JP2000244356A - ダイレクトコンバージョン受信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 相互変調歪みと混変調歪みの発生が少ないダ
イレクトコンバージョン受信機を提供する。 【解決手段】 分配器４７がＲＦ受信信号を分配して、
Ｉ相ベースバンド変換部１４とＱ相ベースバンド変換部
１５とにそれぞれ入力し、Ｉ相ベースバンド変換部が局
部発振周波数２２を用いてＲＦ受信信号をＩ相ベースバ
ンド信号に変換し、Ｑ相ベースバンド変換部が９０度位
相をずらせた局部発振周波数２２を用いてＲＦ受信信号
をＱ相ベースバンド信号変換し、Ｉ相ベースバンド信号
からＩ相フィルタ４２がＩ相妨害波成分を抽出し、Ｑ相
ベースバンド信号からＱ相フィルタ４３がＱ相妨害波成
分を抽出する。Ｉ相妨害波信号とＱ相妨害波信号とをそ
れぞれＩ相ＲＦ変換部４４とＱ相ＲＦ変換部４５とで再
びＲＦ帯域に周波数変換し、これら妨害波信号を合成器
４６で合成して、加算器４８でＲＦ受信信号に加算して
妨害波成分を減少させる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、無線通信分野にお
けるダイレクトコンバージョン（直接検波）受信機に関
し、特に、相互変調歪みと混変調歪みを改善する技術に
関する。

【０００２】

【従来の技術】携帯無線電話では、自分の希望波以外に
も他の人の所持している携帯無線電話への電波が妨害波
として同時にアンテナで受信される。そして、大きいレ
ベルの複数の妨害波が入力されると、これら相互及び希
望波との相互変調による歪みが発生し、結果として希望
受信波の受信感度が劣化する問題がある。これを図６、
図７によって説明する。

【０００３】図６は、希望波ｆDを送信する送信アンテ
ナ１と複数の妨害波ｆｕD（ｆｕD１〜ｆｕDｎ）を送出
する送信アンテナ２の位置関係と、それぞれのアンテナ
から放射される電波の電界強度及び受信不能領域３を示
した図であり、（ａ）（ｃ）は送信アンテナ１、２の位
置関係を示し、（ｂ）はアンテナからの距離を横軸と
し、それぞれのアンテナから放射される電波の電界強度
ＥｆD、ＥｆｕDを縦軸とする距離と電界強度との関係を
示している。なお、図（ｂ）に示すＥＲは妨害波がない
時の携帯無線電話の受信可能な最低電界強度を示す。

【０００４】図示の横軸（距離）の範囲では、希望波ｆ
Dの強度ＥｆDは常にＥＲよりも大きいので、妨害波ｆｕ
D（ｆｕD１〜ｆｕDｎ）がなければいつでも受信可能で
ある。しかしながら、アンテナ２からの妨害波ｆｕDの
強度ＥｆｕDは、アンテナ２近くでは大きな値を持ち、
その値がＥｐｕDとなる位置ｄ１からＥｏｕDとなる位置
ｄ２の間では、妨害波の方が希望波の強度よりもΔ以上
大きくなる。ここに、Δは、これ以上妨害波レベルが希
望波レベルよりも大きくなると、相互変調により受信不
能になる値とする。この結果、相互変調歪み等により希
望波ｆDを受信することが不能になる範囲を平面上に示
すと、図６（ｃ）のような円３の範囲になる。

【０００５】図７は、携帯無線電話が受信可能な状況を
希望波ｆDの電界強度ＥｆDに対する妨害波ｆｕDの電界
強度ＥｆｕDの関係を示した図であり、本来、受信機は
最低電界強度ＥＲより大きい受信波を受信可能である
が、図６で説明したように妨害波ｆｕDのレベルが大き
くなるにつれて希望波の受信可能な最低のレベルは図の
曲線のように大きくなることを示している。図６の位
置ｄ１〜ｄ２の間では希望波と妨害波の電界強度範囲が
図７の曲線より下にあるので、この範囲では受信不能
になる。このように希望波は電界強度がＥＲ以上であっ
て十分に大きく（図ではＥｏDの強度）、妨害波がなけ
れば携帯無線電話が受信可能な範囲内に位置しているに
もかかわらず、妨害波のために受信不能となることは利
用者にとって著しく不都合な欠点であった。

