JP2001068987A - バス・システム及び集積回路 - Google Patents
バス・システム及び集積回路Info
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Abstract
度、下降速度)を選択できる出力回路を搭載する。 【解決手段】主たるプッシュプル回路90と、スルーレ
ート調整用のプッシュプル回路98を設け、スルーレー
ト調整用のプッシュプル回路98の動作期間を制御する
ことにより、スロー・モード、ノーマル・モード又はフ
ァースト・モードとする。
Description
(3値論理回路)からなる出力回路の出力端が接続され
た信号入出力端子を共通のバス線に接続させてなる複数
の集積回路を有し、かつ、バス線の終端部を信号入出力
端子に入力される信号の論理を判定するために使用され
る基準電圧と同一又は略同一電圧の終端電圧が供給され
る終端抵抗で終端してなるバス・システム、及び、この
ようなバス・システムに使用して好適な集積回路に関す
る。
を示しており、1はCPU(centralprocessing uni
t)、2〜5は外部から供給されるクロック信号に同期
して各種信号を取り込むようにされたSDRAM(sync
hronous dynamic random accessmemory)、6はバス線
である。
れる微小信号伝送方式として、近年、T−LVTTL
(terminated low voltage transisitor transisitor l
ogic)伝送方式あるいはCTT(center tapped termin
ation)伝送方式と称される微小信号伝送方式が提案さ
れている。
路図である。図中、8は信号を送る側の集積回路であ
り、9はトライステート回路からなる出力回路の終段部
をなすプッシュプル回路、10は信号出力端子である。
は電源電圧VCCとして3[V]を供給するVCC電源
線、12はプルアップ素子をなすエンハンスメント形の
pMOSトランジスタ、13はプルダウン素子をなすエ
ンハンスメント形のnMOSトランジスタである。
5は終端抵抗、たとえば、50Ωの抵抗、16は終端電
圧VTTとして1.5[V]を供給する終端電圧線であ
る。
あり、18は信号入力端子、19は信号入力端子18に
入力される信号の論理を判定するために使用される基準
電圧Vrefとして1.5[V]が入力される基準電圧入力
端子である。
路であり、21はVCC電源線、22、23はカレント
ミラー回路を構成するエンハンスメント形のpMOSト
ランジスタである。
すエンハンスメント形のnMOSトランジスタ、26は
定電流源をなすエンハンスメント形のnMOSトランジ
スタ、27は波形整形用のインバータである。
ランジスタ12=オン(導通)、nMOSトランジスタ
13=オフ(非導通)とされる場合、信号出力端子10
には、1.5[V]+0.4[V]=1.9[V]が出力
される。
nMOSトランジスタ13=オンとされる場合、信号出
力端子10には、1.5[V]−0.4[V]=1.1
[V]が出力される。
nMOSトランジスタ13=オフとされる場合には、こ
のプッシュプル回路9の出力状態は、高インピーダンス
状態とされる。
中間の電圧を1.5[V]として、±0.4[V]の微小
信号を伝送し、必要に応じて、集積回路8の信号出力端
子10を高インピーダンス状態とするものである。
き微小信号の伝送周波数が高くなり、バス線14の寄生
容量等によって信号波形が鈍化してしまう場合において
も、プッシュプル回路9においては、中間電圧1.5
[V]を中心としたプルダウン動作とプルアップ動作と
が行われるので、一定のデューティ比を確保することが
でき、伝送の高速化を図ることができるという利点を有
している。
TTL伝送方式においては、プッシュプル回路9の出力
状態が高インピーダンス状態にされると、集積回路17
の信号入力端子18には、基準電圧Vrefと同一の電圧
である終端電圧VTT=1.5[V]が抵抗15を介し
て供給されてしまう。
は、差動増幅回路で構成されていることから、伝送信号
のないバス線14の電圧を増幅しようとしてしまい、こ
の結果、図26に示すように、微小電圧のノイズを拾
い、ランダムにHレベルとLレベルとの判定を繰り返し
てしまい、誤動作を誘発してしまう場合がある。
ステムにT−LVTTL伝送方式が採用されている場合
において、CPU1のロウアドレス・ストローブ信号等
の制御信号出力端子に接続されている出力回路や、CP
U1及びSDRAM2〜5のデータ入出力端子に接続さ
れている出力回路の出力状態が高インピーダンス状態に
された場合には、ノイズにより、SDRAM2〜5が偶
然にライト命令を取り込んだ状態となってしまう場合が
ある。
力端子に接続されている入力回路は、ノイズに基づくデ
ータを書込み回路に転送してしまい、正当なデータを破
壊してしまう場合があるという問題点があった。
ト回路からなる出力回路の出力端が接続された信号入出
力端子を共通のバス線に接続させてなる複数の集積回路
を有し、かつ、バス線の終端部を信号入出力端子に入力
される信号の論理を判定するために使用される基準電圧
と同一又は略同一電圧の終端電圧が供給される終端抵抗
で終端してなるバス・システムであって、出力端を信号
入出力端子を介して共通のバス線に接続されている出力
回路の出力状態が全て高インピーダンス状態にされた場
合においても、誤動作が発生しないようにし、信頼性を
高めることができるようにしたバス・システム、及び、
バス・システムに使用して好適な集積回路を提供するこ
とを目的とする。
・システムの原理説明図である。図中、29、30は集
積回路であり、31、32は信号入出力端子、33、3
4は入力回路である。
おいて信号入出力端子31、32を介して入力される信
号の論理を判定するために使用される基準電圧Vrefが
入力される基準電圧入力端子である。
らなる出力回路、HiZは出力回路37、38の出力状
態を高インピーダンス状態に制御する高インピーダンス
制御信号である。
共通に接続されたバス線、40は集積回路29側の終端
抵抗、41は集積回路30側の終端抵抗、42、43は
基準電圧Vrefと同一又は略同一電圧の終端電圧VTT
を供給する終端電圧線である。
準電圧線、45は基準電圧Vrefを発生する基準電圧発
生回路、46は出力回路37、38の出力状態が高イン
ピーダンス状態にされた場合、基準電圧入力端子35、
36に供給する基準電圧Vrefをバス線39を介して信
号の伝送が行われる場合と異なる電圧値、即ち、基準電
圧発生回路45から出力される電圧値と異なるように制
御する基準電圧制御回路である。
ライステート回路からなる出力回路37、38の出力端
が接続された信号入出力端子31、32を共通のバス線
39に接続すると共に、信号入出力端子31、32に一
方の入力端を接続された差動増幅回路からなる入力回路
33、34の他方の入力端に信号入出力端子31、32
を介して入力される信号の論理を判定するための基準電
圧Vrefが基準電圧入力端子35、36を介して入力さ
れる複数の集積回路、たとえば、2個の集積回路29、
30を有し、かつ、バス線39の終端部を基準電圧Vre
fと同一又は略同一電圧の終端電圧VTTが供給される
終端抵抗40、41で終端してなるバス・システムを改
良するものであり、出力回路37、38の出力状態が全
て高インピーダンス状態にされた場合、基準電圧入力端
子35、36に供給される基準電圧Vrefをバス線39
を介して信号の伝送が行われる場合と異なる電圧値とな
るように制御する基準電圧制御回路46を設けて構成す
るものである。
御回路46は、集積回路29、30と別体として構成す
ることができることは勿論、集積回路29、30のいず
れかに内蔵させることもできる。
回路37、38の出力状態が全て高インピーダンス状態
にされた場合、基準電圧制御回路46により、基準電圧
入力端子35、36に供給される基準電圧Vrefは、バ
ス線39を介して信号の伝送が行われる場合と異なる電
圧値となるように制御される。
を兼ねないように構成する場合には、信号入出力端子3
1、32に供給される終端電圧VTTと、基準電圧Vre
fとは異なる値となり、入力回路33、34の出力値は
Hレベル又はLレベルに固定される。
7、38の出力状態が全て高インピーダンス状態にされ
た場合においても、信号入出力端子31、32を介して
入力回路33、34に入力されるノイズにより、入力回
路33、34の出力がランダムにHレベルとLレベルと
を繰り返すことはなくなるので、誤動作を防止すること
ができる。
VTTを兼ねるように構成する場合においても、基準電
圧Vrefは、入力回路33、34の最適バイアス電圧で
はなくなることから、ノイズの影響をなくし、誤動作を
防止することができる。
るバス・システムの第1実施例〜第6実施例及び第1応
用例、第2応用例について、本発明をT−LVTTL伝
送方式を採用するバス・システムに適用した場合を例に
して、本発明によるバス・システムに使用して好適な集
積回路を含めて説明する。
