JP2000115010A - 直交信号用の低い中間周波数を用いるホモダイン無線受信機 - Google Patents
直交信号用の低い中間周波数を用いるホモダイン無線受信機Info
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- Noise Elimination (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 本発明は、直交信号用の低い中間周波数を用
いるホモダイン無線受信機に関する。 【解決手段】 本発明によるシングルエンドホモダイン
受信機は、スペクトルナル部を含む直交信号を、通常で
は、大きな自己干渉を発生させる原因となる極めて低い
中間周波数を用いて復号する。これは、スペクトルナル
部を信号スペクトルの重要なセクションの上に来るよう
に配置し、自己干渉を最小に押さえることで達成され
る。一つの実施例においては、利用可能なＷａｌｓｈ関
数の半分以下を用いて構成された直接拡散ＣＤＭＡ信号
が、中間周波数を、ＣＤＭＡ信号のスペクトルナル部が
要求される信号のスペクトルピーク部と重複するように
配置し、これによって自己干渉を除去することで、直接
に復調される。このシングルエンドホモダイン受信機の
実現には、集積コンポーネントを用いることも、あるい
は、離散コンポーネントを用いることもできる。
いるホモダイン無線受信機に関する。 【解決手段】 本発明によるシングルエンドホモダイン
受信機は、スペクトルナル部を含む直交信号を、通常で
は、大きな自己干渉を発生させる原因となる極めて低い
中間周波数を用いて復号する。これは、スペクトルナル
部を信号スペクトルの重要なセクションの上に来るよう
に配置し、自己干渉を最小に押さえることで達成され
る。一つの実施例においては、利用可能なＷａｌｓｈ関
数の半分以下を用いて構成された直接拡散ＣＤＭＡ信号
が、中間周波数を、ＣＤＭＡ信号のスペクトルナル部が
要求される信号のスペクトルピーク部と重複するように
配置し、これによって自己干渉を除去することで、直接
に復調される。このシングルエンドホモダイン受信機の
実現には、集積コンポーネントを用いることも、あるい
は、離散コンポーネントを用いることもできる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、無線受信機に関す
る。
る。
【０００２】
【従来の技術】無線受信機は、典型的には、ＲＦフィル
タリング要件を緩和し、全体としての性能を向上させる
目的で中間周波数変換段を備える。このような受信機に
おいては、入り信号は、フィルタリングされ、搬送波周
波数ｆｃ と周波数においてオフセットする局部発振器
搬送波ｆＬＯを混合され、再び、中間周波数部分を狭帯
域チャネル選択フィルタにてフィルタリングされ、再
度、混合され、その後の処理のためのベースハンド（０
Ｈｚ）に落とされる。各乗算器の前には、イメージ（影
像）信号によって生成される干渉を低減するために、追
加のフィルタリングが要求される。このタイプの受信機
における主要なコストの一つは、これらフィルタであ
る。通過帯域と減衰帯域との間に高率の減衰を有し、さ
らに、大きな帯域外減衰を有するフィルタは、典型的に
は非常に高価である。中間周波数ｆＩＦ＝ｆＣ −ｆＬ
Ｏは、これらフィルタに対して要求されるＱ（quality
factor）が最小限になるように、搬送波周波数よりかな
り低く選択される。
タリング要件を緩和し、全体としての性能を向上させる
目的で中間周波数変換段を備える。このような受信機に
おいては、入り信号は、フィルタリングされ、搬送波周
波数ｆｃ と周波数においてオフセットする局部発振器
搬送波ｆＬＯを混合され、再び、中間周波数部分を狭帯
域チャネル選択フィルタにてフィルタリングされ、再
度、混合され、その後の処理のためのベースハンド（０
Ｈｚ）に落とされる。各乗算器の前には、イメージ（影
像）信号によって生成される干渉を低減するために、追
加のフィルタリングが要求される。このタイプの受信機
における主要なコストの一つは、これらフィルタであ
る。通過帯域と減衰帯域との間に高率の減衰を有し、さ
らに、大きな帯域外減衰を有するフィルタは、典型的に
は非常に高価である。中間周波数ｆＩＦ＝ｆＣ −ｆＬ
Ｏは、これらフィルタに対して要求されるＱ（quality
factor）が最小限になるように、搬送波周波数よりかな
り低く選択される。
【０００３】中間周波数を決定する際の２つの最も重要
な効果（要因）は、（１）信号イメージ干渉（この干渉
は、要求される信号からｆＩＦだけ離れた所に出現す
る）と、（２）ハーフＩＦ干渉（この干渉は、干要求さ
れる信号からｆＩＦ／２だけ離れた所に出現する）であ
る。第一の干渉信号は混合プロセス自身から生成され、
第二の干渉信号は、ミキサの第四次の非線形性によって
生成される。これら２つの周波数の所の任意の信号は、
ノイズも含めて、中間周波数ｆＩＦの所の要求される信
