JP2000261332A - 送信電力制御回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 スペクトル拡散通信における広ダイナミック
レンジを必要とする送信電力制御に関し、温度変化ある
いは経時変化等により可変利得制御回路に利得変動が生
じた場合にも安定した送信電力制御を行うことのできる
回路を提供する。 【解決手段】 第１の可変利得制御回路１０５における
第１の利得と第２の可変利得制御回路１０３における第
２の利得とを、利得制御信号発生器１１６から発生され
る第１の利得制御信号１２１と第２の利得制御信号１２
０とを用いて、送信電力制御範囲内の全てにわたり利得
制御信号の最小分解能で増減させる。これにより、広ダ
イナミックレンジかつ高精度な送信電力制御を実現す
る。本発明により利得変動が生じても全制御範囲にわた
り均一な送信電力制御が可能となり、さらに、第１の可
変利得制御回路の制御範囲と第２の可変利得制御回路の
制御範囲を異ならせることにより、より高精度な送信電
力制御を行うことができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、送信電力を所定の
範囲内で可変する機能を持つ無線送信機の送信電力制御
回路に係り、特に、スペクトル拡散通信システムに使用
する移動局用に使用して好適な送信電力制御回路に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】ＣＤＭＡ方式のディジタル移動体通信
は、基地局と移動局との間の遠近問題が重要となり、高
性能な送信電力制御が必要となる。特に、移動局から基
地局への上り回線は、他の移動局からの信号電力が干渉
雑音となり受信信号品質を劣化させるため、移動局で高
精度かつ広ダイナミックレンジの送信電力の制御が必要
となる。送信電力の制御を広ダイナミックレンジに行う
方法に関する従来技術として、例えば、特開平１０−１
０７６５４号公報等に記載された技術が知られている。
この従来技術は、可変利得制御回路を２段用意し、それ
ぞれの可変利得制御回路により利得制御範囲を分担して
広ダイナミックレンジ化を図るというものである。

【０００３】図１６は従来技術による送信電力制御回路
の構成を示すブロック図、図１７は従来技術における送
信電力対制御利得の関係を説明する図であり、以下、図
１６、図１７を参照して従来技術による送信電力の制御
について説明する。図１６において、３０１は送信アン
テナ、３０２はＲＦ帯域バンドパスフィルタ、３０３は
電力増幅器、３０４は第２の可変利得制御回路、３０５
はミキサ、３０６は第１の可変利得制御回路、３０７は
ＩＦ帯域バンドパスフィルタ、３０８は変調器、３０９
はベースバンド入力端子、３１０はＲＦローカル信号発
生器、３１１はＩＦローカル信号発生器、３１２は第２
の利得制御信号、３１３は第１の利得制御信号、３１４
は利得制御信号発生器、３１５は送信電力制御信号入力
端子、３１６は利得クロスオーバスレッショルド入力端
子である。

【０００４】図１６において、音声あるいはデータが拡
散符号によってスペクトル拡散されたベースバンド信号
は、ベースバンド入力端子３０９から入力される。ベー
スバンド入力端子３０９から入力されたベースバンド信
号は、変調器３０８とローカル信号発生器３１１とによ
って変調されると共にＩＦ帯域までアップコンバートさ
れる。アップコンバートされた信号は、バンドパスフィ
ルタ３０７によりイメージ信号が除去される。イメージ
信号が除去された信号は、第１の可変利得制御回路３０
６及び第２の可変利得制御回路３０４を用いて所望の送
信電力値に見合った利得に制御される。

【０００５】前述において、第１の可変利得制御回路３
０６と第２の可変利得制御回路３０４との間には、ミキ
サ３０５及びＲＦローカル信号発生器３１０が設けら
れ、第２の可変利得制御回路３０４により制御される信
号は、ＲＦ帯域にアップコンバートされている。利得制
御された第２の利得制御回路の出力は、電力増幅器３０
３により無線伝送に必要な電力までに固定利得増幅さ
れ、バンドパスフィルタ３０２によりイメージ周波数が
取り除かれた後、送信アンテナ３０１を用いて無線伝送
される。

【０００６】第１の可変利得制御回路３０６における第
１の利得と第２の利得制御回路３０４における第２の利
得とは、利得コントローラ３１４から発生される第１の
利得制御信号３１３と第２の利得制御信号３１２とによ
り制御される。利得コントローラ３１４から発生される
第１の利得制御信号３１３と第２の利得制御信号３１２
とは、入力端子３１５からの所望の送信電力と入力端子
３１６からの制御範囲を分割する利得クロスオーバスレ
ッショルド電力とにより求まる。なお、第１の利得制御
信号３１３と第２の利得制御信号３１２とは、利得制御
回路が持つ非直線性歪みが予め補正された信号となって
いる。また、入力端子３１５から入力される送信電力制
御信号は、基地局から指示されるものである。

【０００７】前述した特開平１０−１０７６５４号公報
に記載された従来技術は、送信電力制御範囲を８５ｄＢ
とし、第１の利得制御範囲を４０ｄＢ、第２の利得制御
範囲を４５ｄＢとして制御範囲をそれぞれの可変利得制
御回路で分割して、高精度かつ広ダイナミックレンジな
送信電力制御を実現している。

【０００８】図１６に示す送信電力制御回路の送信電力
と利得との関係は、図１７に示すようなものとなる。図
１７において、横軸は送信電力［ｄＢｍ］、縦軸は利得
［ｄＢ］、Ｐ１［ｄＢｍ］は利得と実際の送信電力との
差分値であり、利得が０［ｄＢ］の場合の送信電力とな
る。また、第１の可変利得制御回路３０６の利得曲線を
４０１、第２の可変利得制御回路３０４の利得曲線を４
０２として示している。

