JP2000270394A - 音響再生装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 動電形スピーカはボイスコイルの位置によっ
てボイスコイルのインピーダンスが変化し、それぞれ定
電圧駆動されるためボイスコイルに流れる電流が変化し
てボイスコイルが発生する駆動力に歪みが発生する。そ
してこれは、低域信号と高域信号が重畳した信号の再生
の場合に顕著に発生し、混変調歪みとして再生音に大き
な悪影響を与えていた。 【解決手段】 動電形スピーカ１０１に流れる電流に比
例した電圧を発生する第１の信号発生手段１０３と、前
記動電形スピーカ１０１を低電力で駆動した時に動電形
スピーカ１０１に流れる電流に比例した電圧を発生する
第２の信号発生手段１０４の電圧を比較増幅し、この信
号を動電形スピーカ１０１を駆動する増幅器１０２にフ
ィードバックすることによって、スピーカの大振幅時に
発生するボイスコイルインピーダンスの変化に起因した
混変調歪みの防止を図る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は動電形スピーカを使
用したオーディオ装置における音楽再生において、動電
形スピーカのスピーカインピーダンスのスピーカの振動
による変化を低減し、混変調歪みを改善し良好な音を再
現する事ができる音響再生装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】動電形のスピーカの構造は一般的に図９
に示すように構成されている。９０１はマグネットであ
り、９０２は鉄などの透磁率の高い物質からなるプレー
トであり、マグネットの磁束を効率的に磁気ギャップ９
０３に誘導しここに磁束を発生させる。９０４はボイス
コイルであり、銅線等が円筒状のボビンに巻かれ、ギャ
ップ９０３にはまりこんでいる。ボイスコイル９０４の
先端にはボイスコイル９０４の振動を受け音を空気中に
放射するコーン紙９０５、ボイスコイル９０４の振動を
前後のみに制限するサスペンション９０６が接続されて
いる。９０７はスピーカの構造の基礎となるフレームで
ある。動電形スピーカの動作原理はボイスコイル９０４
に電流が流れると、ボイスコイル９０４は磁気ギャップ
９０３内にはまりこんでいるためファラデーの法則によ
りボイスコイル９０４に力が発生し、これがコーン紙９
０５に伝わって振動し音波を発生する。ここでボイスコ
イル９０４に発生する力Ｆは、磁気ギャップ９０３に発
生している磁束密度をＢ、磁気ギャップ９０３中に存在
するボイスコイル９０４の銅線の長さｌ、ボイスコイル
に流れる電流をｉ、とすると Ｆ＝Ｂ×ｌ×ｉ …………式（１） で示される。

【０００３】一方、図９に示した動電形スピーカのボイ
スコイル９０４のインピーダンスを測定すると、一般的
に図１０に示した特性となる。１００１はスピーカの最
低共振周波数における共振によって生じるピークであ
る。これはＦ０と呼ばれるピークであり、コーン紙９０
５やボイスコイル９０４の振動系の質量とサスペンショ
ン９０６のバネ定数によって定まる機械的共振によって
生じる。１００２はボイスコイル９０４のインピーダン
ス特性の中で最も低い値を示すところであり、ほぼボイ
スコイル９０４の直流抵抗と同一の値を示す。１００３
は右肩上がりのカーブを示し、これはボイスコイル９０
４が円筒状に巻かれコイル状をなしているためインダク
タンス成分を持ち広域になるに従いインピーダンスが上
昇していく部分である。

【０００４】一般的に動電形スピーカは駆動力を発生す
るボイスコイル９０４を定電圧電源（内部インピーダン
スの低い電力増幅器）で駆動するが、図１０に示したボ
イスコイル９０４のインピーダンスを考えると、ボイス
コイル９０４に発生する駆動力は式（１）に従って、１
００１の最低共振周波数で低く、１００２付近で最も大
きくなり、１００３の領域では高域になるに従い駆動力
は低下してくる。しかし駆動力はこのように大きく変化
しながらも実際にスピーカから放射される音圧周波数特
性は図１１のように平坦となるように設計できる。これ
は最低共振周波数付近は駆動力が非常に小さくなるが、
この点においては機械系の共振により機械的効率が高く
なっており駆動力の低下と相殺して平坦となるし、高域
においては、コーン紙の材質や形状、重量などの調整に
より平坦とすることが設計的に可能なためである。