を示す回路図であり、図中、47はCPU、48〜51
はSDRAMである。
1において、52〜56はデータ入出力端子、57〜6
1はデータ入出力端子52〜56に入力されるデータの
論理の判定を行う入力回路である。
おいてデータ入出力端子52〜56に入力されるデータ
の論理を判定するために使用される基準電圧Vrefとし
て、1.5[V]が入力される基準電圧入力端子であ
る。
の回路図を示すような差動増幅回路で構成されている。
図中、68は電源電圧VCCとして3[V]を供給する
VCC電源線、69、70はカレントミラー回路を構成
するエンハンスメント形のpMOSトランジスタであ
る。
ベルに固定するためのエンハンスメント形のpMOSト
ランジスタ、73、74は駆動トランジスタをなすエン
ハンスメント形のnMOSトランジスタである。
ン、オフが制御される定電流源をなすエンハンスメント
形のnMOSトランジスタである。なお、VINは、入力
されるデータDINの電圧である。
[V]の場合、pMOSトランジスタ71、72=オフ
とされると共に、nMOSトランジスタ75=オンとさ
れ、活性状態とされる。
電圧Vrefの場合、ノード76=Lレベルとされ、デー
タ電圧VIN<基準電圧Vrefの場合には、ノード76=
Hレベルとされる。
0[V]とされる場合は、nMOSトランジスタ75=
オフで、非活性状態とされると共に、pMOSトランジ
スタ71、72=オンとされ、ノード76=Hレベルに
固定される。
ステート回路からなる出力回路であり、これら出力回路
77〜81は、図4にその回路図を示すように構成され
ている。
e)、即ち、出力電圧の上昇速度又は下降速度を3種類
の中から選択することができるようにしたものであり、
以下、スルーレートが中間的な場合を、ノーマル・モー
ド(normal mode)、スルーレートが中間的な場合よりも
小さい場合を、スロー・モード(slow mode)、スルーレ
ートが中間的な場合よりも大きい場合を、ファースト・
モード(fast mode)と言う。
おり、実線83、84はスロー・モードを選択した場合
の出力波形の変化、破線85、86はノーマル・モード
を選択した場合の出力波形の変化、2点鎖線87、88
はファースト・モードを選択した場合の出力波形の変化
を示している。
シュプル回路であり、91はVCC電源線、92はプル
アップ素子をなすエンハンスメント形のpMOSトラン
ジスタ、93はプルダウン素子をなすエンハンスメント
形のnMOSトランジスタである。
を制御するプッシュプル制御回路であり、95はNAN
D回路、96はNOR回路、97はインバータである。
ュプル回路であり、99はVCC電源線、100はプル
アップ素子をなすエンハンスメント形のpMOSトラン
ジスタ、101はプルダウン素子をなすエンハンスメン
ト形のnMOSトランジスタである。
力を制御するプッシュプル制御回路であり、103〜1
05はインバータ、106〜109はNAND回路、1
10〜113はNOR回路である。
ードを選択するためのスルーレート・モード選択信号、
DATAは出力すべきデータ信号である。
インピーダンス状態が選択される場合には、図6に示す
ように、高インピーダンス制御信号HiZ=Hレベルと
される。
ル、NAND回路95の出力=Hレベル、NAND回路
109の出力=Hレベルとなり、pMOSトランジスタ
92=オフ、pMOSトランジスタ100=オフとな
る。
力=Lレベル、NOR回路113の出力=Lレベルとな
り、nMOSトランジスタ93=オフ、nMOSトラン
ジスタ101=オフとなる。
iZ=Hレベルとされると、pMOSトランジスタ92
=オフ、nMOSトランジスタ93=オフ、pMOSト
ランジスタ100=オフ、nMOSトランジスタ101
=オフとなり、出力状態は高インピーダンス状態とされ
る。
させる場合には、高インピーダンス制御信号HiZ=L
レベルとされるが、この場合、スルーレート・モード選
択信号MS1〜MS4の論理と選択されるスルーレート
・モードとの関係は、表1に示すようになる。
される場合には、図7に示すように、高インピーダンス
制御信号HiZ=Lレベル、スルーレート・モード選択
信号MS1=Lレベル、スルーレート・モード選択信号
MS2=Lレベル、スルーレート・モード選択信号MS
3=Hレベル、スルーレート・モード選択信号MS4=
Hレベルとされる。
ル、NAND回路106の出力=Hレベル、NAND回
路107の出力=Hレベル、NOR回路110の出力=
Lレベル、NOR回路111の出力=Lレベルに固定さ
れる。
らなるワン・ショット・パルス発生回路が構成されると
共に、NOR回路112、113からなるワン・ショッ
ト・パルス発生回路が構成される。
がHレベルからLレベルに変化する場合の動作を示すタ
イムチャートであり、図8Aはデータ信号DATAを示
している。
図8CはpMOSトランジスタ92のオン、オフ状態、
図8DはNOR回路96の出力、図8EはnMOSトラ
ンジスタ93のオン、オフ状態を示している。
力、図8GはNAND回路109の出力、図8HはpM
OSトランジスタ100のオン、オフ状態、図8IはN
OR回路112の出力、図8JはNOR回路113の出
力、図8KはnMOSトランジスタ101のオン、オフ
状態を示している。
状態にある場合、NAND回路95の出力=Lレベル
で、pMOSトランジスタ92=オンとされると共に、
NOR回路96の出力=Lレベルで、nMOSトランジ
スタ93=オフとされている。
ル、NAND回路109の出力=Hレベルで、pMOS
トランジスタ100=オフとされると共に、NOR回路
112の出力=Lレベル、NOR回路113の出力=L
レベルで、nMOSトランジスタ101=オフとされて
いる。
の出力電圧は、pMOSトランジスタ92によって、H
レベルを維持されることになる。
らLレベルに変化すると、NAND回路95の出力=H
レベルになり、pMOSトランジスタ92=オフとなる
と共に、NOR回路96の出力=Hレベルになり、nM
OSトランジスタ93=オンとなる。
ルとなるが、この場合、NAND回路108の出力がL
レベルからHレベルに変化するタイミングは、データ信
号DATAがHレベルからLレベルに変化するタイミン
グよりもNAND回路108の遅延時間分ΔT108だけ
遅れる。
109の入力側にはデータ信号DATAの変化の前後に
わたり、Lレベルが入力されるので、NAND回路10
9の出力=Hレベルを維持し、pMOSトランジスタ1
00=オフを維持する。
となるが、この場合、NOR回路112の出力がLレベ
ルからHレベルに変化するタイミングは、データ信号D
ATAがHレベルからLレベルに変化するタイミングよ
りも、NOR回路112の遅延時間分ΔT112だけ遅れ
る。
ータ信号DATAがHレベルからLレベルに変化する
と、NOR回路113の遅延時間ΔT113経過後、NO
R回路112の遅延時間分ΔT112だけHレベルとな
り、その後は、Lレベルに復帰する。
は、データ信号DATAがHレベルからLレベルに変化
すると、NOR回路113の遅延時間ΔT113経過後、
NOR回路112の遅延時間分ΔT112だけオンとな
り、その後は、オフに復帰する。
タ信号DATAがHレベルからLレベルに変化すると、
pMOSトランジスタ92=オフ、nMOSトランジス
タ93=オンとなる。
フ状態を維持し、nMOSトランジスタ101は、NO
R回路112の遅延時間分ΔT112だけオンとなり、そ
の後は、オフに復帰する。
の出力は、データ信号DATAの変化に従ってHレベル
からLレベルに変化するが、NOR回路112の遅延時
間分ΔT112だけ、HレベルからLレベルへの変化が加
速され、図5に示す実線83のように変化する。
いて、データ信号DATAがLレベルからHレベルに変
化する場合の動作を示すタイムチャートであり、図9A
はデータ信号DATAを示している。
図9CはpMOSトランジスタ92のオン、オフ状態、
図9DはNOR回路96の出力、図9EはnMOSトラ
ンジスタ93のオン、オフ状態を示している。
力、図9GはNAND回路109の出力、図9HはpM
OSトランジスタ100のオン、オフ状態、図9IはN
OR回路112の出力、図9JはNOR回路113の出
力、図9KはnMOSトランジスタ101のオン、オフ
状態を示している。
状態にある場合、NAND回路95の出力=Hレベル
で、pMOSトランジスタ92=オフとされると共に、
NOR回路96の出力=Hレベルで、nMOSトランジ
スタ93=オンとされている。
ル、NAND回路109の出力=Hレベルで、pMOS
トランジスタ100=オフとされていると共に、NOR
回路112の出力=Hレベル、NOR回路113の出力
=Hレベルで、nMOSトランジスタ101=オフとさ
れている。
の出力電圧は、nMOSトランジスタ93によって、L
レベルを維持されることになる。
らHレベルに変化すると、NAND回路95の出力=L
レベルとなり、pMOSトランジスタ92=オンとなる
と共に、NOR回路96の出力=Lレベルとなり、nM