【０００９】送信電力がＰ１［ｄＢｍ］からＰ１＋４０
［ｄＢｍ］までの利得制御範囲は、第１の可変利得制御
回路３０６の制御範囲に設定されており、送信電力が上
昇するに従って第１の利得制御回路の利得を増加させ
る。その際、第２の可変利得制御回路の利得は０［ｄ
Ｂ］にクランプされている。送信電力がＰ１＋４０［ｄ
Ｂｍ］からＰ１＋８５［ｄＢｍ］までの利得制御範囲
は、第２の可変利得制御回路３０４の制御範囲に設定さ
れており、第１の可変利得制御回路３０６の利得を最大
利得４０［ｄＢ］でクランプしておき、第２の可変利得
制御回路の利得を増加させる。このように２つの可変利
得制御回路の利得を制御することにより、図１７に合成
した利得曲線４００として示すように、高精度かつ広い
ダイナミックレンジを得ることができる。なお、前述に
おいて、説明を容易にするため、第１、第２の可変利得
制御回路の最小利得を０［ｄＢ］とした。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】前述した従来技術は、
送信電力制御範囲を２段の可変利得制御回路で２分割し
て利得の制御を行い、可変利得制御回路が持つ非直線性
歪みを利得コントローラによってそれぞれ独立に補正し
ている。一般に、可変利得制御回路を構成する増幅器、
減衰器等の素子は、温度変化あるいは経時変化等により
利得が変動する。このため、前述した従来技術は、第１
の可変利得制御回路と第２の可変利得制御回路とに温度
変化あるいは経時変化等により利得変動が生じた場合、
送信電力制御の性能が影響を受けるという問題点を有し
ている。特に、前述した従来技術は、第１の可変利得制
御回路３０６と第２の可変利得制御回路３０４とが独立
にその利得が変動した場合、図１７における曲線の途中
から傾きが変化してしまい送信電力の制御性能が悪化す
るという問題点を生じる。

【００１１】図１８は利得変動が生じた場合の従来技術
における送信電力対制御利得の関係を説明する図であ
り、以下、これについて説明する。

【００１２】いま、例えば、図１７において、第１の最
大利得が１０ｄＢ減少、第２の最大利得が５ｄＢ増加を
引き起したものとする。この場合、図１８に示すよう
に、第１の可変利得制御回路の利得曲線４０１が利得変
動により４１１へ変化し、第２の可変利得制御回路の利
得曲線４０２が４１２へ変化し、第１の可変利得制御回
路と第２の可変利得制御回路とを併せた利得曲線は４０
０から４１０へ変化してしまう。利得変動を伴った第１
の可変利得制御回路と第２の可変利得制御回路とを併せ
た利得曲線４１０は、接続点４１３から大きく傾きが異
なった曲線になってしまい、領域Ａと領域Ｂとでは電力
制御の精度に差が生じる。このような利得変動は、従来
技術の場合のように、第１の可変利得制御回路がＩＦ帯
域信号での利得制御、第２の可変利得制御回路がＲＦ帯
域信号での利得制御とした場合、部品が異なる、部品配
置場所が異なる等により、より顕著に現れる可能性があ
る。

【００１３】本発明の目的は、前述した従来技術の問題
点を解決し、（送信電力制御の全範囲に渡って、温度変
化あるいは経時変化等による利得変動が送信電力制御入
力与える影響を最小限に抑え、）高精度な送信電力の制
御を行うことのできる送信電力制御回路を提供すること
にある。

【００１４】

【課題を解決するための手段】本発明によれば、前記目
的は、無線送信機における送信電力を可変制御する送信
電力制御回路において、第１の可変利得制御回路及び第
２の可変利得制御回路と、前記第１、第２の可変利得制
御回路の利得を制御する第１、第２の利得制御信号を発
生する利得制御信号発生器とを備え、前記第１、第２の
利得制御信号発生器、送信電力制御範囲内の全てに渡っ
て、前記第１、第２の可変利得制御回路の利得を制御す
ることにより、また、前記第１の可変利得制御回路の制
御範囲と前記第２の可変利得制御回路の制御範囲とが異
なるようにされていることにより達成される。

【００１５】また、前記目的は、前記利得制御信号発生
器が、前記第１、第２の可変利得制御回路を制御する利
得制御信号作成のための制御信号を複数ビットのディジ
タル信号で受け、前記第１の可変利得制御回路の利得曲
線を１ＬＳＢ幅分で階段状に単調増加させるように制御
し、前記第２の可変利得制御回路利得曲線を１ＬＳＢ幅
分で振動しながら徐々に増加させるように制御すること
により、また、前記第１、第２の利得制御信号が、前記
第１、第２の可変利得制御回路が持つ非直線性歪みを予
め補正回路により補正された信号となっていることによ
り達成される。

