JP2000156977A - 電子機器用電源装置 - Google Patents
電子機器用電源装置Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 無負荷あるいは軽負荷状態において、従来と
同様の出力電力を得ることができ、且つその損失は従来
よりも著しく低減させることができる電子機器用電源装
置を提供すること。 【解決手段】 商用電源（図示せず）を１次側とし電子
機器の駆動部（図示せず）を２次側とする変圧器４３
と、変圧器４３の１次側に配置されるスイッチングトラ
ンジスタＱ４４とを有し、スイッチングトランジスタＱ
４４のスイッチング動作を制御することにより、上記電
子機器の駆動部への供給電力を調節する電子機器用電源
装置であって、電子機器が無負荷あるいは軽負荷時であ
るときに、停止信号Ｓ２によりスイッチングトランジス
タＱ４４のスイッチング動作を任意に停止させることに
より、動作状態と停止状態の２つのモードを繰り返す。
同様の出力電力を得ることができ、且つその損失は従来
よりも著しく低減させることができる電子機器用電源装
置を提供すること。 【解決手段】 商用電源（図示せず）を１次側とし電子
機器の駆動部（図示せず）を２次側とする変圧器４３
と、変圧器４３の１次側に配置されるスイッチングトラ
ンジスタＱ４４とを有し、スイッチングトランジスタＱ
４４のスイッチング動作を制御することにより、上記電
子機器の駆動部への供給電力を調節する電子機器用電源
装置であって、電子機器が無負荷あるいは軽負荷時であ
るときに、停止信号Ｓ２によりスイッチングトランジス
タＱ４４のスイッチング動作を任意に停止させることに
より、動作状態と停止状態の２つのモードを繰り返す。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、電子機器用の電源
装置、特に、電子機器が無負荷あるいは軽負荷時におい
て動作状態と停止状態の２つのモードを繰り返すことを
可能とした電源装置に関する。尚、本明細書において、
無負荷とは、電源装置はＯＮされているが、その先は電
力を必要としていない状態をいうものとする。また、軽
負荷とは、出力側の機器が一定の電圧を必要としない場
合であり、例えば、プリンタでは、印字ヘッドが停止し
ている状態などをいうものとする。
装置、特に、電子機器が無負荷あるいは軽負荷時におい
て動作状態と停止状態の２つのモードを繰り返すことを
可能とした電源装置に関する。尚、本明細書において、
無負荷とは、電源装置はＯＮされているが、その先は電
力を必要としていない状態をいうものとする。また、軽
負荷とは、出力側の機器が一定の電圧を必要としない場
合であり、例えば、プリンタでは、印字ヘッドが停止し
ている状態などをいうものとする。
【０００２】
【従来の技術】従来より、電子機器用の電源装置には、
商用電源を１次側とし電子機器の駆動部等を２次側とす
る変圧器と、その変圧器の１次側に配置される交流生成
用スイッチングトランジスタとを有する、スイッチング
電源が一般的に用いられている（特開平５−１３７３３
１号公報、特開平６−１６５４８９号公報、特開平８−
３００７７５号公報参照）。
商用電源を１次側とし電子機器の駆動部等を２次側とす
る変圧器と、その変圧器の１次側に配置される交流生成
用スイッチングトランジスタとを有する、スイッチング
電源が一般的に用いられている（特開平５−１３７３３
１号公報、特開平６−１６５４８９号公報、特開平８−
３００７７５号公報参照）。
【０００３】例えば、かかる電源装置をプリンタの電源
部に安定化電源として用いる場合には、上記交流生成用
スイッチングトランジスタのスイッチング動作を制御す
ることにより、プリンタ制御部及びプリンタ機構部への
供給電力を調節する。この形式の電源装置を用いたプリ
ンタでは、プリンタ制御部及びプリンタ機構部への電力
供給を停止する場合、例えば、上記変圧器の２次側に配
置した発光素子及び１次側に配置した受光素子を含むフ
ォトカプラを用い、２次側の発光素子からの光制御信号
を１次側の受光素子で受信し、この１次側の受光素子が
出力する信号に基づいて、上記交流生成用スイッチング
トランジスタを非スイッチング状態にセットする（上記
特開平８−３００７７５号公報参照）。
部に安定化電源として用いる場合には、上記交流生成用
スイッチングトランジスタのスイッチング動作を制御す
ることにより、プリンタ制御部及びプリンタ機構部への
供給電力を調節する。この形式の電源装置を用いたプリ
ンタでは、プリンタ制御部及びプリンタ機構部への電力
供給を停止する場合、例えば、上記変圧器の２次側に配
置した発光素子及び１次側に配置した受光素子を含むフ
ォトカプラを用い、２次側の発光素子からの光制御信号
を１次側の受光素子で受信し、この１次側の受光素子が
出力する信号に基づいて、上記交流生成用スイッチング
トランジスタを非スイッチング状態にセットする（上記
特開平８−３００７７５号公報参照）。
【０００４】最近では、かかるスイッチング電源の一つ
として、リンギングチョークコンバータ（以下、ＲＣＣ
と呼ぶ）回路方式のものが、電源装置の構成部品が少な
いという利点から、プリンタ等の電子機器用の電源装置
に多く用いられている。
として、リンギングチョークコンバータ（以下、ＲＣＣ
と呼ぶ）回路方式のものが、電源装置の構成部品が少な
いという利点から、プリンタ等の電子機器用の電源装置
に多く用いられている。
【０００５】図９は、一般的なＲＣＣ方式の電源装置の
定電圧制御検出回路部を抜粋した回路図である。図９の
回路構成では、図中のツェナーダイオードＺＤ１のツェ
ナー電圧を越えると、上述したフォトカプラの２次側の
発光素子を構成するフォトダイオードＰＤ１から、スイ
ッチング動作を抑制する信号である制御信号Ｓ１が、上
述したフォトカプラの１次側の受光素子を構成するフォ
トトランジスタＰＴ１で受信され、１次側制御回路が上
記交流生成用スイッチングトランジスタを制御すること
により、出力電圧を安定的に維持している。
定電圧制御検出回路部を抜粋した回路図である。図９の
回路構成では、図中のツェナーダイオードＺＤ１のツェ
ナー電圧を越えると、上述したフォトカプラの２次側の
発光素子を構成するフォトダイオードＰＤ１から、スイ
ッチング動作を抑制する信号である制御信号Ｓ１が、上
述したフォトカプラの１次側の受光素子を構成するフォ
トトランジスタＰＴ１で受信され、１次側制御回路が上
記交流生成用スイッチングトランジスタを制御すること
により、出力電圧を安定的に維持している。
【０００６】図１０は、図９の回路の出力電圧の時間変
化を示した模式図であり、図９に示した出力（端子）１
の電圧は安定的にほぼ一定に保たれている。図１１は、
電源装置の電力損失の内訳を一般的に説明する図であ
る。電力損失には、出力電力の大小に関わらずほぼ一定
量の損失［図１１（ｂ）参照］と、出力電力に比例する
損失［図１１（ｃ）参照］とがあるため、図１１（ａ）
から明らかなように、出力電力が小さい軽負荷時ほど一
定量の損失の占める比率が高くなる。
化を示した模式図であり、図９に示した出力（端子）１
の電圧は安定的にほぼ一定に保たれている。図１１は、
電源装置の電力損失の内訳を一般的に説明する図であ
る。電力損失には、出力電力の大小に関わらずほぼ一定
量の損失［図１１（ｂ）参照］と、出力電力に比例する
損失［図１１（ｃ）参照］とがあるため、図１１（ａ）
から明らかなように、出力電力が小さい軽負荷時ほど一
定量の損失の占める比率が高くなる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】例えば、出力電力の変
化が広範囲に及ぶスイッチング電源を、当該電子機器の
状態（例えば動作状態と待機状態）により出力電力が異
なるような電子機器に用いる場合、動作状態のように出
力電力が大きい場合には電源変換効率が向上するが、待
機状態のような軽負荷時には駆動能力余剰となり電源変
換効率が低下してしまう。これは、電源装置の損失に
は、図１１（ａ）、（ｂ）及び（ｃ）に示したように、
出力電力の大小に関わらずほぼ一定量を示す損失と、出
力電力に比例する損失とがあるため、出力電力が小さい
軽負荷時ほど一定量の損失の占める比率が高くなるため
である。特に、上述したＲＣＣ方式の電源装置では、図
１２（ｂ）に示すように、無負荷あるいは軽負荷時には
一次側スイッチングトランジスタのＶｃｅがオン期間に
おいても十分下がりきらなくなるため、同トランジスタ
の電力損失が増大するという問題があった。
化が広範囲に及ぶスイッチング電源を、当該電子機器の
状態（例えば動作状態と待機状態）により出力電力が異
なるような電子機器に用いる場合、動作状態のように出
力電力が大きい場合には電源変換効率が向上するが、待
機状態のような軽負荷時には駆動能力余剰となり電源変
換効率が低下してしまう。これは、電源装置の損失に
は、図１１（ａ）、（ｂ）及び（ｃ）に示したように、
出力電力の大小に関わらずほぼ一定量を示す損失と、出
力電力に比例する損失とがあるため、出力電力が小さい
軽負荷時ほど一定量の損失の占める比率が高くなるため
である。特に、上述したＲＣＣ方式の電源装置では、図
１２（ｂ）に示すように、無負荷あるいは軽負荷時には
一次側スイッチングトランジスタのＶｃｅがオン期間に
おいても十分下がりきらなくなるため、同トランジスタ
の電力損失が増大するという問題があった。
【０００８】本発明の目的は、無負荷あるいは軽負荷状
態において、従来と同様の出力電力を得ることができ、
且つその損失は従来よりも著しく低減させることができ
る電子機器用電源装置を提供することにある。