OSトランジスタ93=オフとなる。
ルとなるが、この場合、NAND回路108の出力がH
レベルからLレベルに変化するタイミングは、データ信
号DATAがLレベルからHレベルに変化するタイミン
グよりも、NAND回路108の遅延時間分ΔT108だ
け遅れる。
データ信号DATAがLレベルからHレベルに変化する
と、NAND回路109の遅延時間ΔT109経過後、N
AND回路108の遅延時間分ΔT108だけLレベルと
なり、その後は、Hレベルに復帰する。
は、データ信号DATAがLレベルからHレベルに変化
すると、NAND回路109の遅延時間ΔT109経過
後、NAND回路109の遅延時間分ΔT109だけオン
となり、その後は、オフに復帰する。
となるが、この場合、NOR回路112の出力がHレベ
ルからLレベルに変化するタイミングは、データ信号D
ATAがLレベルからHレベルに変化するタイミングよ
りも、NOR回路112の遅延時間分ΔT112だけ遅れ
る。
3の入力側にはデータ信号DATAの変化の前後にわた
りHレベルが入力されることになるので、NOR回路1
13の出力=Lレベルを維持し、nMOSトランジスタ
101=オフを維持する。
タ信号DATAがLレベルからHレベルに変化すると、
pMOSトランジスタ92=オン、nMOSトランジス
タ93=オフとなる。
AND回路108の遅延時間分ΔT 108だけオンとな
り、その後は、オフに復帰し、nMOSトランジスタ1
01はオフ状態を維持する。
の出力は、データ信号DATAの変化に従って、Lレベ
ルからHレベルに変化するが、NAND回路108の遅
延時間分ΔT108だけ、LレベルからHレベルへの変化
が加速され、図5に示す実線84のように変化する。
には、図10に示すように、高インピーダンス制御信号
HiZ=Lレベル、スルーレート・モード選択信号MS
1=Hレベル、スルーレート・モード選択信号MS2=
Lレベル、スルーレート・モード選択信号MS3=Lレ
ベル、スルーレート・モード選択信号MS4=Hレベル
とされる。
ル、NAND回路107の出力=Hレベル、NOR回路
111の出力=Lレベルに固定される。
路106、108、109からなるワン・ショット・パ
ルス発生回路が構成されると共に、インバータ103、
NOR回路110、112、113からなるワン・ショ
ット・パルス発生回路が構成される。
DATAがHレベルからLレベルに変化する場合の動作
を示すタイムチャートであり、図11Aはデータ信号D
ATAを示している。
力、図11CはpMOSトランジスタ92のオン、オフ
状態、図11DはNOR回路96の出力、図11Eはn
MOSトランジスタ93のオン、オフ状態を示してい
る。
力、図11GはNAND回路109の出力、図11Hは
pMOSトランジスタ100のオン、オフ状態、図11
IはNOR回路112の出力、図11JはNOR回路1
13の出力、図11KはnMOSトランジスタ101の
オン、オフ状態を示している。
状態にある場合、NAND回路95の出力=Lレベル
で、pMOSトランジスタ92=オンとされると共に、
NOR回路96の出力=Lレベルで、nMOSトランジ
スタ93=オフとされている。
ル、NAND回路106の出力=Hレベル、NAND回
路108の出力=Lレベル、NAND回路109の出力
=Hレベルとなり、pMOSトランジスタ100=オフ
となる。
ル、NOR回路112の出力=Lレベル、NOR回路1
13の出力=Lレベルで、nMOSトランジスタ101
=オフとされている。
の出力電圧は、pMOSトランジスタ92によって、H
レベルを維持されることになる。
らLレベルに変化すると、NAND回路95の出力=H
レベルとなり、pMOSトランジスタ92=オフとなる
と共に、NOR回路96の出力=Hレベルとなり、nM
OSトランジスタ93=オンとなる。
ル、NAND回路106の出力=Lレベルで、NAND
回路108の出力=Hレベルとなる。
レベルからHレベルに変化するタイミングは、データ信
号DATAがHレベルからLレベルに変化するタイミン
グよりも、インバータ103の遅延時間ΔT103+NA
ND回路106の遅延時間ΔT106+NAND回路10
8の遅延時間分ΔT108だけ遅れる。
109の入力側にはデータ信号DATAの変化の前後に
わたり、Lレベルが入力されるので、NAND回路10
9の出力=Hレベルを維持し、pMOSトランジスタ1
00=オフを維持する。
ル、NOR回路112の出力=Hレベルとなる。
ベルからHレベルに変化するタイミングは、データ信号
DATAがHレベルからLレベルに変化するタイミング
よりも、インバータ103の遅延時間ΔT103+NOR
回路110の遅延時間ΔT110+NOR回路112の遅
延時間分ΔT112だけ遅れる。
ータ信号DATAがHレベルからLレベルに変化する
と、NOR回路113の遅延時間ΔT113後、インバー
タ103の遅延時間ΔT103+NOR回路110の遅延
時間ΔT110+NOR回路112の遅延時間分ΔT112だ
けHレベルとなり、その後は、Lレベルに復帰する。
は、データ信号DATAがHレベルからLレベルに変化
すると、NOR回路113の遅延時間ΔT113後、イン
バータ103の遅延時間ΔT103+NOR回路110の
遅延時間ΔT110+NOR回路112の遅延時間分ΔT
112だけオンとなり、その後は、オフに復帰する。
ータ信号DATAがHレベルからLレベルに変化する
と、pMOSトランジスタ92=オフ、nMOSトラン
ジスタ93=オンとなる。
状態を維持し、nMOSトランジスタ101は、インバ
ータ103の遅延時間ΔT103+NOR回路110の遅
延時間ΔT110+NOR回路112の遅延時間分ΔT112
だけオンとなり、その後は、オフに復帰する。
の出力は、データ信号DATAの変化に従って、Hレベ
ルからLレベルに変化するが、インバータ103の遅延
時間ΔT103+NOR回路110の遅延時間ΔT110+N
OR回路112の遅延時間分ΔT112だけ、Hレベルか
らLレベルの変化が加速され、図5に示す破線85のよ
うに変化する。
において、データ信号DATAがLレベルからHレベル
に変化する場合の動作を示すタイムチャートであり、図
12Aはデータ信号DATAを示している。
力、図12CはpMOSトランジスタ92のオン、オフ
状態、図8DはNOR回路96の出力、図12EはnM
OSトランジスタ93のオン、オフ状態を示している。
力、図12GはNAND回路109の出力、図12Hは
pMOSトランジスタ100のオン、オフ状態、図12
IはNOR回路112の出力、図12JはNOR回路1
13の出力、図12KはnMOSトランジスタ101の
オン、オフ状態を示している。
状態にある場合、NAND回路95の出力=Hレベル
で、pMOSトランジスタ92=オフとされると共に、
NOR回路96の出力=Hレベルで、nMOSトランジ
スタ93=オンとされている。
ル、NAND回路106の出力=Lレベル、NAND回
路108の出力=Hレベル、NAND回路109の出力
=Hレベルで、pMOSトランジスタ100=オフとさ
れている。
ル、NOR回路112の出力=Hレベル、NOR回路1
13の出力=Lレベルで、nMOSトランジスタ101
=オフとされている。
の出力電圧は、nMOSトランジスタ93によって、L
レベルを維持されることになる。
らHレベルに変化すると、NAND回路95の出力=L
レベルとなり、pMOSトランジスタ92=オンとなる
と共に、NOR回路96の出力=Lレベルとなり、nM
OSトランジスタ93=オフとなる。
ND回路106の出力=Hレベル、NAND回路108
の出力=Lレベルとなる。
レベルからLレベルに変化するタイミングは、データ信
号DATAがLレベルからHレベルに変化するタイミン
グよりも、インバータ103の遅延時間ΔT103+NA
ND回路106の遅延時間ΔT106+NAND回路10
8の遅延時間分ΔT108だけ遅れる。
データ信号DATAがLレベルからHレベルに変化する
と、NAND回路109の遅延時間ΔT109経過後、イ
ンバータ103の遅延時間ΔT103+NAND回路10
6の遅延時間ΔT106+NAND回路108の遅延時間
分ΔT108だけLレベルとなり、その後は、Hレベルに
復帰する。
は、データ信号DATAがLレベルからHレベルに変化
すると、NAND回路109の遅延時間ΔT109経過
後、インバータ103の遅延時間ΔT103+NAND回
路106の遅延時間ΔT106+NAND回路108の遅
延時間分ΔT108だけオンとなり、その後は、オフに復
帰する。
ル、NOR回路112の出力=Lレベルとなる。
ベルからLレベルに変化するタイミングは、データ信号
DATAがLレベルからHレベルに変化するタイミング
よりも、インバータ103の遅延時間ΔT103+NOR
回路110の遅延時間ΔT110+NOR回路112の遅
延時間分ΔT112だけ遅れる。
3の入力側にはデータ信号DATAの変化の前後にわた
りHレベルが入力されることになるので、NOR回路1
13の出力=Lレベルを維持し、nMOSトランジスタ
101=オフを維持する。