【０００６】このような欠点に対して従来では次ぎのよ
うな対策を施していた。図８には、ページャに採用され
た従来のダイレクトコンバージョン受信機の構成を示し
てある。このダイレクトコンバージョン受信機は、アン
テナ１０で受信した信号をアンプ（ＬＮＡ：低雑音増幅
器）１１及び帯域制限フィルタ１２を通して直接検波回
路１３に入力して、直接検波回路１３により基底帯域
（ベースバンド）信号を得ている。直接検波（すなわ
ち、ダイレクトコンバージョン）とは、変調波の中心周
波数とほぼ等しい直交局部発振周波数（ローカル周波
数）を用いて、ＲＦ帯域の受信波を直接ベースバンド信
号に変換する処理法であり、この処理法は、スーパーヘ
テロダイン方式と比べ中間周波数帯（ＩＦ帯）での増幅
器や帯域制限等のフィルタなどが不要となるため、受信
機の小型化や低消費電力化に有効で、小型携帯性を要求
され且つバッテリを電源とする携帯無線電話やページャ
等の携帯無線通信機にとって有利なものである。

【０００７】直接検波回路１３は、べースバンドで動作
可能な回路であってＩＣ化したものであり、帯域制限フ
ィルタ１２からのＲＦ信号がそれぞれ入力される２つの
混合器（ミキサ）１４、１５と、ベースバンド通過フィ
ルタ１６、１７と、リミタアンプ１８、１９と、４相検
波器２０と、アンプ２１とを有している。混合器１４
は、局部発振器２２からの変調波の中心周波数とほぼ等
しい局部発振周波数と、帯域フィルタ１２のＲＦ信号出
力との混合を行って、Ｉ相のベースバンド帯域に周波数
変換する。また、混合器１５は、位相変更器２３で９０
゜位相シフトした局部発振周波数と帯域フィルタ１２の
ＲＦ信号出力との混合を行って、Ｑ相のベースバンド帯
域に周波数変換する。

【０００８】そして、混合器１４、１５のベースバンド
信号出力はそれぞれベースバンド通過フィルタ１６、１
７、リミタアンプ１８、１９を通り、４相検波器２０に
入力される。４相検波器２０は、局部発振器２２の出力
周波数と受信信号の周波数とが一致しないために生じる
ビート成分を除去し、ベースバンドの信号成分のみを取
り出し、このベースバンド信号は合成されてアンプ２１
を介してベースバンドのディジタル受信信号処理部（図
示省略）へ送られる。

【０００９】一方、ベースバンド通過フィルタ１６の出
力の一部は、ＡＧＣ（自動利得制御）回路２５に送ら
れ、フィルタ２６、増幅器２７、検波整流回路２８で直
流化され、低周波通過フィルタ（ＬＰＦ）２９を介して
ダイオード３０へ印加される。このＡＧＣ回路２５によ
るＡＧＣ制御の仕方を以下で説明する。ＬＰＦ２９は、
検波整流回路２８の出力を平滑化させるとともにアンテ
ナ１０からの高周波の逆流の防止をさせる働きをする。
さらに、ＬＰＦ２９の出力の大小によってダイオード３
０の等価抵抗の値を変化させ、かくして、妨害波入力時
に増幅器１１の利得を減少させる。

【００１０】この時のダイオード３０の等価抵抗と希望
波ｆDの電界強度との関係を図９に示す。特性ａ、ｂ、
ｃは増幅器１１の増幅率によって決定されるもので、特
性ａは増幅率が高い時を、特性ｃは増幅率が低い時を示
し、特性ｂはその中間の値である。ここで、アンテナ１
０の出力はある共振インピーダンスを持って出力されて
いるため、希望波ｆDの電界強度がある一定の値（図９
の曲線が下降し始める値）より大きくなると、前記の通
りダイオード３０の等価抵抗が下がり始める。これによ
り、アンテナインピーダンスが下げられることになり、
等価的に増幅器１１への入力レベルが下げらることにな
る。