【０００５】これまでの説明でボイスコイル９０４のイ
ンピーダンス特性が図１０のようにかなり大きく変化し
ていても実際の音響特性は特に問題が発生せず、逆にス
ピーカの固有の音質を作り上げるという手段として使用
する事も可能である。たとえば、高域の音を減少させた
い場合はボイスコイル９０４のインダクタンス成分を大
きくして駆動力を減少し高域を低下させることが可能で
ある。

【０００６】課題は図１０に示したボイスコイル９０４
のインピーダンス特性の形そのものにあるのではないこ
とはこれまで説明してきた通りである。図１２は図９に
示した動電形スピーカのボイスコイルの静的な中点位置
を変化して測定したインピーダンス特性である。

【０００７】１２０１は図１０と同じボイスコイルの静
的位置におけるボイスコイルインピーダンスであり、当
然図１０に示した特性と同一となっている。１２０２は
ボイスコイル９０４の静的位置を１２０１の特性の時よ
り前（コーン紙側）にしたときのボイスコイルインピー
ダンスを、１２０３は逆にボイスコイル９０４の静的位
置を後ろにしたときのボイスコイルインピーダンスを示
す。このようにボイスコイルインピーダンスが変化する
要因は、図１３に示すように円筒状に銅線が巻かれたボ
イスコイル１３０１の円筒内部には透磁率の高い鉄等の
プレート１３０２が存在していることにある。１３０３
はボイスコイル外側のプレート、１３０４はマグネット
である。ボイスコイル１３０１とボイスコイル内側のプ
レート１３０２との関係を見ると、鉄心入りのコイルと
いう様相を呈しており、空芯コイルであればコイルの位
置が変化してもインダクタンスは変化しないが、図１３
の場合はボイスコイル１３０１の位置の変化によりボイ
スコイルの内側のプレート１３０２の相対的位置関係が
変化し、ボイスコイルのインダクタンス成分が変化する
ものと考えられる。さらにプレート１３０２は透磁率も
高い物質であるがまた導電体でもあり、ボイスコイル１
３０１とプレート１３０２の相互誘導作用により複雑な
変化が発生する。

【０００８】このようにボイスコイルの位置によってボ
イスコイルのインピーダンスが変化する事は、一般的に
ボイスコイルは定電圧駆動されるためボイスコイルに流
れる電流が変化し、式（１）で示したような駆動力が変
化して歪みが発生する事になり、これは低域信号と高域
信号が重畳した信号の再生の場合に顕著に発生する。な
ぜならスピーカの振幅は低域信号ほど大きく、この振幅
によってボイスコイルの位置は常に変化し、ボイスコイ
ルインピーダンスも高域で常に変化する。このことによ
って同時に再生された高域が低域成分に関係してひず
み、混変調歪みが発生するからである。

【０００９】従来、図１４に示すモーショナルフィード
バックと呼ばれる音響再生方法があり、動電形スピーカ
の再生音の改善が行われていた。１４０１は動電形スピ
ーカであり、１４０２は動電形スピーカ１４０１を駆動
する増幅器、１４０３は動電形スピーカに直列に接続さ
れた第１の抵抗である。１４０４は増幅器１４０２の出
力に接続されたインピーダンス素子、１４０５はこのイ
ンピーダンス素子１４０４に直列に接続された第２の抵
抗である。そして、第１の抵抗１４０３と第２の抵抗１
４０５の両端の電圧を比較回路１４０６で減算し増幅器
１４０２にフィードバックしている。