態において、従来と同様の出力電力を得ることができ、
且つその損失は従来よりも著しく低減させることができ
る電子機器用電源装置を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明では、無負荷あるいは軽負荷時においては、
電源装置が動作状態と停止状態の２つのモードを繰り返
すようにしている。これにより、無負荷あるいは軽負荷
時における電力損失を大幅に低減させることができる。
また、特にＲＣＣ方式を採用した電源装置において、例
えば、回路の効率が良い最大出力動作と、同じく損失が
極めて小さい停止状態とを繰り返し切り替えて動作させ
る間欠動作モードを取り入れるようにしている。これに
より、ＲＣＣ方式の電源装置において、平均的な出力電
力は軽負荷相当であるが、その損失を著しく低減させる
ことが可能となる。ただし、出力電圧は、動作状態では
電圧上昇傾向を、停止状態では電圧下降傾向を示すの
で、実質的には出力電圧の許容範囲内にて制御すること
になる。
め、本発明では、無負荷あるいは軽負荷時においては、
電源装置が動作状態と停止状態の２つのモードを繰り返
すようにしている。これにより、無負荷あるいは軽負荷
時における電力損失を大幅に低減させることができる。
また、特にＲＣＣ方式を採用した電源装置において、例
えば、回路の効率が良い最大出力動作と、同じく損失が
極めて小さい停止状態とを繰り返し切り替えて動作させ
る間欠動作モードを取り入れるようにしている。これに
より、ＲＣＣ方式の電源装置において、平均的な出力電
力は軽負荷相当であるが、その損失を著しく低減させる
ことが可能となる。ただし、出力電圧は、動作状態では
電圧上昇傾向を、停止状態では電圧下降傾向を示すの
で、実質的には出力電圧の許容範囲内にて制御すること
になる。
【００１０】即ち、請求項１記載の発明では、電子機器
に電力を供給するための電源装置であって、前記電子機
器が無負荷あるいは軽負荷時であるときに、動作状態と
停止状態の２つのモードを取り得ることを特徴とする。
に電力を供給するための電源装置であって、前記電子機
器が無負荷あるいは軽負荷時であるときに、動作状態と
停止状態の２つのモードを取り得ることを特徴とする。
【００１１】また、請求項２記載の発明では、電子機器
に電力を供給するための電源装置であって、電源が投入
されている状態において、前記電子機器が無負荷あるい
は軽負荷時であるときに、動作状態と停止状態の２つの
モードを繰り返すことを特徴とする。
に電力を供給するための電源装置であって、電源が投入
されている状態において、前記電子機器が無負荷あるい
は軽負荷時であるときに、動作状態と停止状態の２つの
モードを繰り返すことを特徴とする。
【００１２】尚、請求項３記載の発明では、更に、商用
電源を１次側とし電子機器の駆動部を２次側とする変圧
器と、該変圧器の１次側に配置されるスイッチングトラ
ンジスタとを有し、該スイッチングトランジスタのスイ
ッチング動作を制御することにより、前記電子機器の駆
動部への供給電力を調節する電子機器用電源装置であっ
て、前記電子機器が無負荷あるいは軽負荷時であるとき
に、停止信号により前記スイッチングトランジスタのス
イッチング動作を任意に停止させることにより、前記動
作状態と前記停止状態の２つのモードを繰り返すことを
特徴とする。
電源を１次側とし電子機器の駆動部を２次側とする変圧
器と、該変圧器の１次側に配置されるスイッチングトラ
ンジスタとを有し、該スイッチングトランジスタのスイ
ッチング動作を制御することにより、前記電子機器の駆
動部への供給電力を調節する電子機器用電源装置であっ
て、前記電子機器が無負荷あるいは軽負荷時であるとき
に、停止信号により前記スイッチングトランジスタのス
イッチング動作を任意に停止させることにより、前記動
作状態と前記停止状態の２つのモードを繰り返すことを
特徴とする。
【００１３】また、請求項４記載の発明では、リンギン
グチョークコンバータ回路方式を採用した請求項２又は
３記載の電子機器用電源装置において、前記動作状態
は、リンギングチョークコンバータ回路の効率が良い最
適動作状態であり、該最適動作状態と損失が極めて小さ
い停止状態とをパルス状の切替信号により繰り返し切り
替えて動作させる間欠動作モードを有することを特徴と
する。
グチョークコンバータ回路方式を採用した請求項２又は
３記載の電子機器用電源装置において、前記動作状態
は、リンギングチョークコンバータ回路の効率が良い最
適動作状態であり、該最適動作状態と損失が極めて小さ
い停止状態とをパルス状の切替信号により繰り返し切り
替えて動作させる間欠動作モードを有することを特徴と
する。
【００１４】尚、請求項５記載の発明では、前記最適動
作状態は、最大出力動作状態であることを特徴とする。
また、請求項６記載の発明では、前記切替信号は、出力
電圧が最大出力に達した後、所定の時間間隔をおいて切
り替わることを特徴とする。更に、請求項７記載の発明
では、前記切替信号は、出力電圧が最大出力に達した時
点で切り替わることを特徴とする。また、請求項８記載
の発明では、前記切替信号は、出力電圧が最大出力に達
するより前に切り替わることを特徴とする。
作状態は、最大出力動作状態であることを特徴とする。
また、請求項６記載の発明では、前記切替信号は、出力
電圧が最大出力に達した後、所定の時間間隔をおいて切
り替わることを特徴とする。更に、請求項７記載の発明
では、前記切替信号は、出力電圧が最大出力に達した時
点で切り替わることを特徴とする。また、請求項８記載
の発明では、前記切替信号は、出力電圧が最大出力に達
するより前に切り替わることを特徴とする。
【００１５】一方、請求項９記載の発明では、請求項２
記載の電子機器用電源装置において、更に、商用電源を
１次側とし電子機器の駆動部を２次側とする変圧器と、
該変圧器の１次側に配置されるスイッチングトランジス
タとを有し、該スイッチングトランジスタのスイッチン
グ動作を制御することにより、前記電子機器の駆動部へ
の供給電力を調節する電子機器用電源装置であって、前
記電子機器が無負荷あるいは軽負荷時であるときに、定
電圧検出信号の被検出電圧を第１の電圧と該第１の電圧
よりも低い第２の電圧の間で任意に上下させることで、
前記動作状態と前記停止状態の２つのモードを繰り返す
ことを特徴とする。
記載の電子機器用電源装置において、更に、商用電源を
１次側とし電子機器の駆動部を２次側とする変圧器と、
該変圧器の１次側に配置されるスイッチングトランジス
タとを有し、該スイッチングトランジスタのスイッチン
グ動作を制御することにより、前記電子機器の駆動部へ
の供給電力を調節する電子機器用電源装置であって、前
記電子機器が無負荷あるいは軽負荷時であるときに、定
電圧検出信号の被検出電圧を第１の電圧と該第１の電圧
よりも低い第２の電圧の間で任意に上下させることで、
前記動作状態と前記停止状態の２つのモードを繰り返す
ことを特徴とする。
【００１６】
【発明の実施形態】以下、本発明の実施形態について、
図面を参照しつつ詳細に説明する。まず、図１〜図３を
参照して、本発明の第１の実施形態について述べる。本
実施形態では、本発明の電子機器用電源装置をインクジ
ェットプリンタの電源部に安定化電源として用いる例に
適用した。図１には、本実施形態の電源装置の主要部で
ある定電圧制御検出回路部が抜粋して示されている。本
実施形態の電源装置も、一般的なＲＣＣ方式のものであ
り、その基本的構成は公知のものと同様であり、従来例
で述べたところと異なるものでもない。
図面を参照しつつ詳細に説明する。まず、図１〜図３を
参照して、本発明の第１の実施形態について述べる。本
実施形態では、本発明の電子機器用電源装置をインクジ
ェットプリンタの電源部に安定化電源として用いる例に
適用した。図１には、本実施形態の電源装置の主要部で
ある定電圧制御検出回路部が抜粋して示されている。本
実施形態の電源装置も、一般的なＲＣＣ方式のものであ
り、その基本的構成は公知のものと同様であり、従来例
で述べたところと異なるものでもない。
【００１７】即ち、本実施形態のプリンタ用電源装置
は、図１に示すように、商用電源［ＡＣ］（図示せず）
を１次側としプリンタの駆動部等（図示せず）を２次側
とする変圧器４３と、変圧器４３の１次側に配置される
交流生成用スイッチングトランジスタＱ４４とを有す
る。この電源装置は、制御信号用フォトカプラＰｃを備
え、この制御信号用フォトカプラＰｃは、変圧器４３の
２次側に配置された発光素子としてのフォトダイオード
ＰＤ１及び１次側に配置した受光素子としてのフォトト
ランジスタＰＴ１を含んでいる。そして、２次側のフォ
トダイオードＰＤ１からの制御信号Ｓ１を１次側のフォ
トトランジスタＰＴ１で受光し、このフォトトランジス
タＰＴ１が導通することにより、１次側制御回路ＣＣが
交流生成用スイッチングトランジスタＱ４４を非スイッ
チング状態にセットする。また、図中のツェナーダイオ
ードＺＤ１のツェナー電圧（４２Ｖ）を越えると、上述
した制御信号用フォトカプラＰｃの２次側のフォトダイ
オードＰＤ１からスイッチング動作を抑制する信号であ
る制御信号Ｓ１が発せられ、１次側のフォトトランジス
タＰＴ１で受光され、１次側制御回路ＣＣが上記交流生
成用スイッチングトランジスタＱ４４を制御することに
より、出力電圧を安定的に維持している。
は、図１に示すように、商用電源［ＡＣ］（図示せず）
を１次側としプリンタの駆動部等（図示せず）を２次側
とする変圧器４３と、変圧器４３の１次側に配置される
交流生成用スイッチングトランジスタＱ４４とを有す
る。この電源装置は、制御信号用フォトカプラＰｃを備
え、この制御信号用フォトカプラＰｃは、変圧器４３の
