圧算出マップは図８に示
すように、電源電流ｉB が“０”から所定値ｉB1までの
間は所定電圧Ｖ OP2 と等しい閾値電圧ＶF2となり、所定
値ｉB1から所定値ｉB2までの間は電源電流ｉB の増加に
逆比例して所定勾配で減少する閾値電圧ＶF2となり、所
定値ｉB2以上では一定値を維持するように設定されてい
る。
Ｄ１を点灯制御し、かつ発光ダイオードＤ２を消灯制御
し、次いでステップＳ３５に移行して、前記ステップＳ
２８と同様に電源電圧ＶB 、電源電流ｉB 及び放電電流
積算値ｉQ を読込んでからステップＳ３６に移行する。
このステップＳ３６では、電源電流ｉB をもとに図８に
示す閾値電圧算出マップを参照して閾値電圧ＶF2を算出
する。ここで、ここで、閾値電圧算出マップは図８に示
すように、電源電流ｉB が“０”から所定値ｉB1までの
間は所定電圧Ｖ OP2 と等しい閾値電圧ＶF2となり、所定
値ｉB1から所定値ｉB2までの間は電源電流ｉB の増加に
逆比例して所定勾配で減少する閾値電圧ＶF2となり、所
定値ｉB2以上では一定値を維持するように設定されてい
る。
【００３２】次いで、ステップＳ３７に移行して、電源
電圧ＶB が閾値電圧ＶF2以下であるか否かを判定し、Ｖ
B ＞ＶF2であるときにはステップＳ３８に移行して、放
電電流積算値ｉQ が放電許容値ｉT2以上であるか否かを
判定し、ｉQ ＜ｉT2であるときには電源残容量に余裕が
あるものと判断して前記ステップＳ３４に戻る。一方、
ステップＳ３７の判定結果がＶB ≦ＶF2であるとき及び
ステップＳ３８の判定結果がｉQ ≧ｉT2であるときには
電源残容量に余裕がなく充電を必要とするものと判断し
て前記ステップＳ２４に移行する。
電圧ＶB が閾値電圧ＶF2以下であるか否かを判定し、Ｖ
B ＞ＶF2であるときにはステップＳ３８に移行して、放
電電流積算値ｉQ が放電許容値ｉT2以上であるか否かを
判定し、ｉQ ＜ｉT2であるときには電源残容量に余裕が
あるものと判断して前記ステップＳ３４に戻る。一方、
ステップＳ３７の判定結果がＶB ≦ＶF2であるとき及び
ステップＳ３８の判定結果がｉQ ≧ｉT2であるときには
電源残容量に余裕がなく充電を必要とするものと判断し
て前記ステップＳ２４に移行する。
【００３３】次に、上記第１の実施形態の動作を説明す
る。今、補助動力付き自転車がメインスイッチをオフ状
態として停車しており、このときの直流電源１２がフル
充電されているものとする。この停車状態では、メイン
スイッチがオフ状態であることにより、制御装置１１に
は電力が投入されておらず、演算処理部２１での演算処
理が停止され、直流電源１２から三相インバータ１３へ
の電力供給も停止されて三相電動機４の回転が停止して
いる。
る。今、補助動力付き自転車がメインスイッチをオフ状
態として停車しており、このときの直流電源１２がフル
充電されているものとする。この停車状態では、メイン
スイッチがオフ状態であることにより、制御装置１１に
は電力が投入されておらず、演算処理部２１での演算処
理が停止され、直流電源１２から三相インバータ１３へ
の電力供給も停止されて三相電動機４の回転が停止して
いる。
【００３４】この停車状態からメインスイッチをオン状
態とすると、制御装置１１に電力が投入され、これに応
じて演算処理部２１で図４〜図６の処理が実行開始され
る。このとき、乗り手がペダルを踏込んでいないときに
は、踏力センサ１０で検出される入力トルク検出値ＴP
が“０”であると共に、車速センサ１６で検出する車速
ＶSPも“０”である。
態とすると、制御装置１１に電力が投入され、これに応
じて演算処理部２１で図４〜図６の処理が実行開始され
る。このとき、乗り手がペダルを踏込んでいないときに
は、踏力センサ１０で検出される入力トルク検出値ＴP
が“０”であると共に、車速センサ１６で検出する車速
ＶSPも“０”である。
【００３５】このため、図４のアシストトルク制御処理
が実行されたときに、ステップＳ２で算出されるアシス
トトルクＴA が“０”となることにより、目標電動機電
流ｉ U * 、ｉV * 及びｉW * も“０”となり、相電流セ
ンサ１４Ｕ及び１４Ｖで検出した相電流ｉU 及びｉV も
“０”となり、これらに基づいて算出する相電流ｉWも
“０”となることにより、相電流指令値ｉUC、ｉVC及び
ｉWCも“０”となるため、これら相電流指令値ｉUC、ｉ
VC及びｉWCをパルス幅変調して形成される制御信号ＣＳ
U 、ＣＳV 及びＣＳW もオン時間ＵON、ＶON及びＷONが
“０”となり、三相インバータ１３の各スイッチング素
子Ｑ１〜Ｑ６がオフ状態を継続して、三相電動機４に出
力される相電流ｉU 、ｉV 及びｉW が“０”となって、
この三相電動機４が回転停止状態を継続する。
が実行されたときに、ステップＳ２で算出されるアシス
トトルクＴA が“０”となることにより、目標電動機電
流ｉ U * 、ｉV * 及びｉW * も“０”となり、相電流セ
ンサ１４Ｕ及び１４Ｖで検出した相電流ｉU 及びｉV も
“０”となり、これらに基づいて算出する相電流ｉWも
“０”となることにより、相電流指令値ｉUC、ｉVC及び
ｉWCも“０”となるため、これら相電流指令値ｉUC、ｉ
VC及びｉWCをパルス幅変調して形成される制御信号ＣＳ
U 、ＣＳV 及びＣＳW もオン時間ＵON、ＶON及びＷONが
“０”となり、三相インバータ１３の各スイッチング素
子Ｑ１〜Ｑ６がオフ状態を継続して、三相電動機４に出
力される相電流ｉU 、ｉV 及びｉW が“０”となって、
この三相電動機４が回転停止状態を継続する。
【００３６】一方、図５の電源電流検出処理において
は、相電流センサ１４Ｕ及び１４Ｖで検出した相電流ｉ
U 及びｉV が“０”であり、これらに基づいて算出され
る相電流ｉW も“０”であり、アシストトルク制御処理
における制御信号ＣＳU 、ＣＳ V 及びＣＳW のオン時間
ＵON、ＶON及びＷONが“０”であるので、ステップＳ１
５で算出される電源電流ｉB も“０”となり、ステップ
Ｓ１６で算出される放電電流積算値ｉQ も“０”とな
る。
は、相電流センサ１４Ｕ及び１４Ｖで検出した相電流ｉ
U 及びｉV が“０”であり、これらに基づいて算出され
る相電流ｉW も“０”であり、アシストトルク制御処理
における制御信号ＣＳU 、ＣＳ V 及びＣＳW のオン時間
ＵON、ＶON及びＷONが“０”であるので、ステップＳ１
５で算出される電源電流ｉB も“０”となり、ステップ
Ｓ１６で算出される放電電流積算値ｉQ も“０”とな
る。
【００３７】また、図６の直流電源管理処理では、電源
電圧センサ１７で検出した電源電圧ＶB がオープン電圧
ＶO として読込まれ、直流電源１２がフル充電されてい
るので、オープン電圧ＶO が設定電圧ＶOP1 以上とな
り、電源残容量が十分であると判断し、ステップＳ２２
からステップＳ２７に移行して、電源残容量が十分であ
ることを表す発光ダイオードＤ１及びＤ２を点灯制御
し、この状態では、三相電動機４が駆動されていないこ
とにより、電力消費量が僅かであるので、電源電圧ＶB
が閾値電圧ＶF1を越えており、且つ放電電流積算値ｉQ
