JP2001057781A - 力率制御回路及び力率制御方法 - Google Patents
力率制御回路及び力率制御方法Info
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Abstract
力率補正(PFC)回路を提供する。 【解決手段】 AC電力をDC電力に変換するコンバー
タのための力率制御回路は、AC整流電力を受け入れる
誘導子を含んでいる。この誘導子の充電時間は、DCバ
ス電圧と固定標準電圧との比較に基づいて、スイッチ回
路によって制御される。この回路は、AC整流ライン検
出ネットワークなしに、かつMOSFETスイッチのソ
ースに接続される電流検出抵抗器なしに動作する。
Description
力に変換するコンバータのための力率補正に関するもの
であって、より詳しくは、性能を損なうことなく、最小
の部品数及び最小のICピン数を用いた力率補正回路を
有する、AC電力をDC電力に変換するコンバータに関
するものである。
ンバータにおいては、回路を、AC入力ライン電圧に対
する純抵抗として動作させるのが便利である。これを実
現するために、AC入力ライン電圧に対してAC入力ラ
イン電流を生成する有効力率補正(PFC)を実施する
ことができる。
弦波入力電流を生成することもまた重要である。THD
及び力率(PF)は、PFC回路がいかにうまくはたら
くかといった性能の尺度をあらわす。1.0の力率(P
F)は、実現しうる最高値をあらわし、また15%より
低いTHDは、実用上許容しうるものである。
めの典型的な解決策は、図1の回路2中に示されてい
る。回路2は、ブーストタイプ(boost-type)のコンバ
ータトポロジ(topology)とモトローラ34262など
といったPFC IC4とを有している。結果として得
られる回路は、AC整流されたライン入力を検出するた
めの分圧器ネットワーク(抵抗器6及び8並びにコンデ
ンサ10)を必要とする。さらに、ブースト誘導子(in
ductor)12の2次巻線は、誘導子電流のゼロクロシン
グ(zero-crossing)を検出する。また、ブーストスイ
ッチ16のソースの電流検出抵抗器14はピーク誘導子
電流を形成し、かつ過電流状態を検出する。分圧器ネッ
トワーク(抵抗器18及び20)は、一定のDCバス電
圧を検知するとともに調整し、かつ過渡負荷に起因する
過電圧状態を検出する。安定なループ応答のためには、
補償コンデンサ22が必要とされる。
単純な有効力率補正(PFC)回路を実現するために
は、従来技術には欠けているものがある。
の部品数と、最小のICピン数と、市場に出回っている
標準のPFC ICと同一の性能とを実現することがで
きる新規な制御方法を提供することにより、従来技術の
欠点を克服するものである。
tor control circuit)は、AC整流電力(AC rec
tified power)を受け入れる誘導子(inductor)と、
該誘導子を充電/放電するためのスイッチとを含んでい
る。誘導子に接続されたスイッチ回路は、DCバス電圧
(DC bus voltage)を固定標準電圧(fixed refer
ence voltage)と比較することにより、スイッチのオ
ン時間を制御し、これにより誘導子の充電時間を制御す
る。スイッチ回路はまた、スイッチのオフ時間が各切り
替えサイクル時におけるピーク誘導子電流(peak indu
ctor current)の関数(function)として変化すると
いった態様で、スイッチ回路によって検出されるよう、
誘導子電流がゼロに放電するまでスイッチをオフするこ
とにより、スイッチのオフ時間を制御し、これにより誘
導子の放電時間を制御する。該スイッチはMOSFET
であるのが好ましく、該誘導子は、誘導子電流を決定す
るためにスイッチ回路によって用いられる2次巻線を含
んでいるのが好ましい。
に直列接続される電流検出抵抗器なしに動作するのが都
合がよい。さらに、スイッチのオン時間は、より低い全
高調波ひずみ(total harmonic distortion)を実現
するために、スイッチのオフ時間の関数として変調され
る。さらに、誘導子内の電流は、AC整流電力のライン
周波数よりもはるかに高い周波数でスイッチ回路がオン
及びオフされるのに伴って、AC整流電力の正弦波電圧
に追従し、これにより整流されるACライン入力電圧
(rectified AC line input voltage)を検出す
る必要をなくす。
正回路30(power factor correction circuit)が
示されている。回路30はIC32を含んでいる。ブー
スト誘導子34(boost inductor)の2次巻線は、誘
導子電流のゼロクロシングを検出する。図1に示す従来
技術にかかる回路とは異なり、本発明にかかる回路にお
いては、MOFSET36のソースに直列な電流検出抵
抗器は必要とされない。分圧器ネットワーク(抵抗器3
8及び40)は、一定のDCバス電圧を検出するととも
に調整し、かつ過渡負荷(load transients)に起因す