２次側に配置された発光素子としてのフォトダイオード
ＰＤ１及び１次側に配置した受光素子としてのフォトト
ランジスタＰＴ１を含んでいる。そして、２次側のフォ
トダイオードＰＤ１からの制御信号Ｓ１を１次側のフォ
トトランジスタＰＴ１で受光し、このフォトトランジス
タＰＴ１が導通することにより、１次側制御回路ＣＣが
交流生成用スイッチングトランジスタＱ４４を非スイッ
チング状態にセットする。また、図中のツェナーダイオ
ードＺＤ１のツェナー電圧（４２Ｖ）を越えると、上述
した制御信号用フォトカプラＰｃの２次側のフォトダイ
オードＰＤ１からスイッチング動作を抑制する信号であ
る制御信号Ｓ１が発せられ、１次側のフォトトランジス
タＰＴ１で受光され、１次側制御回路ＣＣが上記交流生
成用スイッチングトランジスタＱ４４を制御することに
より、出力電圧を安定的に維持している。
【００１８】本実施形態の定電圧制御検出回路部が図９
に示した従来例と相違するのは、図９の回路構成に停止
信号用フォトカプラＰｓと切替えトランジスタＱ１を追
加した点である。本実施形態の特徴は、電源装置に上述
した動作状態と停止状態の２つのモードを繰り返させる
ため、或いは間欠動作モードを取らせるために、上述し
た制御信号Ｓ１とは別に、停止信号Ｓ２によりスイッチ
ング動作を任意に停止させる点にある。
に示した従来例と相違するのは、図９の回路構成に停止
信号用フォトカプラＰｓと切替えトランジスタＱ１を追
加した点である。本実施形態の特徴は、電源装置に上述
した動作状態と停止状態の２つのモードを繰り返させる
ため、或いは間欠動作モードを取らせるために、上述し
た制御信号Ｓ１とは別に、停止信号Ｓ２によりスイッチ
ング動作を任意に停止させる点にある。
【００１９】即ち、この定電圧制御検出回路部は、上述
した構成に加え、停止信号用フォトカプラＰｓと切替え
トランジスタＱ１を有している。停止信号用フォトカプ
ラＰｓは、変圧器４３の２次側に配置された発光素子と
してのフォトダイオードＰＤ２及び１次側に配置した受
光素子としてのフォトトランジスタＰＴ２を含んでい
る。そして、２次側のフォトダイオードＰＤ２からの停
止信号Ｓ２を１次側のフォトトランジスタＰＴ２で受光
し、このフォトトランジスタＰＴ２が導通することによ
り、１次側制御回路ＣＣが交流生成用スイッチングトラ
ンジスタＱ４４のスイッチング動作を停止させる。ま
た、切替えトランジスタＱ１は、エミッタ接地のバイポ
ーラトランジスタから成り、そのコレクタは抵抗を介し
てフォトダイオードＰＤ２の陰極に接続され、そのベー
スは切替え信号の入力端子Ｔｍｉに接続されている。こ
の入力端子Ｔｍｉには、切替え信号のパルスが入力され
る。
した構成に加え、停止信号用フォトカプラＰｓと切替え
トランジスタＱ１を有している。停止信号用フォトカプ
ラＰｓは、変圧器４３の２次側に配置された発光素子と
してのフォトダイオードＰＤ２及び１次側に配置した受
光素子としてのフォトトランジスタＰＴ２を含んでい
る。そして、２次側のフォトダイオードＰＤ２からの停
止信号Ｓ２を１次側のフォトトランジスタＰＴ２で受光
し、このフォトトランジスタＰＴ２が導通することによ
り、１次側制御回路ＣＣが交流生成用スイッチングトラ
ンジスタＱ４４のスイッチング動作を停止させる。ま
た、切替えトランジスタＱ１は、エミッタ接地のバイポ
ーラトランジスタから成り、そのコレクタは抵抗を介し
てフォトダイオードＰＤ２の陰極に接続され、そのベー
スは切替え信号の入力端子Ｔｍｉに接続されている。こ
の入力端子Ｔｍｉには、切替え信号のパルスが入力され
る。
【００２０】さて、上記定電圧制御検出回路部の動作を
説明すれば、図１の回路構成において、入力端子Ｔｍｉ
に入力される切替信号Ｓｃが“Ｌ”のときは切替トラン
ジスタＱ１は遮断状態なので、停止信号用フォトカプラ
ＰｓのフォトダイオードＰＤ２は停止信号Ｓ２を発せ
ず、出力（端子）１に現われる本電源装置の出力電圧は
ツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧で定まる。本
実施形態では、インクジェットプリンタの印字ヘッドに
加える電圧を考慮して、ＺＤ１としてツェナー電圧４２
Ｖのものを選択している。従って、切替信号Ｓｃが
“Ｌ”のときは出力設定電圧は４２Ｖに設定され、安定
的に出力（端子）１へ電圧供給されるので、プリンタの
動作状態において、印字ヘッド等のプリンタ機構部に４
２Ｖの定電圧が供給される。一方、切替信号Ｓｃが
“Ｈ”のときは切替トランジスタＱ１は導通状態となり
停止信号用フォトカプラＰｓのフォトダイオードＰＤ２
から停止信号Ｓ２が発せられ、この停止信号Ｓ２を１次
側のフォトトランジスタＰＴ２で受光し、このフォトト
ランジスタＰＴ２が導通することにより、１次側制御回
路ＣＣが交流生成用スイッチングトランジスタＱ４４の
スイッチング動作を停止させる。
説明すれば、図１の回路構成において、入力端子Ｔｍｉ
に入力される切替信号Ｓｃが“Ｌ”のときは切替トラン
ジスタＱ１は遮断状態なので、停止信号用フォトカプラ
ＰｓのフォトダイオードＰＤ２は停止信号Ｓ２を発せ
ず、出力（端子）１に現われる本電源装置の出力電圧は
ツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧で定まる。本
実施形態では、インクジェットプリンタの印字ヘッドに
加える電圧を考慮して、ＺＤ１としてツェナー電圧４２
Ｖのものを選択している。従って、切替信号Ｓｃが
“Ｌ”のときは出力設定電圧は４２Ｖに設定され、安定
的に出力（端子）１へ電圧供給されるので、プリンタの
動作状態において、印字ヘッド等のプリンタ機構部に４
２Ｖの定電圧が供給される。一方、切替信号Ｓｃが
“Ｈ”のときは切替トランジスタＱ１は導通状態となり
停止信号用フォトカプラＰｓのフォトダイオードＰＤ２
から停止信号Ｓ２が発せられ、この停止信号Ｓ２を１次
側のフォトトランジスタＰＴ２で受光し、このフォトト
ランジスタＰＴ２が導通することにより、１次側制御回
路ＣＣが交流生成用スイッチングトランジスタＱ４４の
スイッチング動作を停止させる。
【００２１】図２は、図１の回路の出力電圧の時間変化
を示した模式図であり、出力（端子）１の電圧は切替信
号の“Ｌ”、“Ｈ”に応じて上昇、下降を繰り返す時間
変化を示す。図２では、切り替え方法として以下の３つ
の例を示している。図２に示すように、切替方法１は、
出力電圧が４２Ｖに達した後しばらくして切替信号が
“Ｌ”から“Ｈ”へ切り替わる制御例である。切替方法
２は、出力電圧が４２Ｖに達した時点で切替信号が
“Ｌ”から“Ｈ”へ切り替わる制御例である。切替方法
３は、出力電圧が４２Ｖに達する以前に切替信号が
“Ｌ”から“Ｈ”へ切り替わる制御例である。
を示した模式図であり、出力（端子）１の電圧は切替信
号の“Ｌ”、“Ｈ”に応じて上昇、下降を繰り返す時間
変化を示す。図２では、切り替え方法として以下の３つ
の例を示している。図２に示すように、切替方法１は、
出力電圧が４２Ｖに達した後しばらくして切替信号が
“Ｌ”から“Ｈ”へ切り替わる制御例である。切替方法
２は、出力電圧が４２Ｖに達した時点で切替信号が
“Ｌ”から“Ｈ”へ切り替わる制御例である。切替方法
３は、出力電圧が４２Ｖに達する以前に切替信号が
“Ｌ”から“Ｈ”へ切り替わる制御例である。
【００２２】上述したように、切替方法１は、出力電圧
が４２Ｖに達した後しばらくして切替信号が“Ｌ”から
“Ｈ”へ切り替わる制御例を表している。即ち、図２に
示すように、期間１になり切替信号がそれまでの“Ｌ”
から“Ｈ”に変わると停止信号用フォトカプラＰｓのフ
ォトダイオードＰＤ２から停止信号Ｓ２が発せられ、こ
の停止信号Ｓ２を１次側のフォトトランジスタＰＴ２で
受光し、このフォトトランジスタＰＴ２が導通すること
により、１次側制御回路ＣＣが交流生成用スイッチング
トランジスタＱ４４のスイッチング動作を停止させる。
このときの出力電圧の時間変化は、負荷に接続されたイ
ンピーダンスと出力側のコンデンサ容量によって定まる
特性で時間とともに下降していく。
が４２Ｖに達した後しばらくして切替信号が“Ｌ”から
“Ｈ”へ切り替わる制御例を表している。即ち、図２に
示すように、期間１になり切替信号がそれまでの“Ｌ”
から“Ｈ”に変わると停止信号用フォトカプラＰｓのフ
ォトダイオードＰＤ２から停止信号Ｓ２が発せられ、こ
の停止信号Ｓ２を１次側のフォトトランジスタＰＴ２で
受光し、このフォトトランジスタＰＴ２が導通すること
により、１次側制御回路ＣＣが交流生成用スイッチング
トランジスタＱ４４のスイッチング動作を停止させる。
このときの出力電圧の時間変化は、負荷に接続されたイ
ンピーダンスと出力側のコンデンサ容量によって定まる
特性で時間とともに下降していく。
【００２３】ある時間が経過し、期間２になり切替信号
がそれまでの“Ｈ”から“Ｌ”に変わると停止信号用フ
ォトカプラＰｓのフォトダイオードＰＤ２からの停止信
号Ｓ２は発せられなくなる。この時点で出力電圧は出力
電圧設定値である４２Ｖを下回る過小電圧状態となり、
スイッチング動作を抑制する制御信号Ｓ１は発せられ
ず、１次側制御回路ＣＣは交流生成用スイッチングトラ
ンジスタＱ４４に最大限のスイッチング動作をさせる。
このときの出力電圧の時間変化は、負荷に接続されたイ
ンピーダンスと出力側のコンデンサ容量とスイッチング
素子の電流制限値によって定まる特性で時間とともに上
昇していく。出力電圧が出力電圧設定値である４２Ｖに
達すると、１次側制御回路ＣＣは軽負荷状態でのスイッ
チング動作へと移行する。これが期間３である。
がそれまでの“Ｈ”から“Ｌ”に変わると停止信号用フ