も“０”であるので、ステップＳ２７〜Ｓ３１の処理を
繰り返す。
電圧センサ１７で検出した電源電圧ＶB がオープン電圧
ＶO として読込まれ、直流電源１２がフル充電されてい
るので、オープン電圧ＶO が設定電圧ＶOP1 以上とな
り、電源残容量が十分であると判断し、ステップＳ２２
からステップＳ２７に移行して、電源残容量が十分であ
ることを表す発光ダイオードＤ１及びＤ２を点灯制御
し、この状態では、三相電動機４が駆動されていないこ
とにより、電力消費量が僅かであるので、電源電圧ＶB
が閾値電圧ＶF1を越えており、且つ放電電流積算値ｉQ
も“０”であるので、ステップＳ２７〜Ｓ３１の処理を
繰り返す。
【００３８】この停車状態から自転車を走行開始させる
ために、乗り手がペダルを漕ぐと、これに応じて踏力セ
ンサ１０からペダルに伝達されるトルクに応じた入力ト
ルク検出値ＴP が出力されることにより、図４のアシス
トトルク制御処理におけるステップＳ２で入力トルク検
出値ＴP に応じたアシストトルクＴA が算出されると共
に、そのときの車速ＶSPが“０”であるので、ステップ
Ｓ３で算出される係数Ｋが“１”となるため、ステップ
Ｓ４で算出される目標アシストトルクＴA * がアシスト
トルクＴA と同一値となり、この目標アシストトルクＴ
A * に基づいてアシスト電流ＩA が算出される（ステッ
プＳ５）。
ために、乗り手がペダルを漕ぐと、これに応じて踏力セ
ンサ１０からペダルに伝達されるトルクに応じた入力ト
ルク検出値ＴP が出力されることにより、図４のアシス
トトルク制御処理におけるステップＳ２で入力トルク検
出値ＴP に応じたアシストトルクＴA が算出されると共
に、そのときの車速ＶSPが“０”であるので、ステップ
Ｓ３で算出される係数Ｋが“１”となるため、ステップ
Ｓ４で算出される目標アシストトルクＴA * がアシスト
トルクＴA と同一値となり、この目標アシストトルクＴ
A * に基づいてアシスト電流ＩA が算出される（ステッ
プＳ５）。
【００３９】そして、算出されたアシスト電流ＩA に基
づいてステップＳ６で、目標電動機電流ｉU * 、ｉV *
及びｉW * が算出され（ステップＳ６）、算出された目
標電動機電流ｉU * 、ｉV * 及びｉW * とこのときの相
電流ｉU 、ｉV 及びｉW との偏差ΔｉU 、ΔｉV 及びΔ
ｉW にフィードバックゲインＫF を個別に乗算して図９
（ａ）、（ｂ）及び（ｃ）で正弦波で示す相電流指令値
ｉUC、ｉVC及びｉWCを算出し（ステップＳ９）、算出し
た相電流指令値ｉUC、ｉVC及びｉWCをパルス幅変調処理
することにより、図９（ａ）、（ｂ）及び（ｃ）で矩形
波で示す制御信号ＣＳU 、ＣＳV 及びＣＳW を形成し、
これをゲート駆動部２２に出力する（ステップＳ１
０）。
づいてステップＳ６で、目標電動機電流ｉU * 、ｉV *
及びｉW * が算出され（ステップＳ６）、算出された目
標電動機電流ｉU * 、ｉV * 及びｉW * とこのときの相
電流ｉU 、ｉV 及びｉW との偏差ΔｉU 、ΔｉV 及びΔ
ｉW にフィードバックゲインＫF を個別に乗算して図９
（ａ）、（ｂ）及び（ｃ）で正弦波で示す相電流指令値
ｉUC、ｉVC及びｉWCを算出し（ステップＳ９）、算出し
た相電流指令値ｉUC、ｉVC及びｉWCをパルス幅変調処理
することにより、図９（ａ）、（ｂ）及び（ｃ）で矩形
波で示す制御信号ＣＳU 、ＣＳV 及びＣＳW を形成し、
これをゲート駆動部２２に出力する（ステップＳ１
０）。
【００４０】このため、ゲート駆動部２２から制御信号
ＣＳU 、ＣＳV 及びＣＳW を三相インバータ１３の上ア
ームに対応するスイッチング素子Ｑ１、Ｑ３及びＱ５の
ゲートに制御信号ＣＳU1、ＣＳV1及びＣＳW1として出力
すると共に、残りのスイッチング素子Ｑ２、Ｑ４及びＱ
６に対して制御信号ＣＳU 、ＣＳV 及びＣＳW を反転さ
せた制御信号ＣＳU2、ＣＳV2及びＣＳW2を出力する。
ＣＳU 、ＣＳV 及びＣＳW を三相インバータ１３の上ア
ームに対応するスイッチング素子Ｑ１、Ｑ３及びＱ５の
ゲートに制御信号ＣＳU1、ＣＳV1及びＣＳW1として出力
すると共に、残りのスイッチング素子Ｑ２、Ｑ４及びＱ
６に対して制御信号ＣＳU 、ＣＳV 及びＣＳW を反転さ
せた制御信号ＣＳU2、ＣＳV2及びＣＳW2を出力する。
【００４１】このため、三相電動機４のＵ相コイル、Ｖ
相コイル及びＷ相コイルに相電流ｉ U 、ｉV 及びｉW が
供給され、目標アシストトルクＴA * を発生するように
回転駆動され、この三相電動機４で発生されるアシスト
トルクが減速部５、一方向クラッチ６を介して合力軸３
に供給されて、この合力軸３でクランク軸１から伝達さ
れる乗り手の入力トルクと合成されて、チェーン（図示
せず）及びフリーホイール７を介して後輪８を回転駆動
することにより、軽い踏力で自転車を走行させることが
できる。
相コイル及びＷ相コイルに相電流ｉ U 、ｉV 及びｉW が
供給され、目標アシストトルクＴA * を発生するように
回転駆動され、この三相電動機４で発生されるアシスト
トルクが減速部５、一方向クラッチ６を介して合力軸３
に供給されて、この合力軸３でクランク軸１から伝達さ
れる乗り手の入力トルクと合成されて、チェーン（図示
せず）及びフリーホイール７を介して後輪８を回転駆動
することにより、軽い踏力で自転車を走行させることが
できる。
【００４２】このように、自転車が三相電動機４を回転
駆動しながら走行状態となると、図５の電源電流検出処
理が実行されるタイミング例えば図９（ａ）〜（ｃ）に
おけるＵ相電流ｉU が電気角で１１０°となる時点ｔ1
で、相電流センサ１４Ｕ及び１４Ｖで検出される実際に
三相電動機４のＵ相コイル及びＶ相コイルに供給されて
いる符号付きの相電流ｉU 及びｉV を読込み（ステップ
Ｓ１１）、これら相電流ｉU 及びｉV に基づいて前記
（１）式の演算を行って残りの相電流ｉW を算出する
（ステップＳ１２）。この時点ｔ1 では、図９（ａ）、
（ｂ）及び（ｃ）から明らかなように、Ｕ相電流ｉU は
正の値となるが、Ｖ相電流ｉV 及びＷ相電流ｉW は負の
値となり、また相電流ｉU 、ｉV 及びｉW の和は何れの
時点でも必ず“０”となる。
駆動しながら走行状態となると、図５の電源電流検出処
理が実行されるタイミング例えば図９（ａ）〜（ｃ）に
おけるＵ相電流ｉU が電気角で１１０°となる時点ｔ1
で、相電流センサ１４Ｕ及び１４Ｖで検出される実際に
三相電動機４のＵ相コイル及びＶ相コイルに供給されて
いる符号付きの相電流ｉU 及びｉV を読込み（ステップ
Ｓ１１）、これら相電流ｉU 及びｉV に基づいて前記
（１）式の演算を行って残りの相電流ｉW を算出する
（ステップＳ１２）。この時点ｔ1 では、図９（ａ）、
（ｂ）及び（ｃ）から明らかなように、Ｕ相電流ｉU は
正の値となるが、Ｖ相電流ｉV 及びＷ相電流ｉW は負の
値となり、また相電流ｉU 、ｉV 及びｉW の和は何れの
時点でも必ず“０”となる。
【００４３】このときのパルス幅変調処理におけるＵ