る過電流状態を検出する。補償コンデンサ42は、安定
なループ応答を生じさせる。
図3を参照しつつ、さらに詳細に説明される。図3にお
いて、前記の各要素と類似の要素には同一の参照番号が
付されている。本発明に対応するタイムチャート(timi
ng diagram)は、図4に示されている。本発明にかか
る回路は、各切り替えサイクル時において誘導子電流が
ゼロまで放電する、臨界連続モード(critical contin
uous mode)における運転に分類されるものである。該
回路の機能性は、、それはすでに正弦波であるので、整
流されたACライン入力電圧を検知する必要がないとい
った事実に依拠している。それゆえ、誘導子34内の電
流は、ブーストMOSFET36が入力ライン周波数
(〜50−60Hz)よりもはるかに高い周波数(>1
0kHz)でオン及びオフされるのに伴って、正弦波電
圧包絡線(sinusoidal voltage envelope)に自然に
追従する。
4の充電時間(又は、ブーストスイッチ36のオン時
間)を決定するために、DCバス電圧を固定標準電圧
(Vref)と比較する。この後、該回路は、ブースト
誘導子34の2次巻線35によって検出されるように、
誘導子電流がゼロに放電するまでブーストスイッチ36
をオフさせる。
オフ時間は、各切り替えサイクルでピーク誘導子がどこ
まで高く充電したかの関数として変化する。その結果、
切り替え周波数が自由に動作して、AC入力ライン電圧
のゼロクロシング近傍の高周波数からピークでの低周波
数まで一定で変化するシステムとなる。
ための、さらに改良された回路は、オフ時間の関数とし
てオン時間を動的に変調するものを含んでいる。これら
の機能のすべては、以下の文に、より詳細に記載されて
いる。
とき(ENABLE信号が「ハイ」ロジックになる)、
ラッチ58のQ出力はロー(low)であり、ANDゲー
ト60の両入力はハイ(high)であり、ブーストMOF
SET36はオンされる。ブースト誘導子37は、アー
スに短絡され、充電し始める(図4のタイムチャート参
照)。
で構成される電流ミラー(currentmirror)によってコ
ンデンサ62から充電される結果として生じるのこぎり
歯電圧(VSAW)がDCバスフィードバック回路から
の出力電圧(VDC)に到達するまで、充電する。一旦
これが起こると、ラッチ58のセット入力Sがハイとな
ってその結果Q出力を「ハイ」にし、ブーストMOFS
ET54をオフさせる。ラッチ58のQ出力はまた、O
Rゲート68及びMOFSET70を介してコンデンサ
62を放電し、そしてラッチ58のQ出力は、ラッチ7
2のリセット入力Rを「ロー」にし、これによりラッチ
72をフリーにする。
ときに、ブースト誘導子34の2次巻線出力35は「ハ
イ」になり、比較器74の出力を、ラッチ72のS入力
と同様に「ハイ」にさせる。この「オフ」時に、誘導子
電流は、ダイオード78を介してDCバスコンデンサ7
6に放電し、変調コンデンサ80は電流源82を介して
充電する。
きに、2次巻線出力56は「ロー」になり、その結果N
ORゲート84の出力を「ハイ」にさせ、そしてこれに
よりラッチ58のリセット入力Rは「ハイ」になり、か
つブーストMOFSET36は再びオンし、ブースト誘
導子37は再び充電する。2次巻線出力35の「ロー」
への推移もまた、MOFSET86をオフにし、それゆ
え電流源82をオフにしてもよい。
間中は一定のままとなる。この電圧は、OPAMP88
とトランジスタ90と可変抵抗器92とを介して電流に
変換され、コンデンサ62のための充電電流を決定す
る。オフ時間が各切り替えサイクルに対して変化するの
に伴って、コンデンサ80の電圧も同様となり、それゆ
えコンデンサ62が充電する速度も同様となる。抵抗器
92で変調ゲインを調整することにより、オフ時間の関
数としてオン時間の変調量を制御することができる。オ
フ時間が長ければ長いほど、コンデンサ80はより高く
充電し、電流充電コンデンサ62がより高く充電し、コ
ンデンサ62がより速くVDCしきい値に到達し、ブー
ストMOFSET54のオン時間がより短くなる。
時間はより長くなる。この変調効果は、低周波数のAC
ライン入力電圧の各サイクルにわたって動的に変化し、
オン時間はピーク時よりもゼロクロシング時の方がやや
長くなる。全サイクルにわたってオン時間が固定される
場合に比べて、変調された解決法は、結果的に、より低
い全高調波ひずみ(THD)を与えるライン電流中の交
差ひずみがより少ない「より平坦(flatter)」な包絡
線となる。
(PGEN1)94及びMOFSET96でもって各オ
フ時間の初めにゼロまで放電される。OPAMP98と
バイアス抵抗器100及び102とコンデンサ104と
は、DCバス調整のためのフィードバックループのゲイ
ン及び速度を決定する。
明されているが、当業者にとっては、多くのその他の変
形例及び修正例並びにその他の使用が明らかとなるであ
ろう。それゆえ、本発明は、ここでの特定の開示によっ