ォトカプラＰｓのフォトダイオードＰＤ２からの停止信
号Ｓ２は発せられなくなる。この時点で出力電圧は出力
電圧設定値である４２Ｖを下回る過小電圧状態となり、
スイッチング動作を抑制する制御信号Ｓ１は発せられ
ず、１次側制御回路ＣＣは交流生成用スイッチングトラ
ンジスタＱ４４に最大限のスイッチング動作をさせる。
このときの出力電圧の時間変化は、負荷に接続されたイ
ンピーダンスと出力側のコンデンサ容量とスイッチング
素子の電流制限値によって定まる特性で時間とともに上
昇していく。出力電圧が出力電圧設定値である４２Ｖに
達すると、１次側制御回路ＣＣは軽負荷状態でのスイッ
チング動作へと移行する。これが期間３である。
【００２４】図３は図１１（ａ）と同様の図で、切替方
法１,２,３の場合の電源装置電力損失と出力電力との関
係を説明する図である。図１１（ａ）で説明したよう
に、電源装置電力損失と出力電力との関係は図３のＯ点
からＣ点、Ａ点、を通りＢ点に達する特性線を示す。こ
こで、Ｏ点は停止時の動作点、Ａ点は軽負荷時の動作
点、Ｂ点は最大動作時の動作点、Ｐａは軽負荷時の出力
電力、Ｐｂは最大動作時の出力電力、である。
法１,２,３の場合の電源装置電力損失と出力電力との関
係を説明する図である。図１１（ａ）で説明したよう
に、電源装置電力損失と出力電力との関係は図３のＯ点
からＣ点、Ａ点、を通りＢ点に達する特性線を示す。こ
こで、Ｏ点は停止時の動作点、Ａ点は軽負荷時の動作
点、Ｂ点は最大動作時の動作点、Ｐａは軽負荷時の出力
電力、Ｐｂは最大動作時の出力電力、である。
【００２５】本実施形態のように、電源装置が停止状態
と最大動作状態の２つの状態のみを繰り返すときの平均
電力損失は、図３中のＯ点とＢ点を結ぶ直線上にあり、
出力電力が軽負荷時Ｐａの場合の平均電力損失は図中の
Ｌ点となる。Ｌ点は線分ＯＢを停止状態と最大動作状態
の時間比の逆数比で内分した点となる。さらに、停止状
態と最大動作状態に軽負荷状態を加えた３つの状態を繰
り返す場合の平均電力損失は、Ｌ点とＡ点を結ぶ線分Ｌ
Ａを、停止状態と最大動作状態の時間和と軽負荷状態の
時間との比の逆数比で内分したＭ点となる。ここで、仮
に、図２の期間１〜３の時間比率を４：１：１として図
３に当てはめてみると、Ｌ点は線分ＯＢを１：４に内分
する点であり、Ｍ点は線分ＬＡを１：（４＋１）に内分
する点となり、電力損失Ｍ点を軽負荷時の電力損失Ａ点
よりも小さくすることができることは明らかである。
と最大動作状態の２つの状態のみを繰り返すときの平均
電力損失は、図３中のＯ点とＢ点を結ぶ直線上にあり、
出力電力が軽負荷時Ｐａの場合の平均電力損失は図中の
Ｌ点となる。Ｌ点は線分ＯＢを停止状態と最大動作状態
の時間比の逆数比で内分した点となる。さらに、停止状
態と最大動作状態に軽負荷状態を加えた３つの状態を繰
り返す場合の平均電力損失は、Ｌ点とＡ点を結ぶ線分Ｌ
Ａを、停止状態と最大動作状態の時間和と軽負荷状態の
時間との比の逆数比で内分したＭ点となる。ここで、仮
に、図２の期間１〜３の時間比率を４：１：１として図
３に当てはめてみると、Ｌ点は線分ＯＢを１：４に内分
する点であり、Ｍ点は線分ＬＡを１：（４＋１）に内分
する点となり、電力損失Ｍ点を軽負荷時の電力損失Ａ点
よりも小さくすることができることは明らかである。
【００２６】切替方法２は、出力電圧が４２Ｖに達した
時点で切替信号が“Ｌ”から“Ｈ”へ切り替わる制御例
を表している。これは切替方法１において、期間３＝０
とおくことと等価である。ここで、仮に、図２の期間１
〜３の時間比率を４：１：０として図３に当てはめてみ
ると、Ｌ点は線分ＯＢを１：４に内分する点となり、電
力損失Ｌ点を軽負荷時の電力損失Ａ点よりも小さくする
ことができることは明らかである。
時点で切替信号が“Ｌ”から“Ｈ”へ切り替わる制御例
を表している。これは切替方法１において、期間３＝０
とおくことと等価である。ここで、仮に、図２の期間１
〜３の時間比率を４：１：０として図３に当てはめてみ
ると、Ｌ点は線分ＯＢを１：４に内分する点となり、電
力損失Ｌ点を軽負荷時の電力損失Ａ点よりも小さくする
ことができることは明らかである。
【００２７】切替方法３は、出力電圧が４２Ｖに達する
以前に切替信号が“Ｌ”から“Ｈ”へ切り替わる制御例
を表している。期間４になり切替信号がそれまでの
“Ｌ”から“Ｈ”に変わると停止信号用フォトカプラＰ
ｓのフォトダイオードＰＤ２から停止信号Ｓ２が発せら
れ、１次側制御回路ＣＣは交流生成用スイッチングトラ
ンジスタＱ４４のスイッチング動作を停止する。このと
きの出力電圧の時間変化は、負荷に接続されたインピー
ダンスと出力側のコンデンサ容量によって定まる特性で
時間とともに下降していく。
以前に切替信号が“Ｌ”から“Ｈ”へ切り替わる制御例
を表している。期間４になり切替信号がそれまでの
“Ｌ”から“Ｈ”に変わると停止信号用フォトカプラＰ
ｓのフォトダイオードＰＤ２から停止信号Ｓ２が発せら
れ、１次側制御回路ＣＣは交流生成用スイッチングトラ
ンジスタＱ４４のスイッチング動作を停止する。このと
きの出力電圧の時間変化は、負荷に接続されたインピー
ダンスと出力側のコンデンサ容量によって定まる特性で
時間とともに下降していく。
【００２８】ある時間が経過し、期間５になり切替信号
がそれまでの“Ｈ”から“Ｌ”に変わると停止信号用フ
ォトカプラＰｓのフォトダイオードＰＤ２からの停止信
号Ｓ２は発せられなくなる。この時点で出力電圧は出力
電圧設定値である４２Ｖを下回る過小電圧状態となり、
スイッチング動作を抑制する制御信号Ｓ１は発せられ
ず、１次側制御回路は最大限のスイッチング動作をす
る。このときの出力電圧の時間変化は、負荷に接続され
たインピーダンスと出力側のコンデンサ容量とスイッチ
ング素子の電流制限値によって定まる特性で時間ととも
に上昇していく。
がそれまでの“Ｈ”から“Ｌ”に変わると停止信号用フ
ォトカプラＰｓのフォトダイオードＰＤ２からの停止信
号Ｓ２は発せられなくなる。この時点で出力電圧は出力
電圧設定値である４２Ｖを下回る過小電圧状態となり、
スイッチング動作を抑制する制御信号Ｓ１は発せられ
ず、１次側制御回路は最大限のスイッチング動作をす
る。このときの出力電圧の時間変化は、負荷に接続され
たインピーダンスと出力側のコンデンサ容量とスイッチ
ング素子の電流制限値によって定まる特性で時間ととも
に上昇していく。
【００２９】出力電圧が出力電圧設定値である４２Ｖに
達する前に切替信号がそれまでの“Ｌ”から“Ｈ”に変
わると、停止信号用フォトカプラＰｓのフォトダイオー
ドＰＤ２から停止信号Ｓ２が発せられ、先の動作を繰り
返し行う。ここで、仮に、図２の期間４、５の時間比率
を４：１として図３に当てはめてみると、Ｌ点は線分Ｏ
Ｂを１：４に内分する点となり、電力損失Ｌ点を軽負荷
時の電力損失Ａ点よりも小さくすることができることは
明らかである。なお、切り替え信号は時間をパラメータ
として生成してもよいし、出力電圧を検出しその電圧に
応じて適切に生成してもよい。出力電圧を検出しその電
圧に応じて適切に生成する方が制御しやすい。また、切
替信号が“Ｌ”の継続時間、“Ｈ”の継続時間は一定で
ある必要もない。
達する前に切替信号がそれまでの“Ｌ”から“Ｈ”に変
わると、停止信号用フォトカプラＰｓのフォトダイオー
ドＰＤ２から停止信号Ｓ２が発せられ、先の動作を繰り
返し行う。ここで、仮に、図２の期間４、５の時間比率
を４：１として図３に当てはめてみると、Ｌ点は線分Ｏ
Ｂを１：４に内分する点となり、電力損失Ｌ点を軽負荷
時の電力損失Ａ点よりも小さくすることができることは
明らかである。なお、切り替え信号は時間をパラメータ
として生成してもよいし、出力電圧を検出しその電圧に
応じて適切に生成してもよい。出力電圧を検出しその電
圧に応じて適切に生成する方が制御しやすい。また、切
替信号が“Ｌ”の継続時間、“Ｈ”の継続時間は一定で
ある必要もない。
【００３０】次に、図４〜図５を参照して、本発明の第
２の実施形態について述べる。本実施形態においても、
本発明の電子機器用電源装置をインクジェットプリンタ
の電源部に安定化電源として用いる例に適用した。
２の実施形態について述べる。本実施形態においても、
本発明の電子機器用電源装置をインクジェットプリンタ
の電源部に安定化電源として用いる例に適用した。
【００３１】図４には、本発明の第２の実施形態の電源
装置の主要部である定電圧制御検出回路部が抜粋して示
されている。本実施形態の電源装置も、一般的なＲＣＣ
方式のものであり、その基本的構成は公知のものと同様
であり、従来例や第１の実施形態で述べたところと異な
るものでもない。第１の実施形態と同様の部分は、同様
の参照符号にて示してある。
装置の主要部である定電圧制御検出回路部が抜粋して示
されている。本実施形態の電源装置も、一般的なＲＣＣ
方式のものであり、その基本的構成は公知のものと同様
であり、従来例や第１の実施形態で述べたところと異な
るものでもない。第１の実施形態と同様の部分は、同様
の参照符号にて示してある。
【００３２】即ち、本実施形態のプリンタ用電源装置
は、図４に示すように、第１の実施形態のような停止信
号用フォトカプラは有しておらず、従来例では単一のツ
ェナーダイオードＺＤ１を用いていたのを、ツェナーダ
イオードＺＤ１に直列にツェナーダイオードＺＤ２を接
続し、２段構成としたものである。そして、ツェナーダ
イオードＺＤ１、ＺＤ２の陽極に切替トランジスタＱ１
´のコレクタ、エミッタをそれぞれ接続している。本実
施形態の特徴は、定電圧検出信号（制御信号Ｓ１）を故
意に上下させることで電源停止状態を作り出すものであ
る。
は、図４に示すように、第１の実施形態のような停止信
