JP3301734B2 - 相補ｈｂｔ共通ベース・プッシュ・プル前置増幅器を有する平衡光受信機 - Google Patents
相補ｈｂｔ共通ベース・プッシュ・プル前置増幅器を有する平衡光受信機Info
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/04—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements with semiconductor devices only
- H03F3/08—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements with semiconductor devices only controlled by light
-
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
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- H03F3/30—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor
- H03F3/3069—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor the emitters of complementary power transistors being connected to the output
- H03F3/3076—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor the emitters of complementary power transistors being connected to the output with symmetrical driving of the end stage
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Optical Communication System (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、平衡光受信機（ｂ
ａｌａｎｃｅｄ ｐｈｏｔｏｒｅｃｅｉｖｅｒ）に関
し、更に特定すれば、共通ベース入力段を有し、ＤＣか
らミリメートル波周波数までの周波数帯域にわたって動
作可能な増幅器に直接結合された１つ以上のフォトダイ
オードを含み、出力波形の対称性に優れ、ノイズ特性が
比較的低く、モノリシックに集積して平衡受信機のモノ
リシック・マイクロ波集積回路（ＭＭＩＣ：ｍｏｎｏｌ
ｉｔｈｉｃ ｍｉｃｒｏｗａｖｅ ｉｎｔｅｇｒａｔｅ
ｄ ｃｉｒｃｕｉｔ）を形成可能な平衡光受信機に関す
るものである。
ａｌａｎｃｅｄ ｐｈｏｔｏｒｅｃｅｉｖｅｒ）に関
し、更に特定すれば、共通ベース入力段を有し、ＤＣか
らミリメートル波周波数までの周波数帯域にわたって動
作可能な増幅器に直接結合された１つ以上のフォトダイ
オードを含み、出力波形の対称性に優れ、ノイズ特性が
比較的低く、モノリシックに集積して平衡受信機のモノ
リシック・マイクロ波集積回路（ＭＭＩＣ：ｍｏｎｏｌ
ｉｔｈｉｃ ｍｉｃｒｏｗａｖｅ ｉｎｔｅｇｒａｔｅ
ｄ ｃｉｒｃｕｉｔ）を形成可能な平衡光受信機に関す
るものである。
【０００２】
【従来の技術】例えば、衛星通信のような高データ・レ
ート通信システムに用いるための平衡光受信機は公知で
ある。かかる平衡光受信機は、従来のシングル・エンド
・オン−オフ・キーング光受信機のトポロジ（ｔｏｐｏ
ｌｏｇｙ：接続形態）よりも感度が高い差動位相変移変
調（ＤＰＳＫ：ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ ｐｈａｓｅ
ｓｈｉｆｔ ｋｅｙｉｎｇ）用に構成されていることが
知られている。かかる平衡光受信機の一例を図１に示
す。図１に示すように、全体的に参照番号２０で識別し
た光受信機は、１対のフォトダイオード２２，２４、お
よびＡＣ結合コンデンサ２８を介してフォトダイオード
２２，２４に結合されているトランスインピーダンス
（ｔｒａｎｓｉｍｐｅｄａｎｃｅ）増幅器２６を含む。
かかる平衡光受信機２０では、マッハ‐ツェンダー（Ｍ
ａｃｈＺｅｈｎｄｅｒ）干渉計を用いて光送信機からの
位相変調光信号を光学的に前置増幅し、変調し、２つの
相補光信号を出力する。これについては、Ｅ．Ｓｗａｎ
ｓｏｎ、Ｊ．ＬｉｖａｓおよびＲ．Ｂｏｎｄｕｒａｎｔ
による”Ｈｉｇｈ Ｓｅｎｓｉｔｉｖｉｔｙ Ｏｐｔｉ
ｃａｌｌｙ Ｐｒｅ−Ａｍｐｌｉｆｉｅｒｄ Ｄｉｒｅ
ｃｔ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ ＤＰＳＫ Ｒｅｃｅｉｖｅ
ｒ Ｗｉｔｈ Ａｃｔｉｖｅ Ｄｅｌａｙ Ｌｉｎｅ
Ｓｔａｂｉｌｉｚａｔｉｏｎ”（アクティブ遅延線安定
化による高感度光前置増幅直接検出ＤＰＳＫ受信機）
（Ｐｈｏｔｏｎｉｃｓ ＴｅｃｈｎｉｃａｌＬｅｔｔｅ
ｒ、ｖｏｌ．６、Ｎｏ．２、１９９４年２月、２６３〜
２６５ページ）において概略的に論じられている。その
内容は、この言及により本願にも含まれるものとする。
マッハ‐ツェンダー干渉計からの２つの相補出力信号
は、フォトダイオード２２，２４によって独立して検出
される。フォトダイオード２２，２４の極性は、一方の
フォトダイオード２２，２４が光学的に励起された場
合、トランスインピーダンス増幅器２６の出力電圧が高
電圧レベルを生成するような方向に光電流を生成し、他
方のフォトダイオード２２，２４が励起された場合、増
幅器の出力電圧が、参照番号３０，３２で識別した矢印
で示すような、低電圧レベルを生成するように逆方向に
光電流を生成するように構成されている。このように、
光受信機２０の信号対ノイズ比（Ｓ／Ｎ）が適当となる
データ・レートは、トランスインピーダンス増幅器２６
がフォトダイオード２２，２４を介してその入力に電流
を入力しその入力から電流を引き出す能力に依存し、一
方この能力は、光検出器２２，２４に誘起される光電流
の大きさに依存する。フォトダイオード２２，２４は高
いショット・ノイズ（ｓｈｏｔ ｎｏｉｓｅ）を生成す
るため、光受信機２０は、フォトダイオード２２，２４
およびトランスインピーダンス増幅器２６のノイズ寄与
を減少させるために、通常、フォトダイオード２２，２
４の前に大量の光利得、および対応する高光パワーが必
要となる。しかしながら、公知のトランスインピーダン
ス増幅回路トポロジは、共通エミッタまたは共通ソース
入力を有し、入力波形に著しい劣化を生じないで、同じ
レートで電流を等しく供給（ｓｏｕｒｃｅ）しかつ引き
込む（ｓｉｎｋ）ことはできない。特に、高光パワー・
レベルにおいて、光受信機２０のエラー率低下を招くこ
とになる。したがって、比較的高いデータ・レートを得
るために、フォトダイオード２２，２４間の共通ノード
３４と接地との間にＡＣ接続された５０Ω分路（シャン
ト）抵抗にフォトダイオード２２，２４を結合し、フォ
トダイオード２２，２４の光学的に誘導された光電流を
供給しかつ引き込む手段を備える。
ート通信システムに用いるための平衡光受信機は公知で
ある。かかる平衡光受信機は、従来のシングル・エンド
・オン−オフ・キーング光受信機のトポロジ（ｔｏｐｏ
ｌｏｇｙ：接続形態）よりも感度が高い差動位相変移変
調（ＤＰＳＫ：ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ ｐｈａｓｅ
ｓｈｉｆｔ ｋｅｙｉｎｇ）用に構成されていることが
知られている。かかる平衡光受信機の一例を図１に示
す。図１に示すように、全体的に参照番号２０で識別し
た光受信機は、１対のフォトダイオード２２，２４、お
よびＡＣ結合コンデンサ２８を介してフォトダイオード
２２，２４に結合されているトランスインピーダンス
（ｔｒａｎｓｉｍｐｅｄａｎｃｅ）増幅器２６を含む。
かかる平衡光受信機２０では、マッハ‐ツェンダー（Ｍ
ａｃｈＺｅｈｎｄｅｒ）干渉計を用いて光送信機からの
位相変調光信号を光学的に前置増幅し、変調し、２つの
相補光信号を出力する。これについては、Ｅ．Ｓｗａｎ
ｓｏｎ、Ｊ．ＬｉｖａｓおよびＲ．Ｂｏｎｄｕｒａｎｔ
による”Ｈｉｇｈ Ｓｅｎｓｉｔｉｖｉｔｙ Ｏｐｔｉ
ｃａｌｌｙ Ｐｒｅ−Ａｍｐｌｉｆｉｅｒｄ Ｄｉｒｅ
ｃｔ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ ＤＰＳＫ Ｒｅｃｅｉｖｅ
ｒ Ｗｉｔｈ Ａｃｔｉｖｅ Ｄｅｌａｙ Ｌｉｎｅ
Ｓｔａｂｉｌｉｚａｔｉｏｎ”（アクティブ遅延線安定
化による高感度光前置増幅直接検出ＤＰＳＫ受信機）
（Ｐｈｏｔｏｎｉｃｓ ＴｅｃｈｎｉｃａｌＬｅｔｔｅ
ｒ、ｖｏｌ．６、Ｎｏ．２、１９９４年２月、２６３〜
２６５ページ）において概略的に論じられている。その
内容は、この言及により本願にも含まれるものとする。
マッハ‐ツェンダー干渉計からの２つの相補出力信号
