JP2000174567A

JP2000174567A - 自動弁別型光受信回路および光送受信モジュール

Info

Publication number: JP2000174567A
Application number: JP10351159A
Authority: JP
Inventors: Katsuji Uenishi; 克二上西
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1998-12-10
Filing date: 1998-12-10
Publication date: 2000-06-23

Abstract

(57)【要約】【課題】高速の光受信回路に対して小さな低域遮断周
波数を確保し、ワンチップＩＣ化が容易なコンパクト性
と低消費電力化を実現できる自動弁別型光受信回路、お
よびモジュールを提供する。【解決手段】入力光信号は、光検出器で電流信号に変
換され、さらにトランス・インピーダンス増幅器ＴＩＡ
に入力され、電圧信号に変換する。トランス・インピー
ダンス増幅器出力信号の平均直流電圧レベルに近い基準
電圧源信号を準備し、互いの信号を高周波差動増幅器Ａ
の各々の入力端に入力する。高周波差動増幅器Ａの差動
出力電圧は、差動ミラー積分回路で増幅し、さらにその
信号の大きさは周波数依存性の無い減衰器ＡＴで一定の
割合で減衰され、これを誤差信号として上記直流電圧オ
フセット調節回路の制御電圧として帰還する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】光通信や光データリンクに使
用される光伝送装置に係わり、中でも光受信信号の波形
再生最適弁別レベルを自動的に求める機能を具備する光
受信回路および光送受信モジュールに関する。

【０００２】

【従来の技術】ディジタル化の波を受けて急速に変貌と
拡大を遂げているマルチメディア機器においては、その
バックボーンを支えるものとしてＷＡＮからＬＡＮに至
る種々の光ネットワークが使われている。光ネットワー
ク・バックボーン技術としての遠距離・高速・高容量を
目的とする光通信やＦＤＤＩに限らず、ディジタルＡＶ
機器やコンピューター関連機器間を接続する比較的短距
離の目的にも、信頼性が高く、かつ、高スループットの
光インターコネクト技術を積極的に活用する動きが高ま
っている。これらの要求に応えるべく、ファイバーチャ
ンネルやＩＥＥＥ１３９４が規格化され、光ファイバー
を使ったデータリンクが開発されて急速に立上り始めて
いる。また、コンピューターにおいてもダウンサイジン
グが進み、比較的高性能のＥＷＳやＰＣが末端でも標準
的に使われるようになってきた。それらをクラスター化
したコネクティド・システムとして有効に活用するため
にも、最近では光インターコネクトに対する期待が大き
い。それらに対する基本要求仕様としては、スループッ
トの高速性能に加えて実用的な視点での適合性が重視さ
れている。即ち、システムに組込む実装性の立場から
は、冷却が不要な低消費電力と、コンピューター内部ボ
ード上で使用されるＩＣと同じインターフェースでの接
続可能性、出来れば同じ内部電源電圧で動作可能なコン
パクトなものなどの要求であり、コスト・バランスとコ
スト・パフォーマンスの立場からは、低コストの光送・
受信モジュールへの要求が強い。特に、最近規格が固ま
りつつあるＩＥＥＥ１３９４では、使用する光ファイバ
ーの低コスト化と光リンクモジュールそのものの低コス
ト化の狙いから、屈折率分布型のプラスチックファイバ
ーの採用と同時に、最終的にはプラスチック・モールド
の小型・低コスト品への展開を指向する動きが見られ
る。

【０００３】従来、光通信用の高速光受信モジュールで
は、光検出器とフロントエンド増幅器、識別回路、クロ
ック再生回路、制御回路など個々の機能ＩＣと必要な抵
抗や容量などの個別能動素子を基板上に実装して作成
し、総合的に所望の特性を達成する手法が使われてき
た。しかしこの方法では、光モジュール・サイズが大き
くなるばかりでなく、低消費電力と低コストの実現は難
しい。特に、個別素子を多数組合わせ、かつ、所望の特
性を得るために種々の調整個所が多いものでは、製造コ
ストに占める人件費の割合が大きくなることは明白で
り、同時に、汎用部品として見込まれる大量需要にも実
質的に製造能力が応じきれない恐れがある。