【００１１】したがって、増幅器２７、検波整流回路２
８、ＬＰＦ２９、ダイオード３０からなる回路を付加す
ることにより、受信機は希望波ｆDにより自動利得制御
（ＡＧＣ）がかけられる。このことにより、妨害波ｆｕ
Dの受信電界強度が大きいときは、増幅器１１への妨害
波ｆｕDの入力レベルが抑えられて、混変調歪みの発生
が防止され、妨害波存在時の受信可能範囲は図１０に示
す曲線の上側となる。これは、図７に示した曲線
（図１０にも同じ記号で示した）の上部の範囲よりも大
幅に広がっている。なお、図１０のＰ点の位置は前記Ａ
ＧＣの動作する位置であり、これは増幅器２７の利得を
設定することによって決定することができる。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
ダイレクトコンバージョン受信機にあっては、妨害波の
入力電界強度により自動利得制御が行われるため、希望
波も妨害波とともに減衰して受信感度が悪化してしまう
という問題があった。図１１（ａ）に示すように希望波
３１の受信電界強度が妨害波３２の電界強度と同等で、
受信感度点３３（受信感度仕様を満足する希望波入力電
界）よりも十分大きな場合、図１１（ｂ）に示すように
希望波３１は妨害波３２とともにΔだけ減衰したとして
も、受信感度点３３よりも大きな電界強度を保持してい
るため受信可能であり、よって、従来の受信機であって
も相互変調歪みや混変調歪みの発生を抑える有効な手段
であった。

【００１３】しかしながら、図１２（ａ）に示すように
希望波３１の受信電界強度が妨害波３２に比べ非常に小
さく、受信感度点３３に比べさほど大きくない場合に
は、図１２（ｂ）に示すように希望波が自動利得制御に
より減衰してしまい、結果として受信電界強度が受信感
度点より小さくなって受信不能の状態に陥ってしまう。
なお、ダイレクトコンバージョン受信機はページャに適
用された実績はあるものの、受信感度仕様、相互変調歪
み仕様がページャよりも厳しい携帯無線電話機において
は、以上述べてきた問題点を解消できなかったため、製
品化された例はない。

【００１４】本発明は上記従来の事情にかんがみなされ
たもので、相互変調歪みと混変調歪みの発生が少ないダ
イレクトコンバージョン受信機を提供することを目的と
する。また、ページャ等の無線通信機の受信部としてだ
けでなく、携帯無線電話機の受信部に採用して好適なる
ダイレクトコンバージョン受信機を提供することを目的
とする。

【００１５】

【課題を解決するための手段】本発明に係るダイレクト
コンバージョン受信機は、線形性の高い回路を用いて相
互変調歪みの発生を抑えるのではなく、相互変調歪みの
発生源である妨害波を除去するものであり、このため
に、ベースバンド信号から妨害波のみを取り出し、再度
ＲＦ帯域に周波数変換して、ＲＦ帯域の受信信号と加算
することで当該受信信号中の妨害波を減衰させ、受信機
の相互変調特性を改善している。

【００１６】本発明に係るダイレクトコンバージョン受
信機では、ベースバンド変換部が局部発振周波数を用い
てＲＦ帯域の受信信号をベースバンド帯域に周波数変換
し、このベースバンド出力信号からフィルタにより妨害
波成分を抽出する。そして、フィルタから出力される妨
害波信号をＲＦ変換部で再度ＲＦ帯域に周波数変換し
て、このＲＦ帯域の妨害波信号を加算器で前記ＲＦ帯域
の受信信号に加算して妨害波成分を減少させる。これに
より、前記ベースバンド変換部から得られるベースバン
ド信号中から妨害波信号成分は除去され、当該ベースバ
ンド信号が受信信号処理部へ出力されて、高感度な受信
処理がなされる。