【００１０】次に、図１４における従来例の動作につい
て説明する。インピーダンス素子１４０４は動電形スピ
ーカのインピーダンス特性と等価なインピーダンス特性
に設定される。第２の抵抗１４０５は第１の抵抗１４０
３と等価な値に設定される。ここで言う等価な値とは第
１の抵抗１４０３と第２の抵抗１４０５の両端電圧が等
しくなるという意味で等価な値として表現している。第
１の抵抗１４０３はスピーカ１４０１のインピーダンス
に比較して十分小さな値に選ばれており、従って、この
第１の抵抗１４０３に発生する電圧はスピーカ１４０１
に流れる電流に比例した電圧が発生する。定常状態にお
いては第１の抵抗１４０３と第２の抵抗１４０５の電圧
は等しく比較回路１４０６の出力は０となり、増幅器１
４０２にフィードバックされる電圧は０となる。スピー
カ１４０１のインピーダンスが定常値ＲからＲ×△Ｒに
変化した場合のことを考えると、第１の抵抗１４０３の
値をＲ１とすると定常時にスピーカに流れる電流ｉ₁は ｉ₁＝Ｖｏ／（Ｒ＋Ｒ１） スピーカインピーダンスがＲ＋△Ｒの時の電流ｉ₂は ｉ₂＝Ｖｏ／（Ｒ＋△Ｒ＋Ｒ１） スピーカに流れる電流の歪み成分△ｉは △ｉ＝ｉ₁−ｉ₂＝Ｖｏ／（（Ｒ＋Ｒ１）−Ｖｏ／（Ｒ＋△Ｒ＋Ｒ１）） ＝Ｖｏ・△Ｒ／（（Ｒ＋△Ｒ＋Ｒ１）・（Ｒ＋Ｒ１）） スピーカインピーダンスがＲ＋△Ｒの時、比較回路１４
０６の出力Ｖ２は Ｖ２＝−（Ｖｏ・Ｒ１／（Ｒ＋△Ｒ＋Ｒ１）−Ｖｏ・Ｒ１／（Ｒ＋Ｒ１）） ＝Ｖｏ・Ｒ１・△Ｒ／（（Ｒ＋△Ｒ＋Ｒ１）・（Ｒ＋Ｒ１）） 比較回路１４０６の出力Ｖ２は増幅器１４０２にフィー
ドバックされ、このＶ２により増幅器１４０２の出力に
△Ｖｏを発生する。この△Ｖｏは増幅器１４０２の増幅
度をＡとした時には △Ｖｏ＝Ａ・Ｖ２ ＝−Ｖｏ・Ｒ１・△Ｒ・Ａ／（（Ｒ＋△Ｒ＋Ｒ１）・（Ｒ＋Ｒ１）） なんとなれば、増幅器１４０２の出力電圧が変化して
も、第１の抵抗１４０３と第２の抵抗１４０５の両端電
圧の差はほとんど一定に保たれるからである。

【００１１】この△Ｖｏによりスピーカには歪み補償電
流△ｉ₂が流れる。

【００１２】 △ｉ₂＝△Ｖｏ／（（Ｒ＋△Ｒ＋Ｒ１） ＝Ｖｏ・Ｒ１・△Ｒ・Ａ／（（Ｒ＋△Ｒ＋Ｒ１）²・（Ｒ＋Ｒ１）） スピーカに流れる全電流Ｉは Ｉ＝ｉ−△ｉ＋△ｉ₂ ＝ｉ−Ｖｏ・△Ｒ／（（Ｒ＋△Ｒ＋Ｒ１）・（Ｒ＋Ｒ１））＋Ｖｏ・Ｒ１ ・△Ｒ・Ａ／（（Ｒ＋△Ｒ＋Ｒ１）²・（Ｒ＋Ｒ１）） この時△ｉ＝△ｉ₂すなわち上式においてＲ１・Ａ／
（Ｒ＋△Ｒ＋Ｒ１）＝１であれば歪み電流成分△ｉは打
ち消されて歪みはなくなる。

【００１３】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
モーショナルフィードバックでは、Ｒすなわちスピーカ
１４０１のインピーダンスは周波数によって変化するた
め、打ち消し電流成分△ｉ₂は周波数軸上では常に最適
値を維持することができず、たとえば図１２のインピー
ダンスカーブの変動が大きい周波数での補償を最適に設
定した場合、インピーダンスの低い周波数では過補償と
なり、逆に歪みが増加するという欠点がある。

【００１４】

【課題を解決するための手段】上記の課題を解決するた
め、本発明の音響再生装置は、電気信号を音波に変換す
る動電形スピーカと、この動電形スピーカを駆動する第
１の増幅器と、前記動電形スピーカに流れる電流に比例
した電圧を発生する第１の信号発生手段と、この第１の
信号発生手段から発生する電圧と略同一の電圧を前記第
１の増幅器に加えられた信号から前記第１の増幅器を経
由せずに直接的に発生する第２の信号発生手段と、この
第２の信号発生手段の電圧と前記第１の信号発生手段の
電圧を比較増幅する第２の増幅器とを備え、この第２の
増幅器の出力を前記第１の増幅器にフィードバックする
ように構成したものであり、前記動電形スピーカに流れ
る電流は第２の信号発生手段に発生する電圧にほぼ比例
したものに近くなり、第２の信号発生手段は振幅による
変化はないため、ボイスコイルの位置の変化による歪み
が低減される。