は、フォトダイオード２２，２４によって独立して検出
される。フォトダイオード２２，２４の極性は、一方の
フォトダイオード２２，２４が光学的に励起された場
合、トランスインピーダンス増幅器２６の出力電圧が高
電圧レベルを生成するような方向に光電流を生成し、他
方のフォトダイオード２２，２４が励起された場合、増
幅器の出力電圧が、参照番号３０，３２で識別した矢印
で示すような、低電圧レベルを生成するように逆方向に
光電流を生成するように構成されている。このように、
光受信機２０の信号対ノイズ比（Ｓ／Ｎ）が適当となる
データ・レートは、トランスインピーダンス増幅器２６
がフォトダイオード２２，２４を介してその入力に電流
を入力しその入力から電流を引き出す能力に依存し、一
方この能力は、光検出器２２，２４に誘起される光電流
の大きさに依存する。フォトダイオード２２，２４は高
いショット・ノイズ（ｓｈｏｔ ｎｏｉｓｅ）を生成す
るため、光受信機２０は、フォトダイオード２２，２４
およびトランスインピーダンス増幅器２６のノイズ寄与
を減少させるために、通常、フォトダイオード２２，２
４の前に大量の光利得、および対応する高光パワーが必
要となる。しかしながら、公知のトランスインピーダン
ス増幅回路トポロジは、共通エミッタまたは共通ソース
入力を有し、入力波形に著しい劣化を生じないで、同じ
レートで電流を等しく供給（ｓｏｕｒｃｅ）しかつ引き
込む（ｓｉｎｋ）ことはできない。特に、高光パワー・
レベルにおいて、光受信機２０のエラー率低下を招くこ
とになる。したがって、比較的高いデータ・レートを得
るために、フォトダイオード２２，２４間の共通ノード
３４と接地との間にＡＣ接続された５０Ω分路（シャン
ト）抵抗にフォトダイオード２２，２４を結合し、フォ
トダイオード２２，２４の光学的に誘導された光電流を
供給しかつ引き込む手段を備える。
【０００３】図１に示す光受信機２０にはいくつかの欠
点がある。例えば、フォトダイオード２２，２４によっ
て誘起される変調光電流を引き込めかつ供給するために
用いられる５０ΩＤＣ分路抵抗３６は、例えば、１８ｐ
Ａ／ｓｑｒｔ（Ｈｚ）という大量のノイズを付加する。
加えて、ＡＣ結合コンデンサ２８は、トランスインピー
ダンス増幅器２６のＤＣバイアス変調を妨げ、このため
に、光受信機２０の低周波数応答が、用いられるＡＣ結
合コンデンサのサイズによって制限されることになる。
公知のシステムの多くでは、ＡＣ結合コンデンサは、そ
の値が非常に大きく、その結果、光受信機２０全体を自
己内蔵マイクロ波モノリシック集積回路（ＭＭＩＣ）内
にモノリシックに集積することが妨げられている。かか
る問題をなくすために、直結ＤＰＳＫ受信機が開発され
た。かかる直結ＤＰＳＫ受信機の一例が、前述の”Ｈｉ
ｇｈ Ｓｅｎｓｉｔｉｖｉｔｙ Ｏｐｔｉｃａｌｌｙ
ＰｒｅーＡｍｐｌｉｆｉｅｄ Ｄｉｒｅｃｔ Ｄｅｔｅ
ｃｔｉｏｎ ＤＰＳＫ Ｒｅｃｅｉｖｅｒ Ｗｉｔｈ
Ａｃｔｉｖｅ Ｄｅｌａｙ Ｌｉｎｅ Ｓｔａｂｉｌａ
ｔｉｏｎ’に記載されかつ示されており、更に図２にも
示す。
点がある。例えば、フォトダイオード２２，２４によっ
て誘起される変調光電流を引き込めかつ供給するために
用いられる５０ΩＤＣ分路抵抗３６は、例えば、１８ｐ
Ａ／ｓｑｒｔ（Ｈｚ）という大量のノイズを付加する。
加えて、ＡＣ結合コンデンサ２８は、トランスインピー
ダンス増幅器２６のＤＣバイアス変調を妨げ、このため
に、光受信機２０の低周波数応答が、用いられるＡＣ結
合コンデンサのサイズによって制限されることになる。
公知のシステムの多くでは、ＡＣ結合コンデンサは、そ
の値が非常に大きく、その結果、光受信機２０全体を自
己内蔵マイクロ波モノリシック集積回路（ＭＭＩＣ）内
にモノリシックに集積することが妨げられている。かか
る問題をなくすために、直結ＤＰＳＫ受信機が開発され
た。かかる直結ＤＰＳＫ受信機の一例が、前述の”Ｈｉ
ｇｈ Ｓｅｎｓｉｔｉｖｉｔｙ Ｏｐｔｉｃａｌｌｙ
ＰｒｅーＡｍｐｌｉｆｉｅｄ Ｄｉｒｅｃｔ Ｄｅｔｅ
ｃｔｉｏｎ ＤＰＳＫ Ｒｅｃｅｉｖｅｒ Ｗｉｔｈ
Ａｃｔｉｖｅ Ｄｅｌａｙ Ｌｉｎｅ Ｓｔａｂｉｌａ
ｔｉｏｎ’に記載されかつ示されており、更に図２にも
示す。
【０００４】図２に示す直結光受信機を、全体的に参照
番号４０で示す。この直結光受信機は、１対の平衡フォ
トダイオード４２，４４、およびプッシュ・プル動作用
に構成したトランスインピーダンス増幅器４６を含む。
図３および図４は、矢印４８，５０で示すように、光励
起に応答した受信機４０のプッシュ／プル動作を示す。
トランスインピーダンス増幅器４６の概略構成を図５に
示す。これは、本発明の譲受人と同じ譲受人に譲渡され
た米国特許第５，３９８，００４号に詳細に記載されて
いる。その内容は、この言及により本願にも含まれるも
のとする。
番号４０で示す。この直結光受信機は、１対の平衡フォ
トダイオード４２，４４、およびプッシュ・プル動作用
に構成したトランスインピーダンス増幅器４６を含む。
図３および図４は、矢印４８，５０で示すように、光励
起に応答した受信機４０のプッシュ／プル動作を示す。
トランスインピーダンス増幅器４６の概略構成を図５に
示す。これは、本発明の譲受人と同じ譲受人に譲渡され
た米国特許第５，３９８，００４号に詳細に記載されて
いる。その内容は、この言及により本願にも含まれるも
のとする。
【０００５】図５に示すように、トランスインピーダン
ス増幅器４６は、共通エミッタ構成の入力トランジスタ
Ｑ1を含む。かかる共通エミッタ入力トランジスタで
は、１８ｍＶの等価入力電圧が、共通エミッタ・トラン
ジスタＱ1の出力の利得を、１ｄＢだけ圧縮させる。こ
れは、トランジスタ固有の物理特性（ｐｈｙｓｉｃｓ）
によって設定されるものである。即ち、共通エミッタ・
トランジスタの入力は、広い電流または電圧変動幅（ｓ
ｗｉｎｇ）に対処できないことを意味する。線形入力電
力、電圧および電流範囲を超えると、トランスインピー
ダンス増幅器４６の充電および放電特性は等しくなくな
り、その結果高速において出力波形の立ち上がりおよび
立ち下がり時点が非対称となり、そのため全体的な有効
帯域幅が減少する。これは、図６、図７、図８、図９、
および図１０に示すように、特に入射パワー・レベルが
高い場合に、充電機構の低速化および受信データ・スト
リームのＢＥＲ（システム・ビット・エラー率）の明ら
かな低下が原因となる。
ス増幅器４６は、共通エミッタ構成の入力トランジスタ
Ｑ1を含む。かかる共通エミッタ入力トランジスタで
は、１８ｍＶの等価入力電圧が、共通エミッタ・トラン
ジスタＱ1の出力の利得を、１ｄＢだけ圧縮させる。こ
れは、トランジスタ固有の物理特性（ｐｈｙｓｉｃｓ）
によって設定されるものである。即ち、共通エミッタ・
トランジスタの入力は、広い電流または電圧変動幅（ｓ
ｗｉｎｇ）に対処できないことを意味する。線形入力電
力、電圧および電流範囲を超えると、トランスインピー
ダンス増幅器４６の充電および放電特性は等しくなくな
り、その結果高速において出力波形の立ち上がりおよび
立ち下がり時点が非対称となり、そのため全体的な有効
帯域幅が減少する。これは、図６、図７、図８、図９、
および図１０に示すように、特に入射パワー・レベルが
高い場合に、充電機構の低速化および受信データ・スト
リームのＢＥＲ（システム・ビット・エラー率）の明ら
かな低下が原因となる。
【０００６】図６および図７は、５０Ω電圧源から送出
する入力パワー・レベルを段階的に増加させた場合にお
ける、共通エミッタ構成の入力トランスインピーダンス
増幅器４６の広帯域出力パワーおよび入力インピーダン
ス応答のグラフを示す。図６に示すように、トランスイ
ンピーダンス増幅器４６の出力パワーは、比較的低い入
力パワーである−２０ｄＢｍにおいてもほぼ飽和してい
る。公知の光学的に前置増幅されるＤＰＳＫ直接検出受
信機の用途では、その多くが通常入射光学パワーの−１
５ｄＢｍないし＋５ｄＢｍの間で通常動作するため、こ
れは容認することができない。また、図６は、入力パワ
ー・レベルに大きく依存する、低利得または出力パワー
の平坦性も反映している。例えば、−２０ｄＢｍ入力パ
ワーにおいて、出力応答は低周波数では平坦であり、次
いで、小さな信号増幅器には典型的な、良好な挙動のロ
ール・オフ応答（ｒｏｌｌ−ｏｆｆ ｒｅｓｐｏｎｓ
ｅ）を開始する。しかしながら、−５ｄＢｍの入力パワ
ー・レベルでは、出力パワーは、実際には−２０ｄＢｍ
応答未満に低下し始め、約１０ＧＨｚでピークとなり、
これより出力パワーは、周波数が高くなるに連れて増々
漸進的にロール・オフする。これは、非線形な駆動増幅
器の応答を示す。図７は、入力パワーが増大するに連れ
て、入力インピーダンスが劇的に増大することを示す。
かかる特性は、光受信機の帯域幅に有害な影響を及ぼ
す。光受信機のソース・インピーダンスは、通常非常に
大きく、トランスインピーダンス増幅器４６の入力イン
ピーダンスと共に基本極（ｄｏｍｉｎａｎｔ ｐｏｌ
ｅ）を作る、小さな分路コンデンサによってモデル化す
ることができる。