相、Ｖ相及びＷ相制御信号ＣＳU 、ＣＳV 及びＣＳW の
オン時間ＵON、ＶON及びＷONは図１０（ａ）、（ｂ）及
び（ｃ）に示すように、相電流ｉU 、ｉV 及びｉW の電
流値の絶対値に比例したものとなる。このため、各相の
オン時間ＵON、ＶON及びＷONを読込み（ステップＳ１
３）、これらをパルス幅変調周期Ｔで除してオンデュー
ティ比ＤU 、ＤV 及びＤW を算出し（ステップＳ１
４）、これらオンデューティ比ＤU 、ＤV 及びＤW に個
別に相電流ｉU 、ｉV 及びｉW を乗じて、これらを合算
する前記（２）式の演算を行うことにより、図１０
（ｄ）でハッチングを施した面積で表される電源電流ｉ
Bを算出することができる（ステップＳ１５）。
相、Ｖ相及びＷ相制御信号ＣＳU 、ＣＳV 及びＣＳW の
オン時間ＵON、ＶON及びＷONは図１０（ａ）、（ｂ）及
び（ｃ）に示すように、相電流ｉU 、ｉV 及びｉW の電
流値の絶対値に比例したものとなる。このため、各相の
オン時間ＵON、ＶON及びＷONを読込み（ステップＳ１
３）、これらをパルス幅変調周期Ｔで除してオンデュー
ティ比ＤU 、ＤV 及びＤW を算出し（ステップＳ１
４）、これらオンデューティ比ＤU 、ＤV 及びＤW に個
別に相電流ｉU 、ｉV 及びｉW を乗じて、これらを合算
する前記（２）式の演算を行うことにより、図１０
（ｄ）でハッチングを施した面積で表される電源電流ｉ
Bを算出することができる（ステップＳ１５）。
【００４４】そして、算出した電源電流ｉB を積分する
ことにより、放電電流積算値ｉQ を算出し（ステップＳ
１６）、算出した電源電流ｉB 及び放電電流積算値ｉQ
をＲＡＭ等の記憶装置の所定記憶領域に更新記憶する。
この走行開始時点では、放電電流積算値ｉQ も少なく、
電源電圧ＶB の低下も小さいので、図６の直流電源管理
処理で、ステップＳ２７〜Ｓ３１を繰り返しているが、
三相電動機４でアシストトルクを発生している状態の走
行距離が長くなると、これに伴って直流電源１２の電力
を消費することになり、電源電圧ＶB が低下すると共
に、放電電流積算値ｉQ が増加する。
ことにより、放電電流積算値ｉQ を算出し（ステップＳ
１６）、算出した電源電流ｉB 及び放電電流積算値ｉQ
をＲＡＭ等の記憶装置の所定記憶領域に更新記憶する。
この走行開始時点では、放電電流積算値ｉQ も少なく、
電源電圧ＶB の低下も小さいので、図６の直流電源管理
処理で、ステップＳ２７〜Ｓ３１を繰り返しているが、
三相電動機４でアシストトルクを発生している状態の走
行距離が長くなると、これに伴って直流電源１２の電力
を消費することになり、電源電圧ＶB が低下すると共
に、放電電流積算値ｉQ が増加する。
【００４５】このとき、放電電流積算値ｉQ は、平坦な
路面を走行している場合と上り坂を走行する場合とで
は、三相電動機４で必要とするアシストトルクが前者に
対して後者の方が多くなることにより、前者に対して後
者の方が短時間で増大する傾向にある。したがって、平
坦な路面を走行している場合には、放電電流積算値ｉQ
は緩やかに増加することになり、例えば放電電流積算値
ｉQ が放電許容値ｉT1以上となる前に電源電圧ＶB が電
源電流ｉB をもとに図８の閾値電圧算出マップを参照し
て算出される閾値電圧ＶF1以下となると、ステップＳ３
０からステップＳ３２に移行して、発光ダイオードＤ２
が点滅制御されて電源残容量が低下したことを表示し、
この状態が所定時間継続した後にステップＳ３４に移行
して、発光ダイオードＤ１のみが点灯される。
路面を走行している場合と上り坂を走行する場合とで
は、三相電動機４で必要とするアシストトルクが前者に
対して後者の方が多くなることにより、前者に対して後
者の方が短時間で増大する傾向にある。したがって、平
坦な路面を走行している場合には、放電電流積算値ｉQ
は緩やかに増加することになり、例えば放電電流積算値
ｉQ が放電許容値ｉT1以上となる前に電源電圧ＶB が電
源電流ｉB をもとに図８の閾値電圧算出マップを参照し
て算出される閾値電圧ＶF1以下となると、ステップＳ３
０からステップＳ３２に移行して、発光ダイオードＤ２
が点滅制御されて電源残容量が低下したことを表示し、
この状態が所定時間継続した後にステップＳ３４に移行
して、発光ダイオードＤ１のみが点灯される。
【００４６】逆に、上り坂を連続走行する場合には、放
電電流積算値ｉQ が比較的短時間で増加することにな
り、電源電圧ＶB が閾値電圧ＶF1以下となる前に放電電
流積算値ｉQ が放電許容値ｉT1を以上となり、ステップ
Ｓ３１からステップＳ３２に移行し、上記と同様に発光
ダイオードＤ２が点滅制御されて電源残容量の低下が表
示される。
電電流積算値ｉQ が比較的短時間で増加することにな
り、電源電圧ＶB が閾値電圧ＶF1以下となる前に放電電
流積算値ｉQ が放電許容値ｉT1を以上となり、ステップ
Ｓ３１からステップＳ３２に移行し、上記と同様に発光
ダイオードＤ２が点滅制御されて電源残容量の低下が表
示される。
【００４７】さらに、三相電動機４でアシストトルクを
発生させた走行を継続して、電源電圧ＶB が閾値電圧Ｖ
F2以下となるか、放電電流積算値ｉQ が第２の放電許容
値ｉ T2以上となると、ステップＳ３７又はＳ３８からス
テップＳ２４に移行して、発光ダイオードＤ１を所定時
間点滅させてから図４のアシストトルク制御処理を終了
させて、三相電動機４によるアシストトルクの発生を停
止させ、通常の自転車として走行する状態となる。
発生させた走行を継続して、電源電圧ＶB が閾値電圧Ｖ
F2以下となるか、放電電流積算値ｉQ が第２の放電許容
値ｉ T2以上となると、ステップＳ３７又はＳ３８からス
テップＳ２４に移行して、発光ダイオードＤ１を所定時
間点滅させてから図４のアシストトルク制御処理を終了
させて、三相電動機４によるアシストトルクの発生を停
止させ、通常の自転車として走行する状態となる。
【００４８】また、メインスイッチをオン状態としたと
きのオープン電圧ＶO が所定電圧Ｖ OP1 より低いが、所
定電圧ＶOP2 以上であるときには、図６の直流電源管理
処理において、ステップＳ２３からステップＳ３４に移
行し、電源電圧ＶB が閾値電圧ＶF2以下となるか、放電
電流積算値ｉQ が放電許容値ｉT2以上となるまで、三相
電動機４によるアシストトルクの発生を継続し、さら
に、メインスイッチをオン状態としたときのオープン電
圧ＶO が所定電圧ＶOP2 以下であるときには、ステップ
Ｓ２３からステップＳ２４に移行することにより、発光
ダイオードＤ１が所定時間点滅制御された後に、図４の
アシストトルク制御処理を終了させて、三相電動機４に
よるアシストトルクの発生を停止させ、通常の自転車と
して走行する状態となる。
きのオープン電圧ＶO が所定電圧Ｖ OP1 より低いが、所
定電圧ＶOP2 以上であるときには、図６の直流電源管理
処理において、ステップＳ２３からステップＳ３４に移
行し、電源電圧ＶB が閾値電圧ＶF2以下となるか、放電
電流積算値ｉQ が放電許容値ｉT2以上となるまで、三相
電動機４によるアシストトルクの発生を継続し、さら