【０００４】このため、光受信回路においては、光検出
器からの出力電流を入力すれば送信モジュール入力信号
と同じ論理レベルの信号で、かつ、伝送歪みの小さな再
生パルス信号出力が得られる必要な機能を全てＩＣに内
蔵し、かつ、外付き部品も不要で無調整で組み立てれば
動作するワンチップＩＣ化が望ましい。もっと具体的に
は、伝送された入力パルス電流波形から、自動的にパル
ス電流振幅を検出し、その振幅中心レベルで信号弁別し
てパルス波形を再生する機能を持たせる必要がある。特
にシリアル転送方式では通常行われていることである
が、伝送すべき信号にスクランブルを懸けたり、例えば
８Ｂ１０Ｂなどのコード変換を適用して、パルス信号の
論理ＨｉｇｈとＬｏｗの平均比率が等しくなる機能を含
んでいる。このようなシリアル転送方式の光リンクにお
いては、光検出器から入力される電流パルス信号を一旦
差動電圧信号に変換し、それら差動信号間の平均電圧の
差が零に成るような手段を設けてやれば、互いに逆相の
信号がその振幅中心で交差するようになるので、これら
の機能を内蔵して上記再生機能を実現するＩＣ化が期待
される。

【０００５】以上のような振幅中心で交差する信号を容
易に得る方法として、従来は図１７に示されるような回
路方式の光受信回路が使われてきた。光検出器ＰＤから
出力される電流パルス信号は、トランスインピーダンス
増幅器ＴＩＡで電圧に変換され、シングルエンドの電圧
信号とされる。差動増幅回路Ｄｉｆｆ−Ａの一端に直流
成分を分離するためにＣで容量結合を行い、一端が基準
電圧Ｖｒｅｆに接続された抵抗Ｒの他端に入力し差動増
幅器の他端は同じ値Ｒの抵抗を経由して同じ基準電圧Ｖ
ｒｅｆに接続した回路方式である。基本周波数がある程
度高いパルス入力に対しては、この回路から出力される
差動信号はパルス振幅の中点で交差したものが得られ
る。しかし、この方式の低周波側の遮断周波数は、原理
的に使用した容量Ｃと抵抗Ｒの積のＣＲ時定数で一義的
に決まる。このため、出力パルスのサグを小さくしたり
パルス遷移間隔が長い信号を扱う必要があって、低周波
遮断周波数を小さく選ばなければならない場合が多く、
巨大サイズの容量や抵抗をＩＣ上に形成する必要が出
る。この結果、チップ面積が増大するばかりでなく、寄
生容量も大きくなってそれを駆動するために回路バイア
ス電流の増大を招き消費電力が増え、さらにはＩＣ上の
部品レイアウトが分散して高周波特性が狙ったようには
出し難い、などの問題が生じていた。

【０００６】別の方式としては、高周波差動増幅器の出
力電圧の平均直流電圧が零となるように帰還回路を使用
して直流オフセット電圧に対して帰還を懸ける方式が考
えられる。この時には、帰還回路を含めたループ利得が
３ｄＢ下がったところが遮断周波数となる。帰還回路に
工夫をすれば、低域遮断周波数を物理的ＣＲ時定数で決
まる値よりも低くすることが原理的には可能なはずであ
る。しかし、従来の回路例では、単純に帰還回路にＲＣ
を使った高周波ロールオフ特性を持たせたものや、最
近、長堀らによって出願された特開平８−２７９７１８
に開示されているように、図２に示されるような帰還誤
差増幅回路を完全なミラー積分回路にしたものであっ
た。これら２つのの回路特性を実際に解析して見ると、
本質的には、低周波遮断周波数は高周波遮断周波数を規
定しているＲＣ時定数、または、積分ＲＣ時定数の物理
的値で一義的に決まる低域遮断特性を示すことが判る。
このため、上述した容量結合方式で問題となった課題を
根本から解決するものでは無く、依然低消費電力化と低
コスト化したワンチップＩＣの実現上問題があった。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】最近のシリアル光デー
タリンクに使われる光受信回路ＩＣにおいては、伝送さ
れた入力パルス電流波形から自動的にパルス電流平均振
幅を検出し、その平均振幅の中心レベルを求め、そのレ
ベルで入力信号を弁別してパルス波形を再生する機能を
内臓させることが不可欠である。システム要求から必須
な低域遮断周波数を確保しながらこの機能を実現するた
めには、従来の光受信回路の構造と方式では、外部に接
続した容量や抵抗などの個別部品を使用するか、チップ
面積と消費電力の増大や高周波特性の劣化などの犠牲を
払ってでも強引にＩＣ上に巨大サイズの容量や抵抗を設
置する手法を採ることが避けられず、ワンチップＩＣを
実現する上で種々の不具合が生じ、実用的に大きな問題
があった。本発明はこれらの問題点を考慮して行われた
ものであり、ＩＣ上に物理的に置いた小さなＣＲ積の部
品と増幅器との組合せにより回路特性上実効的に大きな
時定数として作用するようにし、しかも回路規模の小さ
な誤差増幅器で実現することによって高速の光受信回路
に対しても十分に小さな低周波遮断周波数を確保し、ワ
ンチップＩＣ化が容易なコンパクト性と低消費電力化を
実現できる自動弁別型光受信回路、および低電源電圧動
作する光コネクター結合型プラスチック光送受信モジュ
ールを提供することにある。