【００１７】また、直交検波方式の受信処理がなされる
場合には、本発明に係るダイレクトコンバージョン受信
機では、分配器がＲＦ帯域の受信信号を分配して、Ｉ相
ベースバンド変換部とＱ相ベースバンド変換部とにそれ
ぞれ入力し、Ｉ相ベースバンド変換部が局部発振周波数
を用いてＲＦ帯域の受信信号をＩ相ベースバンド帯域に
周波数変換し、Ｑ相ベースバンド変換部が９０度位相を
ずらせた局部発振周波数を用いてＲＦ帯域の受信信号を
Ｑ相ベースバンド帯域に周波数変換し、Ｉ相ベースバン
ド信号からＩ相フィルタがＩ相妨害波成分を抽出し、Ｑ
相ベースバンド信号からＱ相フィルタがＱ相妨害波成分
を抽出する。そして、Ｉ相フィルタから出力されるＩ相
妨害波信号をＩ相ＲＦ変換部で再びＲＦ帯域に周波数変
換し、Ｑ相フィルタから出力されるＱ相妨害波信号をＱ
相ＲＦ変換部で再びＲＦ帯域に周波数変換し、これらＲ
Ｆ帯域のＩ相妨害波信号とＱ相妨害波信号とを合成器で
合成して、これら合成されたＲＦ帯域の妨害波信号を加
算器で前記ＲＦ帯域の受信信号に加算して妨害波成分を
減少させる。これにより、前記ベースバンド変換部から
得られるベースバンド信号中から妨害波信号成分は除去
され、当該ベースバンド信号が受信信号処理部へ出力さ
れて、高感度な受信処理がなされる。

【００１８】

【発明の実施の形態】本発明に係るダイレクトコンバー
ジョン受信機を、図に示す一実施形態を参照して具体的
に説明する。なお、図８に示した従来例と同様な部分に
は同一符号を付して、重複する説明は省略する。

【００１９】図１には、本発明に係るダイレクトコンバ
ージョン受信機の一例を示してある。この受信機におい
ては、アンテナ１０に入射した微弱な電波（ＲＦ受信信
号）がＬＡＮ１１により増幅され、フィルタ１２を通っ
て分配器４１で２つに分配され、一方のＲＦ受信信号は
Ｉ相ミキサ１４に入力され、他方のＲＦ受信信号はＱ相
ミキサ１５に入力される。Ｉ相ミキサ１４には局部発振
器２２からの変調波の中心周波数とほぼ等しい局部発振
周波数が入力され、この局部発振周波数とＲＦ受信信号
との混合を行って、Ｉ相のベースバンド信号に周波数変
換する。また、混合器１５には位相変更器２３で９０゜
位相シフトした局部発振周波数が入力され、この局部発
振周波数とＲＦ受信信号との混合を行って、Ｑ相のベー
スバンド信号に周波数変換する。そして、ミキサ１４、
１５のベースバンド信号出力はそれぞれベースバンド通
過フィルタ１６、１７、リミタアンプ１８、１９を通
り、従来と同様に４相検波器２０に入力されて、ベース
バンドのディジタル受信信号処理部（図示省略）へ送ら
れる。

【００２０】ここで、ミキサ１４、１５のベースバンド
信号出力の一部は、それぞれ妨害波のキャンセルにも用
いられている。すなわち、Ｉ相ミキサ１４からのＩ相の
ベースバンド信号の一部は、ハイパスフィルタ４２を通
すことによってＩ相の妨害波信号成分が抽出され、この
妨害波信号がミキサ４４で局部発振周波数と混合される
ことによって、再びＩ相のＲＦ帯域に周波数変換され
る。また、Ｑ相ミキサ１５からのＱ相のベースバンド信
号の一部は、ハイパスフィルタ４３を通すことによって
Ｑ相の妨害波信号成分が抽出され、この妨害波信号がミ
キサ４５で９０゜位相シフトした局部発振周波数と混合
されることによって、再びＱ相のＲＦ帯域に周波数変換
される。

【００２１】そして、これらＩ相とＱ相のＲＦ帯域妨害
波信号は合成器４６で合成され、この合成されたＲＦ帯
域妨害波信号を遅延素子４７で１８０度位相を遅延させ
ることにより逆相に反転させて、加算器４８でＲＦ受信
信号に加算する。これにより、ミキサ１４、１５（すな
わち、直接検波回路）に入力されるＲＦ受信信号中から
妨害波信号成分が除去され、比較的妨害波の強度が高い
通信環境においても高感度な受信処理がなされる。