号の上に直接に混合される。このため、この混合プロセ
スの前に、これら干渉を減衰することが必要となる。中
間周波数が大きな場合は、通常は、信号をベースバンド
に落とすための追加の混合段が必要となる。他方、中間
周波数が小さな場合は、これら干渉は、相対的に要求さ
れる信号に近くなり、干渉を最小に押さえるために、高
いＱ値を有するフィルタが必要となる。事実、中間周波
数が信号の帯域幅自身より小さな場合は、干渉イメージ
（影像）は、要求される信号スペクトル内に入り、全く
フィルタリングすることができなくなるが、このような
自己干渉は、かなり大きなものとなり得る。
な効果（要因）は、（１）信号イメージ干渉（この干渉
は、要求される信号からｆＩＦだけ離れた所に出現す
る）と、（２）ハーフＩＦ干渉（この干渉は、干要求さ
れる信号からｆＩＦ／２だけ離れた所に出現する）であ
る。第一の干渉信号は混合プロセス自身から生成され、
第二の干渉信号は、ミキサの第四次の非線形性によって
生成される。これら２つの周波数の所の任意の信号は、
ノイズも含めて、中間周波数ｆＩＦの所の要求される信
号の上に直接に混合される。このため、この混合プロセ
スの前に、これら干渉を減衰することが必要となる。中
間周波数が大きな場合は、通常は、信号をベースバンド
に落とすための追加の混合段が必要となる。他方、中間
周波数が小さな場合は、これら干渉は、相対的に要求さ
れる信号に近くなり、干渉を最小に押さえるために、高
いＱ値を有するフィルタが必要となる。事実、中間周波
数が信号の帯域幅自身より小さな場合は、干渉イメージ
（影像）は、要求される信号スペクトル内に入り、全く
フィルタリングすることができなくなるが、このような
自己干渉は、かなり大きなものとなり得る。
【０００４】ハーフＩＦ干渉を押さえるために、中間周
波数は、通常は、少なくともチャネル帯域幅の２倍はあ
るように選択される。広帯域用途（例えば、Personal C
ommunication System に対する６０ＭＨｚ）において
は、このためには、中間周波数ｆＩＦは、１２０ＭＨｚ
あるいはそれ以上に選択することを必要とされる。この
ような高い周波数においては、ＩＦ信号を、要求される
解像度にて、直接にサンプリングすることは困難とな
る。このため、通常は、信号が、再度、混合され、ベー
スバンド（０Ｈｚ）に落とされるか、あるいは、サブサ
ンプリングされる。勿論、ベースバンドに落とすために
追加の混合段を用いる方法では、より多くのコンポーネ
ントと、追加の局部発振器が必要となる。他方で、信号
のサブサンプリングを用いることで、これら追加のコン
ポーネントを省くこともできるが、ただし、この場合
は、高価なアナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）コンバータが
必要となるうえ、より多くのノイズが混入し、このた
め、信号対雑音比（Ｓ／Ｎ比）が低下する。
波数は、通常は、少なくともチャネル帯域幅の２倍はあ
るように選択される。広帯域用途（例えば、Personal C
ommunication System に対する６０ＭＨｚ）において
は、このためには、中間周波数ｆＩＦは、１２０ＭＨｚ
あるいはそれ以上に選択することを必要とされる。この
ような高い周波数においては、ＩＦ信号を、要求される
解像度にて、直接にサンプリングすることは困難とな
る。このため、通常は、信号が、再度、混合され、ベー
スバンド（０Ｈｚ）に落とされるか、あるいは、サブサ
ンプリングされる。勿論、ベースバンドに落とすために
追加の混合段を用いる方法では、より多くのコンポーネ
ントと、追加の局部発振器が必要となる。他方で、信号
のサブサンプリングを用いることで、これら追加のコン
ポーネントを省くこともできるが、ただし、この場合
は、高価なアナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）コンバータが
必要となるうえ、より多くのノイズが混入し、このた
め、信号対雑音比（Ｓ／Ｎ比）が低下する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】ホモダイン受信機の場
合は、信号をＲＦからベースバンドに直接に復調するこ
とで、これら無線コンポーネントの多くを、受信機の性
能を著しく低減させることなく、省略することができ
る。ホモダイン受信機は、サブサンプリングを用いる受
信機において必要とされる高性能のＡ／Ｄコンバータ
や、従来のスーパーヘテロダインフロントエンドにおい
て必要とされる第二のアナログ混合段は必要としない。
ただし、従来のシングルエンド実現においては、このア
ーキテクチャは、直交信号（すなわち、Ｉ信号とＱ信
号）を復調することはできない。この事実は、殆どの最
近のデジタル変調技法では、直交変調が用いられるため
に、重大な制約である。このヘテロダイン受信機アーキ
テクチャは、単一の直交ＲＦミキサを組み込むことで、