【００１６】前述の手段により構成される本発明は、拡
散符号によって拡散変調されたスペクトル拡散信号の送
信電力の制御に使用して好適である。

【００１７】

【発明の実施の形態】以下、本発明による送信電力制御
回路の一実施形態を図面により詳細に説明する。

【００１８】図１は本発明の一実施形態による送信電力
制御回路の構成を示すブロック図、図２は可変利得制御
回路の構成例を示すブロック図、図３は可変利得制御回
路回路の特性例を説明する図、図４は利得制御信号発生
回路の構成例を示すブロック図、図５は補正データを作
成するために非直線特性データを測定する方法を説明す
るためのブロック図、図６、図７は非直線性特性データ
の測定結果例を説明する図である。図１、図２、図４、
図５において、１０１はＲＦ帯域バンドパスフィルタ、
１０２は電力増幅器、１０３は第２の可変利得制御回
路、１０４はミキサ、１０５は第１の可変利得制御回
路、１０６はＩＦ帯域バンドパスフィルタ、１０７は変
調器、１０８、１０９はベースバンド帯域ローパスフィ
ルタ、１１０、１１１はベースバンド入力端子（Ｉ信
号、Ｑ信号）、１１２は送信アンテナ、１１３はＲＦロ
ーカル信号発生器、１１４は第２の制御信号入力端子、
１１５は第１の制御信号入力端子、１１６は利得制御信
号発生器、１１７は送信電力値入力端子、１１８は補助
入力端子、１１９はＩＦローカル信号発生器、１２２は
電力計である。

【００１９】図１に示す本発明の一実施形態による送信
電力制御回路は、無線通信送信機に適用された例であ
り、ベースバンド入力端子１１０及び１１１を持つベー
スバンド帯域ローパスフィルタ１０８及び１０９、変調
器１０７、ＩＦローカル信号発生器１１９、ＩＦ帯域バ
ンドパスフィルタ１０６、利得制御信号入力端子１１５
を持つ第１の可変利得制御回路１０５、利得制御信号入
力端子１１４を持つ第２の可変利得制御回路１０３、ミ
キサ１０４、ＲＦローカル信号発生器１１３、電力増幅
器１０２、ＲＦ帯域バンドパスフィルタ１０１、送信ア
ンテナ１１２、送信電力値入力端子１１７及び補助入力
端子１１８を持つ利得制御信号発生器１１６、送信電力
値入力端子１１７、補助入力端子１１８により構成され
る。

【００２０】音声あるいはデータが拡散符号によってス
ペクトル拡散されたベースバンドＩ信号及びベースバン
ドＱ信号は、入力端子１１０（Ｉ信号）及び１１１（Ｑ
信号）からそれぞれ入力される。ベースバンドＩ信号、
Ｑ信号は、ＩＦ帯域ローパスフィルタ１０８及び１０９
を通過し、ベースバンド信号帯域以外の余分なノイズ信
号が除去される。ローパスフィルタ１０８及び１０９を
通過した信号は、変調器１０７とＩＦローカル信号発生
器１１９とにより変調（例えば、ＱＰＳＫ変調方式：Ｑ
uadri Ｐhase Ｓhift Ｋeying)されると共に、ＩＦ帯域
までアップコンバートされる。ＩＦ帯域は、例えば２０
０ＭＨｚ程度の周波数帯域である。変調された信号は、
バンドパスフィルタ１０６によりＩＦ帯域におけるイメ
ージ信号が除去される。イメージ信号が除去された変調
信号は、第１の可変利得制御回路１０５及び第２の可変
利得制御回路１０３を用いて可変制御され、所望の送信
電力に見合った利得の電力に増幅される。

【００２１】第１の可変利得制御回路１０５と第２の可
変利得制御回路１０３との間には、ミキサ１０４及びＲ
Ｆローカル信号発生器１１３とが設けられており、第２
の可変利得制御回路１０３により制御される信号は、Ｒ
Ｆ帯域にアップコンバートされている。ＲＦ帯域は、例
えば２ＧＨｚ程度の周波数帯域である。利得制御された
第２の利得制御回路の出力は、電力増幅器１０２により
無線伝送に必要な電力にまで固定利得増幅され、バンド
パスフィルタ１０１を用いてイメージ周波数が取り除か
れた後、送信アンテナ１１２を用いて無線伝送される。

【００２２】送信電力制御は、第１の可変利得制御回路
１０５と第２の可変利得制御回路１０３とによって行わ
れ、第１の可変利得制御回路１０５における第１の利得
と第２の可変利得制御回路１０３における第２の利得と
は、利得制御信号発生器１１６から発生される第１の利
得制御信号１２１と第２の利得制御信号１２０とにより
独立に制御される。なお、第１の利得制御信号１２１と
第２の利得制御信号１２０とは、第１の利得制御入力端
子１１５と第２の利得制御信号入力端子１１４とを介し
て信号のやりとりが行われる。以下では、第１の利得と
第２の利得とを併せた利得を制御利得と呼ぶこととす
る。第１の利得を得る第１の可変利得制御回路１０５と
第２の利得を得る第２の可変利得制御回路１０３とは、
利得制御の入力端子を持つ可変利得増幅器、あるいは、
固定利得増幅器と可変減衰器との組み合わせにより構成
することができる。

【００２３】図２に示す可変利得制御回路の例は、固定
利得増幅器と可変減衰器との組み合わせによって構成し
た例である。図２において、第１の可変利得制御回路１
０５は、第１の利得制御範囲以上の利得を持つ固定利得
の増幅器１０５２と第１の利得制御範囲を持つ可変減衰
器１０５１とにより簡単に構成されている。可変減衰器
１０５１は、利得制御信号１２１により減衰量が可変さ
れる。利得制御信号は、可変減衰器が電圧駆動のもので
あれば利得制御電圧となる。同様に、第２の可変利得制
御回路１０３は、第２の利得制御範囲以上の利得を持つ
固定利得の増幅器１０３２と第１の利得制御範囲を持つ
可変減衰器１０３１とにより簡単に構成されている。可
変減衰器１０３１は、利得制御信号１２０により減衰量
が可変される。

【００２４】図２に示した可変利得制御回路あるいは利
得制御の入力端子を持つ可変利得増幅器は、利得制御信
号に対して利得の傾斜が一定とは限らない。可変利得制
御回路における制御信号に対する利得特性の一般的な例
を図３に示している。図３において、横軸は制御信号を
電圧で表したものであり、縦軸は制御電圧に対する利得
を示したものである。