【００２２】図２を参照して、上記の妨害波の除去処理
を詳しく説明する。なお、説明を簡単化するため、Ｉ相
側の一方のみを例にとって説明するが、Ｑ相側について
も同様であり、また、両相を合成した場合においても同
様である。希望波５１および妨害波５２、５３がアンテ
ナ１０に入射し、ＬＡＮ１１で増幅されると、その時の
周波数スペクトラムは図２（ａ）に示すように、希望波
５１より高周波数帯に妨害波５２、５３が表れたものに
なる。なお、本例では、希望波５１の受信レベルが妨害
波５２、５３に比べて比較的小さくしている。

【００２３】ここで、ミキサ１４はある程度の利得が要
求されることから、どうしてもその非線形性により妨害
波５２、５３との相互変調で３次相互変調歪が発生する
ため、ミキサ１４からの出力は図２（ｂ）に示すように
３次相互変調歪５４を発生する。そして、図２（ｃ）に
示すように、妨害波５２、５３はフィルタ１６により除
去され、希望波５１と３次相互変調歪５４が残る。この
３次相互変調歪５４は希望波５１と同じ帯域内に発生す
るため、受信性能を著しく劣化させる。

【００２４】これに対して、ハイパスフィルタ４２によ
り希望波５１が除去され、、妨害波キャンセル用ミキサ
４４の出力は図２（ｄ）に示すように妨害波５２、５３
のみのスペクトラムとなる。この妨害波５２、５３はミ
キサ４４でＲＦ帯域に周波数変換され、更に遅延素子４
７により位相が１８０゜の整数倍遅れるように制御さ
れ、加算器４８でＲＦ受信信号波に加算される。この結
果、ＲＦ受信信号中から妨害波５２、５３は除去又は減
衰され、図２（ｅ）に示すように、ミキサ１４からの出
力において、希望波と妨害波との相互変調で発生する３
次相互変調歪５４も解消又は低減させることができる。

【００２５】

【実施例】シンボルレート２４．３Ｋｓｐｓ、ＲＦ９２
０ＭＨｚのＱＰＳＫ変調信号について、位相変化させな
いもの（被キャンセル信号）と位相を０から３６０゜変
化させたもの（キャンセル用信号）をＲＦ帯域で加算し
たときのシミュレーション結果を図３に示す。同図より
明らかなように、位相が１０８゜から２５２゜の範囲
で、信号が減衰している。また、キャンセル用信号の位
相を１８０゜の整数倍（５から１０００００）変化させ
たときのシミュレーション結果を図４に示す。同図に示
すように、位相が１８０゜の整数倍でずれている限り、
ＲＦ周波数の１０００００周期分（１０００００×１／
９２０ＭＨｚ＝１０９μｓｅｃ）だけ遅延があっても妨
害波を減衰させることが可能であることが示された。

【００２６】また、本発明において図１に示したミキサ
１４、１５及びミキサ４４、４５、更にはハイパスフィ
ルタ４２、４３の遅延が、キャンセル量に明らかに影響
を与える。しかしながら、バイポーラトランジスタで構
成したギルバートセル型ミキサの遅延量をシミュレーシ
ョンした結果、図５に示すように１．５ｎｓｅｃ程度の
遅延量であり、また、ハイパスフィルタについても、ベ
ッセル型を用いれば、通過域の遅延量は高々数１０ｎｓ
ｅｃである。すなわち、ミキサ、フィルタの遅延量の和
は高々数１０ｎｓｅｃである。

【００２７】図４の結果とあわせて考えれば、本発明が
十分に実現可能であることは明らかである。また遅延素
子４７はマイクロストリップライン等を用いて、必要量
を故意に遅延させることが容易に行える。キャンセル用
信号（ＲＦ妨害波）を被キャンセル用信号（ＲＦ受信信
号）に対して、１８０゜の整数倍だけ位相を変化させる
には精度が必要であるが、１ＧＨｚの信号の波長は３０
ｃｍであり、マイクロストリップラインを製造工程でト
リミングし、その長さを調整することで、十分制御可能
である。

【００２８】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によると、
ベースバンド信号から妨害波のみを取り出し、再度ＲＦ
帯域に周波数変換して、ＲＦ帯域の受信信号と加算する
ことで当該受信信号中の妨害波を減衰させるようにした
ため、受信信号中から相互変調歪みの発生源である妨害
波を除去して、相互変調歪みと混変調歪みの発生が少な
いダイレクトコンバージョン受信機を実現することがで
きる。また、本発明は、その優れた相互変調特性から、
受信感度仕様や相互変調歪み仕様が厳しい携帯無線電話
機においても実施することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の一実施形態に係るダイレクトコンバ
ージョン受信機の構成図である。