号用フォトカプラは有しておらず、従来例では単一のツ
ェナーダイオードＺＤ１を用いていたのを、ツェナーダ
イオードＺＤ１に直列にツェナーダイオードＺＤ２を接
続し、２段構成としたものである。そして、ツェナーダ
イオードＺＤ１、ＺＤ２の陽極に切替トランジスタＱ１
´のコレクタ、エミッタをそれぞれ接続している。本実
施形態の特徴は、定電圧検出信号（制御信号Ｓ１）を故
意に上下させることで電源停止状態を作り出すものであ
る。
【００３３】図４の回路構成における電源装置の出力設
定電圧は、切替信号が“Ｌ”のときは切替トランジスタ
Ｑ１´は遮断状態なので２段のツェナーダイオードＺＤ
１、ＺＤ２のツェナー電圧和で、切替信号が“Ｈ”のと
きは切替トランジスタＱ１´が導通状態なのでＺＤ２は
バイパスされＺＤ１のみのツェナー電圧で定まる。本実
施形態では、ＺＤ１としてツェナー電圧４０Ｖのもの
を、ＺＤ２としてツェナー電圧４Ｖのものを選択した。
従って、切替信号が“Ｌ”のときは出力設定電圧は４４
Ｖに、切替信号が“Ｈ”のときはＺＤ２はバイパスされ
ＺＤ１のみの４０Ｖにそれぞれ設定され、しかも各々は
安定的に電圧供給される。 図５は、図４の回路の出力
電圧の時間変化を示した模式図であり、出力（端子）１
の電圧は切替信号の“Ｌ”、“Ｈ”に応じて上昇、下降
を繰り返す時間変化を示す。ここで、電源装置がスイッ
チング動作を行い出力電圧が４０Ｖから４４Ｖまで上昇
するのに要する時間をＴｕｐ、電源装置がスイッチング
動作を停止し出力電圧が４４Ｖから４０Ｖまで下降する
のに要する時間をＴｄｏｗｎと表すと、Ｔｕｐは負荷に
接続されたインピーダンスと出力側のコンデンサ容量と
スイッチング素子の電流制限値によって定まり、Ｔｄｏ
ｗｎは負荷に接続されたインピーダンスと出力側のコン
デンサ容量によって定まる。
定電圧は、切替信号が“Ｌ”のときは切替トランジスタ
Ｑ１´は遮断状態なので２段のツェナーダイオードＺＤ
１、ＺＤ２のツェナー電圧和で、切替信号が“Ｈ”のと
きは切替トランジスタＱ１´が導通状態なのでＺＤ２は
バイパスされＺＤ１のみのツェナー電圧で定まる。本実
施形態では、ＺＤ１としてツェナー電圧４０Ｖのもの
を、ＺＤ２としてツェナー電圧４Ｖのものを選択した。
従って、切替信号が“Ｌ”のときは出力設定電圧は４４
Ｖに、切替信号が“Ｈ”のときはＺＤ２はバイパスされ
ＺＤ１のみの４０Ｖにそれぞれ設定され、しかも各々は
安定的に電圧供給される。 図５は、図４の回路の出力
電圧の時間変化を示した模式図であり、出力（端子）１
の電圧は切替信号の“Ｌ”、“Ｈ”に応じて上昇、下降
を繰り返す時間変化を示す。ここで、電源装置がスイッ
チング動作を行い出力電圧が４０Ｖから４４Ｖまで上昇
するのに要する時間をＴｕｐ、電源装置がスイッチング
動作を停止し出力電圧が４４Ｖから４０Ｖまで下降する
のに要する時間をＴｄｏｗｎと表すと、Ｔｕｐは負荷に
接続されたインピーダンスと出力側のコンデンサ容量と
スイッチング素子の電流制限値によって定まり、Ｔｄｏ
ｗｎは負荷に接続されたインピーダンスと出力側のコン
デンサ容量によって定まる。
【００３４】図５では、上述した第１の実施形態におけ
る切替方法１〜３に対し、本実施形態における切り替え
方法として、以下の切替方法４〜６から成る３つの例を
示している。
る切替方法１〜３に対し、本実施形態における切り替え
方法として、以下の切替方法４〜６から成る３つの例を
示している。
【００３５】切替方法４は、切替信号が“Ｌ”である時
間がＴｕｐより長く、また切替信号が“Ｈ”である時間
がＴｄｏｗｎより長い制御例である。切替方法５は、切
替信号が“Ｌ”である時間がＴｕｐと等しく、また切替
信号が“Ｈ”である時間がＴｄｏｗｎと等しい制御例で
ある。切替方法６は、切替信号が“Ｌ”である時間がＴ
ｕｐより短く、また切替信号が“Ｈ”である時間がＴｄ
ｏｗｎより短い制御例である。切替方法４は、切替信号
が“Ｌ”である時間がＴｕｐより長く、また切替信号が
“Ｈ”である時間がＴｄｏｗｎより長い制御例を表して
いる。
間がＴｕｐより長く、また切替信号が“Ｈ”である時間
がＴｄｏｗｎより長い制御例である。切替方法５は、切
替信号が“Ｌ”である時間がＴｕｐと等しく、また切替
信号が“Ｈ”である時間がＴｄｏｗｎと等しい制御例で
ある。切替方法６は、切替信号が“Ｌ”である時間がＴ
ｕｐより短く、また切替信号が“Ｈ”である時間がＴｄ
ｏｗｎより短い制御例である。切替方法４は、切替信号
が“Ｌ”である時間がＴｕｐより長く、また切替信号が
“Ｈ”である時間がＴｄｏｗｎより長い制御例を表して
いる。
【００３６】期間１になり切替信号がそれまでの“Ｌ”
から“Ｈ”に変わるとそれに応じて出力設定電圧がそれ
までの４４Ｖから４０Ｖへ引き下げられるので、それま
での出力電圧４４Ｖは出力電圧設定値を越えた過大電圧
状態となり、スイッチング動作を抑制する制御信号Ｓ１
が１次側制御回路ＣＣに発せられ、１次側制御回路ＣＣ
はスイッチング動作を停止する。このときの出力電圧の
時間変化は先に記したように、負荷に接続されたインピ
ーダンスと出力側のコンデンサ容量によって定まる特性
で時間とともに下降していく。出力電圧が出力電圧設定
値である４０Ｖに達すると、１次側制御回路ＣＣは軽負
荷状態でのスイッチング動作を再開する。これが期間２
である。
から“Ｈ”に変わるとそれに応じて出力設定電圧がそれ
までの４４Ｖから４０Ｖへ引き下げられるので、それま
での出力電圧４４Ｖは出力電圧設定値を越えた過大電圧
状態となり、スイッチング動作を抑制する制御信号Ｓ１
が１次側制御回路ＣＣに発せられ、１次側制御回路ＣＣ
はスイッチング動作を停止する。このときの出力電圧の
時間変化は先に記したように、負荷に接続されたインピ
ーダンスと出力側のコンデンサ容量によって定まる特性
で時間とともに下降していく。出力電圧が出力電圧設定
値である４０Ｖに達すると、１次側制御回路ＣＣは軽負
荷状態でのスイッチング動作を再開する。これが期間２
である。
【００３７】ある時間が経過し、期間３になり切替信号
がそれまでの“Ｈ”から“Ｌ”に変わるとそれに応じて
出力設定電圧がそれまでの４０Ｖから４４Ｖへ引き上げ
られるので、それまでの出力電圧４０Ｖは出力電圧設定
値を下回る過小電圧状態となり、スイッチング動作を抑
制する制御信号Ｓ１は発せられず、１次側制御回路ＣＣ
は最大限のスイッチング動作をする。このときの出力電
圧の時間変化は先に記したように、負荷に接続されたイ
ンピーダンスと出力側のコンデンサ容量とスイッチング
素子の電流制限値によって定まる特性で時間とともに上
昇していく。出力電圧が出力電圧設定値である４４Ｖに
達すると、１次側制御回路ＣＣは軽負荷状態でのスイッ
チング動作へと移行する。これが期間４である。
がそれまでの“Ｈ”から“Ｌ”に変わるとそれに応じて
出力設定電圧がそれまでの４０Ｖから４４Ｖへ引き上げ
られるので、それまでの出力電圧４０Ｖは出力電圧設定
値を下回る過小電圧状態となり、スイッチング動作を抑
制する制御信号Ｓ１は発せられず、１次側制御回路ＣＣ
は最大限のスイッチング動作をする。このときの出力電
圧の時間変化は先に記したように、負荷に接続されたイ
ンピーダンスと出力側のコンデンサ容量とスイッチング
素子の電流制限値によって定まる特性で時間とともに上
昇していく。出力電圧が出力電圧設定値である４４Ｖに
達すると、１次側制御回路ＣＣは軽負荷状態でのスイッ
チング動作へと移行する。これが期間４である。
【００３８】ここで、図３を用いて、上述した第１の実
施形態と同様に、切替方法４,５,６の場合の電源装置電
力損失と出力電力との関係を説明する。まず、切替方法
４の場合を説明する。ここで、仮に、図５の期間１〜４
の時間比率を４：１：１：２として図３に当てはめてみ
ると、Ｌ点は線分ＯＢを１：４に内分する点であり、Ｍ
点は線分ＬＡを（１＋２）：（４＋１）に内分する点と
なり、電力損失Ｍ点を軽負荷時の電力損失Ａ点よりも小
さくすることができることは明らかである。
施形態と同様に、切替方法４,５,６の場合の電源装置電
力損失と出力電力との関係を説明する。まず、切替方法
４の場合を説明する。ここで、仮に、図５の期間１〜４
の時間比率を４：１：１：２として図３に当てはめてみ
ると、Ｌ点は線分ＯＢを１：４に内分する点であり、Ｍ
点は線分ＬＡを（１＋２）：（４＋１）に内分する点と
なり、電力損失Ｍ点を軽負荷時の電力損失Ａ点よりも小
さくすることができることは明らかである。
【００３９】切替方法５は、切替信号が“Ｌ”である時
間がＴｕｐと等しく、また切替信号が“Ｈ”である時間
がＴｄｏｗｎと等しい制御例を表している。これは切替
方法４において、期間２＝０、期間４＝０とおくことと
等価である。ここで、仮に、図５の期間１〜４の時間比
率を４：０：１：０として図３に当てはめてみると、Ｌ
点は線分ＯＢを１：４に内分する点となり、電力損失Ｌ
点を軽負荷時の電力損失Ａ点よりも小さくすることがで
きることは明らかである。切替方法４の場合に比べ、軽
負荷時の期間２,４が無いので平均電力損失は一層低減
されている。
間がＴｕｐと等しく、また切替信号が“Ｈ”である時間
がＴｄｏｗｎと等しい制御例を表している。これは切替
方法４において、期間２＝０、期間４＝０とおくことと
等価である。ここで、仮に、図５の期間１〜４の時間比
率を４：０：１：０として図３に当てはめてみると、Ｌ
点は線分ＯＢを１：４に内分する点となり、電力損失Ｌ
点を軽負荷時の電力損失Ａ点よりも小さくすることがで
きることは明らかである。切替方法４の場合に比べ、軽
負荷時の期間２,４が無いので平均電力損失は一層低減
されている。
【００４０】切替方法６は、切替信号が“Ｌ”である時
間がＴｕｐより短く、また切替信号が“Ｈ”である時間