直交変調も行なえるようにすることもできるが、ただ
し、直交信号に対しては、通常、これら２つの信号路の
間に、移相および振幅の不平衡に対する非常に厳しい要
件がある。このようなアーキテクチャを実現するために
は、前置ミキサが必要となることに加えて、後続の利得
段を、単一のRF集積回路チップ上に一体化して集積する
必要がある。現時点では、１．９ＧＨｚ以上にて動作す
るこのような回路は存在しない。
合は、信号をＲＦからベースバンドに直接に復調するこ
とで、これら無線コンポーネントの多くを、受信機の性
能を著しく低減させることなく、省略することができ
る。ホモダイン受信機は、サブサンプリングを用いる受
信機において必要とされる高性能のＡ／Ｄコンバータ
や、従来のスーパーヘテロダインフロントエンドにおい
て必要とされる第二のアナログ混合段は必要としない。
ただし、従来のシングルエンド実現においては、このア
ーキテクチャは、直交信号（すなわち、Ｉ信号とＱ信
号）を復調することはできない。この事実は、殆どの最
近のデジタル変調技法では、直交変調が用いられるため
に、重大な制約である。このヘテロダイン受信機アーキ
テクチャは、単一の直交ＲＦミキサを組み込むことで、
直交変調も行なえるようにすることもできるが、ただ
し、直交信号に対しては、通常、これら２つの信号路の
間に、移相および振幅の不平衡に対する非常に厳しい要
件がある。このようなアーキテクチャを実現するために
は、前置ミキサが必要となることに加えて、後続の利得
段を、単一のRF集積回路チップ上に一体化して集積する
必要がある。現時点では、１．９ＧＨｚ以上にて動作す
るこのような回路は存在しない。
【０００６】
【課題を解決するための手段】通常は、自己干渉のため
に、低い中間周波数を用いて高い帯域幅の情報信号を復
調することはできないが、我々は、直交信号さえも、こ
れら信号がスペクトルナル部を含む場合は、極めて低い
中間周波数を用いて復調できることを発見した。これ
は、スペクトルナル部が信号スペクトルの重要なセクシ
ョンの上に来るように配置し、自己干渉を最小に押さえ
ることで達成される。中間周波数が十分に低く選択され
るために、従来のＡ／Ｄコンバータにて直接にサンプリ
ングすることができ、このため、単一の非常に低コスト
な低域通過チャネル選択フィルタを用いることが可能と
なる。一例として、直接拡散（direct-sequency:DS）Ｃ
ＤＭＡ信号は、周期的なスペクトルナル部とピーク部を
含む。この直交信号は、中間周波数を、これらのスペク
トルナル部が要求されるスペクトルピーク部と重複する
ように配置し、これによって、自己干渉を除去すること
で、直接に復調することができる。ただし、ナル部が、
要求される信号スペクトルの全体に渡って存在（重複）
することは要求されない。本発明の一つの好ましい受信
機は、信号を回復するための積分・ダンプ（減衰）回路
を備え、このため、これらナル部の帯域幅は、要求され
る信号スペクトルのそれよりかなり小さくても構わず、
この場合でも、干渉は、０に積分させる。このシングル
エンドホモダイン受信機の実現には、集積コンポーネン
トを用いることも、離散コンポーネントを用いることも
できる。
に、低い中間周波数を用いて高い帯域幅の情報信号を復
調することはできないが、我々は、直交信号さえも、こ
れら信号がスペクトルナル部を含む場合は、極めて低い
中間周波数を用いて復調できることを発見した。これ
は、スペクトルナル部が信号スペクトルの重要なセクシ
ョンの上に来るように配置し、自己干渉を最小に押さえ
ることで達成される。中間周波数が十分に低く選択され
るために、従来のＡ／Ｄコンバータにて直接にサンプリ
ングすることができ、このため、単一の非常に低コスト
な低域通過チャネル選択フィルタを用いることが可能と
なる。一例として、直接拡散（direct-sequency:DS）Ｃ
ＤＭＡ信号は、周期的なスペクトルナル部とピーク部を
含む。この直交信号は、中間周波数を、これらのスペク
トルナル部が要求されるスペクトルピーク部と重複する
ように配置し、これによって、自己干渉を除去すること
で、直接に復調することができる。ただし、ナル部が、
要求される信号スペクトルの全体に渡って存在（重複）
することは要求されない。本発明の一つの好ましい受信
機は、信号を回復するための積分・ダンプ（減衰）回路
を備え、このため、これらナル部の帯域幅は、要求され
る信号スペクトルのそれよりかなり小さくても構わず、
この場合でも、干渉は、０に積分させる。このシングル
エンドホモダイン受信機の実現には、集積コンポーネン
トを用いることも、離散コンポーネントを用いることも
できる。
【０００７】
【発明の実施の形態】図１は、搬送波上に変調された直
交変調ＣＤＭＡ信号ａ(t)＋ｊｂ(t)を受信するように適
合されたホモダイン受信機アーキテクチャを示す。図１
に示す一例としての低い中間周波数（ＩＦ）を用いるホ
モダイン受信機は、以下の形式の信号を受信するように
