JP2001083238A

JP2001083238A - レーダ装置及び距離計測方法

Info

Publication number: JP2001083238A
Application number: JP26244499A
Authority: JP
Inventors: Masa Mitsumoto; 雅三本; Tetsuo Kirimoto; 哲郎桐本
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1999-09-16
Filing date: 1999-09-16
Publication date: 2001-03-30

Abstract

(57)【要約】【課題】計測時間や演算処理量を増大させることな
く、目標までの相対距離を小さな刻みで計測することの
できるレーダ装置及び距離計測方法を得る。【解決手段】所定の期間Ｔのうち、前半の２／Ｔの期
間は所定の第一の周波数Ｆ１を、後半の２／Ｔの期間は
所定の第二の周波数Ｆ２を有する連続波を送信信号とし
て目標に対して照射して（ステップＳＴ１）、それが目
標で反射した信号を受信信号として取得し（ステップＳ
Ｔ２）、Ｔ／２〜３Ｔ／２の期間Ｄと０〜２Ｔの期間Ｓ
とにおける周波数Ｆ１及びＦ２の強度値を、それぞれ、
受信信号から計測し（ステップＳＴ３）、それらの強度
値の比を用いて、目標までの相対距離を求め（ステップ
ＳＴ４）、利用者に示す（ステップＳＴ５）。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、車輌等に搭載さ
れるレーダ装置に関し、特に、目標までの相対距離を計
測することができるレーダ装置及び距離計測方法に関す
るものである。

【０００２】

【従来の技術】車輌等に搭載されるレーダ装置では、近
距離目標に容易に対処できるＦＭＣＷ(Frequency Modul
ation Continuous Wave)方式を用いることが多い。

【０００３】図１６は、ＦＭＣＷ方式を用いた従来のレ
ーダ装置の基本構成を示すブロック図である。図におい
て、１はレーダ装置、２は制御部、３は変調波形発生回
路、４は発振回路（ＶＣＯ）、５は方向性結合器、６は
送信アンテナ、７は目標、８は受信アンテナ、９ａ及び
９ｂは分配回路、１０ａ及び１０ｂはミキサー、１１は
移相回路、１２は信号処理部、１３は表示部、１４ａは
送信信号、１５ａは受信信号である。

【０００４】また、図１７は、ＦＭＣＷ方式における各
信号の、時間に対する周波数を示したものであり、図に
おいて、１４ａは送信信号、１５ａは受信信号、１６ａ
はビート信号である。

【０００５】図１８及び図１９は、各変調期間における
ビート信号の周波数スペクトルを示したものであり、１
７ａは変調周波数上昇期間（Ｔup（図１７））の周波数
スペクトル、１８ａは変調周波数下降期間（Ｔdn（図１
７））の周波数スペクトルである。

【０００６】図１６〜図１９を用いて、ＦＭＣＷ方式の
従来のレーダの基本原理を説明する。ＦＭＣＷ方式で
は、その名の通り周波数変調をかけた連続波を用いる。
図１６において、レーダ装置１内にある制御部２の制御
により、変調波形発生回路３は、変調周波数上昇期間Ｔ
up（図１７）と変調周波数下降期間Ｔdn（図１７）から
成る変調波形を発生させ、発振回路４へ入力する。発振
回路４として、例えばＶＣＯ（Voltage Controlled Osc
illator）を用いるなら、変調波形発生回路３は、変調
波形に応じた電圧を発生させ、それが入力される発振回
路４が、図１７の送信信号１４ａを生成して、方向性結
合器５へ入力する。方向性結合器５は、入力された送信
信号１４ａを送信アンテナ６と分配回路９ａへ出力す
る。送信アンテナ６へ入力された送信信号１４ａは空中
へ放射され、レーダ装置１から相対距離Ｒに存在し、相
対速度Ｖで移動している目標７で反射し、相対距離Ｒに
応じた時間遅れτ(=2R/c：cは光速)と相対速度Ｖに応じ
たドップラー周波数Ｆｖ(=2V/λ:λは波長)分だけシフ
トした、図１７の受信信号１５ａとして、受信アンテナ
８を介して分配回路９ｂへ入力される。

【０００７】分配回路９ａは、入力された方向性結合器
５からの送信信号１４ａを二分して出力する。同様に、
分配回路９ｂは、受信アンテナ８からの受信信号１５ａ
を二分して出力する。ミキサー１０ａは、分配回路９ａ
のＩ端子の送信信号１４ａと、分配回路９ｂのＩ端子の
受信信号１５ａとが入力され、送信信号１４ａと受信信
号１５ａの周波数差が周波数として現れる図１７のビー
ト信号１６ａを出力する。このとき、ビート信号１６ａ
のうち、変調周波数上昇期間Ｔupのビート信号Supi(t)
は次式（１）で、変調周波数下降期間Ｔdnのビート信号
Sdni(t)は次式（２）で表される。なお、次式（１）及
び（２）において、Ａ：振幅、φup，φdn：位相であ
る。

【０００８】

【数１】

【０００９】

【数２】

【００１０】一方、分配回路９ａのＱ端子の送信信号
は、移相回路１１でπ／２ラジアンだけ位相がシフトさ
れる。ミキサー１０ｂは、分配回路９ｂのＱ端子の受信
信号と移相回路１１の出力が入力され、ミキサー１０ａ
と同様に、ビート信号１６ｂ（図示省略）を出力する。
このとき、変調周波数上昇期間Ｔupのビート信号 Supq
(t)は次式（３）で、変調周波数下降期間Ｔdnのビート
信号 Sdnq(t)は次式（４）で表される。

【００１１】

【数３】

【００１２】

【数４】

【００１３】信号処理部１２は、いわゆるＡＤ変換器と
メモリ及びＤＳＰ(Digital SignalProcessor) などで構
成され、ミキサー１０ａの出力である上式（１）及び
（２）のビート信号１６ａを実部、ミキサー１０ｂの出
力である上式（３）及び（４）のビート信号１６ｂを虚
部として入力され、ビート信号１６ａ及び１６ｂを複素
数として、例えば、ＦＦＴ(Fast Fourier Transform)な
どによる周波数スペクトル解析を行ない、図１８の変調
周波数上昇期間Ｔupの周波数スペクトル１７ａと図１９
の変調周波数下降期間Ｔdnの周波数スペクトル１８ａを
求める。

【００１４】次に、各周波数スペクトル１７ａ及び１８
ａについて、例えばピーク（ある周波数のスペクトルの
大きさが周囲のスペクトルの大きさより大きい部分）か
ら、次式（５）の変調周波数上昇期間Ｔupのビート周波
数Ｆupと、次式（６）の変調周波数下降期間Ｔdnのビー
ト周波数Ｆdnを求める。

【００１５】

【数５】

【００１６】

【数６】

【００１７】上式（５）及び（６）により求めたＦupと
Ｆdnを用いて、次に、次式（７）及び（８）の演算を行
なうことで、図１６の目標７の相対距離Ｒと相対速度Ｖ
を求める。

【００１８】

【数７】

【００１９】

【数８】

【００２０】ただし、相対速度Ｖが小さい(V≒0)目標だ
けを対象にするなら、上記の説明においてＶ＝０とみな
すことができ、変調周波数上昇期間Ｔupか変調周波数下
降期間Ｔdnの何れか一方のビート周波数だけで距離を計
測することができる。以下では、このような相対速度Ｖ
が小さい(V≒0)目標だけを対象とする。

【００２１】求められた相対距離Ｒは、表示部１３へ送
られて、使用者の視覚へ入力される文字及び形状等に変
換されて表示される。

【００２２】

【発明が解決しようとする課題】上記のように構成され
た従来のレーダ装置で、目標７までの距離を表す最小離
散値（刻み）を小さくしようとするとすると、変調の傾
きは同じままで変調期間を長くしてデータサンプル点数
を増大させ、ＦＦＴの点数を多くして離散周波数幅の小
さい離散周波数スペクトルを求めるか、ＦＦＴによって
得られた離散周波数スペクトルについて補間を行い、よ
り小さな離散周波数幅でスペクトルを得るなどの処理を
する必要があり、計測時間や演算処理量が増大し、実時
間で距離を計測することが大変困難であったり、もしく
は、実時間で行うために多くの演算処理資源を必要とし
てしまうという問題点があった。