に、メインスイッチをオン状態としたときのオープン電
圧ＶO が所定電圧ＶOP2 以下であるときには、ステップ
Ｓ２３からステップＳ２４に移行することにより、発光
ダイオードＤ１が所定時間点滅制御された後に、図４の
アシストトルク制御処理を終了させて、三相電動機４に
よるアシストトルクの発生を停止させ、通常の自転車と
して走行する状態となる。
【００４９】このように、上記第１の実施形態による
と、三相インバータ１３から三相電動機４に供給される
各相電流ｉU 及びｉV を三相電動機４のフィードバック
制御用の相電流センサ１４Ｕ及び１４Ｖで検出すると共
に、検出した相電流ｉU 及びｉ V に基づいて残りの相電
流ｉW を算出し、これら相電流ｉU 〜ｉW に個別に相電
流を検出した時点の三相インバータ１３に供給する制御
信号ＣＳU 〜ＣＳW のオン時間ＵON〜ＷONをパルス幅変
調周期Ｔで除したオンデューティ比ＤU 〜ＤW を乗算し
た値を合算することにより、電源電流ｉB を検出するよ
うにしたので、三相インバータ１３の入力側に電源電流
を検出する電源電流センサやシャント抵抗を設ける必要
がなく、この分部品点数を減少させることができ、製造
コストを低減させることができると共に、コントローラ
２０全体の回路面積を減少させることができる。
と、三相インバータ１３から三相電動機４に供給される
各相電流ｉU 及びｉV を三相電動機４のフィードバック
制御用の相電流センサ１４Ｕ及び１４Ｖで検出すると共
に、検出した相電流ｉU 及びｉ V に基づいて残りの相電
流ｉW を算出し、これら相電流ｉU 〜ｉW に個別に相電
流を検出した時点の三相インバータ１３に供給する制御
信号ＣＳU 〜ＣＳW のオン時間ＵON〜ＷONをパルス幅変
調周期Ｔで除したオンデューティ比ＤU 〜ＤW を乗算し
た値を合算することにより、電源電流ｉB を検出するよ
うにしたので、三相インバータ１３の入力側に電源電流
を検出する電源電流センサやシャント抵抗を設ける必要
がなく、この分部品点数を減少させることができ、製造
コストを低減させることができると共に、コントローラ
２０全体の回路面積を減少させることができる。
【００５０】なお、上記第１の実施形態においては、電
源電流検出処理を所定時間毎のタイマ割込処理として実
行する場合について説明したが、これに限定されるもの
ではなく、図４のアシストトルク制御処理におけるパル
ス幅変調処理において、各相のオンデューティ比ＤU 、
ＤV 及びＤW を監視し、これらが予め設定したデューテ
ィ比となる毎に相電流センサ１４Ｕ及び１４Ｖで検出し
た相電流ｉU 及びｉVを読込むと共に、残りの相電流ｉ
W を算出し、これら相電流ｉU 、ｉV 及びｉWとオンデ
ューティ比ＤU 、ＤV 及びＤW とを個別に乗算した値を
合算して電源電流ｉB を算出するようにしてもよい。
源電流検出処理を所定時間毎のタイマ割込処理として実
行する場合について説明したが、これに限定されるもの
ではなく、図４のアシストトルク制御処理におけるパル
ス幅変調処理において、各相のオンデューティ比ＤU 、
ＤV 及びＤW を監視し、これらが予め設定したデューテ
ィ比となる毎に相電流センサ１４Ｕ及び１４Ｖで検出し
た相電流ｉU 及びｉVを読込むと共に、残りの相電流ｉ
W を算出し、これら相電流ｉU 、ｉV 及びｉWとオンデ
ューティ比ＤU 、ＤV 及びＤW とを個別に乗算した値を
合算して電源電流ｉB を算出するようにしてもよい。
【００５１】次に、本発明の第２の実施形態を図１１に
ついて説明する。この第２の実施形態では、上述した第
１の実施形態における図５の電源電流演算処理における
ステップＳ１５で前記（２）式の演算で、積和演算を３
回行う必要があり、電源電流演算処理内での負荷が大き
くなり、コントローラ２０の演算処理部２１を構成する
マイクロプロセッサユニットとして、高速で高価なマイ
クロプロセッサユニットを必要とすることを考慮して、
より簡易な演算処理で電源電流ｉB を算出するようにし
たものである。
ついて説明する。この第２の実施形態では、上述した第
１の実施形態における図５の電源電流演算処理における
ステップＳ１５で前記（２）式の演算で、積和演算を３
回行う必要があり、電源電流演算処理内での負荷が大き
くなり、コントローラ２０の演算処理部２１を構成する
マイクロプロセッサユニットとして、高速で高価なマイ
クロプロセッサユニットを必要とすることを考慮して、
より簡易な演算処理で電源電流ｉB を算出するようにし
たものである。
【００５２】すなわち、第２の実施形態では、演算処理
部２１で、図４のアシストトルク演算処理、図５の電流
検出処理に代えた図１１に示す電流検出処理及び図６の
直流電源管理処理を、パルス幅変調周期が可聴周波数領
域（１５ｋＨｚ）を越える１６ｋＨｚとなるように、５
ｍｓｅｃ毎のタイマ割込処理として実行する。そして、
図１１の電流検出処理は、先ず、ステップＳ４１で、処
理回数Ｎが予め設定した所定値ｊに達したか否かを判定
し、これが所定値ｊに達していないときには、ステップ
Ｓ４２に移行して、相電流センサ１４Ｕ及び１４Ｖで検
出した相電流ｉU,ｉV を読込み、次いでステップＳ４３
に移行して、前記（１）式の演算を行って残りの相電流
ｉW を算出し、次いで、ステップＳ４４に移行して、そ
のときの図４のアシストトルク制御処理におけるステッ
プＳ７のパルス幅変調処理で設定された制御信号ＣＳU
〜ＣＳW のオン時間ＵON、ＶON及びＷONを読込んでから
ステップＳ４５に移行し、各オン時間ＵON、ＶON及びＷ
ONをパルス幅変調周期Ｔで除してオンデューティ比ＤU
（＝ＵON／Ｔ）、ＤV （＝ＶON／Ｔ）及びＤW （＝ＷON
／Ｔ）を算出してからステップＳ４６に移行する。
部２１で、図４のアシストトルク演算処理、図５の電流
検出処理に代えた図１１に示す電流検出処理及び図６の
直流電源管理処理を、パルス幅変調周期が可聴周波数領
域（１５ｋＨｚ）を越える１６ｋＨｚとなるように、５
ｍｓｅｃ毎のタイマ割込処理として実行する。そして、
図１１の電流検出処理は、先ず、ステップＳ４１で、処
理回数Ｎが予め設定した所定値ｊに達したか否かを判定
し、これが所定値ｊに達していないときには、ステップ
Ｓ４２に移行して、相電流センサ１４Ｕ及び１４Ｖで検
出した相電流ｉU,ｉV を読込み、次いでステップＳ４３
に移行して、前記（１）式の演算を行って残りの相電流
ｉW を算出し、次いで、ステップＳ４４に移行して、そ
のときの図４のアシストトルク制御処理におけるステッ
プＳ７のパルス幅変調処理で設定された制御信号ＣＳU
〜ＣＳW のオン時間ＵON、ＶON及びＷONを読込んでから
ステップＳ４５に移行し、各オン時間ＵON、ＶON及びＷ
ONをパルス幅変調周期Ｔで除してオンデューティ比ＤU
（＝ＵON／Ｔ）、ＤV （＝ＶON／Ｔ）及びＤW （＝ＷON
／Ｔ）を算出してからステップＳ４６に移行する。
【００５３】このステップＳ４６では、下記（３）式に
従って相電流ｉU 、ｉV 及びｉW の絶対値の和にオンデ
ューティ比ＤU 、ＤV 及びＤW の和を乗算することによ