ータ信号DATAがLレベルからHレベルに変化する
と、pMOSトランジスタ92=オン、nMOSトラン
ジスタ93=オフとされる。
ンバータ103の遅延時間ΔT103+NOR回路110
の遅延時間ΔT110+NOR回路112の遅延時間分Δ
T112だけオンとなり、その後は、オフに復帰し、nM
OSトランジスタ101はオフ状態を維持する。
の出力は、データ信号DATAの変化に従って、Lレベ
ルからHレベルに変化するが、インバータ103の遅延
時間ΔT103+NOR回路110の遅延時間ΔT110+N
OR回路112の遅延時間分ΔT112だけ、Lレベルか
らHレベルの変化が加速され、図5に示す破線86のよ
うに変化する。
合には、図13に示すように、高インピーダンス制御信
号HiZ=Lレベル、スルーレート・モード選択信号M
S1=Lレベル、スルーレート・モード選択信号MS2
=Hレベル、スルーレート・モード選択信号MS3=H
レベル、スルーレート・モード選択信号MS4=Lレベ
ルとされる。
ル、NAND回路106の出力=Hレベル、NOR回路
110の出力=Lレベルに固定される。
AND回路107〜109からなるワン・ショット・パ
ルス発生回路が構成されると共に、インバータ103〜
105、NOR回路111〜113からなるワン・ショ
ット・パルス発生回路が構成される。
DATAがHレベルからLレベルに変化する場合の動作
を示すタイムチャートであり、図14Aはデータ信号D
ATAを示している。
力、図14CはpMOSトランジスタ92のオン、オフ
状態、図14DはNOR回路96の出力、図14Eはn
MOSトランジスタ93のオン、オフ状態を示してい
る。
力、図14GはNAND回路109の出力、図14Hは
pMOSトランジスタ100のオン、オフ状態、図14
IはNOR回路112の出力、図14JはNOR回路1
13の出力、図14KはnMOSトランジスタ101の
オン、オフ状態を示している。
状態にある場合、NAND回路95の出力=Lレベル
で、pMOSトランジスタ92=オンとされると共に、
NOR回路96の出力=Lレベルで、nMOSトランジ
スタ93=オフとされている。
ル、インバータ104の出力=Hレベル、インバータ1
05の出力=Lレベル、NAND回路107の出力=H
レベル、NAND回路108の出力=Lレベル、NAN
D回路109の出力=Hレベルで、pMOSトランジス
タ100=オフとされている。
ル、NOR回路112の出力=Lレベル、NOR回路1
13の出力=Lレベルで、nMOSトランジスタ101
=オフとされている。
の出力電圧は、pMOSトランジスタ92によって、H
レベルを維持されることになる。
らLレベルに変化すると、NAND回路95の出力=H
レベルとなり、pMOSトランジスタ92=オフとなる
と共に、NOR回路96の出力=Hレベルとなり、nM
OSトランジスタ93=オンとなる。
ル、インバータ104の出力=Lレベル、インバータ1
05の出力=Hレベル、NAND回路106の出力=L
レベル、NAND回路108の出力=Hレベルとなる。
がLレベルからHレベルに変化するタイミングは、デー
タ信号DATAがHレベルからLレベルに変化するタイ
ミングよりも、インバータ103の遅延時間ΔT103+
インバータ104の遅延時間ΔT104+インバータ10
5の遅延時間ΔT105+NAND回路107の遅延時間
ΔT107+NAND回路108の遅延時間分ΔT108だけ
遅れる。
にはデータ信号DATAの変化の前後にわたり、Lレベ
ルが入力されるので、NAND回路109の出力=Hレ
ベルとなり、pMOSトランジスタ100=オフ状態を
維持する。
ル、NOR回路112の出力=Hレベルとなる。
ベルからHレベルに変化するタイミングは、データ信号
DATAがHレベルからLレベルに変化するタイミング
よりも、インバータ103の遅延時間ΔT103+インバ
ータ104の遅延時間ΔT104+インバータ105の遅
延時間ΔT105+NOR回路111の遅延時間ΔT111+
NOR回路112の遅延時間分ΔT112だけ遅れる。
ータ信号DATAがHレベルからLレベルに変化する
と、NOR回路113の遅延時間ΔT113後、インバー
タ103の遅延時間ΔT103+インバータ104の遅延
時間ΔT104+インバータ105の遅延時間ΔT105+N
OR回路111の遅延時間ΔT111+NOR回路112
の遅延時間分ΔT112だけHレベルとなり、その後は、
Lレベルに復帰する。
は、データ信号DATAがHレベルからLレベルに変化
すると、NOR回路113の遅延時間ΔT113後、イン
バータ103の遅延時間ΔT103+インバータ104の
遅延時間ΔT104+インバータ105の遅延時間ΔT105
+NOR回路111の遅延時間ΔT111+NOR回路1
12の遅延時間分ΔT112だけオンとなり、その後は、
オフに復帰する。
データ信号DATAがHレベルからLレベルに変化する
と、pMOSトランジスタ92=オフ、nMOSトラン
ジスタ93=オンとなる。
状態を維持し、nMOSトランジスタ101は、インバ
ータ103の遅延時間ΔT103+インバータ104の遅
延時間ΔT104+インバータ105の遅延時間ΔT105+
NOR回路111の遅延時間ΔT111+NOR回路11
2の遅延時間分ΔT112だけオンとなり、その後は、オ
フに復帰する。
の出力は、データ信号DATAの変化に従って、Hレベ
ルからLレベルに変化するが、インバータ103の遅延
時間ΔT103+インバータ104の遅延時間ΔT104+イ
ンバータ105の遅延時間ΔT105+NOR回路111
の遅延時間ΔT111+NOR回路112の遅延時間分Δ
T112だけ、HレベルからLレベルの変化が加速され、
図5に示す二点鎖線87のように変化する。
時において、データ信号DATAがLレベルからHレベ
ルに変化する場合の動作を示すタイムチャートであり、
図15Aはデータ信号DATAを示している。
力、図15CはpMOSトランジスタ92のオン、オフ
状態、図15DはNOR回路96の出力、図15Eはn
MOSトランジスタ93のオン、オフ状態を示してい
る。
力、図15GはNAND回路109の出力、図15Hは
pMOSトランジスタ100のオン、オフ状態、図15
IはNOR回路112の出力、図15JはNOR回路1
13の出力、図15KはnMOSトランジスタ101の
オン、オフ状態を示している。
状態にある場合、NAND回路95の出力=Hレベル
で、pMOSトランジスタ92=オフとされると共に、
NOR回路96の出力=Hレベルで、nMOSトランジ
スタ93=オンとされている。
ル、インバータ104の出力=Lレベル、インバータ1
05の出力=Hレベル、NAND回路107の出力=L
レベル、NAND回路108の出力=Lレベル、NAN
D回路109の出力=Hレベルで、pMOSトランジス
タ100=オフとされている。
ル、NOR回路112の出力=Hレベル、NOR回路1
13の出力=Hレベルで、nMOSトランジスタ101
=オフとされている。
の出力電圧は、nMOSトランジスタ93によって、L
レベルを維持されることになる。
らHレベルに変化すると、NAND回路95の出力=L
レベルとなり、pMOSトランジスタ92=オンとなる
と共に、NOR回路96の出力=Lレベルとなり、nM
OSトランジスタ93=オフとなる。
ル、インバータ104の出力=Hレベル、インバータ1
05の出力=Lレベル、NAND回路106の出力=H
レベルで、NAND回路108の出力=Lレベルとな
る。
がHレベルからLレベルに変化するタイミングは、デー
タ信号DATAがLレベルからHレベルに変化するタイ
ミングよりも、インバータ103の遅延時間ΔT103+
インバータ104の遅延時間ΔT104+インバータ10
5の遅延時間ΔT105+NAND回路107の遅延時間
ΔT107+NAND回路108の遅延時間分ΔT108だけ
遅れる。
データ信号DATAがLレベルからHレベルに変化する
と、NAND回路109の遅延時間ΔT109経過後、イ
ンバータ103の遅延時間ΔT103+インバータ104
の遅延時間ΔT104+インバータ105の遅延時間ΔT
105+NAND回路107の遅延時間ΔT107+NAND
回路108の遅延時間分ΔT108だけ遅れる。
は、データ信号DATAがLレベルからHレベルに変化
すると、NAND回路109の遅延時間ΔT109経過
後、インバータ103の遅延時間ΔT103+インバータ
104の遅延時間ΔT104+インバータ105の遅延時
間ΔT105+NAND回路107の遅延時間ΔT107+N
AND回路108の遅延時間分ΔT108だけオンとな
り、その後は、オフに復帰する。
ル、NOR回路112の出力=Lレベルとなる。
ベルからLレベルに変化するタイミングは、データ信号
DATAがLレベルからHレベルに変化するタイミング
よりも、インバータ103の遅延時間ΔT103+インバ
ータ104の遅延時間ΔT104+インバータ105の遅
延時間ΔT105+NOR回路111の遅延時間ΔT111+
NOR回路112の遅延時間分ΔT112だけ遅れる。