【０００８】

【課題を解決するための手段】最初入力光信号は、光検
出器に入力され電流信号に変換される。電流信号はトラ
ンス・インピーダンス増幅器に入力され、更に電圧信号
に変換する。トランス・インピーダンス増幅器が差動型
の場合には、平均直流電圧レベルは一般には異なってい
るが、高周波パルス信号としては位相が逆転した差動信
号が得られる。シングルエンド型の場合には、トランス
・インピーダンス増幅器出力信号の平均直流電圧レベル
に近い基準電圧源信号を準備し、互いの信号を高周波差
動増幅器の各々の入力端に入力する。ここで使用する高
周波差動増幅回路には、高周波信号を一定の利得で増幅
する作用と合わせて、外部制御電圧によって高周波出力
信号の平均直流電圧レベルを調整できる機能を持つ直流
電圧オフセット調節回路も具備させる。高周波差動増幅
器の差動出力電圧は、各々大きな抵抗値のＲを介して差
動型誤差増幅器に入力される。誤差増幅器の入力インピ
ーダンスは高いので、高周波出力信号に影響を及ぼすこ
とは無い。抵抗Ｒを経由して入力された信号入力端子に
は、同時に差動増幅された逆位相の出力電圧が容量Ｃを
介して帰還されており、ミラー積分回路を形成してあ
る。差動積分回路の信号の大きさは周波数依存性の無い
減衰器で一定の割合で減衰され、これを誤差信号として
上記直流電圧オフセット調節回路の制御電圧として帰還
する。この帰還によって、高周波差動増幅器の差動出力
端の平均出力電圧が同じ値に自動的に調節されるため、
ＨｉｇｈとＬｏｗの平均確率が同じで位相が逆の差動パ
ルス信号は、互いにパルス振幅の中心で交差するように
なる。

【０００９】一方、平均出力電圧を比較する誤差増幅器
では、入力信号に対してはＲＣ時定数を持つミラー積分
回路として作用するが、帰還信号は積分器出力を減衰し
て利用するため、帰還回路のループ利得が一定値を取る
帯域幅は減衰した分低周波側に移動して、実効的にその
分時定数が大きな積分回路を利用した場合と同じ効果が
生じる。減衰器によって直流付近での帰還信号のループ
利得が小さくなった分だけ直流オフセット補正誤差が大
きくなる可能性は生じるが、必要に応じてミラー積分器
の開放利得を上げたり、直流オフセット補正回路を多段
構成とすることによって解決することが出来る。

【００１０】このようにして得た交差電圧信号を弁別し
て矩形パルスにし、最終的に必要な論理レベル信号にパ
ルス整形する出力回路に入力することによって、送信回
路入力と同じ論理信号が再生される。以上述べた回路構
成によって、所望の特徴を全て兼ね備えた自動弁別型光
受信回路が得られる。

【００１１】光検出器ＰＤが電流を吐き出すタイプのも
のの場合には、高周波差動増幅器段に直流電圧オフセッ
ト調節回路を内蔵させる代わりに、ＰＤに直列にエミッ
ター接地型のｎｐｎバイポーラ・トランジスターのベー
スに、または、ｎチャンネル・ソース接地型のＦＥＴの
ゲートに上記誤差信号を単相信号に変換して帰還して
も、同様にＲＣ時定数増大効果の特徴を持つ自動弁別型
光受信回路が実現できる。更にフロントエンドに差動型
トランス・インピーダンス増幅器を使用する場合には、
複雑な高周波差動増幅器を使用しなくても自動弁別型光
受信回路を構成することが可能である。

【００１２】

【発明の実施の形態】以下、具体的に図面を使った実施
例に沿って本発明の詳細を説明する。図１は請求項１に
対応する本発明の基本的な自動弁別型光受信回路の実施
例である。光受信器に入力した光信号は、光検出器ＰＤ
に入力されて電流信号に変換される。電流信号はトラン
ス・インピーダンス増幅器ＴＩＡに入力され、更に電圧
信号に変換される。図に示した例のようにＴＩＡがシン
グルエンド型の場合には、ＴＩＡ出力そのもの、また
は、必要に応じてレベルシフトした信号とその信号の平
均直流電圧レベルに近い電圧源Ｖｒｅｆ信号を準備し、
互いの信号をトランジスターＱ１とＱ２からなる高周波
差動増幅器の各々のベースに入力する。抵抗値が同じ値
の負荷抵抗Ｒ１とＲ２には、互いの平均直流電圧レベル
は一般には異なっているが、パルス信号としては位相が
逆転した差動増幅信号が得られ、エミッターフォロワを
介して差動出力ＯＵＴとＯＵＴ／を得る。抵抗Ｒ１とＲ
２とには、各々入力した高周波信号を含む増幅する目的
のトランジスターＱ１とＱ２のコレクターと並列して、
各々Ｑ４とＱ５のコレクターが接続されている。Ｑ４と
Ｑ５も基本的にはＲ１とＲ２を負荷抵抗とする差動増幅
回路を構成するが、ベースの差動入力信号としては低周
波の制御電圧を入力して、直流成分に近い変動だけを受
け付ける定電流制御回路として動作させる。その結果、
外部入力制御電圧の大きさに応じてＲ１とＲ２の平均直
流電圧端子レベル電圧を互いに逆向きに上下するように
制御できるため、Ｑ１とＱ２の入力に含まれていた直流
オフセット電圧を消去して、ＯＵＴとＯＵＴ／には平均
直流電圧レベルが同じで、パルス信号の上下が互いに逆
向きの信号を発生することが出来る。