適合（設計）される：
交変調ＣＤＭＡ信号ａ(t)＋ｊｂ(t)を受信するように適
合されたホモダイン受信機アーキテクチャを示す。図１
に示す一例としての低い中間周波数（ＩＦ）を用いるホ
モダイン受信機は、以下の形式の信号を受信するように
適合（設計）される：
【数１】 ここで、ＰＮ(t)＝ＰＮＩ(t)＋ｊＰＮＱ(t）は、複素疑
似乱数系列を表し、ｄ(t)＝ａ(t)＋ｊｂ(t) は、それぞ
れ、ＩとＱチャネルに対する複素データ信号を表し、ω
ｃ＝２πｆｃ は、ＲＦ搬送波周波数を表す。より詳細
には、データ信号ｄ(t)は、Ｎ個のユーザからの直交信
号の結合であり、これは、以下に示すように、各ユーザ
ｉの信号にＷｉ（ここで、Ｗｉは、番目のＷａｌｓｈ関
数を表す）を乗じた総和から成る：
似乱数系列を表し、ｄ(t)＝ａ(t)＋ｊｂ(t) は、それぞ
れ、ＩとＱチャネルに対する複素データ信号を表し、ω
ｃ＝２πｆｃ は、ＲＦ搬送波周波数を表す。より詳細
には、データ信号ｄ(t)は、Ｎ個のユーザからの直交信
号の結合であり、これは、以下に示すように、各ユーザ
ｉの信号にＷｉ（ここで、Ｗｉは、番目のＷａｌｓｈ関
数を表す）を乗じた総和から成る：
【数２】 および
【数３】 ここで、Ｉｉ(t)、Ｑｉ(t)は、ユーザｉの２つの直交デ
ータ系列を表す。
ータ系列を表す。
【０００８】図１のアーキテクチャは、機能的にはシン
グルエンドホモダイン受信機と類似するが、このアーキ
テクチャは、小さいが、ただし、非零の、中間周波数を
用いる点が異なる。このアーキテクチャは、ＣＤＭＡ信
号がスペクトルナル部を含むために、自己干渉に起因す
る致命的な影響を受けることなく、効果的に機能する。
グルエンドホモダイン受信機と類似するが、このアーキ
テクチャは、小さいが、ただし、非零の、中間周波数を
用いる点が異なる。このアーキテクチャは、ＣＤＭＡ信
号がスペクトルナル部を含むために、自己干渉に起因す
る致命的な影響を受けることなく、効果的に機能する。
【０００９】我々は、ＣＤＭＡ信号におけるスペクトル
ナル部の位置は、ユーザの数が利用可能なＷａｌｓｈ関
数の１／２以下である場合は、予測可能、かつ、反復可
能であることを発見した。このユーザの数に関してのこ
の要件と、使用されるＷａｌｓｈ符号が、完全に、ある
符号サブグループの内側に配置されるべき（来るべき）
であるという追加の要件を合わせて組み込むことで、我
々は、図１の回路に対して、良好な性能を達成すること
に成功した。符号サブグループとしては、一つの単純な
例として、ある符号セットの全体の上側あるいは下側半
分を用いることができる。
ナル部の位置は、ユーザの数が利用可能なＷａｌｓｈ関
数の１／２以下である場合は、予測可能、かつ、反復可
能であることを発見した。このユーザの数に関してのこ
の要件と、使用されるＷａｌｓｈ符号が、完全に、ある
符号サブグループの内側に配置されるべき（来るべき）
であるという追加の要件を合わせて組み込むことで、我
々は、図１の回路に対して、良好な性能を達成すること
に成功した。符号サブグループとしては、一つの単純な
例として、ある符号セットの全体の上側あるいは下側半
分を用いることができる。
【００１０】Ｗａｌｓｈ関数は、データスペクトルを、
周波数帯域全体に一様に拡散させることはなく、実際に
は、理想的なＷａｌｓｈ関数スペクトルは、デルタ関数
の一意なシーケンス（系列）となる。つまり、Ｗａｌｓ
ｈ関数にデータシーケンス（系列）を乗じた場合、デー
タ信号のスペクトルは、単に、この帯域の至る所に渡っ
て、各デルタ関数の付近に翻訳される（出現する）。復
調は、このデータ系列に、さらに、要求されるユーザWa
lsh関数Ｗｉ（ここで、ｉは復調されるべき信号のユー
ザを表す）を乗ずることで達成される。
周波数帯域全体に一様に拡散させることはなく、実際に
は、理想的なＷａｌｓｈ関数スペクトルは、デルタ関数
の一意なシーケンス（系列）となる。つまり、Ｗａｌｓ
ｈ関数にデータシーケンス（系列）を乗じた場合、デー
タ信号のスペクトルは、単に、この帯域の至る所に渡っ
て、各デルタ関数の付近に翻訳される（出現する）。復
調は、このデータ系列に、さらに、要求されるユーザWa
lsh関数Ｗｉ（ここで、ｉは復調されるべき信号のユー
ザを表す）を乗ずることで達成される。
【００１１】Ｗａｌｓｈ関数のサブグループは、Ｗａｌ
ｓｈ関数の集まりであり、サブグループ内の任意の２つ
の関数の積は、サブグループ内のもう一つの関数を与え
る。このため、使用されるある系のＷａｌｓｈ関数が完
全にあるサブグループに属し、そのサブグループがある
周波数位置にナル部を含む場合、その系内の任意の２つ
の関数の積は、同一周波数位置にナル部を持つ信号を与
え；逆に、割当てられた符号（使用されるＷａｌｓｈ関
数）が異なるサブグループに帰属する場合は、結果とし
ての積ＷｉＷｕは、同一ナル位置は持たず、スペクトル
ナル部の予測は不可能となる。このため、後者では、自
己干渉を伴うことなく中間周波数を決定することは困難