【００２３】この発明は、かかる問題点を解決するため
になされたものであり、計測時間や演算処理量を増大さ
せることなく目標までの相対距離を小さな刻みで計測す
ることのできるレーダ装置及び距離計測方法を得ること
を目的とする。

【００２４】

【課題を解決するための手段】この発明は、予め設定さ
れた所定の期間Ｔのうち、前半の２／Ｔの期間は所定の
第一の周波数Ｆ１を有する連続波を送信信号として目標
に対して照射し、後半の２／Ｔの期間は第一の周波数Ｆ
１とは別の所定の第二の周波数Ｆ２を有する連続波を送
信信号として目標に対して照射する送信手段と、送信信
号が目標で反射して戻ってきた信号を受信信号として取
得する受信手段と、所定の期間Ｔに対してＴ／２〜３Ｔ
／２の期間Ｄと０〜２Ｔの期間Ｓとにおける第一の周波
数Ｆ１及び第二の周波数Ｆ２の周波数成分の強度値を、
それぞれ、受信信号から計測する強度値計測手段と、強
度値計測手段からの出力である周波数成分の強度値の比
を用いて、目標までの相対距離を求める距離演算手段
と、を備えたレーダ装置である。

【００２５】また、強度値計測手段が、受信信号のうち
第一の周波数Ｆ１付近だけを通過させる第一の帯域通過
フィルタと、受信信号のうち第二の周波数Ｆ２付近だけ
を通過させる第二の帯域通過フィルタと、第一の帯域通
過フィルタの出力を期間Ｄの間だけ短絡する第一のスイ
ッチと、第二の帯域通過フィルタの出力を期間Ｄの間だ
け短絡する第二のスイッチと、第一の帯域通過フィルタ
の出力を期間Ｓの間だけ短絡する第三のスイッチと、第
二の帯域通過フィルタの出力を期間Ｓの間だけ短絡する
第四のスイッチと、を備えている。

【００２６】また、距離演算手段が、第一及び第二のス
イッチの出力の減算結果を得る減算回路と、第三及び第
四のスイッチの出力の加算結果を得る加算回路と、減算
回路の出力と加算回路の出力との除算結果を得る除算回
路と、除算回路の出力を距離に換算する距離換算回路
と、を備えている。

【００２７】また、強度値計測手段が、受信信号を期間
Ｄの間だけ短絡するＤ期間スイッチと、受信信号を期間
Ｓの間だけ短絡するＳ期間スイッチと、Ｄ期間スイッチ
の出力のうち、第一の周波数Ｆ１付近だけを通過させる
第一のＤ期間帯域通過フィルタと、Ｄ期間スイッチの出
力のうち、第二の周波数Ｆ２付近だけを通過させる第二
のＤ期間帯域通過フィルタと、Ｓ期間スイッチの出力の
うち、第一の周波数Ｆ１付近だけを通過させる第一のＳ
期間帯域通過フィルタと、Ｓ期間スイッチの出力のう
ち、第二の周波数Ｆ２付近だけを通過させる第二のＳ期
間帯域通過フィルタと、を備えている。

【００２８】また、距離演算手段が、第一及び第二のＤ
期間帯域通過フィルタの出力の減算結果を得る減算回路
と、第一及び第二のＳ期間帯域通過フィルタの出力の加
算結果を得る加算回路と、減算回路の出力と加算回路の
出力との除算結果を得る除算回路と、除算回路の出力を
距離に換算する距離換算回路と、を備えている。

【００２９】また、強度値計測手段が受信信号をデジタ
ル信号に変換して計測処理を行う。

【００３０】また、強度値計測手段が、受信信号をサン
プリングしてデジタル信号に変換し、時系列データとす
るサンプリング部と、時系列データのうち、期間Ｄ及び
期間Ｓのデータについて周波数スペクトルを求める周波
数スペクトル演算部と、期間Ｄの周波数スペクトルにお
いて、第一及び第二の周波数に最も近いスペクトルのピ
ークを、それぞれ、第一及び第二の周波数成分の強度値
として抽出する期間Ｄ強度値抽出部と、期間Ｓの周波数
スペクトルにおいて、第一及び第二の周波数に最も近い
スペクトルのピークを、それぞれ、第一及び第二の周波
数成分の強度値として抽出する期間Ｓ強度値抽出部と、
を備えている。

【００３１】また、受信手段及び強度値計測手段の間に
設けられ、受信手段の出力である受信信号を所定のロー
カル信号によって変換して、強度値計測手段に対して出
力する受信信号変換手段を、さらに備えている。

【００３２】また、受信信号変換手段が、所定の第三の
周波数Ｆ０を有するローカル信号を発振するローカル発
振器と、受信手段の出力である受信信号とローカル信号
とをミキシングするミキサと、を備えている。

【００３３】また、この発明は、予め設定された所定の
期間Ｔのうち、前半の２／Ｔの期間は所定の第一の周波
数Ｆ１を有する連続波を送信信号として目標に対して照
射し、後半の２／Ｔの期間は第一の周波数Ｆ１とは別の
所定の第二の周波数Ｆ２を有する連続波を送信信号とし
て目標に対して照射する送信工程と、送信信号が目標で
反射して戻ってきた信号を受信信号として取得する受信
工程と、所定の期間Ｔに対してＴ／２〜３Ｔ／２の期間
Ｄと０〜２Ｔの期間Ｓとにおける第一の周波数Ｆ１及び
第二の周波数Ｆ２の周波数成分の強度値を、それぞれ、
受信信号から計測する強度値計測工程と、強度値計測工
程により得られた周波数成分の強度値の比を用いて、目
標までの相対距離を求める距離演算工程と、を備えた距
離計測方法である。

【００３４】また、強度値計測工程が、受信信号のうち
第一の周波数Ｆ１付近だけを通過させる第一の帯域通過
ステップと、受信信号のうち第二の周波数Ｆ２付近だけ
を通過させる第二の帯域通過ステップと、第一の帯域通
過ステップにより得られた信号を期間Ｄの間だけ短絡す
る第一の短絡ステップと、第二の帯域通過ステップによ
り得られた信号を期間Ｄの間だけ短絡する第二の短絡ス
テップと、第一の帯域通過ステップにより得られた信号
を期間Ｓの間だけ短絡する第三の短絡ステップと、第二
の帯域通過フィルタにより得られた信号を期間Ｓの間だ
け短絡する第四の短絡ステップと、を備えている。

【００３５】また、距離演算工程が、第一及び第二の短
絡ステップにおける出力の減算結果を得る減算ステップ
と、第三及び第四の短絡ステップにおける出力の加算結
果を得る加算ステップと、減算ステップにおける出力と
加算ステップにおける出力との除算結果を得る除算ステ
ップと、除算ステップにおける出力を距離に換算する距
離換算ステップと、を備えている。

【００３６】また、強度値計測工程が、受信信号を期間
Ｄの間だけ短絡するＤ期間短絡ステップと、受信信号を
期間Ｓの間だけ短絡するＳ期間短絡ステップと、Ｄ期間
短絡ステップの出力のうち、第一の周波数Ｆ１付近だけ
を通過させる第一のＤ期間帯域通過ステップと、Ｄ期間
短絡ステップの出力のうち、第二の周波数Ｆ２付近だけ
を通過させる第二のＤ期間帯域通過ステップと、Ｓ期間
短絡ステップの出力のうち、第一の周波数Ｆ１付近だけ
を通過させる第一のＳ期間帯域通過ステップと、Ｓ期間
短絡ステップの出力のうち、第二の周波数Ｆ２付近だけ
を通過させる第二のＳ期間帯域通過ステップと、を備え
ている。