【００１３】出力電圧ＯＵＴとＯＵＴ／は、次段のパル
ス弁別回路に入力されると同時に、差動型誤差増幅器Ａ
にも入力される。誤差増幅器Ａの入力端子＋／−には、
抵抗値の大きな抵抗Ｒが直列に挿入してあり、高周波出
力信号に影響を及ぼすことは無い。信号入力端子＋とー
には、差動増幅された逆位相の出力電圧が互いの容量Ｃ
を介して帰還されており、ミラー積分回路が形成されて
いる。差動積分回路の出力信号の大きさは、周波数依存
性の無い減衰器を使用して一定の割合で減衰させ、これ
を誤差信号としてＱ４とＱ５のベースに直流電圧オフセ
ット制御電圧として帰還する。この帰還によって、ＯＵ
ＴとＯＵＴ／の平均出力電圧は常時同じ値に自動的に調
節されるため、ＨｉｇｈとＬｏｗの平均確率が同じで位
相が逆の差動パルス信号は、互いにパルス振幅の中心で
交差するようになる。

【００１４】従来、平均出力電圧を比較する誤差増幅器
としては、図２に示されるような単純なミラー積分回路
が用いられてきた。この場合には、誤差増幅器の周波数
利得特性を表す図４にのＧｒｃ曲線で示されるように、
誤差増幅器単独の利得曲線Ｇｏｐｅｎの高周波側をＲＣ
時定数でロールオフしたものとなっている。従って、帰
還を閉じたときのループ利得が３ｄＢとなる遮断周波数
は物理的なＲＣ時定数で一義的に決まる値となる。一
方、図３に示されるように、入力信号に対してはＲＣ時
定数を持つミラー積分回路として作用するが、帰還信号
はそれを減衰して利用する場合には、例えば２０ｄＢの
減衰を適用した図４のＧａｔ曲線に見られるように帰還
回路のループ利得が３ｄＢを取る帯域幅は信号を減衰し
た分低周波側に移動し、実効的にその分時定数３倍以上
大きな積分回路を利用した場合と同じ効果が生じる。

【００１５】以上のような回路構成の直流電圧オフセッ
ト消去回路ＤＣｏｆｆｓＣａｎに対する入力信号として
は、図１に示すＴＩＡ出力とＶｒｅｆの代わりに、図５
に示される差動型ＴＩＡを使用することにより、一般に
は多少の直流オフセット電圧が含まれるものの、直接得
られる差動信号を利用でき、ＤＣｏｆｆｓＣａｎの負担
を小さくすることが出来る。図６に示されるようにＰＤ
の平均出力に近い定電流源を入力とし、ＴＩＡと論理回
路的に等価なＴＩＡ‘回路から出力される電圧を基準電
圧に利用する場合には、回路動作環境の変化に対しても
内部の動作バイアス点は相対的に変動が小さいので、Ｄ
ＣｏｆｆｓＣａｎの負担は更に軽くなる。図７に示され
るように一旦得られたＴＩＡ信号の平均値を求めたもの
を基準電圧に使う場合は、ＰＤへの入力が変動してもＤ
ＣｏｆｆｓＣａｎで相殺すべき量が更に小さいなって有
利である。ただし、平均電圧を求めるのにＲＣミラー積
分器の低域遮断周波数が回路全体の低域遮断周波数に影
響を及ぼす可能性があるので、ＤＣｏｆｆｓＣａｎ同様
のＲＣ時定数を実効上増大する回路を使用することが望
ましい。これらの実施例では、多少回路は複雑になる
が、温度変動などの動作環境にに強くなる効果が期待で
きるほかに、ＤＣｏｆｆｓＣａｎ入力のオフセット電圧
が初めから小さくなる効果が期待できるので、総合的な
特性を向上させたり、動作マージンが拡大する特徴が得
られる。