となる。最も大きなサブグループの一つとしては、（Ｗ
ａｌｓｈ）符号セットの上側あるいは下側半分が考えら
れる。
ｓｈ関数の集まりであり、サブグループ内の任意の２つ
の関数の積は、サブグループ内のもう一つの関数を与え
る。このため、使用されるある系のＷａｌｓｈ関数が完
全にあるサブグループに属し、そのサブグループがある
周波数位置にナル部を含む場合、その系内の任意の２つ
の関数の積は、同一周波数位置にナル部を持つ信号を与
え；逆に、割当てられた符号（使用されるＷａｌｓｈ関
数）が異なるサブグループに帰属する場合は、結果とし
ての積ＷｉＷｕは、同一ナル位置は持たず、スペクトル
ナル部の予測は不可能となる。このため、後者では、自
己干渉を伴うことなく中間周波数を決定することは困難
となる。最も大きなサブグループの一つとしては、（Ｗ
ａｌｓｈ）符号セットの上側あるいは下側半分が考えら
れる。
【００１２】図１に示すように、受信機のＲＦセクショ
ンは、入り広帯域フィルタ１０と、これに続く、ＲＦ増
幅器２０、およびｆｃ に極めて近い周波数にて動作す
る復調器（変調器）３０を備える。復調器３０は、結果
として、以下のような出力信号を生成する：
ンは、入り広帯域フィルタ１０と、これに続く、ＲＦ増
幅器２０、およびｆｃ に極めて近い周波数にて動作す
る復調器（変調器）３０を備える。復調器３０は、結果
として、以下のような出力信号を生成する：
【数４】 受信機セクションは、チャネル選択フィルタ４０で終わ
るが、フィルタ４０は、高周波混合成分および任意の隣
接チャネル干渉を除去する。式（１）の信号は、フィル
タ１０によって受信され、増幅器２０によって増幅され
た後、復調器３０と低域通過フィルタ４０の両方を通
り、結果として、フィルタ４０は、以下のような出力を
与える：
るが、フィルタ４０は、高周波混合成分および任意の隣
接チャネル干渉を除去する。式（１）の信号は、フィル
タ１０によって受信され、増幅器２０によって増幅され
た後、復調器３０と低域通過フィルタ４０の両方を通
り、結果として、フィルタ４０は、以下のような出力を
与える：
【数５】 中間周波数は、極めて低く、典型的には、１００ｋＨＺ
以下であるために、この信号は、Ａ／Ｄコンバータ５０
にて、直接に、デジタル化することができる。
以下であるために、この信号は、Ａ／Ｄコンバータ５０
にて、直接に、デジタル化することができる。
【００１３】Ａ／Ｄコンバータ５０の出力は、乗算器６
０に供給され、後者は、この信号に、 疑似乱数系列Ｐ
Ｎ(t)−１を乗じるが、これは、ＰＮ(t) 系列に同期さ
れた系列で、この複素共役である。受信機の(t)ＰＮ−
１ 系列と、送信機のそれとの同期は、従来の技術で
あり、本発明の部分を構成しない。
０に供給され、後者は、この信号に、 疑似乱数系列Ｐ
Ｎ(t)−１を乗じるが、これは、ＰＮ(t) 系列に同期さ
れた系列で、この複素共役である。受信機の(t)ＰＮ−
１ 系列と、送信機のそれとの同期は、従来の技術で
あり、本発明の部分を構成しない。
【００１４】これら信号は、最終的に、復調器（変調
器）７０、７５を用いて直交するように混合すること
で、ベースバンドに落とされるが、結果としての信号
は、以下によって与えられる：
器）７０、７５を用いて直交するように混合すること
で、ベースバンドに落とされるが、結果としての信号
は、以下によって与えられる：
【数６】 ここで、
【数７】 各式における２ωＩＦを伴う最後の項は、干渉信号であ
り、通常、信号対雑音比（Ｓ／Ｎ比）を著しく低下させ
る。この復調の結果が、図２のセグメントＢにて、セグ
メントＡにて表される信号に対して、グラフ的に示され
る。図２のセグメントＡ、Ｂ、Ｃから分かるように、中
間周波数が信号の帯域幅ωＡ より大きな場合は、干
渉周波数２ωＩＦを中心とするスペクトルは、要求され
るベースバンド信号と重複することはなく、このため、
フィルタリングにより除去することができ、この場合
は、信号を復調した際に、干渉が追加されることはな
い。
り、通常、信号対雑音比（Ｓ／Ｎ比）を著しく低下させ
る。この復調の結果が、図２のセグメントＢにて、セグ
メントＡにて表される信号に対して、グラフ的に示され
る。図２のセグメントＡ、Ｂ、Ｃから分かるように、中
間周波数が信号の帯域幅ωＡ より大きな場合は、干
渉周波数２ωＩＦを中心とするスペクトルは、要求され
るベースバンド信号と重複することはなく、このため、
フィルタリングにより除去することができ、この場合
は、信号を復調した際に、干渉が追加されることはな
い。
【００１５】ここまでは、図１は、従来の技術によるア
プローチを示し、このアプローチでは、低い中間周波数
を用いた場合は、問題が発生する。つまり、この場合
は、２ωＩＦを中心とする干渉スペクトル（干渉周波数
２ωＩＦを中心とするスペクトル）の一部が、要求され
る信号と重複し、フィルタリングによる除去ができなく
なる。上述のように、低い中間周波数を用いるシングル