り電源電流ｉB を算出し、これをＲＡＭ等のメモリに形
成した電源電流記憶領域に記憶する。 ｉB ＝（｜ｉU ｜＋｜ｉV ｜＋｜ｉW ｜）・（｜ＤU ｜＋｜ＤV ｜＋｜ＤW ｜） …………（３） 次いで、ステップＳ４７に移行して、処理回数Ｎを
“１”だけインクリメントしてからタイマ割込処理を終
了する。
従って相電流ｉU 、ｉV 及びｉW の絶対値の和にオンデ
ューティ比ＤU 、ＤV 及びＤW の和を乗算することによ
り電源電流ｉB を算出し、これをＲＡＭ等のメモリに形
成した電源電流記憶領域に記憶する。 ｉB ＝（｜ｉU ｜＋｜ｉV ｜＋｜ｉW ｜）・（｜ＤU ｜＋｜ＤV ｜＋｜ＤW ｜） …………（３） 次いで、ステップＳ４７に移行して、処理回数Ｎを
“１”だけインクリメントしてからタイマ割込処理を終
了する。
【００５４】一方、前記ステップＳ４１の判定結果が、
処理回数Ｎが所定値ｊに達したときには、ステップＳ４
８に移行して、電源電流記憶領域に記憶されている所定
数ｊ個の電源電流ｉB1〜ｉBjを加算し、その加算値を所
定値ｊで除して平均値でなる電源電流ｉBMを算出し、次
いでステップＳ４９に移行して、処理回数Ｎを“０”に
クリアし、次いでステップＳ５０及びＳ５１に移行し
て、前記図５のステップＳ１６及びステップＳ１７と同
様に放電電流積算値ｉQ を算出すると共に、電源電流ｉ
BM及び放電電流積算値ｉQ を所定記憶領域に更新記憶し
てからタイマ割込処理を終了する。
処理回数Ｎが所定値ｊに達したときには、ステップＳ４
８に移行して、電源電流記憶領域に記憶されている所定
数ｊ個の電源電流ｉB1〜ｉBjを加算し、その加算値を所
定値ｊで除して平均値でなる電源電流ｉBMを算出し、次
いでステップＳ４９に移行して、処理回数Ｎを“０”に
クリアし、次いでステップＳ５０及びＳ５１に移行し
て、前記図５のステップＳ１６及びステップＳ１７と同
様に放電電流積算値ｉQ を算出すると共に、電源電流ｉ
BM及び放電電流積算値ｉQ を所定記憶領域に更新記憶し
てからタイマ割込処理を終了する。
【００５５】この図１１の電源電流検出処理において、
ステップＳ４２，Ｓ４３の処理及び相電流センサ１４
Ｕ，１４Ｖが相電流検出手段に対応し、ステップＳ４
１、Ｓ４４〜Ｓ４９の処理が電源電流演算手段に対応し
ている。このように、上記第２の実施形態においては、
電源電流演算処理で、１回の演算処理で前記（３）式に
よる１回の積和演算で電源電流ｉB を算出し、算出した
電源電流ｉB をタイマ割込周期をＴM としたとき所定周
期ｊ・ＴM 間で平均化するので、各相電流ｉU 〜ｉW の
瞬時値と各相印加電圧のオンデューティ比ＤU 〜ＤW と
の間に位相差を生じるため、両者の乗算値に力率（ｃｏ
ｓφ）に相当する誤差分が含まれることになるが、この
力率に相当する誤差分を所定周期間の平均をとることに
より、平滑化して解消することができる。
ステップＳ４２，Ｓ４３の処理及び相電流センサ１４
Ｕ，１４Ｖが相電流検出手段に対応し、ステップＳ４
１、Ｓ４４〜Ｓ４９の処理が電源電流演算手段に対応し
ている。このように、上記第２の実施形態においては、
電源電流演算処理で、１回の演算処理で前記（３）式に
よる１回の積和演算で電源電流ｉB を算出し、算出した
電源電流ｉB をタイマ割込周期をＴM としたとき所定周
期ｊ・ＴM 間で平均化するので、各相電流ｉU 〜ｉW の
瞬時値と各相印加電圧のオンデューティ比ＤU 〜ＤW と
の間に位相差を生じるため、両者の乗算値に力率（ｃｏ
ｓφ）に相当する誤差分が含まれることになるが、この
力率に相当する誤差分を所定周期間の平均をとることに
より、平滑化して解消することができる。
【００５６】すなわち、補助動力付き自転車が走行を開
始する際には、大きなアシストトルクを必要とするた
め、各相電流指令値ｉUC〜ｉWCが大きな値となるが、こ
の時点では、三相電動機４の回転速度が遅く、相電流ｉ
U 〜ｉW の瞬時値と各相印加電圧のオンデューティ比Ｄ
U 〜ＤW との間の位相差を殆ど生じないので正確な電源
電流ｉB を求めることができる。
始する際には、大きなアシストトルクを必要とするた
め、各相電流指令値ｉUC〜ｉWCが大きな値となるが、こ
の時点では、三相電動機４の回転速度が遅く、相電流ｉ
U 〜ｉW の瞬時値と各相印加電圧のオンデューティ比Ｄ
U 〜ＤW との間の位相差を殆ど生じないので正確な電源
電流ｉB を求めることができる。
【００５７】しかしながら、その後車速ＶSPが増加して
三相電動機４の回転速度が速くなると相電流ｉU 〜ｉW
が小さい値となり、相電流ｉU 〜ｉW の瞬時値と各相印
加電圧のオンデューティ比ＤU 〜ＤW との間の位相差が
大きくなるため、力率に相当する誤差分が大きくなり、
所定周期の間に順次算出される電源電流ｉB1〜ｉBjを平
均化することにより、平滑化して誤差分を解消した電源
電流ｉBMを求めることができる。
三相電動機４の回転速度が速くなると相電流ｉU 〜ｉW
が小さい値となり、相電流ｉU 〜ｉW の瞬時値と各相印
加電圧のオンデューティ比ＤU 〜ＤW との間の位相差が
大きくなるため、力率に相当する誤差分が大きくなり、
所定周期の間に順次算出される電源電流ｉB1〜ｉBjを平
均化することにより、平滑化して誤差分を解消した電源
電流ｉBMを求めることができる。
【００５８】したがって、第２の実施形態によると、図
１１の電流検出処理において、通常はステップＳ４６で
一回の積和演算を行うだけでよいので、前述した第１の
実施形態に比較して演算処理負荷を軽減することがで
き、低速で安価なマイクロプロセッサユニットを適用し
て、可聴周波数域を越えたパルス幅変調周期で三相電動
機４を駆動しながら電源電流ｉBMに基づいて直流電源１
２の管理を行うことができる。
１１の電流検出処理において、通常はステップＳ４６で
一回の積和演算を行うだけでよいので、前述した第１の
実施形態に比較して演算処理負荷を軽減することがで
き、低速で安価なマイクロプロセッサユニットを適用し
て、可聴周波数域を越えたパルス幅変調周期で三相電動
機４を駆動しながら電源電流ｉBMに基づいて直流電源１
２の管理を行うことができる。
【００５９】なお、上記第２の実施形態においては、ス
テップＳ４８で加算平均化処理を行う場合について説明
したが、これに限定されるものではなく、ステップＳ４
１、Ｓ４７〜Ｓ４９を省略して、これらに代えてステッ
プＳ４６の後に、所定数ｊ個の電源電流ｉB1〜ｉBjの移
動平均値を算出するローパスフィルタとなる移動平均処
理を追加して、タイマ割込周期毎に電源電流ｉB1〜ｉBj
の移動平均値ｉBMを算出するようにしてもよい。
テップＳ４８で加算平均化処理を行う場合について説明
したが、これに限定されるものではなく、ステップＳ４
１、Ｓ４７〜Ｓ４９を省略して、これらに代えてステッ
プＳ４６の後に、所定数ｊ個の電源電流ｉB1〜ｉBjの移
動平均値を算出するローパスフィルタとなる移動平均処
理を追加して、タイマ割込周期毎に電源電流ｉB1〜ｉBj
の移動平均値ｉBMを算出するようにしてもよい。
【００６０】また、上記第１及び第２の実施形態におい