【００１６】実際に設計した回路例１を図８に示す。高
周波増幅トランジスターのＱ１とＱ２のエミッターには
電流帰還抵抗Ｒ４とＲ５が接続されており、エミッター
間には容量Ｃ５を接続して高周波領域の拡大を狙うと同
時に、Ｑ２のベース入力が直流電圧に固定されている時
でも、Ｒ１とＲ２に発生する差動電圧信号の振幅誤差が
最小になるようにしてある。また、誤差増幅器として
は、基準電圧ＶｂｂとトランジスターＱ１３と抵抗Ｒ１
６から構成される定電流発生回路を共通エミッターに接
続したトランジスターＱ１１とＱ１２の差動増幅回路一
段からなる回路であり、各々のベースには抵抗値がＲの
Ｒ１０とＲ１１を介してＱ７とＱ８のエミッター・フォ
ロワ出力が入力される。コレクター出力電圧は、容量値
がＣのＣ１とＣ２を介してベースに接続され、差動ミラ
ー積分回路となっている。一方、Ｑ１１とＱ１２のコレ
クターに接続された負荷抵抗は、各々Ｒ１２とＲ１４、
および、Ｒ１３とＲ１５の直列接続の抵抗が用いられ、
積分された増幅誤差信号は、各々抵抗Ｒ１２とＲ１４、
および、Ｒ１３とＲ１５で電圧が分割減衰されて、エミ
ッター・フォロワで出力インピーダンスを小さくして帰
還出力される。従って、この回路例では、請求項１と２
の実施例になっていると同時に、請求項４の実施例にも
なっている。この回路によって得られる出力信号の周波
数特性は、図９の三角印が付けられた曲線で表わされ
る。１ＧＨｚ以上の周波数領域で差動信号の多少のアン
バランスが見られるが、１００ＫＨｚから約１ＧＨｚの
帯域に亙ってほぼ平坦な周波数特性が得られていること
が判る。使用したＲＣ時定数からは、従来の帰還回路を
使った場合の低域遮断周波数が７３０ｋＨｚであったも
のが、同じ抵抗と容量を使っても７倍ほど改善されてい
ることが実証された。

【００１７】しかし、１０ＫＨｚ以下の周波数帯域でも
必ずしも利得が零とはなっておらず、帰還信号の減衰に
よって直流付近での帰還信号のループ利得が小さくなっ
た分だけ直流オフセット補正誤差が大きくなる可能性が
ある。しかしこの場合には、必要に応じて帰還増幅器の
開放利得を上げたり、直流オフセット補正回路を多段構
成とすることによって解決することが出来る。図８の実
施例の回路を２段重ねにした時の周波数特性は、図９の
四角印が付けられた曲線となる。１ＧＨｚ近傍の差動バ
ランスが改善されているほか、１０ＫＨｚ以下の周波数
利得も限りなく零に近づき、大幅に特性が改善されてい
ることが判る。図１０の実施例では、ミラー積分器の増
幅器を差動二段の構成とした例である。この場合には増
幅器利得が著しく大きくなったので、抵抗Ｒ１２とＲ１
４、および、Ｒ１３とＲ１５の比率を大きくして減衰量
を更に大きくしたため、図１１に示される通り、同じＲ
Ｃを使っても低域遮断周波数は約５０ｋＨｚまで下げる
ことが出来た。同時に１ｋＨｚ以下の周波数領域では、
利得がほぼ零となっており、直流オフセット電圧の消去
特性も良好であることが実証されている。

【００１８】このようにして得たパルス振幅の中心で交
差する電圧信号を、最終的に必要な論理レベル信号にパ
ルス整形する出力回路に入力することによって、送信回
路入力と同じ論理信号が再生される。以上述べた回路構
成を使うことによって、小さなサイズの容量と抵抗を使
っても所望の低域遮断周波数が得られるため、回路の高
周波特性を確保できるようなレイアウトも可能となるほ
か、寄生容量が小さくなるため内部回路のバイアス電流
も小さくすることが出来る。結果的に、低コスト・低消
費電力のワンチップＩＣとして、システム要求を十分に
満たす帯域幅を確保した自動弁別型光受信回路が実現で
きた。

【００１９】以上述べた実施例では、高周波差動増幅回
路で直流バイアス電圧を調節してオフセット電圧を相殺
する方式について示した。これとは直流オフセット電圧
の相殺方式が異なる実施例を次に示す。図１２には請求
項３に対応する本発明の基本的な構成例であり、高周波
差動増幅器段に直流電圧オフセット調節回路を内蔵させ
る代わりに、ＴＩＡ入力端にトランジスターの直流電流
を帰還する方法を採用している。基本的な誤差増幅器の
構成は同じであるが、制御素子がシングルエンドに成っ
ていることと制御感度を合わせるために差動信号をシン
グルエンド信号に変換するバッファ回路が付加されてい
る。