する入力パワー・レベルを段階的に増加させた場合にお
ける、共通エミッタ構成の入力トランスインピーダンス
増幅器４６の広帯域出力パワーおよび入力インピーダン
ス応答のグラフを示す。図６に示すように、トランスイ
ンピーダンス増幅器４６の出力パワーは、比較的低い入
力パワーである−２０ｄＢｍにおいてもほぼ飽和してい
る。公知の光学的に前置増幅されるＤＰＳＫ直接検出受
信機の用途では、その多くが通常入射光学パワーの−１
５ｄＢｍないし＋５ｄＢｍの間で通常動作するため、こ
れは容認することができない。また、図６は、入力パワ
ー・レベルに大きく依存する、低利得または出力パワー
の平坦性も反映している。例えば、−２０ｄＢｍ入力パ
ワーにおいて、出力応答は低周波数では平坦であり、次
いで、小さな信号増幅器には典型的な、良好な挙動のロ
ール・オフ応答（ｒｏｌｌ−ｏｆｆ ｒｅｓｐｏｎｓ
ｅ）を開始する。しかしながら、−５ｄＢｍの入力パワ
ー・レベルでは、出力パワーは、実際には−２０ｄＢｍ
応答未満に低下し始め、約１０ＧＨｚでピークとなり、
これより出力パワーは、周波数が高くなるに連れて増々
漸進的にロール・オフする。これは、非線形な駆動増幅
器の応答を示す。図７は、入力パワーが増大するに連れ
て、入力インピーダンスが劇的に増大することを示す。
かかる特性は、光受信機の帯域幅に有害な影響を及ぼ
す。光受信機のソース・インピーダンスは、通常非常に
大きく、トランスインピーダンス増幅器４６の入力イン
ピーダンスと共に基本極（ｄｏｍｉｎａｎｔ ｐｏｌ
ｅ）を作る、小さな分路コンデンサによってモデル化す
ることができる。
【０００７】図８、図９および図１０は、信号の歪み
を、増大するパワー・レベルの関数として示す。即ち、
図８、図９および図１０は、それぞれ、０．２ミリアン
ペア（ｍＡ）、２．０ｍＡおよび４．０ｍＡとパルス振
幅を増大した場合における、共通エミッタ構成のトラン
スインピーダンス増幅器４６の１０ＧＨｚ電流パルス発
生器に対する過渡応答を示す。図８に示すように、０．
２ｍＡという小さい電流入力パルス振幅では、入力電圧
はその方形波形状を維持し、出力は対称的な正弦波形状
を維持する。電流パルス振幅を２．０ｍＡおよび４．０
ｍＡに増大すると、それぞれ図９および図１０に示すよ
うに、入力電圧波形は歪み始める。即ち、入力電圧波形
は、入力共通エミッタ・トランジスタのベースが放電し
ているとき、立ち下がりエッジ上でＲＣスルーイング特
性（ＲＣ ｓｌｅｗｉｎｇ ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔ
ｉｃ）を呈する。しかしながら、立ち上がりエッジ上に
はＲＣスルーイング特性の痕跡はなく、従来のバイポー
ラ理論にしたがって、ベースの異なる充電および放電特
性による立ち上がりおよび立ち下がり波形特性に非対称
性を形成する。トランジスタを飽和から脱するためのベ
ースの放電が遅いのは、電圧が入力波形に追従可能とな
る前にベース・バルクに再結合しなければならない、少
数キャリアのベース電荷蓄積の除去によるものである。
対応する出力電圧波形も、非対称的な立ち上がりおよび
立ち下がり時点ならびに停留時間を呈し、これはジッタ
・ノイズに伝搬する。先に論じた特性は、過剰駆動され
た増幅器に典型的な特性であり、従来の共通エミッタ・
トランスインピーダンス増幅器のトポロジに固有の問題
である。
を、増大するパワー・レベルの関数として示す。即ち、
図８、図９および図１０は、それぞれ、０．２ミリアン
ペア（ｍＡ）、２．０ｍＡおよび４．０ｍＡとパルス振
幅を増大した場合における、共通エミッタ構成のトラン
スインピーダンス増幅器４６の１０ＧＨｚ電流パルス発
生器に対する過渡応答を示す。図８に示すように、０．
２ｍＡという小さい電流入力パルス振幅では、入力電圧
はその方形波形状を維持し、出力は対称的な正弦波形状
を維持する。電流パルス振幅を２．０ｍＡおよび４．０
ｍＡに増大すると、それぞれ図９および図１０に示すよ
うに、入力電圧波形は歪み始める。即ち、入力電圧波形
は、入力共通エミッタ・トランジスタのベースが放電し
ているとき、立ち下がりエッジ上でＲＣスルーイング特
性（ＲＣ ｓｌｅｗｉｎｇ ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔ
ｉｃ）を呈する。しかしながら、立ち上がりエッジ上に
はＲＣスルーイング特性の痕跡はなく、従来のバイポー
ラ理論にしたがって、ベースの異なる充電および放電特
性による立ち上がりおよび立ち下がり波形特性に非対称
性を形成する。トランジスタを飽和から脱するためのベ
ースの放電が遅いのは、電圧が入力波形に追従可能とな
る前にベース・バルクに再結合しなければならない、少
数キャリアのベース電荷蓄積の除去によるものである。
対応する出力電圧波形も、非対称的な立ち上がりおよび
立ち下がり時点ならびに停留時間を呈し、これはジッタ
・ノイズに伝搬する。先に論じた特性は、過剰駆動され
た増幅器に典型的な特性であり、従来の共通エミッタ・
トランスインピーダンス増幅器のトポロジに固有の問題
である。
【０００８】入力電圧のＲＣスルーイング特性は、５０
Ω入力抵抗を用いると抑制することができるが、熱雑音
が追加されるという犠牲を伴う。しかしながら、高入力
レベルでは、周波数応答の出力波形はなおも改善されて
いない。即ち、図１１は、大きなプッシュ・プル電流に
対処するために５０Ω分路抵抗を利用し、フォトダイオ
ードへのＡＣ結合もされている、共通エミッタ・トラン
スインピーダンス増幅器の過渡応答を示す。図１１に示
すように、入力波形は明確な方形波を呈するが、出力波
形はなおも不揃いの立ち上がりおよび立ち下がり時点な
らびに全体的な非対称性を示し、増幅器の後続段が悪影
響を受け、高利得共通エミッタ入力段によって増幅され
た大きな信号レベルを取ることができない。したがっ
て、高利得共通エミッタ入力段の後段には、飽和するこ
となく大きな信号を受け入れることができる増幅器を用
いなければならない。
Ω入力抵抗を用いると抑制することができるが、熱雑音
が追加されるという犠牲を伴う。しかしながら、高入力
レベルでは、周波数応答の出力波形はなおも改善されて
いない。即ち、図１１は、大きなプッシュ・プル電流に
対処するために５０Ω分路抵抗を利用し、フォトダイオ
ードへのＡＣ結合もされている、共通エミッタ・トラン
スインピーダンス増幅器の過渡応答を示す。図１１に示
すように、入力波形は明確な方形波を呈するが、出力波
形はなおも不揃いの立ち上がりおよび立ち下がり時点な
らびに全体的な非対称性を示し、増幅器の後続段が悪影
響を受け、高利得共通エミッタ入力段によって増幅され
た大きな信号レベルを取ることができない。したがっ
て、高利得共通エミッタ入力段の後段には、飽和するこ
となく大きな信号を受け入れることができる増幅器を用
いなければならない。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、従来
技術の様々な問題を解決することである。本発明の別の
目的は、ＤＣからミリメートル波周波数までの周波数帯
域にわたって動作可能な光受信機を提供することであ
る。
技術の様々な問題を解決することである。本発明の別の
目的は、ＤＣからミリメートル波周波数までの周波数帯
域にわたって動作可能な光受信機を提供することであ
る。
【００１０】本発明の更に別の目的は、パワー入力の増
大に伴って、出力波形の対称性が比較的高い光受信機を
提供することである。本発明の更に別の目的は、ノイズ
特性が比較的低い光受信機を提供することである。
大に伴って、出力波形の対称性が比較的高い光受信機を
提供することである。本発明の更に別の目的は、ノイズ
特性が比較的低い光受信機を提供することである。
【００１１】本発明の更に別の目的は、モノリシックに
集積し、平衡光受信機のモノリシックマイクロ波集積回
路（ＭＭＩＣ）を形成することが可能な光受信機を提供
することである。
集積し、平衡光受信機のモノリシックマイクロ波集積回
路（ＭＭＩＣ）を形成することが可能な光受信機を提供
することである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明は、概略的にはＤ
Ｃからミリメートル波周波数までの周波数帯域にわたっ
て動作する、共通ベース（ベース接地）構成の入力段を
含む増幅器に結合された１つ以上のフォトダイオードを
含む平衡光受信機に関するものである。本発明の一実施
形態では、増幅器は、三段直結増幅器として形成され、
直結相補共通ベース構成入力段と、相補共通エミッタ構
成ダーリントン対の中間段と、相補共通コレクタ構成出
力段とを含む。共通コレクタ構成の出力段は、入力段お
よび中間段からの相補電流出力を再結合するために用い
られる。本発明による光受信機は、パワー入力の増大に
対して、比較的対称性が高い出力波形を与える。
Ｃからミリメートル波周波数までの周波数帯域にわたっ
て動作する、共通ベース（ベース接地）構成の入力段を
含む増幅器に結合された１つ以上のフォトダイオードを