ては、前記（２）又は（３）式の演算を行って電源電流
ｉB を算出する場合について説明したが、これに限定さ
れるものではなく、電源電流の検出に影響を与える電源
電圧、電動機出力トルク、電動機電流値、電動機回転速
度、算出した電源電流ｉB の値、周囲温度等の各パラメ
ータと補正係数との関係を表す補正係数算出マップを形
成し、これらの選択された１つ又は複数をＲＯＭ等の記
憶装置に記憶しておき、選択されたパラメータをもとに
補正係数算出マップを参照して補正係数Ａを算出する
か、補正係数算出マップの特性に対応する方程式を求め
てこの方程式にパラメータを代入することにより、補正
係数Ａを算出し、算出した補正係数Ａを電源電流ｉB に
加算するか又は乗算して、電源電流ｉB を補正すること
によって、電源電流推定精度をより向上させることが可
能となる。
ては、前記（２）又は（３）式の演算を行って電源電流
ｉB を算出する場合について説明したが、これに限定さ
れるものではなく、電源電流の検出に影響を与える電源
電圧、電動機出力トルク、電動機電流値、電動機回転速
度、算出した電源電流ｉB の値、周囲温度等の各パラメ
ータと補正係数との関係を表す補正係数算出マップを形
成し、これらの選択された１つ又は複数をＲＯＭ等の記
憶装置に記憶しておき、選択されたパラメータをもとに
補正係数算出マップを参照して補正係数Ａを算出する
か、補正係数算出マップの特性に対応する方程式を求め
てこの方程式にパラメータを代入することにより、補正
係数Ａを算出し、算出した補正係数Ａを電源電流ｉB に
加算するか又は乗算して、電源電流ｉB を補正すること
によって、電源電流推定精度をより向上させることが可
能となる。
【００６１】また、上記補正係数Ａとしては上記補正係
数算出マップを参照したり、方程式に基づいて算出する
場合に限らず、三相インバータ１３のスイッチング素子
におけるスイッチング時の短絡による焼損を防止するデ
ッドタイム、スイッチング素子のオンドロップ、配線に
よる電流損失等のパラメータの場合には、これらパラメ
ータの何れか又はこれらの組み合わせによって決定され
る補正係数Ａ2 を予め実験等によって設定しておき、こ
の設定された補正係数Ａ2 を電源電流ｉB に加算するか
又は乗算するようにしてもよい。
数算出マップを参照したり、方程式に基づいて算出する
場合に限らず、三相インバータ１３のスイッチング素子
におけるスイッチング時の短絡による焼損を防止するデ
ッドタイム、スイッチング素子のオンドロップ、配線に
よる電流損失等のパラメータの場合には、これらパラメ
ータの何れか又はこれらの組み合わせによって決定され
る補正係数Ａ2 を予め実験等によって設定しておき、こ
の設定された補正係数Ａ2 を電源電流ｉB に加算するか
又は乗算するようにしてもよい。
【００６２】さらに、上記第１及び第２の実施形態にお
いては、三相電動機４としてブラシレスＤＣモータを適
用し、このブラシレスＤＣモータを三相駆動する場合に
ついて説明したが、これに限定されるものではなく、４
相駆動等の多相駆動することができ、これに応じてイン
バータ１３の相数を増加させればよく、このインバータ
の各相電流を検出すると共に、そのときのパルス幅変調
のオン時間をパルス幅変調周期Ｔで除したオンデューテ
ィ比に相電流を乗算した値を合算すれば、電源電流ｉB
を検出することができる。
いては、三相電動機４としてブラシレスＤＣモータを適
用し、このブラシレスＤＣモータを三相駆動する場合に
ついて説明したが、これに限定されるものではなく、４
相駆動等の多相駆動することができ、これに応じてイン
バータ１３の相数を増加させればよく、このインバータ
の各相電流を検出すると共に、そのときのパルス幅変調
のオン時間をパルス幅変調周期Ｔで除したオンデューテ
ィ比に相電流を乗算した値を合算すれば、電源電流ｉB
を検出することができる。
【００６３】さらにまた、上記第１及び第２の実施形態
においては、多相電動機としてブラシレスＤＣモータを
適用した場合について説明したが、これに限定されるも
のではなく、インバータ駆動する三相交流電動機等の多
相交流電動機を適用することができる。なおさらに、上
記実施形態においては、三相電動機４のＵ相及びＶ相の
相電流ｉU 及びｉV を相電流センサ１４Ｕ及び１４Ｖで
検出する場合について説明したが、これに限定されるも
のではなく、Ｕ相とＷ相又はＶ相とＷ相とを検出するよ
うにしてもよく、要は電動機４の相数をＮとしたときに
（Ｎ−１）相の電流を検出すればよく、全相の相電流を
検出してもよいことは言うまでもない。
においては、多相電動機としてブラシレスＤＣモータを
適用した場合について説明したが、これに限定されるも
のではなく、インバータ駆動する三相交流電動機等の多
相交流電動機を適用することができる。なおさらに、上
記実施形態においては、三相電動機４のＵ相及びＶ相の
相電流ｉU 及びｉV を相電流センサ１４Ｕ及び１４Ｖで
検出する場合について説明したが、これに限定されるも
のではなく、Ｕ相とＷ相又はＶ相とＷ相とを検出するよ
うにしてもよく、要は電動機４の相数をＮとしたときに
（Ｎ−１）相の電流を検出すればよく、全相の相電流を
検出してもよいことは言うまでもない。
【００６４】また、上記第１及び第２の実施形態におい
ては、相電流検出手段として、ホールＣＴを適用した場
合について説明したが、これに限らず、電流の通電方向
を符号付きで検出可能な他の変流器等の電流センサを適
用し得る。さらに、上記第１及び第２の実施形態におい
ては、演算処理部２１で直流電源管理処理を行う場合に
ついて説明したが、これに限定されるものではなく、電
源残存容量に応じて放電量を制御する放電量制御処理を
行うようにしてもよい。
ては、相電流検出手段として、ホールＣＴを適用した場
合について説明したが、これに限らず、電流の通電方向
を符号付きで検出可能な他の変流器等の電流センサを適
用し得る。さらに、上記第１及び第２の実施形態におい
ては、演算処理部２１で直流電源管理処理を行う場合に
ついて説明したが、これに限定されるものではなく、電
源残存容量に応じて放電量を制御する放電量制御処理を
行うようにしてもよい。
【００６５】さらにまた、上記第１及び第２の実施形態
においては、補助動力付き自転車に本発明を適用した場
合について説明したが、これに限定されるものではな
く、ハンドリムに人力が入力され、これに応じたアシス
トトルクを発生させる補助動力付き車椅子やアクセル等
によってトルク指令値を入力する電動スクータ等の小型
電動車両にも本発明を適用することができ、さらには、
エンジンと電動機とを併用するハイブリッド車両にも本
発明を適用することができる。
においては、補助動力付き自転車に本発明を適用した場
合について説明したが、これに限定されるものではな
く、ハンドリムに人力が入力され、これに応じたアシス
トトルクを発生させる補助動力付き車椅子やアクセル等
によってトルク指令値を入力する電動スクータ等の小型
電動車両にも本発明を適用することができ、さらには、
エンジンと電動機とを併用するハイブリッド車両にも本
発明を適用することができる。