がＴｄｏｗｎより短い制御例を表している。
間がＴｕｐより短く、また切替信号が“Ｈ”である時間
がＴｄｏｗｎより短い制御例を表している。
【００４１】期間５になり切替信号がそれまでの“Ｌ”
から“Ｈ”に変わるとそれに応じて出力設定電圧がそれ
までの４４Ｖから４０Ｖへ引き下げられるので、それま
での出力電圧Ｖｈｉｇｈは出力電圧設定値を越えた過大
電圧状態となり、スイッチング動作を抑制する信号が１
次側制御回路ＣＣに発せられ、１次側制御回路ＣＣはス
イッチング動作を停止する。このときの出力電圧の時間
変化は先に記したように、負荷に接続されたインピーダ
ンスと出力側のコンデンサ容量によって定まる特性で時
間とともに下降していく。
から“Ｈ”に変わるとそれに応じて出力設定電圧がそれ
までの４４Ｖから４０Ｖへ引き下げられるので、それま
での出力電圧Ｖｈｉｇｈは出力電圧設定値を越えた過大
電圧状態となり、スイッチング動作を抑制する信号が１
次側制御回路ＣＣに発せられ、１次側制御回路ＣＣはス
イッチング動作を停止する。このときの出力電圧の時間
変化は先に記したように、負荷に接続されたインピーダ
ンスと出力側のコンデンサ容量によって定まる特性で時
間とともに下降していく。
【００４２】出力電圧が出力電圧設定値である４０Ｖに
達する前に期間６となり、切替信号がそれまでの“Ｈ”
から“Ｌ”に変わるとそれに応じて出力設定電圧がそれ
までの４０Ｖから４４Ｖへ引き上げられるので、それま
での出力電圧Ｖｌｏｗは出力電圧設定値を下回る過小電
圧状態となり、スイッチング動作を抑制する制御信号Ｓ
１は発せられず、１次側制御回路ＣＣは最大限のスイッ
チング動作をする。このときの出力電圧の時間変化は先
に記したように、負荷に接続されたインピーダンスと出
力側のコンデンサ容量とスイッチング素子の電流制限値
によって定まる特性で時間とともに上昇していく。出力
電圧が出力電圧設定値である４４Ｖに達する前に切替信
号がそれまでの“Ｌ”から“Ｈ”に変わると、それに応
じて出力設定電圧がそれまでの４４Ｖから４０Ｖへ引き
下げられ、先の動作を繰り返し行う。
達する前に期間６となり、切替信号がそれまでの“Ｈ”
から“Ｌ”に変わるとそれに応じて出力設定電圧がそれ
までの４０Ｖから４４Ｖへ引き上げられるので、それま
での出力電圧Ｖｌｏｗは出力電圧設定値を下回る過小電
圧状態となり、スイッチング動作を抑制する制御信号Ｓ
１は発せられず、１次側制御回路ＣＣは最大限のスイッ
チング動作をする。このときの出力電圧の時間変化は先
に記したように、負荷に接続されたインピーダンスと出
力側のコンデンサ容量とスイッチング素子の電流制限値
によって定まる特性で時間とともに上昇していく。出力
電圧が出力電圧設定値である４４Ｖに達する前に切替信
号がそれまでの“Ｌ”から“Ｈ”に変わると、それに応
じて出力設定電圧がそれまでの４４Ｖから４０Ｖへ引き
下げられ、先の動作を繰り返し行う。
【００４３】さて、切替方法６の場合の電源装置電力損
失と出力電力との関係を説明する。ここで、仮に、図５
の期間５、６の時間比率を４：１として図３に当てはめ
てみると、Ｌ点は線分ＯＢを１：４に内分する点とな
り、電力損失Ｌ点を軽負荷時の電力損失Ａ点よりも小さ
くすることができることは明らかである。切替方法５の
場合と同様に、切替方法４の場合に比べ、軽負荷時の期
間２,４が無いので平均電力損失は一層低減されてい
る。 なお、切替方法５、６においては、切替信号は時
間をパラメータとして生成してもよいし、出力電圧を検
出しその電圧に応じて適切に生成してもよい。出力電圧
を検出しその電圧に応じて適切に生成する方が制御しや
すい。また、切替信号が“Ｌ”の継続時間、“Ｈ”の継
続時間は一定である必要もない。
失と出力電力との関係を説明する。ここで、仮に、図５
の期間５、６の時間比率を４：１として図３に当てはめ
てみると、Ｌ点は線分ＯＢを１：４に内分する点とな
り、電力損失Ｌ点を軽負荷時の電力損失Ａ点よりも小さ
くすることができることは明らかである。切替方法５の
場合と同様に、切替方法４の場合に比べ、軽負荷時の期
間２,４が無いので平均電力損失は一層低減されてい
る。 なお、切替方法５、６においては、切替信号は時
間をパラメータとして生成してもよいし、出力電圧を検
出しその電圧に応じて適切に生成してもよい。出力電圧
を検出しその電圧に応じて適切に生成する方が制御しや
すい。また、切替信号が“Ｌ”の継続時間、“Ｈ”の継
続時間は一定である必要もない。
【００４４】次に、図６を参照して、本発明の第３の実
施形態について述べる。図６に、本発明の第３の実施形
態の電源装置の主要部である定電圧制御検出回路部を抜
粋して示す。本実施形態の電源装置も、一般的なＲＣＣ
方式のものであり、その基本的構成は従来例や第１及び
第２の実施形態で述べたところと異なるものでもない。
第１及び第２の実施形態と同様の部分は、同様の参照符
号にて示してある。
施形態について述べる。図６に、本発明の第３の実施形
態の電源装置の主要部である定電圧制御検出回路部を抜
粋して示す。本実施形態の電源装置も、一般的なＲＣＣ
方式のものであり、その基本的構成は従来例や第１及び
第２の実施形態で述べたところと異なるものでもない。
第１及び第２の実施形態と同様の部分は、同様の参照符
号にて示してある。
【００４５】即ち、本実施形態のプリンタ用電源装置
は、上述した第２の実施形態の変形例とも言うことがで
きるものであり、図６に示すように、第１の実施形態の
ような停止信号用フォトカプラは有しておらず、制御信
号用フォトカプラを切替信号により点滅することで、交
流生成用スイッチングトランジスタＱ４４のスイッチン
グ動作を制御する。
は、上述した第２の実施形態の変形例とも言うことがで
きるものであり、図６に示すように、第１の実施形態の
ような停止信号用フォトカプラは有しておらず、制御信
号用フォトカプラを切替信号により点滅することで、交
流生成用スイッチングトランジスタＱ４４のスイッチン
グ動作を制御する。
【００４６】即ち、本実施形態では、図６に示すよう
に、制御信号用フォトカプラＰｃの発光素子としてのフ
ォトダイオードＰＤ１の陰極側を接地し、その陽極側に
抵抗を介してツェナーダイオードＺＤ１の陽極を接続
し、このツェナーダイオードＺＤ１の陰極を出力（端
子）１側に接続している。そして、フォトダイオードＰ
Ｄ１の陰極と上記抵抗との間に切替トランジスタＱ１´
´のエミッタを接続している。切替トランジスタＱ１´
´のコレクタは抵抗を介してＶｃｃに接続され、そのベ
ースは切替信号Ｓｃの入力端子Ｔｍｉに接続されてい
る。
に、制御信号用フォトカプラＰｃの発光素子としてのフ
ォトダイオードＰＤ１の陰極側を接地し、その陽極側に
抵抗を介してツェナーダイオードＺＤ１の陽極を接続
し、このツェナーダイオードＺＤ１の陰極を出力（端
子）１側に接続している。そして、フォトダイオードＰ
Ｄ１の陰極と上記抵抗との間に切替トランジスタＱ１´
´のエミッタを接続している。切替トランジスタＱ１´
´のコレクタは抵抗を介してＶｃｃに接続され、そのベ
ースは切替信号Ｓｃの入力端子Ｔｍｉに接続されてい
る。
【００４７】さて、本実施形態の定電圧制御検出回路部
は、入力端子Ｔｍｉからパルス状の切替信号Ｓｃを入力
することにより、定電圧検出信号（制御信号Ｓ１）を任
意に点滅させることで電源停止状態を作り出すものであ
る。その切替え方法は、上述した第２の実施形態におけ
る切替方法４〜６等と同様である。
は、入力端子Ｔｍｉからパルス状の切替信号Ｓｃを入力
することにより、定電圧検出信号（制御信号Ｓ１）を任
意に点滅させることで電源停止状態を作り出すものであ
る。その切替え方法は、上述した第２の実施形態におけ
る切替方法４〜６等と同様である。
【００４８】上述した第２の実施形態では、２段のツェ
ナーダイオードＺＤ１、ＺＤ２を用い、定電圧検出信号
（制御信号Ｓ１）を故意に上下させることで電源停止状
態を作り出すようにしたが、本実施形態では、ツェナー
ダイオードＺＤ２を追加することなく、切替信号Ｓｃに
より直接２次側のフォトダイオードＰＤ１からの光制御
信号Ｓ１を点滅させることで、電源停止状態を制御す
る。
ナーダイオードＺＤ１、ＺＤ２を用い、定電圧検出信号
（制御信号Ｓ１）を故意に上下させることで電源停止状
態を作り出すようにしたが、本実施形態では、ツェナー
ダイオードＺＤ２を追加することなく、切替信号Ｓｃに
より直接２次側のフォトダイオードＰＤ１からの光制御
信号Ｓ１を点滅させることで、電源停止状態を制御す
る。
【００４９】以上、本発明を特定の実施形態について述
べたが、本発明はこれらに限られるものではなく、特許
請求の範囲に記載した範囲内で他の実施形態についても
適用される。例えば、以上の実施形態では、ＲＣＣ方式
を採用した電源装置の定電圧制御検出回路部に、切替ト
ランジスタを設け、この切替トランジスタをパルス状の
切替信号によりＯＮ／ＯＦＦさせて電源停止状態を制御
したが、他の回路構成乃至は手段により、電源停止状態
を作り出してもよい。要は、図９（従来例）と図２（第
１の実施形態）及び図５（第２の実施形態）を比較すれ
ば明らかなように、例えば、ＲＣＣ方式を採用した電源
装置において、回路の効率が良い最大出力動作と、同じ
く損失が極めて小さい停止状態とを繰り返し切り替えて
動作させる間欠動作モードを取れるようにすれば良い。
べたが、本発明はこれらに限られるものではなく、特許
請求の範囲に記載した範囲内で他の実施形態についても
適用される。例えば、以上の実施形態では、ＲＣＣ方式
を採用した電源装置の定電圧制御検出回路部に、切替ト
ランジスタを設け、この切替トランジスタをパルス状の
切替信号によりＯＮ／ＯＦＦさせて電源停止状態を制御