エンド受信機を用いても、自己干渉を最小に押さえるこ
とができれば、無線設計を大幅に簡素化できるために、
非常に望ましい。
プローチを示し、このアプローチでは、低い中間周波数
を用いた場合は、問題が発生する。つまり、この場合
は、２ωＩＦを中心とする干渉スペクトル（干渉周波数
２ωＩＦを中心とするスペクトル）の一部が、要求され
る信号と重複し、フィルタリングによる除去ができなく
なる。上述のように、低い中間周波数を用いるシングル
エンド受信機を用いても、自己干渉を最小に押さえるこ
とができれば、無線設計を大幅に簡素化できるために、
非常に望ましい。
【００１６】我々は、信号スペクトルがそのスペクトル
内に予測可能なナル部を含む場合は、低い中間周波数
を、その中間周波数が干渉信号のスペクトルのナル部、
すなわち、２ωＩＦを中心とするスペクトル部分が要求
されるベースバンド信号のスペクトルのピーク部の上に
配置される（来るように）選択される場合に限り、用い
ることができることを発見した。図２のセグメントＤ
は、この様子を示す。
内に予測可能なナル部を含む場合は、低い中間周波数
を、その中間周波数が干渉信号のスペクトルのナル部、
すなわち、２ωＩＦを中心とするスペクトル部分が要求
されるベースバンド信号のスペクトルのピーク部の上に
配置される（来るように）選択される場合に限り、用い
ることができることを発見した。図２のセグメントＤ
は、この様子を示す。
【００１７】より一般的には、復調および／あるいはフ
ィルタリングのプロセスにおいて２ωＩＦを中心とする
干渉信号を、相殺あるいは無視できるように構成できれ
ば、どのような信号でも、その信号の帯域幅より低い中
間周波数を用いることができる。本発明の原理が適用で
きる一つの単純な例として、要求される信号が、特定の
やり方にて符号化されたＣＤＭＡ信号とされる場合を挙
げることができるが、この信号のスペクトルは、予測可
能、かつ、反復可能なナル部を含み、復調プロセスは上
述の条件を満たす。
ィルタリングのプロセスにおいて２ωＩＦを中心とする
干渉信号を、相殺あるいは無視できるように構成できれ
ば、どのような信号でも、その信号の帯域幅より低い中
間周波数を用いることができる。本発明の原理が適用で
きる一つの単純な例として、要求される信号が、特定の
やり方にて符号化されたＣＤＭＡ信号とされる場合を挙
げることができるが、この信号のスペクトルは、予測可
能、かつ、反復可能なナル部を含み、復調プロセスは上
述の条件を満たす。
【００１８】より具体的には、上述のように、Ｗａｌｓ
ｈ符号は信号を拡散させるが、ただし、Ｗａｌｓｈ符号
は、信号を、信号のスペクトル（信号の帯域幅）ωＡ
全体に渡って一様に拡散させることはない。事実、Ｗ
ａｌｓｈ関数のセットの半分のみを用いた場合に結果と
して得られるＣＤＭＡ信号のスペクトルは、一様な分布
とはほど遠い分布を示す。例えば、全体で２５６個のＷ
ａｌｓｈ符号からなるセット内のＷ０〜Ｗ１２７のみが
用いられた場合は、結果として、図３に示すようなナル
部を含むスペクトルが得られる。
ｈ符号は信号を拡散させるが、ただし、Ｗａｌｓｈ符号
は、信号を、信号のスペクトル（信号の帯域幅）ωＡ
全体に渡って一様に拡散させることはない。事実、Ｗ
ａｌｓｈ関数のセットの半分のみを用いた場合に結果と
して得られるＣＤＭＡ信号のスペクトルは、一様な分布
とはほど遠い分布を示す。例えば、全体で２５６個のＷ
ａｌｓｈ符号からなるセット内のＷ０〜Ｗ１２７のみが
用いられた場合は、結果として、図３に示すようなナル
部を含むスペクトルが得られる。
【００１９】ＣＤＭＡを用いて構成（生成）された信号
は、受信された信号ｒ（ｔ）に適当なＷａｌｓｈ関数
（Ｗｕ） を乗じ、結果を１シンボル期間に渡って積分
することで回復される。要求される信号の回復は、以下
の条件から可能となる。つまり：
は、受信された信号ｒ（ｔ）に適当なＷａｌｓｈ関数
（Ｗｕ） を乗じ、結果を１シンボル期間に渡って積分
することで回復される。要求される信号の回復は、以下
の条件から可能となる。つまり：
【数８】 であり、１シンボル期間に渡ってのＷｋの 積分が０と
なることから可能となる。
なることから可能となる。
【００２０】要求される信号が、ナル部分を含むスペク
トルから回復され、このスペクトルの残りの部分が信号
情報を含むという事実は、その信号は、考慮されないス
ペクトル部、つまり、ナル部内に他の信号が存在する場
合でも回復できることを示唆する。ＣＤＭＡの場合も、
このケースに該当することがわかる。つまり、ａ(t)と
ｂ(t) に対応する信号のスペクトルのナル部がこの信号
のスペクトルのピーク部の上に置かれた（配置された）
場合は、要求される信号は、通常のやり方で、ｒ(t)に
Ｗａｌｓｈ関数Ｗｉ（ここで、ｉは、回復されるべき信
号のユーザを表す）を乗じ、結果を積分することで回復
することができる。より具体的には、我々は、１６ｋｂ
ｓ信号の場合、ピーク部は、２つのナル部の間のスペク