【００２０】具体的に設計された回路例を図１３に示
す。光検出器Ｄ１が電流を吐き出すタイプの場合には、
高周波差動増幅器段に直流電圧オフセット調節回路を内
蔵させる代わりに、Ｄ１に直列にエミッター接地型のｎ
ｐｎバイポーラ・トランジスターＱ３０を接続して定電
流回路として動作させ、ベースに入力される制御電圧で
電流値を調節してオフセット電圧を制御し、相殺してい
る。この回路構成は、請求項５の一つの実施例ともなっ
ている。図１０の実施例同様、誤差増幅器の積分回路は
Ｑ３８、Ｑ３９、Ｑ４１とＱ４２から構成される差動二
段の増幅器であり、抵抗Ｒ４２とＲ４３に得られる差動
増幅信号をＲ４５−Ｒ４７の抵抗で減衰し、Ｑ４７とＱ
４８からなる増幅器で誤差信号を単相信号に変換して誤
差補正信号としてＱ３２のベースに帰還し、光検出器の
出力電流とは逆向きの電流値を調節して差動出力電圧の
同相・逆相信号の直流オフセットを相殺している。前記
の直接負荷抵抗を分割した請求項４の実施例とは異な
り、負荷抵抗間に合計の抵抗値が負荷抵抗Ｒ４２とＲ４
３よりも大きなＲ４５−Ｒ４７を接続した簡単な減衰回
路を使用しており、これは別の請求項４の実施例となっ
ている。この実施例ではフロントエンドには差動型ＴＩ
Ａを使用してあり、直接差動電圧信号が出力されるの
で、この差動信号を抵抗Ｒ３７とＲ３８を介して誤差増
幅器に入力している。結果的に、互いの信号の振幅中心
で交差する差動信号出力が得られるのでこれを弁別回路
に入力し、最終的には所望の論理レベルに変換するパル
ス出力回路を組合せれば、自動弁別型光受信回路が実現
できる。なお、回路中には、帰還増幅器の安定のために
Ｒ５１とＣ３４、Ｒ４９とＣ３３からなる位相調整回路
が挿入されている。図１４に差動型ＴＩＡ出力電圧利得
の周波数特性を示す。この場合も上記と同じＲＣ時定数
を持つ素子を使って、約２００ｋＨｚの低周波遮断周波
数を実現している。元々差動型ＴＩＡの同相出力と逆相
出力の利得が一割ほど異なるので差動出力に僅かながら
アンバランスが生じるが、最終的には互いの平均直流電
圧レベルが同じ値になるように制御されるので、お互い
にパルス振幅中心で交差する信号が得られる。このアン
バランスは弁別回路で吸収され、最終的差動出力パルス
にアンバランスが生じることは無い。図１３の積分増幅
器の差動増幅段数を３段に増やし、抵抗Ｒ４５−Ｒ４７
における電圧減衰量を増やした場合の周波数特性を図１
５に示す。この場合も低域遮断周波数が半分の約１００
ｋＨｚまで低下することが出来た。

【００２１】当然、ｎｐｎバイポーラ・トランジスター
の代わりにｎチャンネル・ソース接地型のＦＥＴを使
い、そのゲートに前記同様の誤差増幅した帰還電圧を入
力することによって、同様にＲＣ時定数増大効果の特徴
を持つ自動弁別型光受信回路が実現できる。これは、請
求項５の別の実施例である。更にフロントエンドに差動
型トランス・インピーダンス増幅器を使用する場合に
は、複雑な高周波差動増幅器を使用しなくても自動弁別
型光受信回路を構成することが可能であった。詳細な実
施例は省略するが、シングルエンド型ＴＩＡと前記同様
の基準電圧信号を差動増幅回路に入力して差動電圧信号
を発生させ、総合的に直流オフセット電圧を相殺する方
式に適用しても同様の効果が得られることは明らかであ
る。