含む平衡光受信機に関するものである。本発明の一実施
形態では、増幅器は、三段直結増幅器として形成され、
直結相補共通ベース構成入力段と、相補共通エミッタ構
成ダーリントン対の中間段と、相補共通コレクタ構成出
力段とを含む。共通コレクタ構成の出力段は、入力段お
よび中間段からの相補電流出力を再結合するために用い
られる。本発明による光受信機は、パワー入力の増大に
対して、比較的対称性が高い出力波形を与える。
【００１３】本発明のこれらおよびその他の目的は、以
下の明細書および添付図面を参照することにより、容易
に理解されよう。
下の明細書および添付図面を参照することにより、容易
に理解されよう。
【００１４】
【発明の実施の形態】本発明は、平衡光受信機トポロジ
に関し、一実施形態では、比較的低いインピーダンスお
よび低い入力ノイズを有しフォトダイオードに直結され
た共通ベース相補入力段を備えた、トランスインピーダ
ンス増幅器を含む。本発明による平衡光受信機は、ＤＣ
からミリメートル波長までの周波数で動作可能であり、
高い出力波形対称性が得られ、しかも入力パワー増大お
よび比較的低いノイズ特性をもたらす。更に、本発明に
よる平衡光受信機のトポロジは、モノリシックに集積
し、自己内蔵平衡光受信機モノリシック・マイクロ波集
積回路（ＭＭＩＣ）を形成するのに適している。
に関し、一実施形態では、比較的低いインピーダンスお
よび低い入力ノイズを有しフォトダイオードに直結され
た共通ベース相補入力段を備えた、トランスインピーダ
ンス増幅器を含む。本発明による平衡光受信機は、ＤＣ
からミリメートル波長までの周波数で動作可能であり、
高い出力波形対称性が得られ、しかも入力パワー増大お
よび比較的低いノイズ特性をもたらす。更に、本発明に
よる平衡光受信機のトポロジは、モノリシックに集積
し、自己内蔵平衡光受信機モノリシック・マイクロ波集
積回路（ＭＭＩＣ）を形成するのに適している。
【００１５】前述したように、共通エミッタに基づく入
力段を備えたトランスインピーダンス増幅器の利用に
は、多くの欠点がある。本発明の一態様によれば、かか
る共通エミッタ入力段を備えたトランスインピーダンス
増幅器の欠点をなくすために、共通ベース入力段を備え
たトランスインピーダンス増幅器を利用する。共通ベー
ス増幅器については、Ｈ．Ｓｏｐｏｔｔａ（Ｈ．ソポッ
タ）による”Ｐｕｓｈ−Ｐｕｌｌ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ
Ｓｔａｇｅｓ Ｑｕｅｌｌ ＲｅｃｅｉｖｅｒＩｎｔ
ｅｒｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｐｒｏｂｌｅｍｓ”（プッ
シュ−プル増幅器段抑制受信機の相互変調問題）（Ｍｉ
ｃｒｏｗａｖｅｓ ａｎｄ ＲＦ．、１９９４年１１
月、５〜８ページ）、ならびにＰ．Ｇｒａｙ（Ｐ．グレ
イ）およびＲ．Ｍｅｙｅｒ（Ｒ．メイヤー）による”Ａ
ｎａｌｙｓｉｓ ｏｆ Ｄｅｓｉｇｎ ｏｆ Ａｎａｌ
ｏｇ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ”（ア
ナログ集積回路の設計の分析）第２版（Ｊｏｈｎ Ｗｉ
ｌｅｙ＆Ｓｏｎｓ、ＮｅｗＹｏｒｋ、１９８４年、１７
６〜１８０ページ）において論じられている。その内容
は、この言及により本願にも含まれるものとする。かか
る共通ベース増幅器は、高インピーダンスによって駆動
される場合は大きな電圧利得を有さないので、増幅器は
より高い入力パワーを受け入れることが可能となる。加
えて、かかる増幅器における入力は、低インピーダンス
に設定することができ、典型的に大きな信号変調に対す
る感度が低下する。共通ベース入力段を備えたトランス
インピーダンス増幅器を図１２に示し、全体として参照
番号６０で示す。増幅器６０は、シングル・エンド共通
ベース構成の入力段６１、ダーリントン対で形成された
シングル・エンド共通エミッタ構成の中間段６３、およ
び共通コレクタ構成に接続されたシングル・エンド出力
段６５を含む。共通ベース入力段６１は、共通ベース構
成のトランジスタＱ1を含む。これは、入力を介してエ
ミッタを入力トランジスタＱ1に接続し、比較的大きい
バイパス・コンデンサＣbypassを介してベースを接地す
ることにより、図５に示した共通エミッタ構成のトラン
スインピーダンス増幅器から得ることができる。また、
トランスインピーダンス増幅器６０は、バイアス抵抗お
よび負電源電圧も組み込み、共通ベース・トランジスタ
Ｑ1のゼロ入力エミッタ・バイアス電流を設定するよう
になっている。
力段を備えたトランスインピーダンス増幅器の利用に
は、多くの欠点がある。本発明の一態様によれば、かか
る共通エミッタ入力段を備えたトランスインピーダンス
増幅器の欠点をなくすために、共通ベース入力段を備え
たトランスインピーダンス増幅器を利用する。共通ベー
ス増幅器については、Ｈ．Ｓｏｐｏｔｔａ（Ｈ．ソポッ
タ）による”Ｐｕｓｈ−Ｐｕｌｌ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ
Ｓｔａｇｅｓ Ｑｕｅｌｌ ＲｅｃｅｉｖｅｒＩｎｔ
ｅｒｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｐｒｏｂｌｅｍｓ”（プッ
シュ−プル増幅器段抑制受信機の相互変調問題）（Ｍｉ
ｃｒｏｗａｖｅｓ ａｎｄ ＲＦ．、１９９４年１１
月、５〜８ページ）、ならびにＰ．Ｇｒａｙ（Ｐ．グレ
イ）およびＲ．Ｍｅｙｅｒ（Ｒ．メイヤー）による”Ａ
ｎａｌｙｓｉｓ ｏｆ Ｄｅｓｉｇｎ ｏｆ Ａｎａｌ
ｏｇ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ”（ア
ナログ集積回路の設計の分析）第２版（Ｊｏｈｎ Ｗｉ
ｌｅｙ＆Ｓｏｎｓ、ＮｅｗＹｏｒｋ、１９８４年、１７
６〜１８０ページ）において論じられている。その内容
は、この言及により本願にも含まれるものとする。かか
る共通ベース増幅器は、高インピーダンスによって駆動
される場合は大きな電圧利得を有さないので、増幅器は
より高い入力パワーを受け入れることが可能となる。加
えて、かかる増幅器における入力は、低インピーダンス
に設定することができ、典型的に大きな信号変調に対す
る感度が低下する。共通ベース入力段を備えたトランス
インピーダンス増幅器を図１２に示し、全体として参照
番号６０で示す。増幅器６０は、シングル・エンド共通
ベース構成の入力段６１、ダーリントン対で形成された
シングル・エンド共通エミッタ構成の中間段６３、およ
び共通コレクタ構成に接続されたシングル・エンド出力
段６５を含む。共通ベース入力段６１は、共通ベース構
成のトランジスタＱ1を含む。これは、入力を介してエ
ミッタを入力トランジスタＱ1に接続し、比較的大きい
バイパス・コンデンサＣbypassを介してベースを接地す
ることにより、図５に示した共通エミッタ構成のトラン
スインピーダンス増幅器から得ることができる。また、
トランスインピーダンス増幅器６０は、バイアス抵抗お
よび負電源電圧も組み込み、共通ベース・トランジスタ
Ｑ1のゼロ入力エミッタ・バイアス電流を設定するよう
になっている。
【００１６】図１３および図１４は、５０Ωソースから
送出され段階的に増大する入力パワー・レベルに対す
る、トランスインピーダンス増幅器６０の広帯域出力パ
ワーおよび入力インピーダンス応答を示す。図１３に示
すように、トランスインピーダンス増幅器６０の出力パ
ワーは、先に論じた共通エミッタ入力構成のトランスイ
ンピーダンス増幅器とは異なり、入力電圧と共に着実に
増大し、その広帯域利得形状の平坦性を変化させない。
図１４は、トランスインピーダンス増幅器６０の広帯域
入力インピーダンス応答が、周波数帯域全体にわたって
比較的平坦な約２０ないし３０Ωという比較的低いイン
ピーダンス、および１０ｄＢｍまでの入力パワーを有す
ることを示す。−５ｄＢｍの入力パワーにおいて、入力
インピーダンスは、低い方の周波数では多少増大し始め
る。前述した共通エミッタ構成のトランスインピーダン
ス増幅器の入力インピーダンスのパワー依存性と比較す
ると、共通ベース構成のトランスインピーダンス増幅器
６０は、はるかに挙動の良い入力インピーンダンス応答
を達成し、集積平衡光受信機の帯域幅応答を保全するこ
とが可能である。
送出され段階的に増大する入力パワー・レベルに対す
る、トランスインピーダンス増幅器６０の広帯域出力パ
ワーおよび入力インピーダンス応答を示す。図１３に示
すように、トランスインピーダンス増幅器６０の出力パ
ワーは、先に論じた共通エミッタ入力構成のトランスイ
ンピーダンス増幅器とは異なり、入力電圧と共に着実に
増大し、その広帯域利得形状の平坦性を変化させない。
図１４は、トランスインピーダンス増幅器６０の広帯域
入力インピーダンス応答が、周波数帯域全体にわたって
比較的平坦な約２０ないし３０Ωという比較的低いイン
ピーダンス、および１０ｄＢｍまでの入力パワーを有す
ることを示す。−５ｄＢｍの入力パワーにおいて、入力
インピーダンスは、低い方の周波数では多少増大し始め