【００１５】また、従来例との対比でいえば、従来例で
はスピーカに流れる電流に比例した電圧と比較する第２
の信号発生手段の電圧（定常時の電圧）はスピーカを駆
動する増幅器の出力より作成しているのに対し、本発明
においては、これをスピーカを駆動する増幅器を経由せ
ず、入力信号から直接的に作り出すことによって、スピ
ーカに流れる電流に比例した電圧と第２の信号発生手段
の電圧（定常時の電圧）の差が小さくなるように全周波
数範囲にわたって動作が行われ、過補償による歪みが悪
化するという課題が解決できる。

【００１６】

【発明の実施の形態】本発明の請求項１に記載の発明
は、電気信号を音波に変換する動電形スピーカと、この
動電形スピーカを駆動する第１の増幅器と、前記動電形
スピーカに流れる電流に比例した電圧を発生する第１の
信号発生手段と、この第１の信号発生手段から発生する
電圧と略同一の電圧を前記第１の増幅器に加えられた信
号から前記第１の増幅器を経由せずに直接的に発生する
第２の信号発生手段と、この第２の信号発生手段の電圧
と前記第１の信号発生手段の電圧を比較増幅する第２の
増幅器とを備え、この第２の増幅器の出力を前記第１の
増幅器にフィードバックするように構成した音響再生装
置であり、これにより前記動電形スピーカに流れる電流
の定常状態からの歪み成分を減少させ、混変調歪みを低
減させるという作用をもつ。

【００１７】本発明の請求項２に記載の発明は、請求項
１に記載の発明の構成において、動電形スピーカに流れ
る電流に比例した電圧を発生する第１の信号発生手段と
して、前記動電形スピーカと直列に接続された電気抵抗
素子を用い、この電気抵抗素子に発生する両端電圧を第
２の増幅器に加えるように構成したものであり、簡単な
構成で前記動電形スピーカに流れる電流の定常状態から
の歪み成分を減少させ、混変調歪みを低減させるという
作用をもつ。

【００１８】本発明の請求項３に記載の発明は、請求項
１に記載の発明の構成において、第２の信号発生手段と
して、入力信号を増幅する第３の増幅器と、この第３の
増幅器の出力に接続され前記動電形スピーカのインピー
ダンス特性と等価なインピーダンスを構成するインダク
タンス・キャパシタンス・抵抗からなる回路網と、この
回路網に直列に接続された抵抗よりなる直列回路を用
い、前記直列に接続された抵抗の両端電圧を第２の増幅
器に加えるように構成したものであり、簡単な構成で動
電形スピーカに流れる定常状態からの歪み成分を減少さ
せ、混変調歪みを低減させるという作用をもつ。

【００１９】本発明の請求項４に記載の発明は、電気信
号を音波に変換する動電形スピーカと、この動電形スピ
ーカを駆動する第１の増幅器と、前記動電形スピーカに
流れる電流に比例した電圧を発生する第１の信号発生手
段と、この第１の信号発生手段から発生する電圧と略同
一の電圧を前記第１の増幅器に加えられた信号から前記
第１の増幅器を経由せずに直接的に発生する第２の信号
発生手段と、この第２の信号発生手段の電圧と前記第１
の信号発生手段の電圧を比較増幅する第２の増幅器と、
この第２の増幅器の出力を前記動電形スピーカの最低共
振周波数において十分な減衰を持たせるハイパスフィル
タとを備え、このハイパスフィルタの出力信号を前記第
１の増幅器にフィードバックするように構成した音響再
生装置であり、これにより、経年変化の大きい最低共振
周波数付近のフィードバック量は少なくし、安定的に前
記動電形スピーカに流れる定常状態からの歪み成分を減
少させ、混変調歪みを低減させるという作用をもつ。

【００２０】以下、本発明の実施の形態について説明す
る。

【００２１】（実施の形態１）図１は本発明の音響再生
装置の第１の実施の形態を示すブロック図である。

【００２２】図１において、１０１は動電形スピーカ、
１０２は動電形スピーカ１０１を駆動する第１の増幅
器、１０３は動電形スピーカ１０１に流れる電流に比例
した電圧を発生する第１の信号発生手段であり、前記第
１の増幅器１０２に適当な大きさの信号を加えた時に前
記動電形スピーカ１０１に流れる電流に比例した電圧を
発生する。１０４は第１の信号発生手段１０３から発生
する電圧と略同一の電圧を第１の増幅器１０２に加えら
れた信号から第１の増幅器１０２を経由せずに直接的に
発生する第２の信号発生手段である。１０５は前記第１
の信号発生手段１０３、第２の信号発生手段１０４の電
圧を比較増幅する第２の増幅器であり、この第２の増幅
器１０５の出力が第１の増幅器１０２にフィードバック
されている。