【００２２】以上では、自動弁別型光受信回路そのもの
の具体的実施例を示た。誤差増幅器を積分回路と減衰器
の組合せで構成し、部品サイズが小さな容量と抵抗を使
っても実効的にＲＣ時定数が大きな積分回路を誤差増幅
器に使った時と同様の特性が得られる送受信モジュール
の実施例が図１５である。前記自動弁別型受信回路が組
み込まれたＩＣ１と、光検出ＰＤ素子２、モジュールを
動作させるのに付随する容量９と抵抗１０は、４のプリ
ント配線基板上、またはＳｉマイクロマシン加工チップ
に絶縁膜を介して配線パターを形成した基板上一括実装
され、サブモジュールとなっている。このサブモジュー
ル上のＰＤと外部とはプラスチック・ファイバーなどの
光導波路で光結合させるため、モジュールに一括整形さ
れた光コネクター５を設けた。モジュール外部と電気的
に結合するためのリード６を具備しており、７で示され
るプラスチック・パッケージに一括モールドした構造と
なっていることを特徴としている。図１５では、リード
がモジュールの一側端にだけ設けてあるが、残りの他の
パッケージ側端に設置しても構わない。また、モジュー
ルをプリント基板に実装する時の機械的強度を得る目的
のリードを付随させても構わない。当然、送信モジュー
ルと並列して受信モジュールを実装して一体成形したト
ランシーバー・モジュールとした構造としても、本発明
の趣旨を逸脱するものではなく、図１５ではそのような
光送受信モジュールの例として光半導体レーザ３と送信
ＩＣ８を内蔵するものを示した。本発明によって、単一
の電源で動作し、しかも電源電圧は他の信号処理ＩＣに
供給するものと同一で構わず低消費電力でコンパクトな
光コネクター結合型プラスチック送信モジュールと光送
受信モジュールが実現できた。

【００２３】以上、Ｓｉバイポーラ・トランジスターを
対象に具体的実施例を説明してきた。具体的な回路を構
成するのに採用したトランジスター素子の特性に応じて
回路を修正が必要となるのは言うまでもないが、Ｓｉバ
イポーラ・トランジスターに限らず、ＳｉＭＯＳＦＥ
ＴやＣＭＯＳ、ＳｉＧｅＨＢＴ、ＧａＡｓＭＥＳＦ
ＥＴ、ＧａＡｓまたはＩｎＰを基板とするＨＥＭＴやＨ
ＢＴなど、他のトランジスター素子を適用した場合で
も、本発明の趣旨を変更することなく原理的に同様の動
作をする光半導体素子駆動回路が実現することは言うま
でもない。また、光検出素子としては、フォトダイオー
ドを意識して説明したが、適用波長帯域に適合し電流を
発生するものであれば材質やデバイス構造に囚われる必
要は無い。また、光半導体レーザを受光素子として転用
しても良いし、光導電素子を使った場合にはフロントエ
ンドをＴＩＡの代わりに通常の電圧増幅器に置換えれ
ば、本発明の趣旨を変更することなく適用できることは
言うまでもない。

【００２４】

【発明の効果】物理的に決まるＲＣ時定数を回路特性上
実効的に増倍して使用することによって、素子サイズが
小さな容量と抵抗を使った場合でもシステム要求に合致
する小さな低周波遮断周波数が実現できるので、回路電
流を絞り込んでも高周波特性が保持でき、かつ、ワンチ
ップＩＣ化が容易なコンパクトな自動弁別型光受信回路
が実現できた。この結果、電源電圧は他の信号処理ＩＣ
と共用した単一の電源で動作し、しかも、通常の放熱設
計で使用可能な低消費電力でコンパクトな光コネクター
結合型プラスチック光送信モジュールが低コストで実現
できた。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の基本回路構成と直流電圧オフセット相
殺回路の構成実施例を示す回路図。