【００２５】図３から判るように、全ての制御電圧に対
し、実線で示す利得は、直線的に変化するものではな
い。制御電圧が０．６［Ｖ］近辺は、比較的直線である
が、制御電圧が０．４［Ｖ］以下あるいは０．８［Ｖ］
以上の部分では歪みが発生しており直線から大きく外れ
ている。移動局から基地局への上り回線では広い送信電
力制御範囲で、かつ、高精度な送信電力制御が必要とな
るため、この非直線特性を補正する必要がある。

【００２６】次に、可変利得制御回路の非直線性を補正
する機能を持つ利得制御信号発生器１１６の構成例を図
４により説明する。

【００２７】利得制御信号発生器１１６は、ローパスフ
ィルタ１１６１及び１１６２、Ｄ／Ａ変換器１１６３及
び１１６４、切り替え器１１６５及び１１６６、非直線
性補正回路１１６７及び１１６８、送信電力対利得変換
回路１１６９、送信電力値入力端子１１７、補助入力端
子１１８により構成される。送信電力値入力端子１１７
から入力された希望の送信電力値は、送信電力対利得変
換回路１１６９により希望の送信電力［ｄＢｍ］が、第
１の利得と第２の利得とを併せた制御利得［ｄＢ］に変
換される。例えば、最大送信電力を３０［ｄＢｍ］、ダ
イナミックレンジを９０［ｄＢ］とすると、送信電力が
３０［ｄＢｍ］のとき制御利得は９０［ｄＢ］となり、
送信電力が０［ｄＢｍ］のとき制御利得は６０［ｄ
Ｂ］、送信電力が−６０［ｄＢｍ］のとき制御利得は０
［ｄＢ］となる。

【００２８】送信電力対利得変換回路１１６９の出力
は、第１の非直線性補正回路１１６７及び第２の非直線
性補正回路１１６８のそれぞれに入力される。第１の非
直線性補正回路１１６７は、図１における可変利得制御
回路１０５の非直線性歪みを補正し、第２の非直線性補
正回路１１６８は、図１における可変利得制御回路１０
３の非直線性歪みを補正する。非直線性補正回路とは、
可変利得制御回路が持つ非直線歪みを予め測定により求
めた補正テーブルに基づいて、所望の利得に対する補正
された制御信号をデジタルデータで出力するものであ
る。

【００２９】Ｄ／Ａ変換器１１６３は、非直線性補正回
路１１６７から出力されるデジタルデータをアナログ信
号に変換する。切り替え器１１６５は、Ａ側に接続して
おくものとする。なお、Ｂ側の接続は、後述する補正テ
ーブル作成時に使用される。Ｄ／Ａ変換器から発生され
る不要なエイリアス信号は、ローパスフィルタ１１６１
により除去され、Ｄ／Ａ変換器からの信号が制御信号入
力端子１１５に利得制御信号１２１として出力される。
第２の非直線性補正回路１１６８の出力も、前述と同様
に、切り替え器１１６６をＡ側に接続し、Ｄ／Ａ変換器
１１６４によりデジタルデータをアナログ信号に変換
し、Ｄ／Ａ変換器１１６４から発生される不要なエイリ
アス信号をローパスフィルタ１１６２により除去した
後、制御信号入力端子１１４に利得制御信号１２０とし
て出力される。なお、非直線性補正回路１１６７、非直
線性補正回路１１６８、送信電力対利得変換回路１１６
９は、ＲＯＭ(Ｒead Ｏnly Ｍemory）によって簡単に構
成することができる。例えば、Ｄ／Ａ変換器１１６３及
びＤ／Ａ変換器１１６４の量子化ビット数を共に８ビッ
トとした場合、非直線性補正回路１１６７、非直線性補
正回路１１６８のＲＯＭからの出力ビット数もそれぞれ
８ビットとなる。また、ローパスフィルタ１１６１、１
１６２は、簡単なＬＣフィルタ等で構成することができ
る。

【００３０】次に、第１の可変利得制御回路の制御範囲
と第２の可変利得制御回路の制御範囲との選定方法につ
いて説明する。

【００３１】第１の可変利得制御回路の制御範囲をＧ
１、第２の可変利得制御回路の制御範囲をＧ２、第１の
制御信号に使用するＤ／Ａ変換器のフルスケール値（量
子化ビットが８ビットならば２５５）をＤ１、第２の制
御信号に使用するＤ／Ａ変換器のフルスケール値をＤ２
とし、Ｇ１≧Ｇ２に設定するものとする。

【００３２】いま、必要とする送信電力の制御範囲を
Ｒ、制御誤差をＥとすると、Ｒ≧Ｇ１＋Ｇ２かつＥ≦Ｇ
２／Ｄ２となるように各値を選定する必要がある。可変
利得制御回路の非直線性歪みを考慮するとＧ２／Ｄ２の
値は、より小さくする必要がある。なお、Ｄ１の値はＤ
２と同程度の値を推奨するが小さくても構わない。本発
明の効果をより発揮するためには、Ｇ１とＧ２との比を
大きくとるとよく、少なくともこの比を４〜５とするこ
とにより、広いダイナミックレンジを高精度に制御する
ことが可能となる。

【００３３】次に、非直線性補正回路における補正テー
ブルの作成方法について説明する。ここではＤ／Ａ変換
器１１６３及びＤ／Ａ変換器１１６４の量子化ビット数
が共に８ビットであるとし、また、前述に従って、第１
の可変利得制御回路１０５の利得制御範囲を７５［ｄ
Ｂ］、第２の可変利得制御回路１０３の利得制御範囲を
１５［ｄＢ］に設定して、送信電力制御のダイナミック
レンジを９０［ｄＢ］とするものとして説明する。