【００２３】図２は動電形スピーカに流れる電流の歪み
を説明する説明図であり、２０１は動電形スピーカ１０
１のボイスコイル部分であり、そのインピーダンスをＺ
で示す。２０２は動電形スピーカ１０１を駆動する増幅
器であり、増幅度をＡで示し、２０３は入力信号であり
Ｖｉと示す。２０４は動電形スピーカ２０１を流れる電
流でありＩｏで表す。

【００２４】図３は図１の構成において、動電形スピー
カ１０１に流れる電流の歪みが低減する理由を説明する
説明図であり、３０２は図１の第１の増幅器１０２に相
当する第１の増幅器であり増幅度をＡで表す。３０１は
同様に動電形スピーカ１０１のボイスコイルにあたる部
分であり、そのインピーダンスをＺと表現する。３０３
は第１の信号発生手段１０３に相当し、ボイスコイルに
流れる電流に対する電圧への変換係数をαで表し、３０
４は第２の増幅器１０５に相当する第２の増幅器であ
り、増幅度をβで表す。３０５は入力信号であり、３０
６は第１の増幅器３０２の出力電圧でありＶｏで表す。
３０７はボイスコイル３０１に流れる電流を示しＩｏで
表す。

【００２５】以下にその動作について説明する。

【００２６】動電形スピーカのボイスコイルインピーダ
ンスはボイスコイルの位置によって変化する事は既に図
１２にて説明したとおりであり、第１の信号発生手段１
０３の出力と第１の増幅器１０２の入力電圧との相対的
関係は入力電圧やボイスコイルの位置によって変化し、
これが混変調歪みの原因となっている。

【００２７】一方、第２の信号発生手段１０４は一般的
に第１の増幅器１０２に動電形スピーカ１０１のボイス
コイル位置によるボイスコイルインピーダンス変化が無
視できる小さな入力電圧を加えて駆動した時に動電形ス
ピーカ１０１に流れる電流に比例した電圧を発生する第
１の信号発生手段１０３と同一の信号を前記入力電圧か
ら作り出すように調整される。従って、この第２の信号
発生手段１０４からの出力は動電形スピーカ１０１の低
入力時、すなわちボイスコイルインピーダンスの変化が
無視できる歪みの発生しない時の電流に比例したものと
なり、第１の増幅器１０２に加える入力電圧や動電形ス
ピーカ１０１のボイスコイル位置に関係なく入力電圧と
第２の信号発生手段１０４の出力との相対的関係は変化
しない無歪みのものである。

【００２８】そして上記入力電圧と相対的関係がリニア
で無歪みな第２の信号発生手段１０４と歪み成分を持つ
第１の信号発生手段１０３との出力電圧を第２の増幅器
１０５で比較増幅することによって第２の増幅器１０５
の出力には動電形スピーカ１０１に流れる電流の歪み成
分のみが出力される事となる。この信号を第１の増幅器
１０２にフィードバック（負帰還）することにより第１
の増幅器１０２の出力には動電形スピーカ１０１に流れ
る電流の歪み成分を補償するような電圧が発生し、動電
形スピーカ１０１に流れる電流の歪みは減少する。

【００２９】さらに定量的な挙動について説明すると、
動電形スピーカに流れる電流の歪みはボイスコイルイン
ピーダンスが変動することによって発生する事は既に説
明したが、その大きさは、図２においてボイスコイル２
０１のインピーダンスＺがＲの時ボイスコイル２０１に
流れる電流ｉｏは ｉｏ＝Ｖｉ・Ａ／Ｒ…………式（２） となる。

【００３０】ボイスコイルインピーダンスＺがＲ＋△Ｒ
に変動した時はボイスコイル２０１に流れる電流ｉｏ₁
は ｉｏ₁＝Ｖｉ・Ａ（Ｒ＋△Ｒ）…………式（３） となる。

【００３１】すなわちボイスコイル２０１に流れる電流
の歪み成分ｉｏｎは ｉｏｎ＝ｉｏ₁−ｉｏ＝−（△Ｒ／（Ｒ＋△Ｒ））・（Ａ・Ｖｉ／Ｒ）……… …式（４） となる。