る。前述した共通エミッタ構成のトランスインピーダン
ス増幅器の入力インピーダンスのパワー依存性と比較す
ると、共通ベース構成のトランスインピーダンス増幅器
６０は、はるかに挙動の良い入力インピーンダンス応答
を達成し、集積平衡光受信機の帯域幅応答を保全するこ
とが可能である。
【００１７】図１５ないし図１８は、パルス振幅をそれ
ぞれ０．２ｍＡ、１．０ｍＡ、２．０ｍＡおよび４．０
ｍＡに増大した場合における、トランスインピーダンス
増幅器６０の１０ＧＨｚ電流パルス発生器に対する過渡
応答を示す。図１５に示すように、０．２ｍＡという低
い入力電流パルス振幅では、入力電圧はその方形波形状
を維持し、出力波形は対称的な正弦波形状を維持する。
図１６、図１７および図１８に示すように、入力電流パ
ルス振幅を１．０ｍＡ、２．０ｍＡ、３．０ｍＡと増大
させるに連れて、入力電圧波形は歪み始める。先に論じ
た共通エミッタ入力段を備えたトランスインピーダンス
増幅器とは異なり、トランスインピーダンス増幅器６０
の入力電圧波形は、共通ベース構成のトランジスタでは
共通であるが、線形入力パワー範囲が広くなっているた
め、入力波形の立ち下がりエッジまたは立ち上がりエッ
ジ上には、明白なＲＣスルーイングは全くみられない。
対応する出力電圧波形は、入力電流パルス振幅を増大さ
せるに連れて、なおも非対称の飽和波形特性を呈してい
る。しかしながら、出力電圧波形は、十分に等しい立ち
上がり時点および立ち下がり時点を呈している。これ
は、共通ベース入力構成によって生成可能なプッシュ・
プル電流の特徴である。
ぞれ０．２ｍＡ、１．０ｍＡ、２．０ｍＡおよび４．０
ｍＡに増大した場合における、トランスインピーダンス
増幅器６０の１０ＧＨｚ電流パルス発生器に対する過渡
応答を示す。図１５に示すように、０．２ｍＡという低
い入力電流パルス振幅では、入力電圧はその方形波形状
を維持し、出力波形は対称的な正弦波形状を維持する。
図１６、図１７および図１８に示すように、入力電流パ
ルス振幅を１．０ｍＡ、２．０ｍＡ、３．０ｍＡと増大
させるに連れて、入力電圧波形は歪み始める。先に論じ
た共通エミッタ入力段を備えたトランスインピーダンス
増幅器とは異なり、トランスインピーダンス増幅器６０
の入力電圧波形は、共通ベース構成のトランジスタでは
共通であるが、線形入力パワー範囲が広くなっているた
め、入力波形の立ち下がりエッジまたは立ち上がりエッ
ジ上には、明白なＲＣスルーイングは全くみられない。
対応する出力電圧波形は、入力電流パルス振幅を増大さ
せるに連れて、なおも非対称の飽和波形特性を呈してい
る。しかしながら、出力電圧波形は、十分に等しい立ち
上がり時点および立ち下がり時点を呈している。これ
は、共通ベース入力構成によって生成可能なプッシュ・
プル電流の特徴である。
【００１８】前述したシングル・エンド共通ベース構成
のトランスインピーダンス増幅器６０の欠点は、図１９
に示すように、共通ベース・プッシュ・プル入力段およ
び相補プッシュ・プル出力段によって改善することがで
きる。これについて次に説明する。即ち、図１９は、ト
ランスインピーダンス増幅器６０の代替実施形態を示
し、本発明による平衡光受信機６２を形成する１対のフ
ォトダイオードに直結されている。平衡光受信機６２
は、改善されたトランスインピーダンス増幅器６４、お
よび１対のフォトダイオード６６，６８を含む。前述し
たように、フォトダイオード６６，６８は、光検出器６
６が光学的に励起されたときに、矢印７０で示すように
光電流を生成するように、その極性が構成されている。
また、フォトダイオード６８の励起によって、矢印７２
の方向にトランスインピーダンス増幅器６４から電流が
引き出される。図示のように、２つのフォトダイオード
６６，６８はノード７０において接続され、一方ノード
７０はトランスインピーダンス増幅器６４に直結されて
いる。直結構成を利用することにより、光受信機６２の
応答は、ＤＣからミリメートル波周波数までの周波数帯
域にわたって動作可能となる。更に、前述したように、
平衡光受信機を一般的なＭＭＩＣ上に集積することは、
ＡＣ結合コンデンサのサイズのために、これまで知られ
ていなかった。直結構成を採用することによってＡＣ結
合コンデンサを不要とすることにより、本発明による平
衡光受信機６２は、自己内蔵形態（ＭＭＩＣ）に集積す
るのに適したものとなる。
のトランスインピーダンス増幅器６０の欠点は、図１９
に示すように、共通ベース・プッシュ・プル入力段およ
び相補プッシュ・プル出力段によって改善することがで
きる。これについて次に説明する。即ち、図１９は、ト
ランスインピーダンス増幅器６０の代替実施形態を示
し、本発明による平衡光受信機６２を形成する１対のフ
ォトダイオードに直結されている。平衡光受信機６２
は、改善されたトランスインピーダンス増幅器６４、お
よび１対のフォトダイオード６６，６８を含む。前述し
たように、フォトダイオード６６，６８は、光検出器６
６が光学的に励起されたときに、矢印７０で示すように
光電流を生成するように、その極性が構成されている。
また、フォトダイオード６８の励起によって、矢印７２
の方向にトランスインピーダンス増幅器６４から電流が
引き出される。図示のように、２つのフォトダイオード
６６，６８はノード７０において接続され、一方ノード
７０はトランスインピーダンス増幅器６４に直結されて
いる。直結構成を利用することにより、光受信機６２の
応答は、ＤＣからミリメートル波周波数までの周波数帯
域にわたって動作可能となる。更に、前述したように、
平衡光受信機を一般的なＭＭＩＣ上に集積することは、
ＡＣ結合コンデンサのサイズのために、これまで知られ
ていなかった。直結構成を採用することによってＡＣ結
合コンデンサを不要とすることにより、本発明による平
衡光受信機６２は、自己内蔵形態（ＭＭＩＣ）に集積す
るのに適したものとなる。
【００１９】トランスインピーダンス増幅器６４は、三
段増幅器として形成し、その中には、相補共通ベース構
成の入力段７６、ダーリントン対で形成した相補共通エ
ミッタ構成の中間段７８、および相補共通コレクタ構成
の出力段８０を含む。出力段８０は、入力段７６および
中間段７８からの相補電流出力を再結合するために用い
られる。トランスインピーダンス増幅器６４のトポロジ
は、５０ΩＤＣ分路抵抗を不要とすることにより、増幅
器のノイズ特性を改善する。５０Ω分路抵抗をなくすこ
とによって、トランスインピーダンス増幅器６４は、公
知の平衡光受信機に対して、格段に優れたノイズ特性で
動作するようになる。
段増幅器として形成し、その中には、相補共通ベース構
成の入力段７６、ダーリントン対で形成した相補共通エ
ミッタ構成の中間段７８、および相補共通コレクタ構成
の出力段８０を含む。出力段８０は、入力段７６および
中間段７８からの相補電流出力を再結合するために用い
られる。トランスインピーダンス増幅器６４のトポロジ
は、５０ΩＤＣ分路抵抗を不要とすることにより、増幅
器のノイズ特性を改善する。５０Ω分路抵抗をなくすこ
とによって、トランスインピーダンス増幅器６４は、公
知の平衡光受信機に対して、格段に優れたノイズ特性で
動作するようになる。
【００２０】図２０および図２１は、５０Ωソースから
送出される入力パワー・レベルを段階的に増大した場合
における、本発明によるトランスインピーダンス増幅器
６４の広帯域出力パワーおよび入力インピーダンス応答
を、それぞれ周波数の関数として示す。図２０に示すよ
うに、トランスインピーダンス増幅器６４の出力パワー
は、前述した従来の共通エミッタ・トランスインピーダ
ンス増幅器とは異なり、入力パワーの増大と共に着実に
増大し、その広帯域利得形状の平坦性を変化させない。
図２１は、トランスインピーダンス増幅器６４の広帯域
入力およびインピーダンス応答を、入力パワーの関数と
して示す。図２１に示すように、入力インピーダンスは
比較的安定しており、即ち、≒２０〜３０Ωであり、周
波数および−１０ｄＢｍまでの入力パワーに依存しな
い。−５ｄＢｍの入力パワーにおいて、入力トランスイ
ンピーダンス増幅器６４は、低い方の周波数では、僅か
に増大し始める。前述した共通エミッタ構成の入力段を
備えたトランスインピーダンス増幅器と比較すると、相
補共通ベース構成の入力段を備えたトランスインピーダ
ンス増幅器６４は、格段に挙動が良いインピーダンス応
答を達成し、集積光受信機６２の帯域幅応答を保全する
ことが可能である。図１２に関して先に説明したシング
ル・エンド共通ベース構成のトランスインピーダンス増
幅器と比較すると、本発明による相補共通ベース構成の
トランスインピーダンス増幅器６４は、パワー依存性上
昇に対して、同様の出力パワー周波数の平坦性および入
力インピーダンスの挙動を示す。以下で示すように、大
きな単一入力電流パルス列に対する過渡応答は、相補共
通ベース構成のトランスインピーダンス増幅器６４が、
高データ・レートにおける良好なＢＥＲ（ビット・エラ
ー率。信号伝送エラーの尺度の１つ）に必要とされる、
高い出力波形対称性を達成可能であることを示す。