【図２】誤差増幅器として使用される差動型積分増幅器
の従来例を示す回路図。

【図３】本発明で採用された誤差増幅回路の構成実施例
を示す回路図。

【図４】誤差増幅帰還ループの利得の周波数特性を示す
線図。

【図５】差動型ＴＩＡ回路を採用したときの本発明の実
施例を示す回路図。

【図６】別のＴＩＡ回路で基準電圧を発生させる方式を
採用した実施例を示す回路図。

【図７】ＴＩＡ出力からその平均電圧を求める方式を採
用した実施例を示す回路図。

【図８】本発明の具体的な回路設計例１を示す回路図。

【図９】設計例１とそれを２段重ねた高周波増幅回路の
周波数特性を示す線図。

【図１０】積分増幅器を差動２段構成にした時の本発明
の具体的な回路設計例２を示す回路図。

【図１１】回路設計例２の高周波増幅回路の周波数特性
を示す線図。

【図１２】別の電流帰還方式を使った本発明の基本回路
構成の実施例を示す回路図。

【図１３】別の電流帰還方式の本発明の具体的回路設計
例３を示す回路図。

【図１４】回路設計例３の高周波増幅回路の周波数特性
を示す線図。

【図１５】回路設計例３の誤差増幅を差動３段に変形し
た時の高周波増幅回路の周波数特性を示す線図。

【図１６】光コネクター結合型プラスチック光送受信モ
ジュールの実施例を示す斜視図。

【図１７】容量結合型自動弁別光受信回路の従来例を示
す回路図。

【符号の説明】

ＩＮＰＵＴ正相入力信号ＩＮＰＵＴ／逆相入力信号ＯＵＴＰＵＴ正相出力信号ＯＵＴＰＵＴ／逆相出力信号ＳＩＧ正相高周波入力ＳＩＧ／逆相高周波入力ＯＵＴ正相パルス出力ＯＵＴ／逆相パルス出力ＰＤ、Ｄ１光検出器Ｑ１−Ｑ４８トランジスターＲ１−Ｒ４９抵抗Ｃ１−Ｃ３３容量Ｒｆ、Ｒｆ‘ 帰還抵抗ＴＩＡトランス・インピーダンス増幅器ＡＴ減衰器Ａ、Ｄｉｆｆ−Ａ差動増幅器Ｂｕｆ差動／シングルエンド変換バッファ回
路Ｖｒｅｆ基準電圧Ｖｃｃ電源電圧Ｇｎｄ接地Ｖｂｂバイアス電圧１受信ＩＣ２光検出器３光半導体レーザー素子４プリント基板、または、Ｓｉマイクロ
マシン加工基板５光コネクター６リード端子７プラスチック・モールド・パッケージ８受信回路ＩＣ９容量１０抵抗

フロントページの続き (51)Int.Cl.⁷ 識別記号ＦＩテーマコート゛(参考）Ｈ０４Ｂ 10/04 10/06 Ｆターム(参考） 5J091 AA01 AA56 CA36 CA91 FA09 FA17 HA02 HA09 HA25 HA29 HA44 KA01 KA02 KA05 KA12 KA23 KA31 MA11 MA21 QA04 TA01 TA03 5J092 AA01 AA56 CA36 CA91 FA09 FA17 HA02 HA09 HA25 HA29 HA44 KA01 KA02 KA05 KA12 KA23 KA31 MA11 MA21 QA04 TA01 TA03 UL01 5K002 AA03 AA05 AA07 BA31 DA07

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】光信号入力を受信した光検出器から出力
される電流信号をトランス・インピーダンス増幅器で電
圧に変換・増幅し、その電圧信号を入力として互いに逆
相の差動電圧信号を出力する高周波差動増幅回路と、そ
の互いの平均出力電圧信号レベルが同一の値となるよう
に制御する作用を呈する帰還増幅器と直流電流バイアス
調整回路と、直流オフセット電圧が相殺された差動信号
の交差点を弁別してパルス波形を整形して論理レベル信
号を再生する回路からなり、かつ、該帰還増幅器は、平
均電圧を算出するＲＣ積分回路と減衰回路の組合せから
構成される誤差増幅器であることを特徴とする自動弁別
型光受信回路。
【請求項２】前記高周波差動増幅回路の負荷抵抗に同
時に直流バイアス電流の帰還を懸け、差動出力電圧の同
相・逆相信号の直流オフセット電圧を補償して互いの信
号の振幅中心で交差する差動信号出力を得る直流電圧オ
フセット消去回路を具備することを特徴とする請求項１
に記載の自動弁別型光受信回路。
【請求項３】前記トランス・インピーダンス増幅器の
入力には光検出器の出力電流と、それに直列に接続され
た電圧制御型定電流回路からの出力電流が合成入力され
る回路構成において、誤差増幅器の出力電圧で該電圧制
御型定電流回路出力を変えることにより光検出器の出力
電流とは逆向きの電流値を調節して差動出力電圧の同相
・逆相信号の直流オフセット電圧を相殺し、互いの信号
の振幅中心で交差する差動信号出力を得る直流電圧オフ
セット・キャンセル回路を具備することを特徴とする請
求項１に記載の自動弁別型光受信回路。
【請求項４】差動誤差増幅回路の負荷抵抗を分割、ま
たは、負荷抵抗間に信号分割抵抗を接続し、積分回路に
必要な大きな利得を稼ぐと同時に、出力減衰回路を一体
として形成された構成のトランジスター差動増幅回路を
具備していることを特徴とする請求項１から３に記載の
自動弁別型光受信回路。
【請求項５】前記電圧制御型定電流回路制御素子とし
て、エミッター接地型バイポーラ・トランジスター、又
はソース接地型ＦＥＴを使用したことを特徴とする請求
項３と４に記載の自動弁別型光受信回路。
【請求項６】プリント配線基板上、または、Ｓｉマイ
クロマシン加工したチップ表面に絶縁膜を介して配線パ
ターを形成した基板上に、光半導体素子と、請求項１か
ら５に記載の光受信回路を少なくとも機能の一部として
組み込んだＩＣと、ＩＣを動作させるために付随する容
量と抵抗とを同時に搭載して構成したサブモジュール
と、そのサブモジュールに光結合する光コネクターと電
気結合するリードとを具備し、プラスチック・パッケー
ジに一体整形した構造を特徴とする光送受信モジュー
ル。