トル内、つまり、３２ｎｋＨｚ（ここで、ｎ＝０、１、
２、．．．）の所に出現することを発見した。こうし
て、利用可能なＷａｌｓｈ関数の下側半分がサブグルー
プとして用いられる場合は、最適な中間周波数として、
以下の式が成り立つような周波数が選択される：
トルから回復され、このスペクトルの残りの部分が信号
情報を含むという事実は、その信号は、考慮されないス
ペクトル部、つまり、ナル部内に他の信号が存在する場
合でも回復できることを示唆する。ＣＤＭＡの場合も、
このケースに該当することがわかる。つまり、ａ(t)と
ｂ(t) に対応する信号のスペクトルのナル部がこの信号
のスペクトルのピーク部の上に置かれた（配置された）
場合は、要求される信号は、通常のやり方で、ｒ(t)に
Ｗａｌｓｈ関数Ｗｉ（ここで、ｉは、回復されるべき信
号のユーザを表す）を乗じ、結果を積分することで回復
することができる。より具体的には、我々は、１６ｋｂ
ｓ信号の場合、ピーク部は、２つのナル部の間のスペク
トル内、つまり、３２ｎｋＨｚ（ここで、ｎ＝０、１、
２、．．．）の所に出現することを発見した。こうし
て、利用可能なＷａｌｓｈ関数の下側半分がサブグルー
プとして用いられる場合は、最適な中間周波数として、
以下の式が成り立つような周波数が選択される：
【数９】 ここで、ｎは、整数を表し、周波数は、ｋＨｚにて表さ
れる。これが、図３に示される。また、利用可能なWals
h関数の上側半分がサブグループとして用いられる場合
は、最適な中間周波数として、以下の式が成り立つよう
な周波数が選択される：
れる。これが、図３に示される。また、利用可能なWals
h関数の上側半分がサブグループとして用いられる場合
は、最適な中間周波数として、以下の式が成り立つよう
な周波数が選択される：
【数１０】 ここで、ｎは、整数を表し、周波数は、ｋＨｚにて表さ
れる。この式は、サブグループによって異なることに注
意する。
れる。この式は、サブグループによって異なることに注
意する。
【００２１】上述の説明と一致するように、図１は、さ
らに、式（５）の信号を得るためのＰＮ(t)−１ 乗
算器６０と、これに続く、それぞれ、式（５）の信号
に、ｃｏｓ（ωＩＦｔ）と、ｓｉｎ（ωＩＦｔ）を乗ず
るための復調器７０、７５を備える。復調器７０、７５
の出力は、それぞれ、要素８０、８５に供給され、これ
らは、それぞれ、入力信号にＷｉを乗じ、結果を１信号
期間に渡って積分する。つまり、要素８０、８５は、そ
れぞれ、入り信号を１信号期間に渡って積分し、結果を
サンプリングし、整数を０に再初期化する。要素８０、
８５の“積分・ダンプ（integate and dump）” 動作の
ために、本発明の原理は、２ωＩＦを中心とするスペク
トルのナル部が要求される信号のスペクトルを完全にカ
バーしない場合でも問題なく機能する。
らに、式（５）の信号を得るためのＰＮ(t)−１ 乗
算器６０と、これに続く、それぞれ、式（５）の信号
に、ｃｏｓ（ωＩＦｔ）と、ｓｉｎ（ωＩＦｔ）を乗ず
るための復調器７０、７５を備える。復調器７０、７５
の出力は、それぞれ、要素８０、８５に供給され、これ
らは、それぞれ、入力信号にＷｉを乗じ、結果を１信号
期間に渡って積分する。つまり、要素８０、８５は、そ
れぞれ、入り信号を１信号期間に渡って積分し、結果を
サンプリングし、整数を０に再初期化する。要素８０、
８５の“積分・ダンプ（integate and dump）” 動作の
ために、本発明の原理は、２ωＩＦを中心とするスペク
トルのナル部が要求される信号のスペクトルを完全にカ
バーしない場合でも問題なく機能する。
【００２２】こうして、上では、周波数ωｃを持つ信号
にて変調された帯域幅ωＡのベースバンド信号に対応す
る加えられた（送信された）信号を復調するために新規
の復調器が採用される構成について開示された。この復
調器は、加えられた（送信された）信号を周波数ωＬＯ
（ここで、ωｃ ＋ωＡ ＞ωＬＯ＞ωｃ −ω
Ａ 、かつ、ωＬＯ≠ωｃ ）にて復調すること
で、周波数ωＩＦ＝ωｃ−ωＬＯにて復調されたベース
バンド信号に対応するＩＦ信号を得る。
にて変調された帯域幅ωＡのベースバンド信号に対応す
る加えられた（送信された）信号を復調するために新規
の復調器が採用される構成について開示された。この復
調器は、加えられた（送信された）信号を周波数ωＬＯ
（ここで、ωｃ ＋ωＡ ＞ωＬＯ＞ωｃ −ω
Ａ 、かつ、ωＬＯ≠ωｃ ）にて復調すること
で、周波数ωＩＦ＝ωｃ−ωＬＯにて復調されたベース
バンド信号に対応するＩＦ信号を得る。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の原理に適合する受信機のブロック図を
示す図である。
示す図である。
【図２】受信機の様々な段における様々な異なるＩＦ周
波数に対するスペクトルを示す図である。
波数に対するスペクトルを示す図である。
【図３】利用可能なＷａｌｓｈ符号の上側あるいは下側
半分のみを採用するＣＤＭＡシステムにおける１６ｋｂ