【００６６】なおさらに、上記第１及び第２の実施形態
においては、直流電源１２の放電電流を電源電流として
検出する場合について説明したが、これに限定されるも
のではなく、ハイブリッド車両等で回生制動を行う場
合、発電される電力を電力変換器としての多相コンバー
タを介して直流電源を充電する際に、多相コンバータか
ら直流電源に出力される充電電流を上記第１及び第２の
実施形態と同様の構成によって正確に検出することがで
きる。この他、エンジン等の回転駆動源の回転駆動力を
利用して多相回転機としての多相発電機を回転駆動し、
この多相発電機で発電される多相交流を電力変換器とし
ての多相コンバータで直流に変換してバッテリ等の充電
可能な二次電池を充電する場合にも多相コンバータから
直流電源に出力される充電電流を、多相発電機の各相電
流を検出し、これらに多相コンバータの上アーム制御信
号のオンデューティ比を個別に乗算して合算するか又は
各相電流の和とオンデューティ比の和とを乗算すること
によって正確に検出することができる。
においては、直流電源１２の放電電流を電源電流として
検出する場合について説明したが、これに限定されるも
のではなく、ハイブリッド車両等で回生制動を行う場
合、発電される電力を電力変換器としての多相コンバー
タを介して直流電源を充電する際に、多相コンバータか
ら直流電源に出力される充電電流を上記第１及び第２の
実施形態と同様の構成によって正確に検出することがで
きる。この他、エンジン等の回転駆動源の回転駆動力を
利用して多相回転機としての多相発電機を回転駆動し、
この多相発電機で発電される多相交流を電力変換器とし
ての多相コンバータで直流に変換してバッテリ等の充電
可能な二次電池を充電する場合にも多相コンバータから
直流電源に出力される充電電流を、多相発電機の各相電
流を検出し、これらに多相コンバータの上アーム制御信
号のオンデューティ比を個別に乗算して合算するか又は
各相電流の和とオンデューティ比の和とを乗算すること
によって正確に検出することができる。
【００６７】また、上記第１及び第２の実施形態におい
ては、電源残容量を発光ダイオードＤ１，Ｄ２の点灯状
態で表示する場合について説明したが、これに限定され
るものではなく、液晶表示装置等の他の表示手段で表示
することもでき、また電源残容量状態を２段階で表示す
る場合に代えて３段階以上の任意の段階表示することも
できる。
ては、電源残容量を発光ダイオードＤ１，Ｄ２の点灯状
態で表示する場合について説明したが、これに限定され
るものではなく、液晶表示装置等の他の表示手段で表示
することもでき、また電源残容量状態を２段階で表示す
る場合に代えて３段階以上の任意の段階表示することも
できる。
【００６８】さらに、上記第１及び第２の実施形態にお
いては、電源としてバッテリを適用した場合について説
明したが、これに限定されるものではなく、一次電池、
二次電池その他の任意の直流電源を適用することができ
る。
いては、電源としてバッテリを適用した場合について説
明したが、これに限定されるものではなく、一次電池、
二次電池その他の任意の直流電源を適用することができ
る。
【００６９】
【発明の効果】以上説明したように、請求項１に係る発
明によれば、相電流検出手段で検出した多相電動機にお
ける各相の符号付き瞬時電流値と、そのときの多相電力
変換器の上アーム制御信号のオンデューティ比とを乗算
することにより、各相の通電量を算出し、これら通電量
を合算することにより、電源と多相電力変換器との間の
電流を算出するので、電源の放電電流又は充電電流を検
出するために、電源と多相電力変換器との間に別途電流
検出手段を設ける必要がなく、この分部品点数を減少さ
せて製造コストを低減することができると共に、コント
ローラの回路面積を減少させることができるという効果
が得られる。
明によれば、相電流検出手段で検出した多相電動機にお
ける各相の符号付き瞬時電流値と、そのときの多相電力
変換器の上アーム制御信号のオンデューティ比とを乗算
することにより、各相の通電量を算出し、これら通電量
を合算することにより、電源と多相電力変換器との間の
電流を算出するので、電源の放電電流又は充電電流を検
出するために、電源と多相電力変換器との間に別途電流
検出手段を設ける必要がなく、この分部品点数を減少さ
せて製造コストを低減することができると共に、コント
ローラの回路面積を減少させることができるという効果
が得られる。
【００７０】また、請求項２に係る発明によれば、電源
電流演算手段で、各相電流の絶対値の和とオンデューテ
ィ比の和とを乗算する１回の積和演算を行い、これらを
所定周期で平均化して演算負荷を低減することができる
という効果が得られる。さらに、請求項３に係る発明に
よれば、請求項１又は２に係る発明で検出した電源電流
を電源電圧、電動機出力トルク、電動機回転速度、電源
電流値、周囲温度、インバータデッドタイム、スイッチ
ング素子オンドロップ、配線による電流損失等の種々の
パラメータの何れか又は組み合わせにより得られる補正
係数で補正するようしたので、より精度良く電源電流を
検出することができるという効果が得られる。
電流演算手段で、各相電流の絶対値の和とオンデューテ
ィ比の和とを乗算する１回の積和演算を行い、これらを
所定周期で平均化して演算負荷を低減することができる
という効果が得られる。さらに、請求項３に係る発明に
よれば、請求項１又は２に係る発明で検出した電源電流
を電源電圧、電動機出力トルク、電動機回転速度、電源
電流値、周囲温度、インバータデッドタイム、スイッチ
ング素子オンドロップ、配線による電流損失等の種々の
パラメータの何れか又は組み合わせにより得られる補正
係数で補正するようしたので、より精度良く電源電流を
検出することができるという効果が得られる。
【図１】本発明を補助動力付き自転車に適用した場合の
概略構成図である。
概略構成図である。
【図２】図１の制御装置の具体例を示すブロック図であ
る。
る。
【図３】図２の三相インバータの具体例を示す回路図で
ある。
ある。
【図４】図２の演算処理部で実行するアシストトルク制
御処理手順の一例を示すフローチャートである。
御処理手順の一例を示すフローチャートである。
【図５】図２の演算処理部で実行する電源電流検出処理
手順の一例を示すフローチャートである。
手順の一例を示すフローチャートである。
【図６】図２の演算処理部で実行する直流電源管理処理
手順の一例を示すフローチャートである。
手順の一例を示すフローチャートである。
【図７】図４のアシストトルク制御処理で使用する係数
算出マップを示す特性線図である。
算出マップを示す特性線図である。
【図８】図６の直流電源管理処理で使用する閾値電圧算
出マップを示す特性線図である。
出マップを示す特性線図である。
【図９】アシストトルク制御処理で形成される電流指令
値と制御信号との関係を示すタイムチャートである。
値と制御信号との関係を示すタイムチャートである。
【図１０】電源電流検出処理の動作の説明に供する波形
図である。
図である。
【図１１】本発明の第２の実施形態を示す演算処理部で