て限定されるものではなく、請求項によってのみ限定さ
れるべきものである。
換するコンバータの力率制御回路を示す回路図である。
ある。
る、AC電力をDC電力に変換するコンバータを示す回
路図である。
10…コンデンサ、12…ブースト誘導子、14…電流
検出抵抗器、16…ブーストスイッチ、18…抵抗器、
20…抵抗器、22…補償コンデンサ、30…力率補正
回路、32…IC、34…ブースト誘導子、35…2次
巻線、36…MOFSET、37…ブースト誘導子、3
8…抵抗器、40…抵抗器、54…MOFSET、58
…ラッチ、60…ANDゲート、62…コンデンサ、6
4…トランジスタ、66…トランジスタ、68…ORゲ
ート、70…MOFSET、72…ラッチ、74…比較
器、76…DCバスコンデンサ、78…ダイオード、8
0…変調コンデンサ、82…電流源、84…NORゲー
ト、86…MOFSET、88…OPAMP、90…ト
ランジスタ、92…可変抵抗器、94…パルス発生器、
96…MOFSET、98…OPAMP,100…バイ
アス抵抗器、102…バイアス抵抗器、104…コンデ
ンサ。
Claims (12)
- 【請求項1】 AC電力をDC電力に変換するコンバー
タの力率制御回路であって、 AC整流電力を受け入れるように配設された誘導子と、 上記誘導子に接続され、上記誘導子を通る電流をオンと
オフとに切り替えるためのスイッチを含んでいるスイッ
チ回路とを含んでいて、 上記スイッチ回路が、DCバス電圧を固定基準電圧と比
較することにより、上記スイッチのオン時間を制御し、
これにより上記誘導子の充電時間を制御し、 かつ、上記スイッチ回路が、スイッチのオフ時間が各切
り替えサイクル時におけるピーク誘導子電流の関数とし
て変化するといった態様で、スイッチ回路によって検出
されるよう、上記誘導子電流がゼロに放電するまでスイ
ッチをオフすることにより、スイッチのオフ時間を制御
し、これにより誘導子の放電時間を制御するようになっ
ていることを特徴とする力率制御回路。 - 【請求項2】 上記スイッチがMOSFETを含むこと
を特徴とする、請求項1に記載の力率制御回路。 - 【請求項3】 上記MOSFETが、該MOSFETの
ソースと直列接続される電流検出抵抗器なしに動作する
ことを特徴とする、請求項2に記載の力率制御回路。 - 【請求項4】 上記スイッチのオン時間が、低い全高調
波ひずみを実現するように該スイッチのオフ時間の関数
として変調されるようになっていることを特徴とする、
請求項1に記載の力率制御回路。 - 【請求項5】 上記誘導子内の電流が、スイッチ回路が
AC整流電力のライン周波数よりもはるかに高い周波数
でオン及びオフされるのに伴って、AC整流電力の正弦
波電圧に追従し、これにより整流されるACライン入力
電圧を検出する必要をなくしていることを特徴とする、
請求項1に記載の力率制御回路。 - 【請求項6】 上記誘導子が、誘導子電流を決定するた
めにスイッチ回路によって用いられる2次巻線を含んで
いることを特徴とする、請求項1に記載の力率制御回
路。 - 【請求項7】 AC整流電力を受け入れるように配設さ
れた誘導子と、該誘導子に接続され該誘導子を通る電流
をオンとオフとに切り替えるためのスイッチを有するス
イッチ回路とを有する力率制御回路を用いた、AC電力
をDC電力に変換するコンバータにおける力率制御方法
であって、 DCバス電圧を固定標準電圧と比較することにより、ス
イッチのオン時間を制御し、これにより誘導子の充電時
間を制御するステップと、 スイッチのオフ時間が各切り替えサイクル時におけるピ
ーク誘導子電流の関数として変化するといった態様で、
スイッチ回路によって検出されるよう、上記誘導子電流
がゼロに放電するまでスイッチをオフすることにより、
スイッチのオフ時間を制御し、これにより誘導子の放電
時間を制御するステップとを含んでいることを特徴とす
る力率制御方法。 - 【請求項8】 上記スイッチがMOSFETを含むこと
を特徴とする、請求項7に記載の力率制御方法。 - 【請求項9】 上記MOSFETのオン時間及びオフ時
間が、該MOSFETのソースと直列接続される電流検
出抵抗器なしに制御されることを特徴とする、請求項8
に記載の力率制御方法。 - 【請求項10】 上記スイッチ回路のオン時間が、低い
全高調波ひずみを実現するようにオフ時間の関数として
変調されることを特徴とする、請求項7に記載の力率制
御方法。 - 【請求項11】 上記誘導子内の電流が、上記スイッチ
回路がAC整流電力のライン周波数よりもはるかに高い
周波数でオン及びオフされるのに伴って、AC整流電力
の正弦波電圧に追従し、これにより整流されるACライ
ン入力電圧を検出する必要をなくすことを特徴とする、
請求項7に記載の力率制御方法。 - 【請求項12】 上記誘導子が、誘導子電流を決定する
ためにスイッチ回路によって用いられる2次巻線を含ん
でいることを特徴とする、請求項7に記載の力率制御方
法。
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