送出される入力パワー・レベルを段階的に増大した場合
における、本発明によるトランスインピーダンス増幅器
６４の広帯域出力パワーおよび入力インピーダンス応答
を、それぞれ周波数の関数として示す。図２０に示すよ
うに、トランスインピーダンス増幅器６４の出力パワー
は、前述した従来の共通エミッタ・トランスインピーダ
ンス増幅器とは異なり、入力パワーの増大と共に着実に
増大し、その広帯域利得形状の平坦性を変化させない。
図２１は、トランスインピーダンス増幅器６４の広帯域
入力およびインピーダンス応答を、入力パワーの関数と
して示す。図２１に示すように、入力インピーダンスは
比較的安定しており、即ち、≒２０〜３０Ωであり、周
波数および−１０ｄＢｍまでの入力パワーに依存しな
い。−５ｄＢｍの入力パワーにおいて、入力トランスイ
ンピーダンス増幅器６４は、低い方の周波数では、僅か
に増大し始める。前述した共通エミッタ構成の入力段を
備えたトランスインピーダンス増幅器と比較すると、相
補共通ベース構成の入力段を備えたトランスインピーダ
ンス増幅器６４は、格段に挙動が良いインピーダンス応
答を達成し、集積光受信機６２の帯域幅応答を保全する
ことが可能である。図１２に関して先に説明したシング
ル・エンド共通ベース構成のトランスインピーダンス増
幅器と比較すると、本発明による相補共通ベース構成の
トランスインピーダンス増幅器６４は、パワー依存性上
昇に対して、同様の出力パワー周波数の平坦性および入
力インピーダンスの挙動を示す。以下で示すように、大
きな単一入力電流パルス列に対する過渡応答は、相補共
通ベース構成のトランスインピーダンス増幅器６４が、
高データ・レートにおける良好なＢＥＲ（ビット・エラ
ー率。信号伝送エラーの尺度の１つ）に必要とされる、
高い出力波形対称性を達成可能であることを示す。
【００２１】図２２ないし図２３ｄは、パルス振幅を
０．２ｍＡ、１．０ｍＡ、２．０ｍＡおよび４．０ｍＡ
にぞれぞれ増大した場合における、相補共通ベース構成
の入力トランスインピーダンス増幅器６４の１０ＧＨｚ
パルス発生器に対する過渡応答を示す。０．２ｍＡとい
う小さな入力電流パルス振幅では、図２２に示すよう
に、入力電圧は方形波形状に相似するが、一方出力波形
は、不飽和正弦波形状に相似する。図２３ないし図２３
ｄに示すように、入力電流パルス振幅を１．０ｍＡ、
２．０ｍＡおよび４．０ｍＡと増大させるに連れて、入
力電圧範囲は僅かに歪み始める。しかしながら、前述し
た共通エミッタ構成の入力段を備えたトランスインピー
ダンス増幅器とは異なり、入力電圧波形には、当該波形
の立ち下がりエッジにも立ち上がりエッジにも明白なＲ
Ｃスルーイングは全く見られない。実際、入力電圧波形
は、非常に急峻な立ち上がり時点および立ち下がり時点
を有し、直結相補プッシュ・プル入力および出力段７
６，８０による高速信号遷移を示している。更に、前述
したシングル・エンド共通ベース構成のトランスインピ
ーダンス増幅器とは異なり、出力波形が対称的でしかも
不飽和であるので、明白な立ち上がり時点および立ち下
がり時点ならびに対称的な停留時間を呈しており、相補
共通ベース構成の入力段７６および相補共通コレクタ構
成のプッシュ・プル電流出力段９０によってもたさられ
る、ＢＥＲの定性的測定が可能となる。
０．２ｍＡ、１．０ｍＡ、２．０ｍＡおよび４．０ｍＡ
にぞれぞれ増大した場合における、相補共通ベース構成
の入力トランスインピーダンス増幅器６４の１０ＧＨｚ
パルス発生器に対する過渡応答を示す。０．２ｍＡとい
う小さな入力電流パルス振幅では、図２２に示すよう
に、入力電圧は方形波形状に相似するが、一方出力波形
は、不飽和正弦波形状に相似する。図２３ないし図２３
ｄに示すように、入力電流パルス振幅を１．０ｍＡ、
２．０ｍＡおよび４．０ｍＡと増大させるに連れて、入
力電圧範囲は僅かに歪み始める。しかしながら、前述し
た共通エミッタ構成の入力段を備えたトランスインピー
ダンス増幅器とは異なり、入力電圧波形には、当該波形
の立ち下がりエッジにも立ち上がりエッジにも明白なＲ
Ｃスルーイングは全く見られない。実際、入力電圧波形
は、非常に急峻な立ち上がり時点および立ち下がり時点
を有し、直結相補プッシュ・プル入力および出力段７
６，８０による高速信号遷移を示している。更に、前述
したシングル・エンド共通ベース構成のトランスインピ
ーダンス増幅器とは異なり、出力波形が対称的でしかも
不飽和であるので、明白な立ち上がり時点および立ち下
がり時点ならびに対称的な停留時間を呈しており、相補
共通ベース構成の入力段７６および相補共通コレクタ構
成のプッシュ・プル電流出力段９０によってもたさられ
る、ＢＥＲの定性的測定が可能となる。
【００２２】図２４は、トランスインピーダンス増幅器
６４の小信号トランスインピーダンス利得、５０Ωパワ
ー利得、入力インピーダンス、および二ポート安定係数
Ｋを、周波数の関数として示す。ｆTおよびｆmaxをそれ
ぞれ４３ＧＨｚおよび５５ＧＨｚとしたＧａＡｓ１μｍ
エミッタ幅（自己整合ベース・オーミック金属）ＳＡＢ
Ｍ相補ＰＮＰ／ＮＰＮ ＨＢＴ技術、および１１．１Ｇ
Ｈｚ３−ｄＢ帯域幅、および無条件安定性（ｕｎｃｏｎ
ｄｉｔｉｏｎａｌ ｓｔａｂｉｌｉｔｙ）の対応するパ
ワー利得によって、１２ＧＨｚ３−ｄｂ帯域幅を有する
４５ｄＢΩのトランスインピーダンスを達成することが
できる。
６４の小信号トランスインピーダンス利得、５０Ωパワ
ー利得、入力インピーダンス、および二ポート安定係数
Ｋを、周波数の関数として示す。ｆTおよびｆmaxをそれ
ぞれ４３ＧＨｚおよび５５ＧＨｚとしたＧａＡｓ１μｍ
エミッタ幅（自己整合ベース・オーミック金属）ＳＡＢ
Ｍ相補ＰＮＰ／ＮＰＮ ＨＢＴ技術、および１１．１Ｇ
Ｈｚ３−ｄＢ帯域幅、および無条件安定性（ｕｎｃｏｎ
ｄｉｔｉｏｎａｌ ｓｔａｂｉｌｉｔｙ）の対応するパ
ワー利得によって、１２ＧＨｚ３−ｄｂ帯域幅を有する
４５ｄＢΩのトランスインピーダンスを達成することが
できる。
【００２３】本発明の重要な態様によれば、平衡光受信
機６２は、ＰＮＰおよびＮＰＮトランジスタ双方を利用
する相補高速バイポーラ・プロセスによって製造するこ
とができる。光検出器６６，６８は、好ましくは、Ｉｎ
ＡｌＡｓ／ＩｎＧａＡｓ／ＩｎＰ系ＨＢＴ技術のよう
な、既存のＰＮＰおよびＮＰＮデバイス材料構造によっ
て製造する。したがって、平衡光受信機６２は、コンパ
クトな低価格ＭＭＩＣ内に、比較的広いダイナミック・
レンジおよび広帯域の平衡光受信機を実現することがで
きる。しかしながら、同等の高性能平衡光受信機は、い
くつかの別個のＭＭＩＣによるハイブリッド形態でも同
様に形成可能であることは、当業者には認められよう。
機６２は、ＰＮＰおよびＮＰＮトランジスタ双方を利用
する相補高速バイポーラ・プロセスによって製造するこ
とができる。光検出器６６，６８は、好ましくは、Ｉｎ
ＡｌＡｓ／ＩｎＧａＡｓ／ＩｎＰ系ＨＢＴ技術のよう
な、既存のＰＮＰおよびＮＰＮデバイス材料構造によっ
て製造する。したがって、平衡光受信機６２は、コンパ
クトな低価格ＭＭＩＣ内に、比較的広いダイナミック・
レンジおよび広帯域の平衡光受信機を実現することがで
きる。しかしながら、同等の高性能平衡光受信機は、い
くつかの別個のＭＭＩＣによるハイブリッド形態でも同
様に形成可能であることは、当業者には認められよう。
【００２４】本発明による平衡光受信機６２は、公知の
平衡光受信機トポロジに対して、いくつかの利点をもた
らすものである。例えば、平衡光受信機６２は、ＤＣか
らミリメートル波までの周波数にわたって動作すること
ができ、特定の用途における長いデータ・ワード長の伝
送のためのＢＥＲ特性が向上する。また、平衡光受信機
６２は、前置増幅器の入力における受信入力電圧パワー
／電流の変化に対して入力インピーダンスが感応しない
ので、広い帯域幅を維持することができる。この特性は
非常に重要である。何故なら、前置増幅器の入力インピ
ーダンスは、光検出器のオフ容量が影響を受けると、こ
れとの組み合わせによって、受信機の帯域幅特性を決定
する基本極を生成するからである。増幅器の入力インピ
ーダンスが広い入力パワー範囲において大幅に増大する
と、有効帯域幅が変化し、その結果、高データ・レート
においてＢＥＲの劣化を招く。更に、トランスインピー
ダンス増幅器６４の相補共通ベース構成のプッシュ・プ
ル段７６によって、プッシュ・プル信号波形が歪みから
保護され、その結果、強い電流パルス列によって駆動さ
れる場合、歪みの減少、および出力波形の相対的な対称
性向上がもたらされる。相補共通ベース構成の入力段７
６の動的入力インピーダンスは、従来のシングル・エン
ド共通エミッタおよび共通ベース構成のトランスインピ
ーダンス増幅器トポロジよりも、入力パワー電圧および
電流駆動レベルに対する感応性が低く、光学的に誘導さ
れる相補フォトダイオード電流を引き込めかつ供給する
ために５０ΩＤＣ分路抵抗を採用した平衡検出器と組み
合わせたＡＣ結合電圧利得整合増幅器（ＡＣ ｃｏｕｐ
ｌｅｄ ｍａｔｃｈｅｄ ｖｏｌｔａｇｅ ｇａｉｎａ