データ信号DATAの変化の前後にわたりHレベルが入
力されることになるので、NOR回路113の出力=L
レベルを維持し、nMOSトランジスタ101=オフ状
態を維持する。
データ信号DATAがLレベルからHレベルに変化する
と、pMOSトランジスタ92=オン、nMOSトラン
ジスタ93=オフとされる。
ンバータ103の遅延時間ΔT103+インバータ104
の遅延時間ΔT104+インバータ105の遅延時間ΔT
105+NAND回路107の遅延時間ΔT107+NAND
回路108の遅延時間分ΔT1 08だけオンとなり、その
後は、オフに復帰し、nMOSトランジスタ101はオ
フ状態を維持する。
の出力は、データ信号DATAの変化に従って、Lレベ
ルからHレベルに変化するが、インバータ103の遅延
時間ΔT103+インバータ104の遅延時間ΔT104+イ
ンバータ105の遅延時間ΔT105+NAND回路10
7の遅延時間ΔT107+NAND回路108の遅延時間
分ΔT108だけ、LレベルからHレベルの変化が加速さ
れ、図5に示す2点鎖線88の示すように変化する。
7の出力状態が高インピーダンス状態にあるか否かを示
す出力状態信号/OEが出力される出力状態信号出力端
子である。
場合、出力回路77の出力状態は高インピーダンス状態
にあることを意味し、出力状態信号/OE=Lレベルの
場合には、出力回路77はデータ出力状態を意味する。
78の出力状態を高インピーダンス状態にしてデータ入
出力端子53からのデータの出力を禁止するデータ出力
禁止信号DQM1が出力されるデータ出力禁止信号出力
端子、117はデータ出力禁止信号DQM1が入力され
るデータ出力禁止信号入力端子である。
レベルの場合、出力回路78の出力状態は高インピーダ
ンス状態とされ、データ出力禁止信号DQM1=Lレベ
ルの場合には、出力回路78はデータ出力状態とされ
る。
79の出力状態を高インピーダンス状態にしてデータ入
出力端子54からのデータの出力を禁止するデータ出力
禁止信号DQM2を出力するデータ出力禁止信号出力端
子、119はデータ出力禁止信号DQM2が入力される
データ出力禁止信号入力端子である。
レベルの場合、出力回路79の出力状態は高インピーダ
ンス状態とされ、データ出力禁止信号DQM2=Lレベ
ルの場合には、出力回路79はデータ出力状態とされ
る。
80の出力状態を高インピーダンス状態にしてデータ入
出力端子55からのデータの出力を禁止するデータ出力
禁止信号DQM3を出力するデータ出力禁止信号出力端
子、121はデータ出力禁止信号DQM3が入力される
データ出力禁止信号入力端子である。
レベルの場合、出力回路80の出力状態は高インピーダ
ンス状態とされ、データ出力禁止信号DQM3=Lレベ
ルの場合には、出力回路80はデータ出力状態とされ
る。
81の出力状態を高インピーダンス状態にしてデータ入
出力端子56からのデータの出力を禁止するデータ出力
禁止信号DQM4を出力するデータ出力禁止信号出力端
子、123はデータ出力禁止信号DQM4が入力される
データ出力禁止信号入力端子である。
レベルの場合、出力回路81の出力状態は高インピーダ
ンス状態とされ、データ出力禁止信号DQM4=Lレベ
ルの場合には、出力回路81はデータ出力状態とされ
る。
48〜51のデータ入出力端子52〜56が共通に接続
されたバス線、125はCPU47側の終端抵抗、12
6はSDRAM48〜51側の終端抵抗、127は終端
電圧を兼ねた基準電圧Vrefを供給する基準電圧線であ
る。
[V]を出力する基準電圧発生回路、129は基準電圧
線127に供給すべき基準電圧Vrefを制御する基準電
圧制御回路である。
30はCPU47及びSDRAM48〜51の出力回路
77〜81の出力状態が全て高インピーダンス状態にさ
れているか否かを判定する出力状態判定回路である。
データ出力禁止信号DQM1〜DQM4が入力されるN
AND回路、132はNAND回路131の出力を反転
するインバータである。
べき基準電圧Vrefの電圧値を切り換える基準電圧切換
回路であり、134、135はエンハンスメント形のn
MOSトランジスタ、136、137はエンハンスメン
ト形のpMOSトランジスタである。
OSトランジスタ136とで1個のアナログ・スイッチ
が構成され、nMOSトランジスタ135とpMOSト
ランジスタ137とで1個のアナログ・スイッチが構成
されている。
力禁止信号DQM1〜DQM4のいずれかがLレベルの
場合、即ち、データ入出力端子52〜56のいずれかか
らデータが出力される状態とされている場合には、NA
ND回路131の出力=Hレベル、インバータ132の
出力=Lレベルとなる。
オン、pMOSトランジスタ136=オン、nMOSト
ランジスタ135=オフ、pMOSトランジスタ137
=オフとなる。
出力される1.5[V]の基準電圧Vrefは基準電圧線1
27を介してCPU47及びSDRAM48〜51の基
準電圧入力端子62〜66に供給される。
ベル、データ出力禁止信号DQM1〜DQM4=Hレベ
ルの場合、即ち、CPU47及びSDRAM48〜51
の出力回路77〜81の出力状態が全て高インピーダン
ス状態とされる場合には、NAND回路131の出力=
Lレベル、インバータ132の出力=Hレベルとなる。
オフ、pMOSトランジスタ136=オフ、nMOSト
ランジスタ135=オン、pMOSトランジスタ137
=オンとなる。
Sトランジスタ135及びpMOSトランジスタ137
を介して接地され、CPU47及びSDRAM48〜5
1の基準電圧入力端子62〜66には接地電圧0[V]
が供給され、入力回路57〜61は非活性とされ、前述
したように出力はHレベルに固定される。
ス線124に接続されているデータ入出力端子52〜5
6に出力端が接続されている出力回路77〜81の出力
状態が全て高インピーダンス状態にされた場合において
も、入力回路57〜61に入力されるノイズによる誤動
作を防止することができ、信頼性の向上を図ることがで
きる。
47及びSDRAM48〜51の入力回路57〜61
は、供給される基準電圧Vrefを0[V]にされた場
合、非活性とされるように構成されているので、無駄な
電流が流れるのを防止することができ、消費電力の低減
化を図ることができる。
47及びSDRAM48〜51の出力回路77〜81の
スルーレートを選択することができるように構成されて
いるので、チップの実装方法やボードの設計によってデ
ータ入出力端子52〜56のまわりの寄生容量が期待値
と異なる場合においても、出力波形の最適化を図ること
ができる。
部を示す回路図であり、この第2実施例は、第1実施例
が設けている基準電圧制御回路129と回路構成の異な
る基準電圧制御回路139を設け、その他については、
第1実施例と同様に構成したものである。
制御回路129が設けている基準電圧切換回路133と
回路構成の異なる基準電圧切換回路140を設け、その
他については、基準電圧制御回路129と同様に構成し
たものである。
て、141は高電圧側の電源電圧を基準電圧Vref、低
電圧側の電源電圧を接地電圧0[V]とするインバータ
であり、142はエンハンスメント形のpMOSトラン
ジスタ、143はエンハンスメント形のnMOSトラン
ジスタである。
力禁止信号DQM1〜DQM4のいずれかがLレベルの
場合、即ち、データ入出力端子52〜56のいずれかか
らデータが出力される状態とされている場合には、NA
ND回路131の出力=Hレベル、インバータ132の
出力=Lレベルとなる。
オン、nMOSトランジスタ143=オフとなり、基準
電圧入力端子62〜66には基準電圧線127を介して
基準電圧Vrefとして、1.5[V]が供給される。
ベル、データ出力禁止信号DQM1〜DQM4=Hレベ
ルの場合、即ち、CPU47及びSDRAM48〜51
の出力回路77〜81の出力状態が全て高インピーダン
ス状態とされる場合には、NAND回路131の出力=
Lレベル、インバータ132の出力=Hレベルとなる。
オフ、nMOSトランジスタ143=オンとなり、基準
電圧入力端子62〜66には基準電圧線127を介して
基準電圧Vrefとして、接地電圧0[V]が供給され
る。
第1実施例の場合と同様に、出力回路77〜81の出力
状態が全て高インピーダンス状態にされた場合における
入力回路57〜61に入力されるノイズによる誤動作の
防止と、消費電力の低減化と、出力波形の最適化とを図
ることができる。
部を示す回路図であり、この第3実施例は、図2に示す
CPU47、SDRAM48〜51に搭載される入力回
路57〜61を図17にその回路図を示すように構成
し、その他については、図2に示す第1実施例と同様に
構成するというものである。
ランジスタ73のドレインと、nMOSトランジスタ7
4のゲートとの間に、ノイズ・キャンセル用のキャパシ
タ145を接続し、その他については、図3に示す入力
回路と同様に構成したものである。
上がり、立ち下がりの鋭い、いわゆる微分ノイズが入力
された場合、この微分ノイズは、nMOSトランジスタ