【００３７】また、距離演算工程が、第一及び第二のＤ
期間帯域通過ステップの出力の減算結果を得る減算ステ
ップと、第一及び第二のＳ期間帯域通過ステップの出力
の加算結果を得る加算ステップと、減算ステップの出力
と加算ステップの出力との除算結果を得る除算ステップ
と、除算ステップの出力を距離に換算する距離換算ステ
ップと、を備えている。

【００３８】また、強度値計測工程が受信信号をデジタ
ル信号に変換して計測処理を行う。

【００３９】また、強度値計測工程が、受信信号をサン
プリングしてデジタル信号に変換し、時系列データとす
るサンプリングステップと、時系列データのうち、期間
Ｄ及び期間Ｓのデータについて周波数スペクトルを求め
る周波数スペクトル演算ステップと、期間Ｄの周波数ス
ペクトルにおいて、第一及び第二の周波数に最も近いス
ペクトルのピークを、それぞれ、第一及び第二の周波数
成分の強度値として抽出する期間Ｄ強度値抽出ステップ
と、期間Ｓの周波数スペクトルにおいて、第一及び第二
の周波数に最も近いスペクトルのピークを、それぞれ、
第一及び第二の周波数成分の強度値として抽出する期間
Ｓ強度値抽出ステップと、を備えている。

【００４０】また、受信工程及び強度値計測工程の間に
設けられ、受信工程の出力である受信信号を所定のロー
カル信号によって変換する受信信号変換工程を、さらに
備えている。

【００４１】また、受信信号変換工程が、所定の第三の
周波数Ｆ０を有するローカル信号を発振するローカル発
振ステップと、受信工程の出力である受信信号とローカ
ル信号とをミキシングするミキシングステップと、を備
えている。

【００４２】

【発明の実施の形態】実施の形態１．以下、この発明の
実施の形態について図を参照して説明する。図１は本発
明の実施の形態であるレーダ装置の構成を示したブロッ
ク図である。

【００４３】図１において、２〜４、６〜８及び１３
は、上記従来装置と同一のものである。１Ａは本発明の
実施の形態１によるレーダ装置、１０１ａ及び１０１ｂ
はバンドパスフィルタ(ＢＰＦ)、１０２ａ及び１０２ｂ
は振幅検波回路、１０３ａ〜１０３ｄはスイッチ、１０
４ａ〜１０４ｄは積分回路、１０５は減算回路、１０６
は加算回路、１０７は除算回路、１０８は距離換算回
路、９ｃ〜９ｅは分配回路である。

【００４４】また、図２は、図１のレーダ装置において
距離計測を行うための手順を示したフローチャートであ
る。図３及び図４は、各信号の時間に対する周波数を示
したものであり、これらの図において、１４ｂは送信信
号、１５ｂは受信信号である。

【００４５】次に、図２の手順に従って、目標７の相対
距離Ｒを計測する図１のレーダ装置１Ａの動作について
説明する。図２のステップＳＴ１では、制御部２の制御
により、変調波形発生回路３が、あらかじめ設定された
所定のＴの期間において、前半のＴ／２の期間は周波数
がＦ１で、後半のＴ／２の期間は周波数がＦ２である図
３及び図４に示す送信信号１４ｂを、発振回路４が生成
するように変調波形を発生し、発振回路４へ出力する。
発振回路４で生成された送信信号１４ｂは、送信アンテ
ナ６を介して空中へ放射される。

【００４６】図２のステップＳＴ２では、送信信号１４
ｂがレーダ装置１Ａから相対距離Ｒに存在する目標７で
反射し、相対距離Ｒに応じた時間遅れτをもつ受信信号
１５ｂとして受信アンテナ８で取得される。

【００４７】図２のステップＳＴ３では、受信アンテナ
８より受信信号１５ｂを入力した分配回路９ｃが受信信
号１５ｂを二分して、通過帯域がＦ１付近、すなわち、
［Ｆ１−ΔＦ〜Ｆ１＋ΔＦ］及び通過帯域がＦ２付近、
すなわち、［Ｆ２−ΔＦ〜Ｆ２＋ΔＦ］のバンドパスフ
ィルタ(以下ではＢＰＦと記す)１０１ａ及び１０１ｂ
へ、それぞれ出力する（ここで、ΔＦは、通過帯域に持
たせる任意の微少な周波数幅である）。各ＢＰＦ１０１
ａ及び１０１ｂの出力は、各々、振幅検波回路１０２ａ
及び１０２ｂによって電圧の絶対値となり、各々、分配
回路９ｄ及び９ｅへ入力される。

【００４８】分配回路９ｄは入力された電圧を二分し
て、制御部２によって短絡（ＯＮ）になる時間が、各
々、図３及び図４に示す期間Ｄと期間Ｓになるように制
御されたスイッチ１０３ａ及び１０３ｂへ出力する。こ
こで、期間Ｄは［Ｔ／２〜３Ｔ／２］の期間であり、期
間Ｓは［０〜２Ｔ］の期間である。スイッチ１０３ａ及
び１０３ｂの出力の電圧は、短絡（ＯＮ）の期間、積分
回路１０４ａ及び１０４ｂにそれぞれ入力され、その出
力は、各々、Ｆ１ｄ及びＦ１ｓとなる。

【００４９】一方、分配回路９ｅも、分配回路９ｄと同
様に、入力された電圧を二分して、制御部２によって短
絡（ＯＮ）になる時間が、各々、図３及び図４に示す期
間Ｄと期間Ｓになるように制御されたスイッチ１０３ｃ
及び１０３ｄへ出力する。スイッチ１０３ｃ及び１０３
ｄの出力の電圧は、短絡（ＯＮ）の期間、積分回路１０
４ｃ及び１０４ｄにそれぞれ入力され、その出力は各々
Ｆ２ｄ及びＦ２ｓとなる。

【００５０】図５〜図７は、積分回路１０４ａ〜１０４
ｄからの出力Ｆ１ｄ，Ｆ１ｓ，Ｆ２ｄ，Ｆ２ｓを周波数
スペクトルで示したものであり、これらの図において、
４０１はＦ１ｓの周波数スペクトル、４０２はＦ２ｓの
周波数スペクトル、４０３ａ及び４０３ｂはＦ１ｄの周
波数スペクトル、４０４ａ及び４０４ｂはＦ２ｄの周波
数スペクトルである。

【００５１】このとき、Ｆ１ｓとＦ２ｓの強度は、図５
に示されるように、相対距離Ｒに応じた時間遅れτに関
わらず、同じ値となる。一方、Ｆ１ｄとＦ２ｄについて
は、図３及び図４の斜線部分の面積に相当し、ｔ≦τ≦
ｔ＋Ｔ／２では、Ｆ１ｄは図６に示す４０３ａ、Ｆ２ｄ
は４０４ａのようになり、時間遅れτが小さい程、Ｆ１
ｄの強度の方が小さい。また、ｔ＋Ｔ／２≦τ≦ｔ＋Ｔ
では、Ｆ１ｄは図７に示す４０３ｂ、Ｆ２ｄは４０４ｂ
のようになり、時間遅れτが大きい程、Ｆ２ｄの強度の
方が小さくなる。

【００５２】図２のステップＳＴ４では、減算回路１０
５が、積分回路１０４ａ及び１０４ｃの出力であるＦ１
ｄとＦ２ｄとが入力されて、Ｆ１ｓ−Ｆ２ｓを出力し、
加算回路１０６が、積分回路１０４ｂ及び１０４ｄの出
力であるＦ１ｓとＦ２ｓとが入力されて、Ｆ１ｓ＋Ｆ２
ｓを出力する。これらの出力は各々次式（９）及び（１
０）で表すことができる。