したが、他の回路構成乃至は手段により、電源停止状態
を作り出してもよい。要は、図９（従来例）と図２（第
１の実施形態）及び図５（第２の実施形態）を比較すれ
ば明らかなように、例えば、ＲＣＣ方式を採用した電源
装置において、回路の効率が良い最大出力動作と、同じ
く損失が極めて小さい停止状態とを繰り返し切り替えて
動作させる間欠動作モードを取れるようにすれば良い。
【００５０】更に、以上の実施形態では、主として、切
替信号により最大出力動作状態と停止状態とを繰り返し
切り替える例について説明したが、必ずしも最大出力動
作状態と停止状態とを切り替える必要はなく、最大出力
動作状態よりは出力の小さい、所定の動作状態を最適動
作状態とし、この最適動作状態と停止状態とを切り替え
るようにしても良い。
替信号により最大出力動作状態と停止状態とを繰り返し
切り替える例について説明したが、必ずしも最大出力動
作状態と停止状態とを切り替える必要はなく、最大出力
動作状態よりは出力の小さい、所定の動作状態を最適動
作状態とし、この最適動作状態と停止状態とを切り替え
るようにしても良い。
【００５１】以下、この最適動作状態の考え方につき、
図７（ａ）〜（ｃ）を用いて説明しておく。図７
（ａ）、（ｂ）及び（ｃ）は、電源装置電力損失と出力
電力との関係を示す図である。図７（ａ）は、出力電力
増大に伴う電源装置電力損失が二次関数的に増大する例
を説明する図である。図７（ｂ）は、出力電力増大に伴
う電源装置電力損失が飽和傾向を示しながら増加する例
を説明する図である。図７（ｃ）は図３（ａ）と同様の
図で、出力電力増大に伴う電源装置電力損失が直線的に
(一次関数的に)増大する例を説明する図である。
図７（ａ）〜（ｃ）を用いて説明しておく。図７
（ａ）、（ｂ）及び（ｃ）は、電源装置電力損失と出力
電力との関係を示す図である。図７（ａ）は、出力電力
増大に伴う電源装置電力損失が二次関数的に増大する例
を説明する図である。図７（ｂ）は、出力電力増大に伴
う電源装置電力損失が飽和傾向を示しながら増加する例
を説明する図である。図７（ｃ）は図３（ａ）と同様の
図で、出力電力増大に伴う電源装置電力損失が直線的に
(一次関数的に)増大する例を説明する図である。
【００５２】ここで、停止状態と動作状態の２つの状態
のみを繰り返すときの平均電力損失を最小にするための
動作状態を最適動作状態と呼ぶものとする。この最適動
作状態を求めるには、前出の図３で示したように、図中
の線分ＯＢの傾斜角が小さく（傾きが緩やかに）なるよ
うな動作状態を最適動作状態として選べばよい。
のみを繰り返すときの平均電力損失を最小にするための
動作状態を最適動作状態と呼ぶものとする。この最適動
作状態を求めるには、前出の図３で示したように、図中
の線分ＯＢの傾斜角が小さく（傾きが緩やかに）なるよ
うな動作状態を最適動作状態として選べばよい。
【００５３】具体的には、図７（ａ）で示したような該
電源装置の電力損失特性図ＯＣＡＢＤ（図３ではＯＣＡ
Ｂとなる）をあらかじめ調べ、該特性図上で、停止時動
作点Ｏを通り該特性線に接する接線との交点Ｂに対応し
た動作状態を最適動作状態として選べばよい。従って、
図７（ｂ）、図７（ｃ）では最適動作状態は最大動作状
態となるのに対し、図７（ａ）では動作状態を最大動作
状態Ｄ点にとるよりも出力電力Ｐｂｅｓｔに対応する図
中のＢ点にとるほうが平均電力損失も最小になるので、
Ｂ点が最適動作状態となる。
電源装置の電力損失特性図ＯＣＡＢＤ（図３ではＯＣＡ
Ｂとなる）をあらかじめ調べ、該特性図上で、停止時動
作点Ｏを通り該特性線に接する接線との交点Ｂに対応し
た動作状態を最適動作状態として選べばよい。従って、
図７（ｂ）、図７（ｃ）では最適動作状態は最大動作状
態となるのに対し、図７（ａ）では動作状態を最大動作
状態Ｄ点にとるよりも出力電力Ｐｂｅｓｔに対応する図
中のＢ点にとるほうが平均電力損失も最小になるので、
Ｂ点が最適動作状態となる。
【００５４】従って、図７（ａ）のように、出力電力増
大に伴う電源装置電力損失が二次関数的に増大する電源
装置に本発明を適用する場合には、図３で示したよう
に、図中の線分ＯＢの傾斜角が小さく（傾きが緩やか
に）なるような動作状態を最適動作状態として求め、こ
の最適動作状態と停止状態とを切り替えるようにすれば
良い。
大に伴う電源装置電力損失が二次関数的に増大する電源
装置に本発明を適用する場合には、図３で示したよう
に、図中の線分ＯＢの傾斜角が小さく（傾きが緩やか
に）なるような動作状態を最適動作状態として求め、こ
の最適動作状態と停止状態とを切り替えるようにすれば
良い。
【００５５】そして、上述した実施形態のようなＲＣＣ
方式を採用した電源装置において、動作時の最大出力電
力を最適動作状態に切り替えるためには、例えば、図８
に示すような回路構成を採用すれば良い。即ち、本発明
の第４の実施形態の電源装置の定電圧制御検出回路部
は、図１に示した回路構成に加え、更に、最大出力電力
切替信号用フォトカプラＰｍｃと、切替トランジスタＱ
２を追加した構成を備えている。最大出力電力切替信号
用フォトカプラＰｍｃは、フォトトランジスタＰＴ３
と、フォトダイオードＰＤ３から成り、図８に示すよう
に、最大出力電力切替信号用フォトカプラＰｍｃの発光
素子としてのフォトダイオードＰＤ３の陽極側はＶｃｃ
に接続され、その陰極側には抵抗を介して切替トランジ
スタＱ２のコレクタを接続している。また、切替トラン
ジスタＱ２のエミッタ側は接地され、ベースは入力端子
Ｔｍｉ´に接続されている。この入力端子Ｔｍｉ´に
は、最大出力電力切替信号Ｓｐが入力される。尚、入力
端子Ｔｍｉには、間欠動作の切替信号Ｓｃが入力される
のは、図１に示した第１の実施形態と同様である。
方式を採用した電源装置において、動作時の最大出力電
力を最適動作状態に切り替えるためには、例えば、図８
に示すような回路構成を採用すれば良い。即ち、本発明
の第４の実施形態の電源装置の定電圧制御検出回路部
は、図１に示した回路構成に加え、更に、最大出力電力
切替信号用フォトカプラＰｍｃと、切替トランジスタＱ
２を追加した構成を備えている。最大出力電力切替信号
用フォトカプラＰｍｃは、フォトトランジスタＰＴ３
と、フォトダイオードＰＤ３から成り、図８に示すよう
に、最大出力電力切替信号用フォトカプラＰｍｃの発光
素子としてのフォトダイオードＰＤ３の陽極側はＶｃｃ
に接続され、その陰極側には抵抗を介して切替トランジ
スタＱ２のコレクタを接続している。また、切替トラン
ジスタＱ２のエミッタ側は接地され、ベースは入力端子
Ｔｍｉ´に接続されている。この入力端子Ｔｍｉ´に
は、最大出力電力切替信号Ｓｐが入力される。尚、入力
端子Ｔｍｉには、間欠動作の切替信号Ｓｃが入力される
のは、図１に示した第１の実施形態と同様である。
【００５６】（間欠動作の）切替信号Ｓｃと最大出力電
力切替信号Ｓｐ、最大出力電力制御信号Ｓ３との時間関
係は、例えば、最大出力電力切替信号Ｓｐの制御論理が
“Ｈ”のとき最適動作状態となるよう抑制し、“Ｌ”の
ときに電源装置本来の最大出力電力になっているものと
すると、（間欠動作の）切替信号Ｓｃが“Ｌ”のとき、
即ち、スイッチング回路が動作状態にある時に、最大出
力電力切替信号Ｓｐが“Ｈ”となっていれば良い。（間
欠動作の）切替信号Ｓｃが“Ｈ”のときは、そもそも電
源装置がスイッチング動作を停止しているので、最大出
力電力切替信号Ｓｐは“Ｌ”又は“Ｈ”のいずれでも良
い。
力切替信号Ｓｐ、最大出力電力制御信号Ｓ３との時間関
係は、例えば、最大出力電力切替信号Ｓｐの制御論理が
“Ｈ”のとき最適動作状態となるよう抑制し、“Ｌ”の
ときに電源装置本来の最大出力電力になっているものと
すると、（間欠動作の）切替信号Ｓｃが“Ｌ”のとき、
即ち、スイッチング回路が動作状態にある時に、最大出
力電力切替信号Ｓｐが“Ｈ”となっていれば良い。（間
欠動作の）切替信号Ｓｃが“Ｈ”のときは、そもそも電
源装置がスイッチング動作を停止しているので、最大出
力電力切替信号Ｓｐは“Ｌ”又は“Ｈ”のいずれでも良
い。
【００５７】尚、以上の実施形態では、インクジェット
プリンタを例に本発明を説明したが、レーザプリンタな
ど他のプリンタはもとより、広く他の電子機器にも適用
し得るのは勿論である。
プリンタを例に本発明を説明したが、レーザプリンタな
ど他のプリンタはもとより、広く他の電子機器にも適用
し得るのは勿論である。
【００５８】
【発明の効果】以上の説明から明らかなように、本発明
の電子機器用電源装置によって、無負荷あるいは軽負荷
状態で連続動作させると損失が大きくなり効率が低下す
る電源装置において、動作状態と停止状態の２つのモー
ドを取ることで、その損失を従来の連続動作よりも低減
させることができる。
の電子機器用電源装置によって、無負荷あるいは軽負荷
状態で連続動作させると損失が大きくなり効率が低下す
る電源装置において、動作状態と停止状態の２つのモー
ドを取ることで、その損失を従来の連続動作よりも低減
させることができる。
【００５９】また、例えば、無負荷あるいは軽負荷状態
で連続動作させると損失が大きくなり効率が低下するＲ
ＣＣ回路において、同回路の効率が良い最大出力動作
と、同じく損失が極めて小さい停止状態とを繰り返し切
り替えて動作させる間欠動作モードを取り入れること
で、平均的な出力電力は軽負荷相当であるが、その損失
は従来の連続動作よりも著しく低減させることも可能で
ある。
で連続動作させると損失が大きくなり効率が低下するＲ
ＣＣ回路において、同回路の効率が良い最大出力動作
と、同じく損失が極めて小さい停止状態とを繰り返し切
り替えて動作させる間欠動作モードを取り入れること