実行する電源電流検出処理手順の一例を示すフローチャ
ートである。
実行する電源電流検出処理手順の一例を示すフローチャ
ートである。
４ 三相電動機 １２ 直流電源 １３ 三相インバータ １４Ｕ，１４Ｖ 相電流センサ １５Ｕ，１５Ｖ，１５Ｗ ホールＩＣ １７ 電源電圧センサ ２０ コントローラ ２１ 演算処理部 ２２ ゲート駆動部
Claims (3)
- 【請求項１】 直流電源と多相回転機との間に多相電力
変換器を介挿した制御系における直流電源及び多相電力
変換器間の電流を検出する電源電流検出装置において、
前記多相回転機における各相の瞬時電流値を符号付きで
個別に検出する相電流検出手段と、該相電流検出手段で
検出した各相の電流値に、これら各相に対応する前記多
相電力変換器の上アーム制御信号のオンデューティ比を
個別に乗算した乗算値を合算して前記電源電流を演算す
る電源電流演算手段とを備えていることを特徴とする電
源電流検出装置。 - 【請求項２】 直流電源と多相回転機との間に多相電力
変換器を介挿した制御系における直流電源及び多相電力
変換器間の電流を検出する電源電流検出装置において、
前記多相回転機における各相の瞬時電流値を個別に検出
する相電流検出手段と、該相電流検出手段で検出した各
相の電流値の絶対値の和と、これら各相に対応する前記
多相電力変換器の上アーム制御信号のオンデューティ比
の和と乗算した値を平均化して前記電源電流を演算する
電源電流演算手段とを備えていることを特徴とする電源
電流検出装置。 - 【請求項３】 前記電源電流演算手段は、演算した電源
電流を、当該電源電流、電源電圧、電動機出力、相電
流、電動機回転速度、周囲温度、前記多相電力変換器の
デッドタイム、多相電力変換器を構成するスイッチング
素子のオンドロップ、配線の損失等の補正パラメータの
少なくとも１つに基づいて算出される補正係数で補正す
る補正手段を有することを特徴とする請求項１又は２に
記載の電源電流検出装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29420999A JP2001119957A (ja) | 1999-10-15 | 1999-10-15 | 電源電流検出装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29420999A JP2001119957A (ja) | 1999-10-15 | 1999-10-15 | 電源電流検出装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001119957A true JP2001119957A (ja) | 2001-04-27 |
Family
ID=17804749
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP29420999A Pending JP2001119957A (ja) | 1999-10-15 | 1999-10-15 | 電源電流検出装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2001119957A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100459127B1 (ko) * | 2002-05-06 | 2004-12-03 | 엘지전자 주식회사 | 모터의 상 전류 검출 장치 및 그 방법 |
| JP2009022086A (ja) * | 2007-07-11 | 2009-01-29 | Panasonic Corp | インバータ装置 |
| WO2010045965A1 (en) * | 2008-10-21 | 2010-04-29 | Abb Technology Ab | A method and a device for compensating gain errors of current sensors in a three-phase inverter |
| CN104065294A (zh) * | 2013-03-19 | 2014-09-24 | 控制技术有限公司 | 一种测量多相逆变器系统中相电流的方法及控制系统 |
| US10472194B2 (en) | 2016-01-06 | 2019-11-12 | Ricoh Company, Ltd. | Current detecting device, motor controlling system, image forming apparatus, sheet conveying device, robot, and current detecting method |
-
1999
- 1999-10-15 JP JP29420999A patent/JP2001119957A/ja active Pending
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100459127B1 (ko) * | 2002-05-06 | 2004-12-03 | 엘지전자 주식회사 | 모터의 상 전류 검출 장치 및 그 방법 |
| JP2009022086A (ja) * | 2007-07-11 | 2009-01-29 | Panasonic Corp | インバータ装置 |
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| CN104065294A (zh) * | 2013-03-19 | 2014-09-24 | 控制技术有限公司 | 一种测量多相逆变器系统中相电流的方法及控制系统 |
| GB2512078A (en) * | 2013-03-19 | 2014-09-24 | Control Tech Ltd | Control system for multi-phase rotary machines |
| US9618543B2 (en) | 2013-03-19 | 2017-04-11 | Control Techniques Limited | Control system for multi-phase rotary machines |
| CN104065294B (zh) * | 2013-03-19 | 2017-08-18 | 尼得科控制技术有限公司 | 一种测量多相逆变器系统中相电流的方法及控制系统 |
| US10472194B2 (en) | 2016-01-06 | 2019-11-12 | Ricoh Company, Ltd. | Current detecting device, motor controlling system, image forming apparatus, sheet conveying device, robot, and current detecting method |
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