【００５３】

【数９】

【００５４】

【数１０】

【００５５】除算回路１０７は、減算回路１０６の出力
Ｆ１ｄ−Ｆ２ｄと加算回路１０５の出力Ｆ１ｓ＋Ｆ２ｓ
とが入力されて、（Ｆ１ｄ−Ｆ２ｄ）／（Ｆ１ｓ＋Ｆ２
ｓ）を出力する。この出力は、上式（９）及び（１０）
の関係から、次式（１１）で表され、遅れ時間τに対し
て単調増加な値となる。次に、距離換算回路１０８は除
算回路１０７の出力が入力されて、あらかじめ設定され
たＴの値から次式（１２）の演算を行って距離Ｒを計算
し、表示部１３へ出力する。

【００５６】

【数１１】

【数１２】

【００５７】図２のステップＳＴ５では、表示部１３
が、求められた距離Ｒを文字及び形状等に変換して、表
示する。

【００５８】以上のように、本発明の実施の形態１によ
るレーダ装置によれば、特定の異なる２つの周波数成分
の強度値の比を利用して目標までの相対距離を計測する
ようにしたので、計測時間や演算処理量を増大させるこ
となく目標までの相対距離を小さな刻みで計測すること
ができる。

【００５９】実施の形態２．以下、この発明の他の実施
の形態について図を参照して説明する。図８は本発明の
実施の形態２によるレーダ装置１Ｂの構成を示したブロ
ック図である。

【００６０】図において、各構成要素は、上記発明の実
施の形態１の図１で示したものと同一である。また、図
において、１０１ｃ及び１０１ｄはＢＰＦ、１０２ｃ及
び１０２ｄは振幅検波回路である。実施の形態１との構
成の違いは、主に、分配回路９ｄ及び９ｃがＢＰＦ及び
振幅検波回路の前段に設けられていることと、積分回路
の前段に設けられていたスイッチが、分配回路９ｄ及び
９ｃの前段に設けられていることである。

【００６１】動作について説明する。この実施の形態に
おいても、基本的に、実施の形態１で示した図２のフロ
ーチャートの手順に従って、目標の相対距離Ｒを計測す
る。まず、図２のステップＳＴ２まで、上述の実施の形
態１と同様に動作して、受信信号１５ｂが取得される。

【００６２】次に、図２のステップＳＴ３では、受信ア
ンテナ８より受信信号１５ｂが入力された分配回路９ｃ
は、受信信号１５ｂを二分して、制御部２によって短絡
（ＯＮ）になる時間が各々図３の期間ＤとＳになるよう
に制御されたスイッチ１０３ａ及び１０３ｂへ出力す
る。スイッチ１０３ａ及び１０３ｂの出力は、各々分配
回路９ｄ及び９ｅへ入力される。

【００６３】分配回路９ｄは入力信号を二分して、各々
通過帯域が［Ｆ１−ΔＦ〜Ｆ１＋ΔＦ］と［Ｆ２−ΔＦ
〜Ｆ２＋ΔＦ］のＢＰＦ１０１ａとＢＰＦ１０１ｂへ出
力する。ＢＰＦ１０１ａとＢＰＦ１０１ｂからの出力
は、各々、振幅検波回路１０２ａ及び１０２ｂによって
電圧の絶対値となり、各々、積分回路１０４ａ及び１０
４ｂへ入力され、その出力は各々Ｆ１ｄ及びＦ２ｄとな
る。

【００６４】分配回路９ｅも、分配回路９ｄと同様に、
入力信号を二分して、各々通過帯域が［Ｆ１−ΔＦ〜Ｆ
１＋ΔＦ］と［Ｆ２−ΔＦ〜Ｆ２＋ΔＦ］のＢＰＦ１０
１ｃ及びＢＰＦ１０１ｄへ出力する。ＢＰＦ１０１ｃと
ＢＰＦ１０１ｄからの出力は、各々振幅検波回路１０２
ｃ及び１０２ｄによって電圧の絶対値となり、各々積分
回路１０４ｃ及び１０４ｄへ入力され、その出力は、各
々、Ｆ１ｓ及びＦ２ｓとなる。

【００６５】以降の図２のステップＳＴ４では、減算回
路１０５、加算回路１０６、除算回路１０７、距離換算
回路１０８が上述の実施の形態１と同様に動作し、ま
た、ステップＳＴ５も、同様に、表示部１３が上述の実
施の形態１と同様に動作する。

【００６６】以上のように、この実施の形態において
は、上述の実施の形態１と同様の効果が得られるととも
に、特定の異なる２つの周波数成分の強度値の比を利用
して目標までの相対距離を計測する際に、強度値の比の
分子と分母を得るための計測期間を同期するようにした
ので、計測精度をさらに向上することができる。

【００６７】実施の形態３．以下、この発明の他の実施
の形態について図を参照して説明する。図９は本実施の
形態におけるレーダ装置の構成を示したブロック図であ
る。

【００６８】図において、６０１は信号処理部であり、
その他の構成要素は、上記従来例の図１６で示したもの
と同一である。

【００６９】まず、図２のステップＳＴ２まで、上述の
実施の形態１及び２と同様に動作して、受信アンテナ８
で受信信号１５ｂが取得される。

【００７０】次に、図２のステップＳＴ３では、ＡＤ変
換器、メモリ、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）か
ら成る信号処理部６０１において、ＡＤ変換器があらか
じめ設定されたＴの期間の受信信号１５ｂをデジタル信
号に変換してサンプリングして時系列データとしてメモ
リに記録する。メモリに記録された時系列データのう
ち、Ｔ／２〜３Ｔ／２の期間Ｄのデータと、０〜２Ｔの
期間Ｓのデータとについて、例えば、ＦＦＴなどによっ
て、図５〜図７のような２つの周波数スペクトルを求め
る。

【００７１】Ｄの期間の周波数スペクトルにおいて、Ｆ
１に最も近いスペクトルピークの強度をＦ１ｄとし、Ｆ
２に最も近いスペクトルピークの強度をＦ２ｄとする。
また、Ｓの期間の周波数スペクトルにおいて、Ｆ１に最
も近いスペクトルピークの強度をＦ１ｓとし、Ｆ２に最
も近いスペクトルピークの強度をＦ２ｓとする。

【００７２】次に、図２のステップＳＴ４では、信号処
理部６０１において、式（１２）から目標の相対距離Ｒ
を計算し、表示部１３へ出力する。

【００７３】以降のステップＳＴ５では、表示部１３
が、上述の実施の形態１及び２と同様に動作する。

【００７４】以上のように、この実施の形態において
は、上述の実施の形態１と同様の効果が得られるととも
に、さらに、特定の異なる２つの周波数成分の強度値の
比を利用して目標までの相対距離を計測する際に、デジ
タル信号で処理を行うようにしたので、各構成要素の特
性のばらつきの影響のない安定した計測結果を得ること
ができる。

【００７５】実施の形態４．以下、この発明の他の実施
の形態について図を参照して説明する。図１０は本実施
の形態によるレーダ装置の構成を示したブロック図であ
り、図において、１０はミキサ、７０１はローカル発振
器であり、その他の構成要素は、上記実施の形態１の図
１で示したものと同一である。本実施の形態の構成にお
いて、上述の実施の形態１と異なる点は、分配回路９ｃ
の前段に、ミキサ１０とローカル発振器７０１とを追加
した点である。

【００７６】図１１は、図１２のレーダ装置において距
離計測を行うための手順を示したフローチャートであ
る。これは、図２のステップＳＴ２とステップＳＴ３の
間に、受信信号とローカル信号をミキシングして検波信
号を取得するステップＳＴ６が追加されたものである。

【００７７】図１２及び図１３は、各信号の時間に対す
る周波数を示したものであり、これらの図において、９
０１はローカル信号、９０２ａ及び９０２ｂは検波信号
である。

【００７８】まず、図１１のステップＳＴ２まで、上記
実施の形態１と同様に動作し、受信信号１５ｂが取得さ
れる。

【００７９】続いて、図１１のステップＳＴ６におい
て、図１０のミキサ１０が、受信信号１５ｂと、ローカ
ル発振器７０１の出力である周波数Ｆ０のローカル信号
９０１（図１２及び図１３）とをミキシングして、両信
号の周波数差を周波数にもつ図１２及び図１３の検波信
号９０２ａ及び９０２ｂを、分配回路９ｃに出力する。