【００３４】まず、第１の可変利得制御回路１０５及び
第２の可変利得制御回路１０３の非直線性特性を採取す
る必要がある。この特性の採取は、図４における切り替
え器１１６５及び切り替え器１１６６を共にＢ側に接続
し、図５に示すように、図１に示す本発明の一実施形態
による送信電力制御回路における送信アンテナ１１２を
電力計１２２に置き換えた測定系を構築して行われる。

【００３５】図６、図７に非直線性特性データの測定結
果例を示しているが、図６により第１の可変利得制御回
路１０５と第２の可変利得制御回路１０３を併せた非直
線性特性を測定し、図７により第２の可変利得制御回路
のみの非直線性特性を測定する。なお、図６、図７にお
いて、第１の可変利得制御回路１０５へ利得制御信号１
２１を送出するＤ／Ａ変換器１１６３の入力デジタルデ
ータをＴＰＣ１、第２の可変利得制御回路１０３へ利得
制御信号１２０を送出するＤ／Ａ変換器１１６４の入力
デジタルデータをＴＰＣ２と呼ぶこととする。

【００３６】まず、図４に示す切り替え器１１６５及び
１１６６をＢ側に接続し、補助入力端子１１８から表１
及び表２に従いＴＰＣ１とＴＰＣ２とにデジタルデータ
８ビットのフルスケール（１６進で００〜ＦＦ）をある
間隔、例えば、“００”、“１０”、“２０”、“３
０”……“Ｅ０”、“Ｆ０”、“ＦＦ”の順に入力し、
その際の送信電力値を電力計１２２により測定し、表
１、表２の送信電力［ｄＢｍ］の欄に記入していく。な
お、第２の可変利得制御回路のみの非直線性特性を測定
する場合、ＴＰＣ１の値を“００”に固定しておく。ま
た、前述のＴＰＣ１とＴＰＣ２との間隔及びサンプル数
は可変利得制御回路の持つ非直線性特性、送信電力制御
精度、利得制御範囲によって適切な値が選択される。

【００３７】次に、前述した方法により測定された非直
線性特性データから第１の非直性性補正回路１１６７と
第２の非直線性補正回路１１６８とに備える補正テーブ
ルを作成する方法について説明する。

【００３８】図６、図７に示す測定データは、ＴＰＣ
１、ＴＰＣ２をある間隔で設定して測定された結果であ
るので、この結果をＴＰＣ１、ＴＰＣ２の８ビットの０
〜２５５の全数値に対して内挿補間を行う。なお、本発
明は、内挿補間方法に関しては特に限定は必要なく、可
変利得制御回路が一般的な素子を用いて構成されていれ
ば１次直線補間でよい。

【００３９】図８は第１の可変利得制御回路１０５の第
１の利得と第２の可変利得制御回路１０３の第２の利得
と変化の状況を説明する図、図９は図８における小利得
領域の詳細を拡大して説明する図である。以下、図８、
図９を参照して第１の可変利得制御回路１０５と第２の
可変利得制御回路１０３とによる送信電力制御の原理的
な説明を行う。図８、図９において、横軸が送信電力
［ｄＢｍ］、縦軸は利得［ｄＢ］であり、横軸のＰ１
［ｄＢｍ］は制御利得と実際の送信電力との差分値であ
り、制御利得が０［ｄＢ］の場合の送信電力となる。

【００４０】図８には、本発明の実施形態による送信電
力に対する第１の可変利得制御回路の第１の利得の曲線
５０１、第２の可変利得制御回路の第２の利得の曲線５
０２、第１の可変利得制御回路の第１の利得と第２の可
変利得制御回路の第２の利得を併せた利得の曲線５０３
を示している。図８から判るように、本発明の実施形態
は、第１の可変利得制御回路の第１の利得と第２の可変
利得制御回路の第２の利得とが、送信電力制御範囲を分
割して利得を制御することなく、制御範囲の全てに渡っ
て連続的な増加過程を共に辿るような利得曲線を持つ。

【００４１】そして、図９に示す図８の拡大図に見られ
るように、第１の可変利得制御回路１０５は、ＴＰＣ１
による制御により、第１の可変利得制御回路１０５の可
変域７５ｄＢをＤ／Ａ変換器１１６３における８ビット
の量子化ビット数のフルスケール値２５５で割った１Ｌ
ＳＢ幅分で階段状に単調増加させられる第１の利得の曲
線５０１を持つものとなる。これに対して、第２の可変
利得制御回路１０３は、ＴＰＣ２による制御により、第
２の可変利得制御回路１０３の可変域１５ｄＢをＤ／Ａ
変換器１１６４における８ビットの量子化ビット数のフ
ルスケール値２５５で割った１ＬＳＢ幅分で振動しなが
ら徐々に増加させられる第２の利得の曲線５０２を持つ
ものとなる。

【００４２】この結果、前述したような第１、第２の利
得曲線を併せた利得の曲線５０３は、第１の利得曲線５
０１を作るＴＰＣ１が変化せずに、第１の利得曲線が水
平になっている部分に、第２の利得曲線の単調に増加す
る部分が重ね合わされることになり、利得曲線５０３と
して示すように、スムーズに増加していくものとなる。
この場合、利得曲線５０３は、第２の可変利得制御回路
１０３の可変域１５ｄＢをＤ／Ａ変換器１１６４におけ
る８ビットの量子化ビット数のフルスケール値２５５で
割った１ＬＳＢ幅分の分解能を持つことになる。