で、平均的な出力電力は軽負荷相当であるが、その損失
は従来の連続動作よりも著しく低減させることも可能で
ある。
【図１】 本発明の第１の実施形態の電源装置の主要部
である定電圧制御検出回路部を抜粋して示す図である。
である定電圧制御検出回路部を抜粋して示す図である。
【図２】 図１の回路の出力電圧の時間変化を示した模
式図であり、出力（端子）１の電圧は切替信号の
“Ｌ”、“Ｈ”に応じて上昇、下降を繰り返す時間変化
を示す。
式図であり、出力（端子）１の電圧は切替信号の
“Ｌ”、“Ｈ”に応じて上昇、下降を繰り返す時間変化
を示す。
【図３】 切替方法１〜３（４〜６）の場合の電源装置
電力損失と出力電力との関係を説明する図である。
電力損失と出力電力との関係を説明する図である。
【図４】 本発明の第２の実施形態の電源装置の主要部
である定電圧制御検出回路部を抜粋して示す図である。
である定電圧制御検出回路部を抜粋して示す図である。
【図５】 図４の回路の出力電圧の時間変化を示した模
式図であり、出力（端子）１の電圧は切替信号の
“Ｌ”、“Ｈ”に応じて上昇、下降を繰り返す時間変化
を示す。
式図であり、出力（端子）１の電圧は切替信号の
“Ｌ”、“Ｈ”に応じて上昇、下降を繰り返す時間変化
を示す。
【図６】 本発明の第３の実施形態の電源装置の主要部
である定電圧制御検出回路部を抜粋して示す図である。
である定電圧制御検出回路部を抜粋して示す図である。
【図７】 電源装置電力損失と出力電力との関係を示す
図であり、（ａ）は出力電力増大に伴う電源装置電力損
失が二次関数的に増大する例、（ｂ）は出力電力増大に
伴う電源装置電力損失が飽和傾向を示しながら増加する
例、（ｃ）は出力電力増大に伴う電源装置電力損失が直
線的に(一次関数的に)増大する例を説明する図である。
図であり、（ａ）は出力電力増大に伴う電源装置電力損
失が二次関数的に増大する例、（ｂ）は出力電力増大に
伴う電源装置電力損失が飽和傾向を示しながら増加する
例、（ｃ）は出力電力増大に伴う電源装置電力損失が直
線的に(一次関数的に)増大する例を説明する図である。
【図８】 本発明の第４の実施形態の電源装置の主要部
である定電圧制御検出回路部を抜粋して示す図である。
である定電圧制御検出回路部を抜粋して示す図である。
【図９】 一般的なＲＣＣ方式の電源装置の定電圧制御
検出回路部を抜粋した回路図である。
検出回路部を抜粋した回路図である。
【図１０】 図９の回路の出力電圧の時間変化を示した
模式図である。
模式図である。
【図１１】 電源装置の電力損失の内訳を一般的に説明
する図である。
する図である。
【図１２】 スイッチング素子のスイッチング損失電力
の発生要因を示す図であり、（ａ）は大負荷時における
スイッチング素子のスイッチング損失電力の発生要因、
（ｂ）は軽負荷時におけるスイッチング素子のスイッチ
ング損失電力の発生要因を示す。
の発生要因を示す図であり、（ａ）は大負荷時における
スイッチング素子のスイッチング損失電力の発生要因、
（ｂ）は軽負荷時におけるスイッチング素子のスイッチ
ング損失電力の発生要因を示す。
ＺＤ１ ツェナーダイオード ＰＤ１ フォトダイオード Ｓ１ 制御信号 Ｓ２ 停止信号 ＰＴ１ フォトトランジスタ ４３ 変圧器 Ｑ４４ 交流生成用スイッチングトランジスタ Ｐｃ 制御信号用フォトカプラ ＣＣ １次側制御回路 Ｐｓ 停止信号用フォトカプラ Ｑ１ 切替トランジスタ ＰＤ２ フォトダイオード ＰＴ２ フォトトランジスタ Ｔｍｉ 入力端子 Ｓｃ 切替信号 ＺＤ２ ツェナーダイオード Ｑ１´ 切替トランジスタ Ｑ１´´ 切替トランジスタ Ｐｍｃ 最大出力電力切替信号用フォトカプラ Ｑ２ 切替トランジスタ ＰＴ３ フォトトランジスタ ＰＤ３ フォトダイオード Ｔｍｉ´ 入力端子 Ｓｐ 最大出力電力切替信号 Ｓ３ 最大出力電力制御信号
Claims (14)
- 【請求項１】 電子機器に電力を供給するための電源装
置であって、前記電子機器が無負荷あるいは軽負荷時で
あるときに、動作状態と停止状態の２つのモードを取り
得ることを特徴とする電子機器用電源装置。 - 【請求項２】 電子機器に電力を供給するための電源装
置であって、電源が投入されている状態において、前記
電子機器が無負荷あるいは軽負荷時であるときに、動作
状態と停止状態の２つのモードを繰り返すことを特徴と
する電子機器用電源装置。 - 【請求項３】 請求項２記載の電子機器用電源装置にお
いて、更に、商用電源を１次側とし電子機器の駆動部を
２次側とする変圧器と、該変圧器の１次側に配置される
スイッチングトランジスタとを有し、該スイッチングト
ランジスタのスイッチング動作を制御することにより、
前記電子機器の駆動部への供給電力を調節する電子機器
用電源装置であって、前記電子機器が無負荷あるいは軽
負荷時であるときに、停止信号により前記スイッチング
トランジスタのスイッチング動作を任意に停止させるこ
とにより、前記動作状態と前記停止状態の２つのモード
を繰り返すことを特徴とする電子機器用電源装置。 - 【請求項４】 リンギングチョークコンバータ回路方式
を採用した請求項２又は３記載の電子機器用電源装置に
おいて、前記動作状態は、リンギングチョークコンバー
タ回路の効率が良い最適動作状態であり、該最適動作状
態と損失が極めて小さい停止状態とをパルス状の切替信
号により繰り返し切り替えて動作させる間欠動作モード
を有することを特徴とする電子機器用電源装置。 - 【請求項５】 請求項４記載の電子機器用電源装置にお
いて、前記最適動作状態は、最大出力動作状態であるこ
とを特徴とする電子機器用電源装置。 - 【請求項６】 請求項４又は５記載の電子機器用電源装
置において、前記切替信号は、出力電圧が最大出力に達
した後、所定の時間間隔をおいて切り替わることを特徴
とする電子機器用電源装置。 - 【請求項７】 請求項４又は５記載の電子機器用電源装
置において、前記切替信号は、出力電圧が最大出力に達
した時点で切り替わることを特徴とする電子機器用電源
装置。 - 【請求項８】 請求項４又は５記載の電子機器用電源装
置において、前記切替信号は、出力電圧が最大出力に達
するより前に切り替わることを特徴とする電子機器用電
源装置。 - 【請求項９】 請求項２記載の電子機器用電源装置にお
いて、更に、商用電源を１次側とし電子機器の駆動部を
２次側とする変圧器と、該変圧器の１次側に配置される
スイッチングトランジスタとを有し、該スイッチングト
ランジスタのスイッチング動作を制御することにより、
前記電子機器の駆動部への供給電力を調節する電子機器
用電源装置であって、前記電子機器が無負荷あるいは軽
負荷時であるときに、定電圧検出信号の被検出電圧を第
１の電圧と該第１の電圧よりも低い第２の電圧の間で任
意に上下させることで、前記動作状態と前記停止状態の
２つのモードを繰り返すことを特徴とする電子機器用電
源装置。 - 【請求項１０】 リンギングチョークコンバータ回路方
式を採用した請求項９記載の電子機器用電源装置におい
て、前記動作状態は、リンギングチョークコンバータ回
路の効率が良い最適動作状態であり、該最適動作状態と
損失が極めて小さい停止状態との間でパルス状の切替信
号により繰り返し切り替えて動作させる間欠動作モード
を有することを特徴とする電子機器用電源装置。 - 【請求項１１】 請求項１０記載の電子機器用電源装置
において、前記最適動作状態は、最大出力動作状態であ
ることを特徴とする電子機器用電源装置。 - 【請求項１２】 請求項９記載の電子機器用電源装置に
おいて、電源装置がスイッチング動作を行い出力電圧が
前記第２の電圧から第１の電圧まで上昇するのに第１の
所定時間を要し、電源装置がスイッチング動作を停止し
出力電圧が第１の電圧から第２の電圧まで下降するのに
第２の所定時間を要する場合に、切替信号がローレベル
である時間が第１の所定時間より長く、切替信号がハイ
レベルである時間が第２の所定時間より長いことを特徴
とする電子機器用電源装置。 - 【請求項１３】 請求項９記載の電子機器用電源装置に
おいて、電源装置がスイッチング動作を行い出力電圧が
前記第２の電圧から第１の電圧まで上昇するのに第１の
所定時間を要し、電源装置がスイッチング動作を停止し
出力電圧が第１の電圧から第２の電圧まで下降するのに
第２の所定時間を要する場合に、切替信号がローレベル
である時間が第１の所定時間と等しく、切替信号がハイ
レベルである時間が第２の所定時間と等しいことを特徴
とする電子機器用電源装置。 - 【請求項１４】 請求項９記載の電子機器用電源装置に
おいて、電源装置がスイッチング動作を行い出力電圧が
前記第２の電圧から第１の電圧まで上昇するのに第１の
所定時間を要し、電源装置がスイッチング動作を停止し
出力電圧が第１の電圧から第２の電圧まで下降するのに
第２の所定時間を要する場合に、切替信号がローレベル
である時間が第１の所定時間より短く、切替信号がハイ
レベルである時間が第２の所定時間より短いことを特徴
とする電子機器用電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32735198A JP3598852B2 (ja) | 1998-11-17 | 1998-11-17 | 電子機器用電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32735198A JP3598852B2 (ja) | 1998-11-17 | 1998-11-17 | 電子機器用電源装置 |
Related Child Applications (1)
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