73のゲート・ソース間容量及びnMOSトランジスタ
74のソース・ゲート間容量を介して、破線146に示
すように、nMOSトランジスタ74のゲート、即ち、
基準電圧系に伝送されてしまう場合がある。
ば、nMOSトランジスタ73のゲートに入力された微
分ノイズを反転した微分ノイズがnMOSトランジスタ
73のドレインに出現するが、この微分ノイズを、矢印
147に示すように、キャパシタ145を介してnMO
Sトランジスタ74のゲートに伝送することができる。
nMOSトランジスタ74のゲートに伝送される微分ノ
イズによって、破線146に示すようにして基準電圧系
に混入されるノイズをキャンセルすることができる。
1実施例の場合と同様に、出力回路77〜81の出力状
態が全て高インピーダンス状態にされた場合における入
力回路57〜61に入力されるノイズによる誤動作の防
止と、消費電力の低減化と、出力波形の最適化とを図る
ことができると共に、データ伝送時、入力回路57〜6
1に入力される微分ノイズによる誤動作を防止すること
ができる。
部を示す回路図であり、この第4実施例は、図2に示す
CPU47、SDRAM48〜51に搭載される入力回
路57〜61を図18にその回路図を示すように構成
し、その他については、図2に示す第1実施例と同様に
構成するというものである。
ランジスタ70のゲートをnMOSトランジスタ74の
ドレインに接続する代わりに、pMOSトランジスタ6
9のゲートをnMOSトランジスタ73のドレインに接
続すると共に、出力をnMOSトランジスタ73のドレ
インからではなく、nMOSトランジスタ74のドレイ
ンから得るようにしたものであり、その他については、
図17に示す入力回路と同様に構成されている。
MOSトランジスタ73にスルーレートの大きい微分ノ
イズが入力された場合、この微分ノイズは、nMOSト
ランジスタ73のゲート・ソース間容量及びnMOSト
ランジスタ74のソース・ゲート間容量を介して、破線
146に示すように、nMOSトランジスタ74のゲー
ト、即ち、基準電圧系に伝送されてしまう場合がある。
ば、nMOSトランジスタ73のゲートに入力された微
分ノイズを反転した微分ノイズがnMOSトランジスタ
73のドレインに出現するが、この微分ノイズを、矢印
147に示すように、キャパシタ145を介してnMO
Sトランジスタ74のゲートに伝送することができる。
nMOSトランジスタ74のゲートに伝送される微分ノ
イズによって、破線146に示すようにして基準電圧系
に混入されるノイズをキャンセルすることができる。
1実施例の場合と同様に、出力回路77〜81の出力状
態が全て高インピーダンス状態にされた場合における入
力回路57〜61に入力されるノイズによる誤動作の防
止と、消費電力の低減化と、出力波形の最適化とを図る
ことができる。
例と同様に、データ伝送時、入力回路57〜61に入力
される微分ノイズによる誤動作を防止することができ
る。
部を示す回路図であり、この第5実施例は、図2に示す
CPU47、SDRAM48〜51に搭載される入力回
路57〜61を図19にその回路図を示すように構成
し、その他については、図2に示す第1実施例と同様に
構成するというものである。
ジスタとして、T−LVTTL伝送方式における中間電
圧よりも低い電圧を中間電圧とする信号伝送方式の場合
にも適用することができるようにした駆動トランジス
タ、たとえば、スレッショルド電圧を負とするディプリ
ーション形のnMOSトランジスタ148、149を設
け、その他については、図3に示す入力回路と同様に構
成したものである。
ン・バンド幅積GBWは、図20に実線Xに示すように
なる。なお、破線Yは、駆動トランジスタとしてエンハ
ンスメント形のnMOSトランジスタを使用した場合の
ゲイン・バンド幅積GBWを示している。
は、基準電圧Vrefを1.5[V]とする場合には、中間
電圧を1.5[V]として、±0.4[V]の微小信号を
伝送しようとするT−LVTTL伝送方式に使用するこ
とができる。
場合には、中間電圧を0.8[V]として、±0.4
[V]の微小信号を伝送しようとするGTL(Gunning
Tran-sisitor Logic)伝送方式にも使用することが
できる。
合と同様に、出力回路77〜81の出力状態が全て高イ
ンピーダンス状態にされた場合における入力回路57〜
61に入力されるノイズによる誤動作の防止と、消費電
力の低減化と、出力波形の最適化とを図ることができる
と共に、利便性の高い集積回路を使用することができ
る。
部を示す回路図であり、この第6実施例は、図2に示す
SDRAM48〜51の出力回路等を図21に示すよう
に構成し、その他については、図2に示すように構成す
るというものである。
153は出力回路150を構成するプッシュプル回路で
ある。この出力回路150は、使用するプッシュプル回
路を選択することにより出力抵抗を選択することができ
るようにしたものである。
おいて、154〜156はプルアップ素子をなすpMO
Sトランジスタ、157〜159はプルダウン素子をな
すnMOSトランジスタである。
154は、W(チャネル幅=ゲート長)/L(チャネル
長=ゲート幅)=400μm/1μm、pMOSトラン
ジスタ155は、W/L=200μm/1μm、pMO
Sトランジスタ156は、W/L=200μm/1μm
とされている。
57は、W/L=200μm/1μm、nMOSトラン
ジスタ158は、W/L=100μm/1μm、pMO
Sトランジスタ159は、W/L=100μm/1μm
とされている。
シュプル回路151〜153の出力を制御するプッシュ
プル制御回路であり、165〜168はインバータ、1
69、170はNAND回路、171、172はNOR
回路、173、174はフラグ・レジスタ(F1、F
2)である。
チする出力データ・ラッチ回路であり、出力データDA
TA=Hレベルの場合、出力Q1=Hレベル、出力Q2
=Lレベルとし、出力データDATA=Lレベルの場
合、出力Q1=Hレベル、出力Q2=Hレベルとするも
のである。
=Hレベルの場合、インバータ165の出力=Lレベ
ル、NAND回路169の出力=Hレベルで、pMOS
トランジスタ154=オフとされると共に、NOR回路
171の出力=Lレベルで、nMOSトランジスタ15
7=オフとされ、プッシュプル回路151は、非活性と
される。
格納値=Lレベルの場合には、インバータ165の出力
=Hレベルとなり、NAND回路169は、出力データ
・ラッチ回路175の出力Q1に対してインバータとし
て動作すると共に、NOR回路171は、出力データ・
ラッチ回路175の出力Q2に対してインバータとして
動作する。
ルで、出力Q1=Hレベル、出力Q2=Lレベルの場
合、NAND回路169の出力=Lレベルで、pMOS
トランジスタ154=オンとされると共に、NOR回路
171の出力=Lレベルで、nMOSトランジスタ15
7=オフとされ、プッシュプル回路151の出力=Hレ
ベルとなる。
ベルで、出力Q1=Lレベル、出力Q2=Lレベルの場
合、NAND回路169の出力=Hレベルで、pMOS
トランジスタ154=オフとされると共に、NOR回路
171の出力=Hレベルで、nMOSトランジスタ15
7=オンとされ、プッシュプル回路151の出力=Lレ
ベルとなる。
Hレベルの場合、インバータ166の出力=Lレベル、
NAND回路170の出力=Hレベルで、pMOSトラ
ンジスタ155=オフとされると共に、NOR回路17
2の出力=Lレベルで、nMOSトランジスタ158=
オフとされ、プッシュプル回路152は、非活性とされ
る。
格納値=Lレベルの場合、インバータ166の出力=H
レベルで、NAND回路170は、出力データ・ラッチ
回路175の出力Q1に対してインバータとして動作す
ると共に、NOR回路172は、出力データ・ラッチ回
路175の出力Q2に対してインバータとして動作する
するようにされる。
ルで、出力Q1=Hレベル、出力Q2=Lレベルの場
合、NAND回路170の出力=Lレベルで、pMOS
トランジスタ155=オンとされると共に、NOR回路
172の出力=Lレベルで、nMOSトランジスタ15
8=オフとされ、プッシュプル回路152の出力=Hレ
ベルとなる。
ベルで、出力Q1=Lレベル、出力Q2=Lレベルの場
合、NAND回路170の出力=Hレベルで、pMOS
トランジスタ155=オフとされると共に、NOR回路
172の出力=Hレベルで、nMOSトランジスタ15
8=オンとされ、プッシュプル回路152の出力=Lレ
ベルとなる。
・レジスタ173、174の格納値に関係なく、出力デ
ータDATA=Hレベルで、出力Q1=Hレベル、出力
Q2=Lレベルの場合、インバータ167の出力=Lレ
ベルで、pMOSトランジスタ156=オンとなると共
に、インバータ168の出力=Lレベルで、nMOSト
ランジスタ159=オフとされ、プッシュプル回路15
3の出力=Hレベルとなる。
ベルで、出力Q1=Lレベル、出力Q2=Lレベルの場
合、インバータ167の出力=Hレベルで、pMOSト
ランジスタ156=オフとされると共に、インバータ1