【００４３】なお、図９に示す例は、可変利得制御回路
が非直線性歪みを持たない理想曲線の場合を例にして説
明したものであり、実際には非直線性特性の補正を行う
と横軸が部分的に伸縮するグラフとなる。

【００４４】図１０は送信電力Ｐ１＋２［ｄｂｍ］〜Ｐ
１＋９０［ｄｂｍ］の制御範囲における補正テーブル作
成法を説明する図、図１１は送信電力が非常に小さい場
合の補正テーブルの作成方法を説明する図、図１２、図
１３は補正テーブル作成の処理手順を説明するフローチ
ャート、図１４は作成された補正テーブルの例を示す図
であり、次に、図１０〜図１３を参照して、図１４に示
す補正テーブルの作成方法を具体的に説明する。図１
０、図１１の横軸は送信電力［ｄＢｍ］、縦軸が送信電
力に対するＤ／Ａ変換器１１６３に入力するデジタルデ
ータＴＰＣ１とＤ／Ａ変換器１１６４に入力するデジタ
ルデータＴＰＣ２である。

【００４５】まず、図１０を用いてＰ１＋２［ｄｂｍ］
〜Ｐ１＋９０［ｄｂｍ］の制御範囲における補正テーブ
ル作成法を説明する。

【００４６】いま、送信電力Ｐｔ［ｄＢｍ］におけるＴ
ＰＣ１［Ｐｔ］、ＴＰＣ２［Ｐｔ］を求めるものとす
る。図６により求められた第１の可変利得制御回路と第
２の可変利得制御回路とを同時に制御したときの送信電
力測定値をＰ１２［Ｎ］｛Ｎ＝０，１６，３２，６４，
…２４０，２５５｝、第１の可変利得制御回路の第１の
利得を固定し、第２の可変利得制御回路のみを制御した
ときの送信電力測定値をＰ２［Ｎ］｛Ｎ＝０，１６，３
２，６４，…２４０，２５５｝とする。次に、測定結果
Ｐ１２に基づき内挿補間した値を、Ｐ１２’［ｎ］｛ｎ
＝０，１，２，３，４，５，…２５４，２５５｝、測定
結果Ｐ２に基づき内挿補間した値を、Ｐ２’［ｎ］｛ｎ
＝０，１，２，３，４，５，…２５４，２５５｝とし、
図１２を参照して以下に説明するステップ１からステッ
プ３の手順に従ってＴＰＣ１［Ｐｔ］，ＴＰＣ２［Ｐ
ｔ］を求める。

【００４７】ステップ１：測定値Ｐ１２［Ｎ］、Ｐ２
［Ｎ］から数１、数２により内挿補間したＰ１２’
［ｎ］、Ｐ２’［ｎ］を求める。 P12'［N−j］＝P12［N］−j＊(P12［N］−P12［N−16］)／16 (N＝0,16,32…,240 j＝0,1,2,3,4,5,6,7…14,15) P12'［N−j］＝P12［N］−j＊(P12［N］−P12［N−15］)／15 (N＝255 j＝0,1,2,3,4,5,6,7…13,14) ……（数１） P2'［N−j］＝P12［N］−j＊(P12［N］−P12［N−16］)／16 (N＝0,16,32…,240,255 j＝0,1,2,3,4,5,6,7…14,15) P2'［N−j］＝P12［N］−j＊(P12［N］−P12［N−16］)／15 (N＝255 j＝0,1,2,3,4,5,6,7…13,14) ……（数２）

【００４８】ステップ２：目標値Ｐｔ以上でかつ最も近
いＰ１２’［ｎ］を数３によりサーチし、その時のｎを
数４に示すようにＴＰＣ１［Ｐｔ］とする。 search｛P12'［n］:(P12'［n−1］≦Pt＜P12'［n］＜P12'［n+1］)｝ ……（数３） TPC1［Pt］＝n ……（数４）

【００４９】ステップ３：数５によりΔＰ２’［ｎ］を
求め、数６を満たしていれば、その時のｎを数７に示す
ようにＴＰＣ２［Ｐｔ］とする。もし、数６を満たして
いなければ、目標値Ｐｔに最も近い（Ｐ１２’［ｎ］−
ｉΔＰ２’［ｎ］）を数８によりサーチし、その時のｎ
−ｉを数９に示すようにＴＰＣ２［Ｐｔ］とする。 ΔP2'［n］＝P2'［n］−P2'［n−1］ ……（数５） if(P12'［n］−Pt≦ΔP2'［n］) ……（数６） TPC2［Pt］＝n ……（数７） else(search{(P12'［n］-iΔP2'［n］):|(P12'［n］−iΔP2'［n］)−Pt| ≦ΔP2'［n］}) ……（数８） TPC2［Pt］＝n−i ……（数９）

【００５０】前述したステップ２からステップ３をＰｔ
＝Ｐ１＋２、Ｐ１＋３、Ｐ１＋４［ｄＢｍ］と順にＰ１
＋９０［ｄＢｍ］まで繰り返すことにより補正テーブル
が完成されていく。

【００５１】次に、図１１を参照して送信電力が非常に
小さい場合の補正テーブルの作成方法を説明する。送信
電力が非常に小さい場合は図１０のようなＴＰＣ１とＴ
ＰＣ２との増加過程を行うことができない範囲が存在す
る。ＴＰＣ１が徐々に増加するのに対し、ＴＰＣ２が振
動するのみで増加されない部分である。この範囲につい
ては、以下に図１３を参照して以下に説明するステップ
２’とステップ３’との手順に従ってＴＰＣ１［Ｐ
ｔ］，ＴＰＣ２［Ｐｔ］を求める。なお、ステップ１で
の処理は、この場合も同様に行われる。