ｍｐｌｉｆｉｅｒ）よりもノイズが少ない。トランスイ
ンピーダンス増幅器６４は、入力パワー・レベルの広い
範囲に亘って一定の低い増幅器入力インピーダンスを維
持することができるので、増幅器の入力インピーダンス
およびフォトダイオードの有効オフ容量によって形成さ
れるＲ−Ｃ入力極を一定に維持することができ、そのた
め基本極および対応する帯域幅、ならびに高データ・レ
ート伝送において結果的に得られるＢＥＲを保全するこ
とができる。
平衡光受信機トポロジに対して、いくつかの利点をもた
らすものである。例えば、平衡光受信機６２は、ＤＣか
らミリメートル波までの周波数にわたって動作すること
ができ、特定の用途における長いデータ・ワード長の伝
送のためのＢＥＲ特性が向上する。また、平衡光受信機
６２は、前置増幅器の入力における受信入力電圧パワー
／電流の変化に対して入力インピーダンスが感応しない
ので、広い帯域幅を維持することができる。この特性は
非常に重要である。何故なら、前置増幅器の入力インピ
ーダンスは、光検出器のオフ容量が影響を受けると、こ
れとの組み合わせによって、受信機の帯域幅特性を決定
する基本極を生成するからである。増幅器の入力インピ
ーダンスが広い入力パワー範囲において大幅に増大する
と、有効帯域幅が変化し、その結果、高データ・レート
においてＢＥＲの劣化を招く。更に、トランスインピー
ダンス増幅器６４の相補共通ベース構成のプッシュ・プ
ル段７６によって、プッシュ・プル信号波形が歪みから
保護され、その結果、強い電流パルス列によって駆動さ
れる場合、歪みの減少、および出力波形の相対的な対称
性向上がもたらされる。相補共通ベース構成の入力段７
６の動的入力インピーダンスは、従来のシングル・エン
ド共通エミッタおよび共通ベース構成のトランスインピ
ーダンス増幅器トポロジよりも、入力パワー電圧および
電流駆動レベルに対する感応性が低く、光学的に誘導さ
れる相補フォトダイオード電流を引き込めかつ供給する
ために５０ΩＤＣ分路抵抗を採用した平衡検出器と組み
合わせたＡＣ結合電圧利得整合増幅器（ＡＣ ｃｏｕｐ
ｌｅｄ ｍａｔｃｈｅｄ ｖｏｌｔａｇｅ ｇａｉｎａ
ｍｐｌｉｆｉｅｒ）よりもノイズが少ない。トランスイ
ンピーダンス増幅器６４は、入力パワー・レベルの広い
範囲に亘って一定の低い増幅器入力インピーダンスを維
持することができるので、増幅器の入力インピーダンス
およびフォトダイオードの有効オフ容量によって形成さ
れるＲ−Ｃ入力極を一定に維持することができ、そのた
め基本極および対応する帯域幅、ならびに高データ・レ
ート伝送において結果的に得られるＢＥＲを保全するこ
とができる。
【００２５】これまでの教示に基づけば、本発明の多く
の変更や変形が可能であることは明らかである。したが
って、請求項の範囲内において、本発明は先に具体的に
記載したもの以外でも実施可能であることは理解されよ
う。
の変更や変形が可能であることは明らかである。したが
って、請求項の範囲内において、本発明は先に具体的に
記載したもの以外でも実施可能であることは理解されよ
う。
【図１】従来のＡＣ結合平衡光受信機の概略図である。
【図２】従来の直結平衡光受信機のブロック図である。
【図３】図２に示す従来の直結平衡光受信機のブロック
図であり、平衡フォトダイオードに必要なプッシュ・プ
ル電流経路を示す図である。
図であり、平衡フォトダイオードに必要なプッシュ・プ
ル電流経路を示す図である。
【図４】図２に示す従来の直結平衡光受信機のブロック
図であり、平衡フォトダイオードに必要なプッシュ・プ
ル電流経路を示す図である。
図であり、平衡フォトダイオードに必要なプッシュ・プ
ル電流経路を示す図である。
【図５】共通エミッタ入力段を備えた公知の共通エミッ
タ入力トランスインピーダンス増幅器の概略図である。
タ入力トランスインピーダンス増幅器の概略図である。
【図６】５０Ωソースからの段階的に増大する入力パワ
ー・レベルに対して、ＧＨｚを単位とする周波数の関数
として、図５に示した従来の共通エミッタ入力トランス
インピーダンス増幅器の出力パワーＰoutを示すグラフ
である。
ー・レベルに対して、ＧＨｚを単位とする周波数の関数
として、図５に示した従来の共通エミッタ入力トランス
インピーダンス増幅器の出力パワーＰoutを示すグラフ
である。
【図７】５０Ωソースから送出される段階的に増大する
入力パワー・レベルに対して、ＧＨｚを単位とする周波
数の関数として、図５に示したトランスインピーダンス
増幅器の入力インピーダンスを示すグラフである。
入力パワー・レベルに対して、ＧＨｚを単位とする周波
数の関数として、図５に示したトランスインピーダンス
増幅器の入力インピーダンスを示すグラフである。
【図８】０．２ｍＡのパルス振幅に応答した、図５に示
したトランスインピーダンス増幅器の、電流パルス発生
器の１０ＧＨｚに対する過渡応答を示す図である。
したトランスインピーダンス増幅器の、電流パルス発生
器の１０ＧＨｚに対する過渡応答を示す図である。
【図９】２．０ｍＡのパルス振幅に応答した、図５に示
したトランスインピーダンス増幅器の、電流パルス発生
器の１０ＧＨｚに対する過渡応答を示す図である。
したトランスインピーダンス増幅器の、電流パルス発生
器の１０ＧＨｚに対する過渡応答を示す図である。
【図１０】４．０ｍＡのパルス振幅に応答した、図５に
示したトランスインピーダンス増幅器の、電流パルス発
生器の１０ＧＨｚに対する過渡応答を示す図である。
示したトランスインピーダンス増幅器の、電流パルス発
生器の１０ＧＨｚに対する過渡応答を示す図である。
【図１１】図５に示したトランスインピーダンスと同様
であるが、フォトダイオードへのＡＣ結合および５０Ω
ＤＣ分路抵抗を備えたトランスインピーダンス増幅器
の、２ｍＡにおける１０ＧＨｚ電流パルス発生器に対す
る応答を示すグラフである。
であるが、フォトダイオードへのＡＣ結合および５０Ω
ＤＣ分路抵抗を備えたトランスインピーダンス増幅器
の、２ｍＡにおける１０ＧＨｚ電流パルス発生器に対す
る応答を示すグラフである。
【図１２】本発明の一実施形態による、シングル・エン
ド共通ベース入力トランスインピーダンス増幅器の概略
図である。
ド共通ベース入力トランスインピーダンス増幅器の概略
図である。
【図１３】図１２に示したシングル・エンド共通ベース
入力トランスインピーダンス増幅器の、５０Ωソースか
ら送出される段階的に増大する入力パワー・レベルに対
する出力パワーＰoutを示すグラフである。
入力トランスインピーダンス増幅器の、５０Ωソースか
ら送出される段階的に増大する入力パワー・レベルに対
する出力パワーＰoutを示すグラフである。
【図１４】図１２に示したシングル・エンド共通ベース
入力トランスインピーダンス増幅器の、５０Ωソースか
ら送出される段階的に増大する入力パワー・レベルに対
する入力インピーダンス応答を示すグラフである。
入力トランスインピーダンス増幅器の、５０Ωソースか
ら送出される段階的に増大する入力パワー・レベルに対
する入力インピーダンス応答を示すグラフである。
【図１５】パルス振幅が０．２ｍＡの場合における、図
１２に示した共通ベース入力トランスインピーダンス増
幅器の１０ＧＨｚ電流パルス発生器に対する過渡応答を
示すグラフである。
１２に示した共通ベース入力トランスインピーダンス増
幅器の１０ＧＨｚ電流パルス発生器に対する過渡応答を
示すグラフである。
【図１６】パルス振幅を１．０ｍＡに増大した場合にお
ける、図１２に示した共通ベース入力トランスインピー
ダンス増幅器の１０ＧＨｚ電流パルス発生器に対する過
渡応答を示すグラフである。
ける、図１２に示した共通ベース入力トランスインピー
ダンス増幅器の１０ＧＨｚ電流パルス発生器に対する過
渡応答を示すグラフである。
【図１７】パルス幅を２．０ｍＡに増大した場合におけ
る、図１２に示した共通ベース入力トランスインピーダ
ンス増幅器の１０ＧＨｚ電流パルス発生器に対する過渡
応答を示すグラフである。
る、図１２に示した共通ベース入力トランスインピーダ
ンス増幅器の１０ＧＨｚ電流パルス発生器に対する過渡
応答を示すグラフである。
【図１８】パルス幅を４．０ｍＡに増大した場合におけ
る、図１２に示した共通ベース入力トランスインピーダ
ンス増幅器の１０ＧＨｚ電流パルス発生器に対する過渡
応答を示すグラフである。
る、図１２に示した共通ベース入力トランスインピーダ
ンス増幅器の１０ＧＨｚ電流パルス発生器に対する過渡
応答を示すグラフである。
【図１９】本発明の代替実施形態による平衡光受信機の
概略図である。
概略図である。
【図２０】段階的に増大する入力パワー・レベルを５０
Ωソースから送出する場合における、図１９に示した相
補共通ベース入力トランスインピーダンス増幅器の出力
パワーを示すグラフである。
Ωソースから送出する場合における、図１９に示した相
補共通ベース入力トランスインピーダンス増幅器の出力
パワーを示すグラフである。
【図２１】段階的に増大する入力パワー・レベルを５０
Ωソースから送出する場合における、図１９に示した相
補共通ベース入力トランスインピーダンス増幅器の入力