68の出力=Hレベルで、nMOSトランジスタ159
=オンとされ、プッシュプル回路153の出力=Lレベ
ルとなる。
の格納値と、プッシュプル回路151〜153の状態
と、pMOSトランジスタ154〜156のうち、使用
されるpMOSトランジスタのW/Lの合成値、nMO
Sトランジスタ157〜159のうち、使用されるnM
OSトランジスタのW/Lの合成値との関係は、表2に
示すようになる。
S、/WE、CLKは外部から供給される信号であり、
CKEはクロック・イネーブル信号、/CSはチップ・
セレクト信号、/RASはロウアドレス・ストローブ信
号、/CASはコラムアドレス・ストローブ信号、/W
Eはライト・イネーブル信号、CLKはクロック信号で
ある。
ブル信号CKEをゲート信号としてチップ・セレクト信
号/CS、ロウアドレス・ストローブ信号/RAS、コ
ラムアドレス・ストローブ信号/CAS、ライト・イネ
ーブル信号/WEを取り込むためのNAND回路であ
る。
してNAND回路176〜177の出力を取り込み、デ
コードして、16ビットのデコード信号を出力するデコ
ーダである。
・イネーブル信号CKE=Hレベルで、チップ・セレク
ト信号/CS=Lレベル、ロウアドレス・ストローブ信
号/RAS=Lレベル、コラムアドレス・ストローブ信
号/CAS=Lレベル、ライト・イネーブル信号/WE
=Lレベルの場合、0番地の出力をHレベルとするよう
に構成されている。
分シフトするシフトレジスタ、182はデコーダ180
の0番地出力とシフトレジスタ181の出力が入力され
るNAND回路である。
込む12ビットのモード・レジスタであり、このモード
・レジスタ183は、NAND回路182の出力=Lレ
ベル、即ち、デコーダ180の0番地出力=Lレベル、
シフトレジスタ181の出力=Hレベルの場合、アドレ
ス信号A0〜A11を取り込むように構成されている。
A0〜A11を取り込む1ビット・レジスタ部分であり、
MA0〜MA8は1ビット・レジスタ部分1830〜18
38の格納値である。
6は暗号デコーダ、187はNAND回路である。
7=Hレベル、MA8=Hレベルの場合、MA0〜MA6を
ユーザが固有に定義づけて使用することができるように
されている。
MA2〜MA6をデコードする暗号デコーダ186を設
け、暗号MA2〜MA6が特別な論理の場合のみ、暗号デ
コーダ186の出力がHレベルになるようにしている。
6の出力を入力されるNAND回路187と、MA0と
NAND回路187の出力が入力されるNOR回路18
4と、MA1とNAND回路187の出力が入力される
NOR回路185とを設けるようにし、NOR回路18
4の出力をフラグ・レジスタ173に格納し、NOR回
路185の出力をフラグ・レジスタ174に格納するよ
うにしている。
A7=Hレベル、MA8=Hレベル、暗号デコーダ186
の出力=Lレベルであるから、MA0=Lレベルとする
場合には、NOR回路184の出力=Hレベルとし、フ
ラグ・レジスタ173にHレベルを書き込むことがで
き、MA0=Hレベルとする場合には、NOR回路18
4の出力=Lレベルとし、フラグ・レジスタ173にL
レベルを書き込むことができる。
NOR回路185の出力=Hレベルとし、フラグ・レジ
スタ174にHレベルを書き込むことができ、MA1=
Hレベルとする場合には、NOR回路174の出力=L
レベルとし、フラグ・レジスタ174にLレベルを書き
込むことができる。
合と同様に、出力回路77〜81の出力状態が全て高イ
ンピーダンス状態にされた場合における入力回路57〜
61に入力されるノイズによる誤動作の防止と、消費電
力の低減化と、出力波形の最適化とを図ることができ
る。
1の出力回路の出力抵抗を選択することができるので、
バス線124を片側終端とされた場合においても、両側
終端とされた場合においても、終端抵抗を50Ω以外の
値にされた場合においても、バス線124上の信号の振
幅を規定の振幅にすることができ、良好な信号伝送を行
うことができる。
路の一例を示す回路図であり、GTL伝送方式の場合に
おいて、データ伝送時、入力回路に入力される微分ノイ
ズをキャンセルすることができるようにした入力回路を
示している。
2[V]を供給するVCC電源線、191は基準電圧V
refによりオン、オフが制御される定電流源をなすエン
ハンスメント形のpMOSトランジスタである。
る駆動トランジスタをなすエンハンスメント形のpMO
Sトランジスタ、193は基準電圧Vrefとしてデータ
伝送時には0.8[V]が入力される駆動トランジスタ
をなすエンハンスメント形のpMOSトランジスタであ
る。
路を構成するエンハンスメント形のnMOSトランジス
タ、196はノイズ・キャンセル用のキャパシタであ
る。
ートに、立ち上がり、立ち下がりの鋭い、いわゆる微分
ノイズが入力された場合、この微分ノイズは、pMOS
トランジスタ192のゲート・ソース間容量及びpMO
Sトランジスタ193のソース・ゲート間容量を介し
て、破線197に示すように、pMOSトランジスタ1
93のゲート、即ち、基準電圧系に伝送されてしまう場
合がある。
ば、pMOSトランジスタ192のゲートに入力された
微分ノイズを反転した微分ノイズがpMOSトランジス
タ192のドレインに出現するが、この微分ノイズを、
矢印198に示すように、キャパシタ196を介してp
MOSトランジスタ193のゲートに伝送することがで
きる。
pMOSトランジスタ193のゲートに伝送される微分
ノイズによって、破線197に示すようにして基準電圧
系に混入されるノイズをキャンセルすることができる。
路の他の例を示す回路図であり、GTL伝送方式の場合
において、データ伝送時、入力回路に入力される微分ノ
イズをキャンセルすることができるようにした入力回路
を示している。
ランジスタ194のゲートをpMOSトランジスタ19
2のドレインに接続する代わりに、nMOSトランジス
タ195のゲートをpMOSトランジスタ193のドレ
インに接続すると共に、出力を、pMOSトランジスタ
192のドレインからではなく、pMOSトランジスタ
193のドレインから得るようにしたものであり、その
他については、図22に示す入力回路と同様に構成され
ている。
ャパシタ196を介してpMOSトランジスタ193の
ゲートに伝送される微分ノイズによって、破線197に
示すようにして基準電圧系に混入されるノイズをキャン
セルすることができる。
出力端を信号入出力端子(31、32)を介して共通の
バス線(39)に接続された出力回路(37、38)の
出力状態が全て高インピーダンス状態にされた場合、基
準電圧制御回路(46)により、基準電圧入力端子(3
5、36)に供給される基準電圧(Vref)は、バス線
(39)を介して信号の伝送が行われる場合と異なる電
圧値となるように制御されるという構成を採用したこと
により、出力端を信号入出力端子(31、32)を介し
て共通のバス線(39)に接続された出力回路(37、
38)の出力状態が全て高インピーダンス状態にされた
場合においても、信号入出力端子(31、32)を介し
て入力回路(33、34)に入力されるノイズの影響を
なくし、誤動作を防止することができる。
る。
部を示す回路図である。
ける入力回路の構成を示す回路図である。
ける出力回路の構成を示す回路図である。
ける出力回路のスルーレートを説明するための波形図で
ある。
ける出力回路の出力状態を高インピーダンス状態にする
場合を説明するための回路図である。
ける出力回路のスロー・モード選択時の動作を説明する
ための回路図である。
ける出力回路のスロー・モード選択時の動作を説明する
ためのタイムチャートである。
ける出力回路のスロー・モード選択時の動作を説明する
ためのタイムチャートである。
設ける出力回路のノーマル・モード選択時の動作を説明
するための回路図である。
設ける出力回路のノーマル・モード選択時の動作を説明
するためのタイムチャートである。
設ける出力回路のノーマル・モード選択時の動作を説明
するためのタイムチャートである。
設ける出力回路のファースト・モード選択時の動作を説
明するための回路図である。
設ける出力回路のファースト・モード選択時の動作を説
明するためのタイムチャートである。
設ける出力回路のファースト・モード選択時の動作を説
明するためのタイムチャートである。
要部を示す回路図である。
要部(入力回路)を示す回路図である。
要部(入力回路)を示す回路図である。
要部(入力回路)を示す回路図である。
る。
要部(SDRAMの要部)を示す回路図である。
路の一例を示す回路図である。
路の他の例を示す回路図である。
図である。
る。
明するための図である。
1)
ベルに固定するためのエンハンスメント形のpMOSト
ランジスタ、73、74は駆動トランジスタをなすエン
ハンスメント形のnMOSトランジスタである。
ル、NAND回路109の出力=Hレベルで、pMOS
トランジスタ100=オフとされていると共に、NOR
回路112の出力=Hレベル、NOR回路113の出力