【００８０】以降、図１１のステップＳＴ３〜ＳＴ５に
おいて、Ｆ１の代りにＦ０１（＝Ｆ１−Ｆ０）、Ｆ２の
代りにＦ０２（＝Ｆ２−Ｆ０）として、上記発明の実施
の形態１と同様に動作して、相対距離Ｒを計測する。

【００８１】以上のように、この実施の形態において
は、上述の実施の形態１と同様の効果が得られるととも
に、特定の異なる２つの周波数成分の強度値の比を利用
して目標までの相対距離を計測する際に、送信信号より
も低い周波数の検波信号で計測するようにしたので、雑
音の影響を小さくして計測精度をさらに向上することが
できる。

【００８２】実施の形態５．以下、この発明の他の実施
の形態について図を参照して説明する。図１４は本実施
の形態におけるレーダ装置の構成を示したブロック図で
あり、構成要素は、上述した実施の形態４（図１０）及
び実施の形態２（図８）で示したものと同一である。こ
の実施の形態におけるレーダ装置の構成は、上述した実
施の形態２の構成に、実施の形態４で示したミキサ１０
及びローカル発振器７０１を追加したものである。

【００８３】動作について説明する。この実施の形態に
おけるレーダ装置は、基本的に、図１１のフローチャー
トに示した手順で動作する。まず、図１１のステップＳ
Ｔ２まで、上記実施の形態２及び実施の形態４と同様に
動作し、受信信号１５ｂが取得される。

【００８４】続いて図１１のステップＳＴ６において、
図１４のミキサ１０が、受信信号１５ｂと、ローカル発
振器７０１の出力である周波数Ｆ０のローカル信号をミ
キシングして、分配回路９ｃに出力する。

【００８５】以降、図１１のステップＳＴ３〜ＳＴ５に
おいて、Ｆ１の代りにＦ０１（＝Ｆ１−Ｆ０）、Ｆ２の
代りにＦ０２（＝Ｆ２−Ｆ０）として、各構成要素が上
記発明の実施の形態２と同様に動作する。

【００８６】以上のように、この実施の形態において
は、特定の異なる２つの周波数成分の強度値の比を利用
して目標までの相対距離を計測する際に、送信信号より
も低い周波数の検波信号で計測し、かつ、強度値の比の
分子と分母を得るための計測期間を同期するようにした
ので、計測精度をさらに向上することができる。

【００８７】実施の形態６．以下、この発明の他の実施
の形態について図を参照して説明する。図１５は本実施
の形態におけるレーダ装置の構成を示したブロック図で
あり、構成要素は、上記発明の実施の形態３（図９）お
よび上記発明の実施の形態４（図１０）で示したものと
同一である。

【００８８】動作について説明する。この実施の形態に
おけるレーダ装置は、基本的に、図１１のフローチャー
トに示した手順で動作する。まず、図１１のステップＳ
Ｔ２まで、上記実施の形態３と同様に動作し、受信信号
１５ｂが取得される。

【００８９】続いて、図１１のステップＳＴ６におい
て、図１５のミキサ１０が、受信信号１５ｂと、ローカ
ル発振器７０１の出力である周波数Ｆ０のローカル信号
をミキシングして、両信号の周波数差を周波数にもつ図
１２及び図１３の検波信号９０２ａ及び９０２ｂを、信
号処理部６０１に出力する。

【００９０】以降、ステップＳＴ３〜ＳＴ５において、
Ｆ１の代りにＦ０１（＝Ｆ１−Ｆ０）、Ｆ２の代りにＦ
０２（＝Ｆ２−Ｆ０）として、各構成要素が上記発明の
実施の形態３と同様に動作する。

【００９１】以上のように、この実施の形態によれば、
特定の異なる２つの周波数成分の強度値の比を利用して
目標までの相対距離を計測する際に、送信信号よりも低
い周波数の検波信号で計測し、かつ、デジタル信号で処
理を行うようにしたので、各構成要素の特性のばらつき
の影響のない安定した計測結果を精度良く得ることがで
きる。

【００９２】

【発明の効果】この発明は、予め設定された所定の期間
Ｔのうち、前半の２／Ｔの期間は所定の第一の周波数Ｆ
１を有する連続波を送信信号として目標に対して照射
し、後半の２／Ｔの期間は第一の周波数Ｆ１とは別の所
定の第二の周波数Ｆ２を有する連続波を送信信号として
目標に対して照射する送信手段と、送信信号が目標で反
射して戻ってきた信号を受信信号として取得する受信手
段と、所定の期間Ｔに対してＴ／２〜３Ｔ／２の期間Ｄ
と０〜２Ｔの期間Ｓとにおける第一の周波数Ｆ１及び第
二の周波数Ｆ２の周波数成分の強度値を、それぞれ、受
信信号から計測する強度値計測手段と、強度値計測手段
からの出力である周波数成分の強度値の比を用いて、目
標までの相対距離を求める距離演算手段と、を備えたレ
ーダ装置であるので、特定の異なる２つの周波数成分の
強度値の比を利用して目標までの相対距離を計測するよ
うにしたので、計測時間や演算処理量を増大させること
なく目標までの相対距離を小さな刻みで計測することが
できるという効果が得られる。

【００９３】また、強度値計測手段が、受信信号のうち
第一の周波数Ｆ１付近だけを通過させる第一の帯域通過
フィルタと、受信信号のうち第二の周波数Ｆ２付近だけ
を通過させる第二の帯域通過フィルタと、第一の帯域通
過フィルタの出力を期間Ｄの間だけ短絡する第一のスイ
ッチと、第二の帯域通過フィルタの出力を期間Ｄの間だ
け短絡する第二のスイッチと、第一の帯域通過フィルタ
の出力を期間Ｓの間だけ短絡する第三のスイッチと、第
二の帯域通過フィルタの出力を期間Ｓの間だけ短絡する
第四のスイッチと、を備えており、帯域通過フィルタと
スイッチとから構成されているので、製造も容易である
とともに、コストも安価に抑えることができ、さらに、
演算時間を短くすることができるという効果が得られ
る。

【００９４】また、距離演算手段が、第一及び第二のス
イッチの出力の減算結果を得る減算回路と、第三及び第
四のスイッチの出力の加算結果を得る加算回路と、減算
回路の出力と加算回路の出力との除算結果を得る除算回
路と、除算回路の出力を距離に換算する距離換算回路
と、を備えているので、特定の異なる２つの周波数成分
の強度値の比を容易に演算で求めることができ、計測時
間や演算処理量を増大させることなく目標までの相対距
離を小さな刻みで計測することができる。

【００９５】また、強度値計測手段が、受信信号を期間
Ｄの間だけ短絡するＤ期間スイッチと、受信信号を期間
Ｓの間だけ短絡するＳ期間スイッチと、Ｄ期間スイッチ
の出力のうち、第一の周波数Ｆ１付近だけを通過させる
第一のＤ期間帯域通過フィルタと、Ｄ期間スイッチの出
力のうち、第二の周波数Ｆ２付近だけを通過させる第二
のＤ期間帯域通過フィルタと、Ｓ期間スイッチの出力の
うち、第一の周波数Ｆ１付近だけを通過させる第一のＳ
期間帯域通過フィルタと、Ｓ期間スイッチの出力のう
ち、第二の周波数Ｆ２付近だけを通過させる第二のＳ期
間帯域通過フィルタと、を備えて、前段部分にＤ期間ス
イッチ及びＳ期間スイッチを設けるようにして、特定の
異なる２つの周波数成分の強度値の比を利用して目標ま
での相対距離を計測する際に、強度値の比の分子と分母
を得るための計測期間を同期するようにしたので、計測
精度を向上することができるという効果が得られる。