インピーダンス応答を示すグラフである。
Ωソースから送出する場合における、図１９に示した相
補共通ベース入力トランスインピーダンス増幅器の入力
インピーダンス応答を示すグラフである。
【図２２】パルス振幅が０．２ｍＡの場合における、図
１９に示したトランスインピーダンス増幅器の１０ＧＨ
ｚ電流パルス発生器に対する過渡応答を示す図である。
１９に示したトランスインピーダンス増幅器の１０ＧＨ
ｚ電流パルス発生器に対する過渡応答を示す図である。
【図２３】パルス振幅を１．０ｍＡ、２．０ｍＡおよび
４．０ｍＡに増大した場合における、図１９に示したト
ランスインピーダンス増幅器の１０ＧＨｚ電流パルス発
生器に対する過渡応答を示す図である。
４．０ｍＡに増大した場合における、図１９に示したト
ランスインピーダンス増幅器の１０ＧＨｚ電流パルス発
生器に対する過渡応答を示す図である。
【図２４】図１９に示した共通ベース入力トランスイン
ピーダンス増幅器の小信号トランスインピーダンス利
得、５０Ωパワー利得、入力インピーダンス、および２
ポート安定係数Ｋを、周波数の関数として示すグラフで
ある。
ピーダンス増幅器の小信号トランスインピーダンス利
得、５０Ωパワー利得、入力インピーダンス、および２
ポート安定係数Ｋを、周波数の関数として示すグラフで
ある。
４０ 直結光受信機 ４２，４４ 平衡フォトダイオード ４６ トランスインピーダンス増幅器 ６０ トランスインピーダンス増幅器 ６１ シングル・エンド共通ベース構成の入力段 ６２ 平衡光受信機 ６３ シングル・エンド共通エミッタ構成の中間段 ６４ トランスインピーダンス増幅器 ６５ シングル・エンド共通コレクタ構成の出力段 ６６，６８ １対のフォトダイオード ７０ ノード ７６ 相補共通ベース構成の入力段 ７８ 相補共通エミッタ構成の中間段 ８０ 相補共通コレクタ構成の出力段 Ｑ1 入力トランジスタ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭58−53246（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−263977（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−242127（ＪＰ，Ａ) 米国特許2782267（ＵＳ，Ａ) 米国特許4374363（ＵＳ，Ａ) Ｅｒｉｃ Ａ．Ｓｗａｎｓｏｎ，Ｊｅ ｆｆｒｅｙ Ｃ．Ｌｉｖａｓ，Ｒｏｙ Ｓ．Ｂｏｎｄｕｒａｎｔ，Ｈｉｇｈ Ｓ ｅｎｓｉｔｉｖｉｔｙ Ｏｐｔｉｃａｌ ｌｙ Ｐｒｅａｍｐｌｉｆｉｅｄ Ｄｉ ｒｅｃｔ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ ＤＰＳ Ｋ Ｒｅｃｅｉｖｅｒ ｗｉｔｈ Ａｃ ｔｉｖｅ Ｄｅｌａｙ−Ｌｉｎｅ Ｓｔ ａｂｉｌ，Ｐｈｏｔｏｎｉｃｓ Ｔｅｃ ｈｎｉｃａｌ Ｌｅｔｔｅｒ，Ｖｏｌ. ６，Ｎｏ．２，ｐｐ．263−265 (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03F 1/00 - 1/56 H03F 3/00 - 3/72 H04B 10/00 - 10/30
Claims (2)
- 【請求項１】 光信号を受信し電気出力信号を提供する
光受信機であって、 光信号を受信し、該光信号を電気信号に変換する１つ以
上のフォトダイオードと、 前記１つ以上のフォトダイオードに電気的に結合された
トランスインピーダンス増幅器と、 を備え、前記トランスインピーダンス増幅器が、 相補共通ベース構成に接続された２つのトランジスタか
らなる入力段と、 前記入力段に結合され、相補共通エミッタ構成に接続さ
れた２つのトランジスタからなる中間段と、 前記中間段に結合され、相補共通コレクタ構成に接続さ
れた２つのトランジスタからなる出力段と、 を含む、光受信機。 - 【請求項２】 トランスインピーダンス増幅器であっ
て、 相補共通ベース構成に接続された２つのトランジスタを
含む入力段と、 前記入力段に結合され、相補共通エミッタ構成に接続さ
れた２つのバイポーラトランジスタからなる中間段と、 前記中間段に結合され、相補共通コレクタ構成に接続さ
れた２つのトランジスタからなる出力段と、 を備えたトランスインピーダンス増幅器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US985488 | 1997-12-04 | ||
| US08/985,488 US6069534A (en) | 1997-12-04 | 1997-12-04 | Balance photo-receiver with complementary HBT common-base push pull pre-amplifier |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11239027A JPH11239027A (ja) | 1999-08-31 |
| JP3301734B2 true JP3301734B2 (ja) | 2002-07-15 |
Family
ID=25531535
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP34561698A Expired - Fee Related JP3301734B2 (ja) | 1997-12-04 | 1998-12-04 | 相補ｈｂｔ共通ベース・プッシュ・プル前置増幅器を有する平衡光受信機 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6069534A (ja) |
| JP (1) | JP3301734B2 (ja) |
Families Citing this family (34)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6396605B1 (en) * | 1999-01-26 | 2002-05-28 | Trw Inc. | Apparatus and method for tuning an optical interferometer |
| KR20020036940A (ko) | 1999-04-01 | 2002-05-17 | 매클린토크 샤운 엘 | 비-선형 왜곡 발생기 |
| US6577177B2 (en) | 1999-04-01 | 2003-06-10 | General Instrument Corporation | Non-linear distortion generator |
| US6469817B1 (en) * | 1999-06-18 | 2002-10-22 | Trw Inc. | Apparatus and method employing two optical signals for stabilizing an optical interferometer |
| US6587243B1 (en) | 1999-12-10 | 2003-07-01 | General Instrument Corporation | Second order predistortor for a return laser transmitter |
| US6509789B1 (en) | 2000-01-24 | 2003-01-21 | General Instrument Corporation | Circuit for reducing second and third order intermodulation distortion for a broadband RF amplifier |
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| US6404281B1 (en) | 2000-11-14 | 2002-06-11 | Sirenza Microdevices, Inc. | Wide dynamic range transimpedance amplifier |
| SE520433C2 (sv) * | 2000-12-01 | 2003-07-08 | Transmode Systems Ab | Förstärkarkrets, ett optiskt kommunikationssystem och en metod för att styra förstärkning |
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| YU67702A (sh) * | 2001-09-28 | 2004-12-31 | Pfizer Products Inc. | Postupak za dobijanje alkansulfonil piridina |
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