【００３２】次にこの電流歪みがどのように減少するか
を図３にて説明する。図３は図１の構成を歪み低減の動
作を簡単に説明できるように簡略化したものである。

【００３３】ボイスコイル３０１に流れる電流ｉｏ₁は ｉｏ₁＝Ｖｏ／（Ｒ＋△Ｒ）…………式（５） Ｖｏ＝（Ｖｉ−Ｖ２）・Ａ…………式（６） Ｖ２＝（ｉｏ・α・β−Ｖｉ・α・β・Ａ／Ｒ）＝（Ｖｏ・α・β／（Ｒ＋△ Ｒ）−Ｖｉ・α・β・Ａ／Ｒ）…………式（７） これを式（６）に代入して Ｖｏ＝（（Ｒ＋Ａ・α・β）／（（１＋Ａ・α・β／（Ｒ＋△Ｒ））・Ｒ）） ・Ａ・Ｖｉ…………式（８） これを式（５）に代入して ｉｏ₁＝（（Ｒ＋Ａ・α・β）／（Ｒ＋△Ｒ＋Ａ・α・β））・（Ａ・Ｖｉ／ Ｒ）…………式（９） 電流の歪み成分ｉｏｎは ｉｏｎ＝ｉｏ₁−ｉｏ＝（（Ｒ＋Ａ・α・β）／（Ｒ＋△Ｒ＋Ａ・α・β）） ・（Ａ・Ｖｉ／Ｒ）−Ａ・Ｖｉ／Ｒ＝−（△Ｒ／（Ｒ＋△Ｒ＋Ａ・α・β））・ （Ａ・Ｖｉ／Ｒ）…………式（１０） これを式（４）のｉｏｎと比較すると（Ａ・Ｖｉ／Ｒ）
にかかる係数が変化しており、分母のＲ＋△Ｒ＋Ａ・α
・βのＡ・α・βが大きければ大きいほど歪み電流成分
が小さくなることがわかる。

【００３４】このように本発明の実施の形態１によれ
ば、動電形スピーカのボイスコイルインピーダンスのボ
イスコイル位置の変化による変化、すなわちボイスコイ
ルに流れる電流が変化し再生信号に発生する歪みをボイ
スコイルに流れる電流をボイスコイルのインピーダンス
が変化しても一定に制御することが可能となり、歪みの
ない音楽信号の再生をすることができる。

【００３５】（実施の形態２）図４は本発明の音響再生
装置の第２の実施の形態を示すブロック図である。

【００３６】図４において、４０１は動電形スピーカ、
４０２は動電形スピーカ４０１を駆動する第１の増幅
器、４０３は動電形スピーカ４０１に直列に接続された
電気抵抗であり、４０４は前記第１の増幅器４０２に適
当な大きさの信号を加えた時に前記電気抵抗４０３に発
生する電圧と略同一の電圧を第１の増幅器４０２に加え
られた信号から第１の増幅器４０２を経由せずに直接的
に発生する第２の信号発生手段である。４０５は前記電
気抵抗４０３に発生する電圧、第２の信号発生手段４０
４の電圧を比較増幅する第２の増幅器であり、この第２
の増幅器４０５の出力が第１の増幅器４０２にフィード
バックされている。

【００３７】以下にその動作について説明する。

【００３８】動電形スピーカ４０１のボイスコイルに流
れる電流の歪みを低減するプロセスについては実施の形
態１で説明したものと同様であるので省略する。本実施
の形態２では実施の形態１における動電形スピーカ１０
１に流れる電流に比例した電圧を発生する第１の信号発
生手段１０３として、動電形スピーカ４０１に直列に電
気抵抗４０３を接続し、その両端に発生する電圧を利用
したものである。これは動電形スピーカ４０１のインピ
ーダンスに比較して十分小さな抵抗を直列に接続するこ
とによって、動電形スピーカ４０１に流れる電流にはほ
とんど影響を与えず、電流に比例した電圧を検出するこ
とが出来る為、非常に簡便な形で実施の形態１と同様の
機能を果たすことができるものである。