【００９６】また、距離演算手段が、第一及び第二のＤ
期間帯域通過フィルタの出力の減算結果を得る減算回路
と、第一及び第二のＳ期間帯域通過フィルタの出力の加
算結果を得る加算回路と、減算回路の出力と加算回路の
出力との除算結果を得る除算回路と、除算回路の出力を
距離に換算する距離換算回路と、を備えているので、特
定の異なる２つの周波数成分の強度値の比を容易に演算
で求めることができ、計測時間や演算処理量を増大させ
ることなく目標までの相対距離を小さな刻みで計測する
ことができる。

【００９７】また、強度値計測手段が受信信号をデジタ
ル信号に変換して計測処理を行うようにしたので、特定
の異なる２つの周波数成分の強度値の比を利用して目標
までの相対距離を計測する際に、デジタル信号で処理を
行うようにしたので、各構成要素の特性のばらつきの影
響のない安定した計測結果を得ることができるという効
果が得られる。

【００９８】また、強度値計測手段が、受信信号をサン
プリングしてデジタル信号に変換し、時系列データとす
るサンプリング部と、時系列データのうち、期間Ｄ及び
期間Ｓのデータについて周波数スペクトルを求める周波
数スペクトル演算部と、期間Ｄの周波数スペクトルにお
いて、第一及び第二の周波数に最も近いスペクトルのピ
ークを、それぞれ、第一及び第二の周波数成分の強度値
として抽出する期間Ｄ強度値抽出部と、期間Ｓの周波数
スペクトルにおいて、第一及び第二の周波数に最も近い
スペクトルのピークを、それぞれ、第一及び第二の周波
数成分の強度値として抽出する期間Ｓ強度値抽出部と、
を備えているので、特定の異なる２つの周波数成分の強
度値の比を利用して目標までの相対距離を計測する際
に、デジタル信号で処理を行うようにしたので、各構成
要素の特性のばらつきの影響のない安定した計測結果を
得ることができる。

【００９９】また、受信手段及び強度値計測手段の間に
設けられ、受信手段の出力である受信信号を所定のロー
カル信号によって変換して、強度値計測手段に対して出
力する受信信号変換手段を、さらに備えているので、特
定の異なる２つの周波数成分の強度値の比を利用して目
標までの相対距離を計測する際に、ローカル信号によっ
て変換された、送信信号よりも低い周波数の信号で計測
するようにしたので、雑音の影響を小さくして計測精度
を向上することができるという効果が得られる。

【０１００】また、受信信号変換手段が、所定の第三の
周波数Ｆ０を有するローカル信号を発振するローカル発
振器と、受信手段の出力である受信信号とローカル信号
とをミキシングするミキサと、を備えているので、特定
の異なる２つの周波数成分の強度値の比を利用して目標
までの相対距離を計測する際に、ローカル信号によって
変換された、送信信号よりも低い周波数の検波信号で計
測するようにしたので、雑音の影響を小さくして計測精
度を向上することができる。

【０１０１】また、この発明は、予め設定された所定の
期間Ｔのうち、前半の２／Ｔの期間は所定の第一の周波
数Ｆ１を有する連続波を送信信号として目標に対して照
射し、後半の２／Ｔの期間は第一の周波数Ｆ１とは別の
所定の第二の周波数Ｆ２を有する連続波を送信信号とし
て目標に対して照射する送信工程と、送信信号が目標で
反射して戻ってきた信号を受信信号として取得する受信
工程と、所定の期間Ｔに対してＴ／２〜３Ｔ／２の期間
Ｄと０〜２Ｔの期間Ｓとにおける第一の周波数Ｆ１及び
第二の周波数Ｆ２の周波数成分の強度値を、それぞれ、
受信信号から計測する強度値計測工程と、強度値計測工
程により得られた周波数成分の強度値の比を用いて、目
標までの相対距離を求める距離演算工程と、を備えた距
離計測方法であるので、特定の異なる２つの周波数成分
の強度値の比を利用して目標までの相対距離を計測する
ようにしたので、計測時間や演算処理量を増大させるこ
となく目標までの相対距離を小さな刻みで計測すること
ができるという効果が得られる。

【０１０２】また、強度値計測工程が、受信信号のうち
第一の周波数Ｆ１付近だけを通過させる第一の帯域通過
ステップと、受信信号のうち第二の周波数Ｆ２付近だけ
を通過させる第二の帯域通過ステップと、第一の帯域通
過ステップにより得られた信号を期間Ｄの間だけ短絡す
る第一の短絡ステップと、第二の帯域通過ステップによ
り得られた信号を期間Ｄの間だけ短絡する第二の短絡ス
テップと、第一の帯域通過ステップにより得られた信号
を期間Ｓの間だけ短絡する第三の短絡ステップと、第二
の帯域通過フィルタにより得られた信号を期間Ｓの間だ
け短絡する第四の短絡ステップと、を備えており、帯域
通過フィルタとスイッチとから構成されているので、製
造も容易であるとともに、コストも安価に抑えることが
でき、さらに、演算時間を短くすることができるという
効果が得られる。

【０１０３】また、距離演算工程が、第一及び第二の短
絡ステップにおける出力の減算結果を得る減算ステップ
と、第三及び第四の短絡ステップにおける出力の加算結
果を得る加算ステップと、減算ステップにおける出力と
加算ステップにおける出力との除算結果を得る除算ステ
ップと、除算ステップにおける出力を距離に換算する距
離換算ステップと、を備えているので、特定の異なる２
つの周波数成分の強度値の比を容易に演算で求めること
ができ、計測時間や演算処理量を増大させることなく目
標までの相対距離を小さな刻みで計測することができ
る。

【０１０４】また、強度値計測工程が、受信信号を期間
Ｄの間だけ短絡するＤ期間短絡ステップと、受信信号を
期間Ｓの間だけ短絡するＳ期間短絡ステップと、Ｄ期間
短絡ステップの出力のうち、第一の周波数Ｆ１付近だけ
を通過させる第一のＤ期間帯域通過ステップと、Ｄ期間
短絡ステップの出力のうち、第二の周波数Ｆ２付近だけ
を通過させる第二のＤ期間帯域通過ステップと、Ｓ期間
短絡ステップの出力のうち、第一の周波数Ｆ１付近だけ
を通過させる第一のＳ期間帯域通過ステップと、Ｓ期間
短絡ステップの出力のうち、第二の周波数Ｆ２付近だけ
を通過させる第二のＳ期間帯域通過ステップと、を備え
て、前段部分にＤ期間スイッチ及びＳ期間スイッチを設
けるようにして、特定の異なる２つの周波数成分の強度
値の比を利用して目標までの相対距離を計測する際に、
強度値の比の分子と分母を得るための計測期間を同期す
るようにしたので、計測精度を向上することができると
いう効果が得られる。

【０１０５】また、距離演算工程が、第一及び第二のＤ
期間帯域通過ステップの出力の減算結果を得る減算ステ
ップと、第一及び第二のＳ期間帯域通過ステップの出力
の加算結果を得る加算ステップと、減算ステップの出力
と加算ステップの出力との除算結果を得る除算ステップ
と、除算ステップの出力を距離に換算する距離換算ステ
ップと、を備えているので、特定の異なる２つの周波数
成分の強度値の比を容易に演算で求めることができ、計
測時間や演算処理量を増大させることなく目標までの相
対距離を小さな刻みで計測することができる。

【０１０６】また、強度値計測工程が受信信号をデジタ
ル信号に変換して計測処理を行うようにしたので、特定
の異なる２つの周波数成分の強度値の比を利用して目標
までの相対距離を計測する際に、デジタル信号で処理を
行うようにしたので、各構成要素の特性のばらつきの影
響のない安定した計測結果を得ることができるという効
果が得られる。