【図２】 本発明の一実施形態に係る妨害波除去処理を
説明するグラフである。

【図３】 本発明の一実施例に係る減衰量と位相差との
関係を示すグラフである。

【図４】 本発明の一実施例に係る減衰量と位相差との
関係を示すグラフである。

【図５】 本発明の一実施例に係る遅延時間のシミュレ
ーション結果を示すグラフである。

【図６】 希望波と妨害波との関係を説明するグラフで
ある。

【図７】 希望波の受信可能範囲を説明するグラフであ
る。

【図８】 従来のダイレクトコンバージョン受信機の構
成図である。

【図９】 ダイオードの等価抵抗特性を示すグラフであ
る。

【図１０】 希望波の受信可能範囲を説明するグラフで
ある。

【図１１】 従来のＡＧＣ制御による処理を説明するグ
ラフである。

【図１２】 従来のＡＧＣ制御による処理を説明するグ
ラフである。

【符号の説明】

１４：Ｉ相ミキサ（ベースバンド変換器）、１５：Ｑ相
ミキサ（ベースバンド変換器）、２２：局部発振器、
２３：９０度位相制御器、４２：Ｉ相ハイパスフィルタ
（Ｉ相フィルタ）、４３：Ｑ相ハイパスフィルタ（Ｑ相
フィルタ）、４４：Ｉ相ミキサ（ＲＦ変換器） ４５：
Ｑ相ミキサ（ＲＦ変換器）、４６：合成器、 ４７：遅
延素子、 ４８：加算器、

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ＲＦ帯域の受信信号をベースバンド帯域
   に周波数変換して受信信号処理部へ出力するダイレクト
   コンバージョン受信機において、 局部発振周波数を用いてＲＦ帯域の受信信号をベースバ
   ンド帯域に周波数変換するベースバンド変換部と、 ベースバンド変換部からの出力信号から妨害波成分を抽
   出するフィルタと、 フィルタから出力される妨害波信号をＲＦ帯域に再度周
   波数変換するＲＦ変換部と、 ＲＦ変換部から出力される妨害波信号を前記ＲＦ帯域の
   受信信号に加算して妨害波成分を減少させる加算器と、
   を備え、 前記ベースバンド変換部からの出力を受信信号処理部へ
   出力するダイレクトコンバージョン受信機。
2. 【請求項２】 ＲＦ帯域の受信信号をベースバンド帯域
   に周波数変換して受信信号処理部へ出力するダイレクト
   コンバージョン受信機において、 ＲＦ帯域の受信信号を分配する分配器と、 局部発振周波数を用いてＲＦ帯域の受信信号をベースバ
   ンド帯域に周波数変換するＩ相ベースバンド変換部と、 ９０度位相をずらせた局部発振周波数を用いてＲＦ帯域
   の受信信号をベースバンド帯域に周波数変換するＱ相ベ
   ースバンド変換部と、 Ｉ相ベースバンド変換部からの出力信号から妨害波成分
   を抽出するＩ相フィルタと、 Ｑ相ベースバンド変換部からの出力信号から妨害波成分
   を抽出するＱ相フィルタと、 Ｉ相フィルタから出力される妨害波信号をＲＦ帯域に再
   度周波数変換するＩ相ＲＦ変換部と、 Ｑ相フィルタから出力される妨害波信号をＲＦ帯域に再
   度周波数変換するＱ相ＲＦ変換部と、 Ｉ相ＲＦ変換部とＱ相ＲＦ変換部とから出力されるＩ相
   妨害波信号とＱ相妨害波信号とを合成する合成器と、 合成器から出力される妨害波信号を前記ＲＦ帯域の受信
   信号に加算して妨害波成分を減少させる加算器と、を備
   え、 前記Ｉ相ベースバンド変換部及びＱ相ベースバンド変換
   部からの出力を受信信号処理部へ出力するダイレクトコ
   ンバージョン受信機。