=Lレベルで、nMOSトランジスタ101=オフとさ
れている。
は、データ信号DATAがLレベルからHレベルに変化
すると、NAND回路109の遅延時間ΔT109経過
後、NAND回路108の遅延時間分ΔT108 だけオン
となり、その後は、オフに復帰する。
AND回路108の遅延時間分ΔT 108だけオンとな
り、その後は、オフに復帰し、nMOSトランジスタ1
01はオフ状態を維持する。
ータ信号DATAがHレベルからLレベルに変化する
と、NOR回路113の遅延時間ΔT113 経過後、イン
バータ103の遅延時間ΔT103+NOR回路110の
遅延時間ΔT110+NOR回路112の遅延時間分ΔT
112だけHレベルとなり、その後は、Lレベルに復帰す
る。
は、データ信号DATAがHレベルからLレベルに変化
すると、NOR回路113の遅延時間ΔT113 経過後、
インバータ103の遅延時間ΔT103+NOR回路11
0の遅延時間ΔT110+NOR回路112の遅延時間分
ΔT112だけオンとなり、その後は、オフに復帰する。
ル、NAND回路106の出力=Hレベル、NAND回
路108の出力=Lレベルとなる。
ンバータ103の遅延時間ΔT103+NAND回路10
6の遅延時間ΔT106 +NAND回路108の遅延時間
分ΔT108 だけオンとなり、その後は、オフに復帰し、
nMOSトランジスタ101はオフ状態を維持する。
の出力は、データ信号DATAの変化に従って、Lレベ
ルからHレベルに変化するが、インバータ103の遅延
時間ΔT103+NAND回路106の遅延時間ΔT106 +
NAND回路108の遅延時間分ΔT108 だけ、Lレベ
ルからHレベルの変化が加速され、図5に示す破線86
のように変化する。
ル、インバータ104の出力=Lレベル、インバータ1
05の出力=Hレベル、NAND回路107の出力=L
レベル、NAND回路108の出力=Hレベルとなる。
ル、NOR回路112の出力=Hレベルとなる。
ータ信号DATAがHレベルからLレベルに変化する
と、NOR回路113の遅延時間ΔT113 経過後、イン
バータ103の遅延時間ΔT103+インバータ104の
遅延時間ΔT104+インバータ105の遅延時間ΔT105
+NOR回路111の遅延時間ΔT111+NOR回路1
12の遅延時間分ΔT112だけHレベルとなり、その後
は、Lレベルに復帰する。
は、データ信号DATAがHレベルからLレベルに変化
すると、NOR回路113の遅延時間ΔT113 経過後、
インバータ103の遅延時間ΔT103+インバータ10
4の遅延時間ΔT104+インバータ105の遅延時間Δ
T105+NOR回路111の遅延時間ΔT111+NOR回
路112の遅延時間分ΔT112だけオンとなり、その後
は、オフに復帰する。
ル、インバータ104の出力=Lレベル、インバータ1
05の出力=Hレベル、NAND回路107の出力=L
レベル、NAND回路108の出力=Hレベル、NAN
D回路109の出力=Hレベルで、pMOSトランジス
タ100=オフとされている。
ル、NOR回路112の出力=Hレベル、NOR回路1
13の出力=Hレベルで、nMOSトランジスタ101
=オフとされている。
ル、インバータ104の出力=Hレベル、インバータ1
05の出力=Lレベル、NAND回路107の出力=H
レベルで、NAND回路108の出力=Lレベルとな
る。
ル、NOR回路112の出力=Lレベルとなる。
57は、W/L=200μm/1μm、nMOSトラン
ジスタ158は、W/L=100μm/1μm、nMO
Sトランジスタ159は、W/L=100μm/1μm
とされている。
チする出力データ・ラッチ回路であり、出力データDA
TA=Hレベルの場合、出力Q1=Hレベル、出力Q2
=Hレベルとし、出力データDATA=Lレベルの場
合、出力Q1=Lレベル、出力Q2=Lレベルとするも
のである。
ルで、出力Q1=Hレベル、出力Q2=Hレベルの場
合、NAND回路169の出力=Lレベルで、pMOS
トランジスタ154=オンとされると共に、NOR回路
171の出力=Lレベルで、nMOSトランジスタ15
7=オフとされ、プッシュプル回路151の出力=Hレ
ベルとなる。
格納値=Lレベルの場合、インバータ166の出力=H
レベルで、NAND回路170は、出力データ・ラッチ
回路175の出力Q1に対してインバータとして動作す
ると共に、NOR回路172は、出力データ・ラッチ回
路175の出力Q2に対してインバータとして動作する
ようにされる。
ルで、出力Q1=Hレベル、出力Q2=Hレベルの場
合、NAND回路170の出力=Lレベルで、pMOS
トランジスタ155=オンとされると共に、NOR回路
172の出力=Lレベルで、nMOSトランジスタ15
8=オフとされ、プッシュプル回路152の出力=Hレ
ベルとなる。
・レジスタ173、174の格納値に関係なく、出力デ
ータDATA=Hレベルで、出力Q1=Hレベル、出力
Q2=Hレベルの場合、インバータ167の出力=Lレ
ベルで、pMOSトランジスタ156=オンとなると共
に、インバータ168の出力=Lレベルで、nMOSト
ランジスタ159=オフとされ、プッシュプル回路15
3の出力=Hレベルとなる。
してNAND回路176〜179の出力を取り込み、デ
コードして、16ビットのデコード信号を出力するデコ
ーダである。
込む12ビットのモード・レジスタであり、このモード
・レジスタ183は、NAND回路182の出力=Lレ
ベル、即ち、デコーダ180の0番地出力=Hレベル、
シフトレジスタ181の出力=Hレベルの場合、アドレ
ス信号A0〜A11を取り込むように構成されている。
ランジスタ194のゲートをpMOSトランジスタ19
2のドレインに接続する代わりに、nMOSトランジス
タ195のゲートをpMOSトランジスタ193のドレ
インに接続すると共に、出力を、pMOSトランジスタ
193のドレインからではなく、pMOSトランジスタ
192のドレインから得るようにしたものであり、その
他については、図22に示す入力回路と同様に構成され
ている。
Claims (2)
- 【請求項1】主たるプッシュプル回路と、出力端を前記
主たるプッシュプル回路の出力端に接続されたスルーレ
ート調整用のプッシュプル回路とを備え、このスルーレ
ート調整用のプッシュプル回路の動作時間を制御するこ
とにより、出力波形のスルーレートを選択することがで
きるようにされた出力回路を備えて構成されていること
を特徴とする集積回路。 - 【請求項2】非選択的に使用されるプッシュプル回路
と、出力端を前記非選択的に使用されるプッシュプル回
路に接続され、選択して使用することができる複数のプ
ッシュプル回路とを備え、この選択して使用することが
できる複数のプッシュプル回路を選択して使用すること
により、出力抵抗を調整することができるようにされた
出力回路を内蔵して構成されていることを特徴とする集
積回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2000230296A JP3449343B2 (ja) | 2000-07-31 | 2000-07-31 | バス・システム及び集積回路 |
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---|---|---|---|
JP23263593A Division JP3289428B2 (ja) | 1993-09-20 | 1993-09-20 | バス・システム及び集積回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
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JP2001068987A true JP2001068987A (ja) | 2001-03-16 |
JP3449343B2 JP3449343B2 (ja) | 2003-09-22 |
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Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2011096295A (ja) * | 2009-10-27 | 2011-05-12 | Elpida Memory Inc | 半導体装置 |
-
2000
- 2000-07-31 JP JP2000230296A patent/JP3449343B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
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JP2011096295A (ja) * | 2009-10-27 | 2011-05-12 | Elpida Memory Inc | 半導体装置 |
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