【０１０７】また、強度値計測工程が、受信信号をサン
プリングしてデジタル信号に変換し、時系列データとす
るサンプリングステップと、時系列データのうち、期間
Ｄ及び期間Ｓのデータについて周波数スペクトルを求め
る周波数スペクトル演算ステップと、期間Ｄの周波数ス
ペクトルにおいて、第一及び第二の周波数に最も近いス
ペクトルのピークを、それぞれ、第一及び第二の周波数
成分の強度値として抽出する期間Ｄ強度値抽出ステップ
と、期間Ｓの周波数スペクトルにおいて、第一及び第二
の周波数に最も近いスペクトルのピークを、それぞれ、
第一及び第二の周波数成分の強度値として抽出する期間
Ｓ強度値抽出ステップと、を備えているので、特定の異
なる２つの周波数成分の強度値の比を利用して目標まで
の相対距離を計測する際に、デジタル信号で処理を行う
ようにしたので、各構成要素の特性のばらつきの影響の
ない安定した計測結果を得ることができる。

【０１０８】また、受信工程及び強度値計測工程の間に
設けられ、受信工程の出力である受信信号を所定のロー
カル信号によって変換する受信信号変換工程を、さらに
備えているので、特定の異なる２つの周波数成分の強度
値の比を利用して目標までの相対距離を計測する際に、
ローカル信号によって変換された、送信信号よりも低い
周波数の信号で計測するようにしたので、雑音の影響を
小さくして計測精度を向上することができるという効果
が得られる。

【０１０９】また、受信信号変換工程が、所定の第三の
周波数Ｆ０を有するローカル信号を発振するローカル発
振ステップと、受信工程の出力である受信信号とローカ
ル信号とをミキシングするミキシングステップと、を備
えているので、特定の異なる２つの周波数成分の強度値
の比を利用して目標までの相対距離を計測する際に、ロ
ーカル信号によって変換された、送信信号よりも低い周
波数の検波信号で計測するようにしたので、雑音の影響
を小さくして計測精度を向上することができるという効
果が得られる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の実施の形態１によるレーダ装置の
構成を示したブロック図である。

【図２】この発明の実施の形態１、２及び３によるレ
ーダ装置の動作を示したフローチャートである。

【図３】この発明の実施の形態１、２及び３によるレ
ーダ装置における、時間遅れτがｔ≦τ≦ｔ＋Ｔ／２の
場合の各信号の時間に対する周波数を示したグラフであ
る。

【図４】この発明の実施の形態１、２及び３によるレ
ーダ装置における、時間遅れτがｔ＋Ｔ／２≦τ≦ｔ＋
Ｔの場合の各信号の時間に対する周波数を示したグラフ
である。

【図５】この発明の実施の形態１、２及び３によるレ
ーダ装置における、期間Ｓの場合の各積分回路の出力を
周波数スペクトルで示したグラフである。

【図６】この発明の実施の形態１、２及び３によるレ
ーダ装置における、期間Ｄ（ｔ≦τ≦ｔ＋Ｔ／２）の場
合の各積分回路の出力を周波数スペクトルで示したグラ
フである。

【図７】この発明の実施の形態１、２及び３によるレ
ーダ装置における、期間Ｄ（ｔ＋Ｔ／２≦τ≦ｔ＋Ｔ）
の場合の各積分回路の出力を周波数スペクトルで示した
グラフである。

【図８】この発明の実施の形態２によるレーダ装置の
構成を示したブロック図である。

【図９】この発明の実施の形態３によるレーダ装置の
構成を示したブロック図である。

【図１０】この発明の実施の形態４によるレーダ装置
の構成を示したブロック図である。

【図１１】この発明の実施の形態４、５及び６による
レーダ装置の動作を示したフローチャートである。

【図１２】この発明の実施の形態４、５及び６による
レーダ装置における、時間遅れτがｔ≦τ≦ｔ＋Ｔ／２
の場合の各信号の時間に対する周波数を示したグラフで
ある。

【図１３】この発明の実施の形態４、５及び６による
レーダ装置における、時間遅れτがｔ＋Ｔ／２≦τ≦ｔ
＋Ｔの場合の各信号の時間に対する周波数を示したグラ
フである。