【００５２】ステップ２’：目標値Ｐｔ以上でかつ最も
近いＰ１２’［ｎ］を数１０によりサーチし、その時の
ｎを数１１に示すようにＴＰＣ１［Ｐｔ］とする。 search{P12'［n］:(P12'［n−1］≦Pt＜P12'［n］＜P12'［n+1］)} ……（数１０） TPC1［Pt］＝n ……（数１１）

【００５３】ステップ３’：数１３によりΔＰ２’
［ｎ］を求め、数１４を満たしていれば、その時のｎを
数１５に示すようにＴＰＣ２［Ｐｔ］とする。もし、数
１４を満たしていなければ、目標値Ｐｔに最も近い（Ｐ
１２’［ｎ］−ｉΔＰ２’［ｎ］）を数１６によりサー
チし、ｎ−ｉを数１７に示すようにＴＰＣ２［Ｐｔ］と
する。もし、数１７のｎ−ｉが負の値となってしまった
場合、数１８、数１９のようにｎをｎ−１に１レベル下
げて、数２０を満たしていれば、その時のｎ−１を数２
１に示すようにＴＰＣ２［Ｐｔ］とする。もし、数２０
を満たしていなければ目標値Ｐｔに最も近い（Ｐ１２’
［ｎ−１］＋ｉΔＰ２’［ｎ］）を数２２によりサーチ
し、（ｎ−１）＋ｉを数２３に示すようにＴＰＣ２［Ｐ
ｔ］とする。 ΔP2'［n］＝P2'［n］−P2'［n−1］ ……（数１３） if(P12'［n］−Pt≦ΔP2'［n］) ……（数１４） TPC2［Pt］＝n ……（数１５） else(search{(P12'［n］-iΔP2'［n］):|(P12'［n］−iΔP2'［n］)−Pt| ≦ΔP2'［n］}) ……（数１６） TPC2［Pt］＝n−i ……（数１７） if(n−i<0) ……（数１８） TPC1［Pt］＝n−1 ……（数１９） if(P12'［n−1］−Pt≦ΔP2'［n−1］) ……（数２０） TPC2［Pt］＝n−1 ……（数２１） else(search{(P12'［n-1］+P2'［n-1］:|(P12'［n-1］+iΔP2'［n-1］)−Pt| ≦ΔP2'［n-1］}) ……（数２２ ） TPC2［Pt］＝(n−1)＋i ……（数２３）

【００５４】前述のステップ２、ステップ３の処理にお
いて、送信電力Ｐｔ［ｄＢｍ］が非常に小さい場合のＴ
ＰＣ１とＴＰＣ２とを算出する場合、送信電力がＰｔ
［ｄＢｍ］越えてかつ最も近い点を検出してこの点のＴ
ＰＣ１を決めてＴＰＣ２を１レベルづつ下げるとＴＰＣ
２を０レベルまで下げてもＰｔ［ｄＢｍ］に最も近い値
が得られない可能性が出てくる。そこで、ステップ
２’、ステップ３’を用いてＴＰＣ１を１レベル下げ、
その点からＴＰＣ２を１レベルづつ上げて送信電力がＰ
ｔ［ｄＢｍ］に最も近い値となるＴＰＣ２を得る。

【００５５】前述したような変換手法により図１４に示
すような補正テーブル表が作成することができる。図１
４は所望の送信電力［ｄＢｍ］に対し送信電力対利得変
換回路１１６９により変換された制御利得［ｄＢ］が記
されており、制御利得に対するＴＰＣ１とＴＰＣ２とが
記されている。図１４の補正テーブルにおけるＴＰＣ１
のデータ列が非直線性補正回路１１６７が持つ補正テー
ブルとなり、ＴＰＣ２のデータ列が非直線性補正回路１
１６８が持つ補正テーブルとなる。非直線性補正回路を
ＲＯＭにより構成した場合、制御利得の値がＲＯＭのア
ドレス入力となり、ＴＰＣ１及びＴＰＣ２それぞれがア
ドレス入力に対する格納データとなる。

【００５６】なお、前述した本発明の実施形態は、制御
ステップを１ｄＢとして説明したが、図１０、図１１を
見て判るように、制御ステップを可変することも可能で
ある。例えば、０．５ｄＢステップの高精度な制御を行
うことも可能である。ここで、図１１を見ると、送信電
力Ｐｔ＝Ｐ１＋０．５［ｄＢｍ］のＴＰＣ１、ＴＰＣ２
の値を求める場合、前述のステップ２’、ステップ３’
の手順が必要になってくることが判る。

【００５７】図１５は前述した本発明の実施形態の効果
を説明する図であり、以下、これについて説明する。図
１５に示す例は、従来技術の場合と同様に、第１の最大
利得が１０ｄＢ減少、第２の最大利得が５ｄＢ増加を引
き起した場合である。

【００５８】図１５に示すように、利得変動により第１
の可変利得制御回路の利得曲線５０１が５１１へ変化
し、第２の可変利得制御回路の利得曲線５０２が５１２
へ変化したものとする。第１の可変利得制御回路と第２
の可変利得制御回路を併せた利得曲線は５０３から５１
３へ変化する。従来技術の場合に、利得変動に伴い利得
曲線が途中から大きく傾きが異なった曲線になっていた
のに対し、本発明の実施形態の場合、送信電力制御範囲
の全てに渡って均一な制御を行うことができることが判
る。