【００３９】（実施の形態３）図５は本発明の音響再生
装置の第３の実施の形態を示すブロック図である。

【００４０】図５において、５０１は動電形スピーカ、
５０２は動電形スピーカ５０１を駆動する第１の増幅
器、５０３は動電形スピーカ５０１に流れる電流に比例
した電圧を発生する第１の信号発生手段である。５０４
は前記第１の増幅器５０２に加えられる信号と同一の信
号を増幅する第２の増幅器であり、５０５は第２の増幅
器５０４の出力に接続されたインダクタンス・キャパシ
タンス・抵抗よりなる回路網であり、５０６は回路網５
０５に接続された抵抗である。５０７は前記第１の信号
発生手段５０３の電圧と、前記抵抗５０６の両端に発生
する電圧を比較増幅する第３の増幅器であり、この第３
の増幅器５０７の出力が第１の増幅器５０２にフィード
バックされている。

【００４１】図６は図５に示したインダクタンス・キャ
パシタンス・抵抗よりなる回路網５０５の構成例であ
り、インダンタンス６０１に抵抗６０３を直列に接続し
た経路に並列にキャパシタンスを接続した並列回路に対
し、抵抗６０５とインダクタンス６０４の直列回路を直
列に接続して構成される。図７は図６に示した回路網の
両端から見たインピーダンス特性を示し、動電形スピー
カ５０１のボイスコイルインピーダンスに合致させてい
る。

【００４２】以下にその動作について説明する。

【００４３】動電形スピーカ５０１のボイスコイルに流
れる電流の歪みを低減するプロセスについては実施の形
態１で説明したものと同様であるので省略する。本実施
の形態３では実施の形態１における第２の信号発生手段
１０４として、第２の増幅器５０４とそれに接続された
インダクタンス・キャパシタンス・抵抗よりなる回路網
５０５とそれに直列に接続された抵抗５０６よりなる回
路網を用い、この抵抗５０６の両端に発生する電圧を利
用したものである。図６にはこの回路網５０５の構成例
と図７にそのインピーダンス特性を示しているが、イン
ダクタンス６０１とキャパシタンス６０２と抵抗６０３
によってスピーカの最低共振周波数におけるインピーダ
ンス特性を作り、インダクタンス６０４と抵抗６０５に
よって高域のインピーダンスの上昇部分を作っている。
この回路網５０５のインピーダンスを動電形スピーカ５
０１のインピーダンスに合致させるように回路網５０５
の構成要素を調整すれば、抵抗５０６には定常状態（無
歪み状態）で動電形スピーカ５０１に流れる電流に比例
した電流を発生させることができる為、非常に簡便な形
で実施の形態１と同様の機能を果たすことができるもの
である。

【００４４】（実施の形態４）図８は本発明の音響再生
装置の第４の実施の形態を示すブロック図である。

【００４５】図８において、８０１は動電形スピーカ、
８０２は動電形スピーカ８０１を駆動する第１の増幅
器、８０３は動電形スピーカ８０１に流れる電流に比例
した電圧を発生する第１の信号発生手段である。８０４
は前記第１の増幅器８０２に適当な大きさの信号を加え
た時に前記動電形スピーカ８０１に流れる電流に比例し
た電圧を発生する第１の信号発生手段８０３から発生す
る電圧と略同一の電圧を第１の増幅器８０２に加えられ
た信号から第１の増幅器８０２を経由せずに直接的に発
生する第２の信号発生手段である。８０５は前記第１の
信号発生手段８０３、第２の信号発生手段８０４の電圧
を比較増幅する第２の増幅器であり、８０６はハイパス
フィルタであり、第２の増幅器８０５の出力を受け、そ
の高域成分の信号を第１の増幅器８０２にフィードバッ
クしている。

【００４６】以下にその動作について説明する。

【００４７】動電形スピーカ８０１のボイスコイルに流
れる電流の歪みを低減するプロセスについては実施の形
態１で説明したものと同様であるので省略する。本実施
の形態４では実施の形態１における第２の増幅器１０５
からの出力をハイパスフィルタ８０７によってハイパス
処理して第１の増幅器１０２にフィードバックしている
形態となっている。これは一般的に動電形スピーカの最
低共振周波数は経年変化しやすく、そのため最低共振周
波数付近のインピーダンスも経年変化がおき、最低共振
周波数付近における第２の信号発生手段８０４の電圧と
第１の信号発生手段８０３との電圧に経年的に差が発生
して（混変調歪みの要因となる差ではない）、本来の混
変調歪みを低減する目的から逸脱し、低減における特性
変化を発生させることにつながる。この為、経年変化の
激しい最低共振周波数付近の電圧はハイパスフィルタ８
０６によって遮断し、フィードバックがかからないよう
にすることによって経年的に安定した混変調歪みの低減
機能が実現できるようにしたものである。