【図１４】この発明の実施の形態５によるレーダ装置
の構成を示したブロック図である。

【図１５】この発明の実施の形態６によるレーダ装置
の構成を示したブロック図である。

【図１６】従来のレーダ装置の構成を示したブロック
図である。

【図１７】従来のレーダ装置における各信号の時間に
対する周波数を示したグラフである。

【図１８】従来のレーダ装置における変調周波数上昇
期間におけるビート信号の周波数スペクトルを示したグ
ラフである。

【図１９】従来のレーダ装置における変調周波数下降
期間におけるビート信号の周波数スペクトルを示したグ
ラフである。

【符号の説明】

１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄ，１Ｅ，１Ｆレーダ装
置、２制御部、３変調波形発生部、４発振回路
（ＶＣＯ）、５方向性結合器、６送信アンテナ、７
目標、８受信アンテナ、９ａ，９ｂ，９ｃ，９ｄ，
９ｅ分配回路、１０，１０ａ，１０ｂミキサ、１１
移相回路、１２信号処理部、１３表示部、１４ａ
送信信号、１５ａ受信信号、１０１ａ，１０１ｂ，
１０１ｃ，１０１ｄバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、
１０２ａ，１０２ｂ，１０２ｃ，１０２ｄ振幅検波回
路、１０４ａ，１０４ｂ，１０４ｃ，１０４ｄ積分回
路、１０５減算回路、１０６加算回路、１０７除
算回路、１０８距離換算回路、６０１信号処理部、
７０１ローカル発振器。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】予め設定された所定の期間Ｔのうち、前
半の２／Ｔの期間は所定の第一の周波数Ｆ１を有する連
続波を送信信号として目標に対して照射し、後半の２／
Ｔの期間は上記第一の周波数Ｆ１とは別の所定の第二の
周波数Ｆ２を有する連続波を送信信号として上記目標に
対して照射する送信手段と、上記送信信号が上記目標で反射して戻ってきた信号を受
信信号として取得する受信手段と、上記所定の期間Ｔに対してＴ／２〜３Ｔ／２の期間Ｄと
０〜２Ｔの期間Ｓとにおける上記第一の周波数Ｆ１及び
上記第二の周波数Ｆ２の周波数成分の強度値を、それぞ
れ、上記受信信号から計測する強度値計測手段と、上記強度値計測手段からの出力である上記周波数成分の
強度値の比を用いて、目標までの相対距離を求める距離
演算手段と、を備えたことを特徴とするレーダ装置。
【請求項２】上記強度値計測手段が、上記受信信号のうち上記第一の周波数Ｆ１付近だけを通
過させる第一の帯域通過フィルタと、上記受信信号のうち上記第二の周波数Ｆ２付近だけを通
過させる第二の帯域通過フィルタと、上記第一の帯域通過フィルタの出力を上記期間Ｄの間だ
け短絡する第一のスイッチと、上記第二の帯域通過フィルタの出力を上記期間Ｄの間だ
け短絡する第二のスイッチと、上記第一の帯域通過フィルタの出力を上記期間Ｓの間だ
け短絡する第三のスイッチと、上記第二の帯域通過フィルタの出力を上記期間Ｓの間だ
け短絡する第四のスイッチと、を備えていることを特徴とする請求項１記載のレーダ装
置。
【請求項３】上記距離演算手段が、上記第一及び第二のスイッチの出力の減算結果を得る減
算回路と、上記第三及び第四のスイッチの出力の加算結果を得る加
算回路と、上記減算回路の出力と上記加算回路の出力との除算結果
を得る除算回路と、上記除算回路の出力を距離に換算する距離換算回路と、を備えていることを特徴とする請求項２記載のレーダ装
置。
【請求項４】上記強度値計測手段が、上記受信信号を上記期間Ｄの間だけ短絡するＤ期間スイ
ッチと、上記受信信号を上記期間Ｓの間だけ短絡するＳ期間スイ
ッチと、上記Ｄ期間スイッチの出力のうち、上記第一の周波数Ｆ
１付近だけを通過させる第一のＤ期間帯域通過フィルタ
と、上記Ｄ期間スイッチの出力のうち、上記第二の周波数Ｆ
２付近だけを通過させる第二のＤ期間帯域通過フィルタ
と、上記Ｓ期間スイッチの出力のうち、上記第一の周波数Ｆ
１付近だけを通過させる第一のＳ期間帯域通過フィルタ
と、上記Ｓ期間スイッチの出力のうち、上記第二の周波数Ｆ
２付近だけを通過させる第二のＳ期間帯域通過フィルタ
と、を備えていることを特徴とする請求項１記載のレーダ装
置。
【請求項５】上記距離演算手段が、上記第一及び第二のＤ期間帯域通過フィルタの出力の減
算結果を得る減算回路と、上記第一及び第二のＳ期間帯域通過フィルタの出力の加
算結果を得る加算回路と、上記減算回路の出力と上記加算回路の出力との除算結果
を得る除算回路と、上記除算回路の出力を距離に換算する距離換算回路と、を備えていることを特徴とする請求項４記載のレーダ装
置。
【請求項６】上記強度値計測手段が、上記受信信号を
デジタル信号に変換して計測処理を行うことを特徴とす
る請求項１記載のレーダ装置。
【請求項７】上記強度値計測手段が、上記受信信号をサンプリングしてデジタル信号に変換
し、時系列データとするサンプリング部と、上記時系列データのうち、上記期間Ｄ及び上記期間Ｓの
データについて周波数スペクトルを求める周波数スペク
トル演算部と、上記期間Ｄの上記周波数スペクトルにおいて、上記第一
及び第二の周波数に最も近いスペクトルのピークを、そ
れぞれ、上記第一及び第二の周波数成分の強度値として
抽出する期間Ｄ強度値抽出部と、上記期間Ｓの上記周波数スペクトルにおいて、上記第一
及び第二の周波数に最も近いスペクトルのピークを、そ
れぞれ、上記第一及び第二の周波数成分の強度値として
抽出する期間Ｓ強度値抽出部と、を備えたことを特徴とする請求項７記載のレーダ装置。
【請求項８】上記受信手段及び上記強度値計測手段の
間に設けられ、上記受信手段の出力である上記受信信号
を所定のローカル信号によって変換して、上記強度値計
測手段に対して出力する受信信号変換手段を、さらに備えたことを特徴とする請求項１ないし７のいず
れかに記載のレーダ装置。
【請求項９】上記受信信号変換手段が、所定の第三の周波数Ｆ０を有するローカル信号を発振す
るローカル発振器と、上記受信手段の出力である上記受信信号と上記ローカル
信号とをミキシングするミキサと、を備えたことを特徴とする請求項８記載のレーダ装置。
【請求項１０】予め設定された所定の期間Ｔのうち、
前半の２／Ｔの期間は所定の第一の周波数Ｆ１を有する
連続波を送信信号として目標に対して照射し、後半の２
／Ｔの期間は上記第一の周波数Ｆ１とは別の所定の第二
の周波数Ｆ２を有する連続波を送信信号として上記目標
に対して照射する送信工程と、上記送信信号が上記目標で反射して戻ってきた信号を受
信信号として取得する受信工程と、上記所定の期間Ｔに対してＴ／２〜３Ｔ／２の期間Ｄと
０〜２Ｔの期間Ｓとにおける上記第一の周波数Ｆ１及び
上記第二の周波数Ｆ２の周波数成分の強度値を、それぞ
れ、上記受信信号から計測する強度値計測工程と、上記強度値計測工程により得られた上記周波数成分の強
度値の比を用いて、目標までの相対距離を求める距離演
算工程と、を備えたことを特徴とする距離計測方法。
【請求項１１】上記強度値計測工程が、上記受信信号のうち上記第一の周波数Ｆ１付近だけを通
過させる第一の帯域通過ステップと、上記受信信号のうち上記第二の周波数Ｆ２付近だけを通
過させる第二の帯域通過ステップと、上記第一の帯域通過ステップにより得られた信号を上記
期間Ｄの間だけ短絡する第一の短絡ステップと、上記第二の帯域通過ステップにより得られた信号を上記
期間Ｄの間だけ短絡する第二の短絡ステップと、上記第一の帯域通過ステップにより得られた信号を上記
期間Ｓの間だけ短絡する第三の短絡ステップと、上記第二の帯域通過フィルタにより得られた信号を上記
期間Ｓの間だけ短絡する第四の短絡ステップと、を備えていることを特徴とする請求項１０記載の距離計
測方法。
【請求項１２】上記距離演算工程が、上記第一及び第
二の短絡ステップにおける出力の減算結果を得る減算ス
テップと、上記第三及び第四の短絡ステップにおける出力の加算結
果を得る加算ステップと、上記減算ステップにおける出力と上記加算ステップにお
ける出力との除算結果を得る除算ステップと、上記除算ステップにおける出力を距離に換算する距離換
算ステップと、を備えていることを特徴とする請求項１１記載の距離計
測方法。
【請求項１３】上記強度値計測工程が、上記受信信号を上記期間Ｄの間だけ短絡するＤ期間短絡
ステップと、上記受信信号を上記期間Ｓの間だけ短絡するＳ期間短絡
ステップと、上記Ｄ期間短絡ステップの出力のうち、上記第一の周波
数Ｆ１付近だけを通過させる第一のＤ期間帯域通過ステ
ップと、上記Ｄ期間短絡ステップの出力のうち、上記第二の周波
数Ｆ２付近だけを通過させる第二のＤ期間帯域通過ステ
ップと、上記Ｓ期間短絡ステップの出力のうち、上記第一の周波
数Ｆ１付近だけを通過させる第一のＳ期間帯域通過ステ
ップと、上記Ｓ期間短絡ステップの出力のうち、上記第二の周波
数Ｆ２付近だけを通過させる第二のＳ期間帯域通過ステ
ップと、を備えていることを特徴とする請求項１０記載の距離計
測方法。
【請求項１４】上記距離演算工程が、上記第一及び第二のＤ期間帯域通過ステップの出力の減
算結果を得る減算ステップと、上記第一及び第二のＳ期間帯域通過ステップの出力の加
算結果を得る加算ステップと、上記減算ステップの出力と上記加算ステップの出力との
除算結果を得る除算ステップと、上記除算ステップの出力を距離に換算する距離換算ステ
ップと、を備えていることを特徴とする請求項１３記載の距離計
測方法。
【請求項１５】上記強度値計測工程が、上記受信信号
をデジタル信号に変換して計測処理を行うことを特徴と
する請求項１０記載の距離計測方法。
【請求項１６】上記強度値計測工程が、上記受信信号をサンプリングしてデジタル信号に変換
し、時系列データとするサンプリングステップと、上記時系列データのうち、上記期間Ｄ及び上記期間Ｓの
データについて周波数スペクトルを求める周波数スペク
トル演算ステップと、上記期間Ｄの上記周波数スペクトルにおいて、上記第一
及び第二の周波数に最も近いスペクトルのピークを、そ
れぞれ、上記第一及び第二の周波数成分の強度値として
抽出する期間Ｄ強度値抽出ステップと、上記期間Ｓの上記周波数スペクトルにおいて、上記第一
及び第二の周波数に最も近いスペクトルのピークを、そ
れぞれ、上記第一及び第二の周波数成分の強度値として
抽出する期間Ｓ強度値抽出ステップと、を備えたことを特徴とする請求項１５記載の距離計測方
法。
【請求項１７】上記受信工程及び上記強度値計測工程
の間に設けられ、上記受信工程の出力である上記受信信
号を所定のローカル信号によって変換する受信信号変換
工程を、さらに備えたことを特徴とする請求項１０ないし１６の
いずれかに記載の距離計測方法。
【請求項１８】上記受信信号変換工程が、所定の第三の周波数Ｆ０を有するローカル信号を発振す
るローカル発振ステップと、上記受信工程の出力である上記受信信号と上記ローカル
信号とをミキシングするミキシングステップと、を備えたことを特徴とする請求項１７記載の距離計測方
法。