【００５９】

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、２
つの可変利得制御回路に経年変動、温度変動等による利
得変動が独立に生じた場合にも、全制御範囲にわたり均
一な送信電力の制御を行うことが可能となり、さらに、
第１の可変利得制御回路の制御範囲と第２の可変利得制
御回路の制御範囲とを異ならせることにより、より高精
度な送信電力の制御を行うことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施形態による送信電力制御回路の
構成を示すブロック図である。

【図２】可変利得制御回路の構成例を示すブロック図で
ある。

【図３】可変利得制御回路回路の特性例を説明する図で
ある。

【図４】利得制御信号発生回路の構成例を示すブロック
図である。

【図５】補正データを作成するために非直線特性データ
を測定する方法を説明するためのブロック図である。

【図６】非直線性特性データの測定結果例を説明する図
である。

【図７】非直線性特性データの測定結果例を説明する図
である。

【図８】第１の可変利得制御回路１０５の第１の利得と
第２の可変利得制御回路１０３の第２の利得と変化の状
況を説明する図である。

【図９】図８における小利得領域の詳細を拡大して説明
する図である。

【図１０】送信電力Ｐ１＋２［ｄｂｍ］〜Ｐ１＋９０
［ｄｂｍ］の制御範囲における補正テーブル作成法を説
明する図である。

【図１１】送信電力が非常に小さい場合の補正テーブル
の作成方法を説明する図である。

【図１２】補正テーブル作成の処理手順を説明するフロ
ーチャートである。

【図１３】補正テーブル作成の処理手順を説明するフロ
ーチャートである。

【図１４】作成された作成された補正テーブルの例を示
す図である。

【図１５】本発明の実施形態の効果を説明する図であ
る。

【図１６】従来技術による送信電力制御回路の構成を示
すブロック図である。

【図１７】従来技術における送信電力対制御利得の関係
を説明する図である。

【図１８】利得変動が生じた場合の従来技術における送
信電力対制御利得の関係を説明する図である。

【符号の説明】

１０１、３０２ ＲＦ帯域バンドパスフィルタ １０２、３０３ 電力増幅器 １０３、３０４ 第２の可変利得制御回路 １０４、３０５ ミキサ １０５、３０６ 第１の可変利得制御回路 １０６、３０７ ＩＦ帯域バンドパスフィルタ １０７、３０８ 変調器 １０８、１０９ ベースバンド帯域ローパスフィルタ １１０、１１１ ベースバンド入力端子（Ｉ信号、Ｑ信
号） １１２、３０１ 送信アンテナ １１３、３１０ ＲＦローカル信号発生器 １１４ 第２の制御信号入力端子 １１５ 第１の制御信号入力端子 １１６ 利得制御信号発生器 １１７ 送信電力値入力端子 １１８ 補助入力端子 １１９、３１１ ＩＦローカル信号発生器 １２２ 電力計である。 ３０９ ベースバンド入力端子 ３１４ 利得コントローラ ３１５ 送信電力制御信号入力端子 ３１６ 利得クロスオーバスレッショルド入力端子 １０３１ 第２の可変減衰器 １０３２ 第２の固定利得増幅器 １０５１ 第１の可変減衰器 １０５２ 第１の固定利得増幅器 １１６１、１１６２ ローパスフィルタ １１６３、１１６４ Ｄ／Ａ変換器 １１６５、１１６６ 切り替え器 １１６７ 第１の非直線性補正回路 １１６８ 第２の非直線性補正回路 １１６９ 送信電力対利得変換回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 山谷 政雄 神奈川県横浜市戸塚区戸塚町216番地 株 式会社日立製作所情報通信事業部内 (72)発明者 中越 新 神奈川県横浜市戸塚区戸塚町216番地 株 式会社日立製作所情報通信事業部内 Ｆターム(参考） 5K022 EE01 EE21 5K060 CC04 CC11 DD04 FF06 HH05 HH06 HH11 HH14 HH22 HH31 HH39 KK06 LL01 LL22

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 無線送信機における送信電力を可変制御
   する送信電力制御回路において、第１の可変利得制御回
   路及び第２の可変利得制御回路と、前記第１、第２の可
   変利得制御回路の利得を制御する第１、第２の利得制御
   信号を発生する利得制御信号発生器とを備え、前記第
   １、第２の利得制御信号は、送信電力制御範囲内の全て
   に渡って、前記第１、第２の可変利得制御回路の利得を
   制御することを特徴とする送信電力制御回路。
2. 【請求項２】 前記第１の可変利得制御回路の制御範囲
   と前記第２の可変利得制御回路の制御範囲とが異なるこ
   とを特徴とする請求項１記載の送信電力制御回路。
3. 【請求項３】 前記利得制御信号発生器は、前記第１、
   第２の可変利得制御回路を制御する利得制御信号作成の
   ための制御信号を複数ビットのディジタル信号で受け、
   前記第１の可変利得制御回路の利得曲線を１ＬＳＢ幅分
   で階段状に単調増加させるように制御し、前記第２の可
   変利得制御回路利得曲線を１ＬＳＢ幅分で振動しながら
   徐々に増加させるように制御することを特徴とする請求
   項１または２記載の送信電力制御回路。
4. 【請求項４】 前記可利得制御信号発生器からの第１、
   第２の利得制御信号は、前記第１、第２の可変利得制御
   回路が持つ非直線性歪みを予め補正回路により補正され
   た信号となっていることを特徴とする請求項１、２また
   は３記載の送信電力制御回路。
5. 【請求項５】 請求項１ないし４のうち何れか１記載の
   送信電力制御回路の送信信号が、拡散符号によって拡散
   変調されたスペクトル拡散信号であることを特徴とする
   送信電力制御回路。