【００４８】

【発明の効果】以上のように本発明によれば、動電形ス
ピーカのボイスコイルインピーダンスがボイスコイルの
位置によって変化し、ボイスコイルに流れる電流が歪む
ことによって生じる再生音の混変調歪みを、ボイスコイ
ルに流れる電流と無歪み状態での電流とを比較すること
によって歪み成分だけを抽出し、動電形スピーカを駆動
する増幅器に負帰還する構成としているため、ボイスコ
イルに流れる歪み電流成分を補償するように動作させ、
ボイスコイルに流れる歪み電流成分だけを減少させるこ
とができ、混変調のない高品質の再生音が実現できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態における音響再生装
置のブロック図

【図２】同装置の電流歪みの発生を説明する説明図

【図３】同装置の電流歪みの低減原理を説明する説明図

【図４】本発明の第２の実施の形態における音響再生装
置のブロック図

【図５】本発明の第３の実施の形態における音響再生装
置のブロック図

【図６】同第３の実施の形態における回路網の具体構成
例を示す回路図

【図７】同回路網のインピーダンス特性図

【図８】本発明の第４の実施の形態における音響再生装
置のブロック図

【図９】従来の動電形スピーカの断面図

【図１０】同動電形スピーカのインピーダンス特性図

【図１１】同動電形スピーカの音圧特性図

【図１２】同動電形スピーカのボイスコイル位置を変化
させた時のインピーダンス特性図

【図１３】同動電形スピーカの界磁部付近の拡大断面図

【図１４】従来の音響再生装置のブロック図

【符号の説明】

１０１，４０１，５０１，８０１ 動電形スピーカ １０２，４０２，５０２，８０２ 第１の増幅器 １０３，５０３，８０３ 第１の信号発生手段 １０４，４０４，８０４ 第２の信号発生手段 １０５，４０５，５０４，８０５ 第２の増幅器 ４０３ 第１の信号発生手段としての電気抵抗素子 ５０５ 回路網 ５０６ 電気抵抗 ５０７ 第３の増幅器 ８０６ ハイパスフィルタ

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 電気信号を音波に変換する動電形スピー
   カと、この動電形スピーカを駆動する第１の増幅器と、
   前記動電形スピーカに流れる電流に比例した電圧を発生
   する第１の信号発生手段と、この第１の信号発生手段か
   ら発生する電圧と略同一の電圧を前記第１の増幅器に加
   えられた信号から前記第１の増幅器を経由せずに直接的
   に発生する第２の信号発生手段と、この第２の信号発生
   手段の電圧と前記第１の信号発生手段の電圧を比較増幅
   する第２の増幅器とを備え、この第２の増幅器の出力を
   前記第１の増幅器にフィードバックするように構成した
   事を特徴とする音響再生装置。
2. 【請求項２】 第１の信号発生手段として、前記動電形
   スピーカと直列に接続された電気抵抗素子を用い、この
   電気抵抗素子に発生する両端電圧を第２の増幅器に加え
   るように構成したことを特徴とする請求項１に記載の音
   響再生装置。
3. 【請求項３】 第２の信号発生手段として、入力信号を
   増幅する第３の増幅器と、この第３の増幅器の出力に接
   続され動電形スピーカのインピーダンス特性と等価なイ
   ンピーダンスを構成するインダクタンス・キャパシタン
   ス・抵抗からなる回路網と、この回路網に直列に接続さ
   れた抵抗よりなる直列回路を用い、前記抵抗の両端電圧
   を第２の増幅器に加えるように構成した事を特徴とする
   請求項１に記載の音響再生装置。
4. 【請求項４】 電気信号を音波に変換する動電形スピー
   カと、この動電形スピーカを駆動する第１の増幅器と、
   前記動電形スピーカに流れる電流に比例した電圧を発生
   する第１の信号発生手段と、この第１の信号発生手段か
   ら発生する電圧と略同一の電圧を前記第１の増幅器に加
   えられた信号から前記第１の増幅器を経由せずに直接的
   に発生する第２の信号発生手段と、この第２の信号発生
   手段の電圧と前記第１の信号発生手段の電圧を比較増幅
   する第２の増幅器と、この第２の増幅器の出力を前記動
   電形スピーカの最低共振周波数において十分な減衰を持
   たせるハイパスフィルタとを備え、このハイパスフィル
   タの出力信号を前記第１の増幅器にフィードバックする
   ように構成した事を特徴とする音響再生装置。