ｓ信号のベースバンド電力スペクトルの概要（近似）を
示す図である。
半分のみを採用するＣＤＭＡシステムにおける１６ｋｂ
ｓ信号のベースバンド電力スペクトルの概要（近似）を
示す図である。
１０ 入り広帯域フィルタ ２０ ＲＦ増幅器 ３０ 復調器（変調器） ４０ チャネル選択フィルタ ５０ Ａ／Ｄコンバータ ６０ 乗算器 ７０、７５ 復調器（変調器） ６０ ＰＮ(t)−１乗算器 ８０、８５ 積分・ダンプ（減衰）要素
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ジョージ イー．リッテンハウス アメリカ合衆国 07733 ニュージャーシ ィ，ホルムデル，ヘイワード ヒルズ ド ライヴ ６ (72)発明者 フイ ウー アメリカ合衆国 07060 ニュージャーシ ィ，ノース プレインフィールド，ナンバ ーシー55，サマーセット ストリート 650
Claims (31)
- 【請求項１】 受信機であって、 復調器を備え、この復調器が、周波数ωｃ の信号にて
変調された帯域幅ωＡのベースバンド信号に対応する印
加された信号に応答して、この印加された信号を周波数
ωＬＯ（ここで、ωｃ ＋ωＡ ＞ωＬＯ＞ωｃ ＋ω
Ａ 、かつ、ωＬＯ≠ωｃ ）にて復調することで、周
波数ωＩＦ＝ωｃ −ωＬＯにて復調された前記ベース
バンド信号に対応するＩＦ信号を回復し、このＩＦ信号
が、下側側波帯と、上側側波帯を有し、この受信機がさ
らに前記復調器に結合されたフィルタを備えることを特
徴とする受信機。 - 【請求項２】 さらに、前記フィルタに結合された第二
の復調器を備え、この第二の復調器が、ωＩＦなる復調
周波数を用いて、ベースバンド信号と、周波数２ωＩＦ
だけ変調された前記ベースバンド信号に対応する信号を
生成することを特徴とする請求項１の受信機。 - 【請求項３】 さらに、前記フィルタと前記第二の復調
器との間に挿入されたプロセッサを備え、このプロセッ
サが、前記フィルタの出力信号を変換することで、前記
IF信号の前記下側側波帯と上側側波帯内にスペクトルナ
ル部を与えることを特徴とする請求項２の受信機。 - 【請求項４】 さらに、前記フィルタに応答して動作す
るＡ／Ｄコンバータを備えることを特徴とする請求項１
の受信機。 - 【請求項５】 さらに、前記フィルタの出力信号に応答
して動作する変換手段を備えることを特徴とする請求項
１の受信機。 - 【請求項６】 前記変換手段が、プロセッサを含み、こ
のプロセッサが、前記フィルタの出力信号を変換するこ
とで、前記下側側波帯と上側側波帯内にスペクトルナル
部を含む前記ＩＦ信号を生成することを特徴とする請求
項５の受信機。 - 【請求項７】 前記プロセッサが、前記フィルタの出力
信号に疑似乱数系列を乗じることを特徴とする請求項６
の受信機。 - 【請求項８】 前記変換手段が、前記フィルタと前記プ
ロセッサとの間に挿入されたＡ／Ｄコンバータを含むこ
とを特徴とする請求項７の受信機。 - 【請求項９】 さらに：前記変換手段に応答して動作す
る第二の復調器を含み、この第二の復調器が、ベースバ
ンドスペクトルナル部を含むベースバンド信号；スペク
トルナル部を含み、周波数２ωＩＦに隣接するが、これ
より下側の周波数を持つ下側側波帯信号；およびスペク
トルナル部を含み、周波数２ωＩＦに隣接するが、これ
より上側の周波数を持つ上側側波帯信号を生成し、 前記周波数ωＬＯが、ωｃ ＞ωＬＯ＞ωｃ −ωＡ
の範囲に選択され、かつ、前記下側側波帯信号のスペク
トルナル部が、前記ベースバンド信号の前記スペクトル
ナル部以外の所に配置されるように調節されることを特
徴とする請求項７の受信機。 - 【請求項１０】 前記ωＬＯが、前記下側側波帯信号の
スペクトルナル部が前記ベースバンド信号の２つのスペ
クトルナル部をまたぐように調節されることを特徴とす
る請求項９の受信機。 - 【請求項１１】 前記ωＬＯが、前記下側側波帯信号の
スペクトルナル部が前記ベースバンド信号の２つのナル
部の中間に配置されるように調節されることを特徴とす
る請求項９の受信機。 - 【請求項１２】 さらに：前記変換手段に応答して動作
する第二の復調器を含み、この第二の復調器が、ベース
バンドスペクトルナル部を含むベースバンド信号；スペ
クトルナル部を含み、周波数２ωＩＦに隣接するが、こ
れより下側の周波数を持つ下側側波帯信号；およびスペ
クトルナル部を含み、周波数２ωＩＦに隣接するが、こ
れより上側の周波数を持つ上側側波帯信号を生成し、 前記周波数ωＬＯが、ωｃ ＞ωＬＯ＞ωｃ ＋ωＡ
の範囲に選択され、前記上側側波帯信号のスペクトルナ
ル部が、前記ベースバンド信号の前記スペクトルナル部
以外の所に配置されるように調節されることを特徴とす
る請求項６の受信機。 - 【請求項１３】 前記ωＬＯが、前記上側側波帯信号の
スペクトルナル部が前記ベースバンド信号の２つのスペ
クトルナル部をまたぐように調節されることを特徴とす
る請求項１２の受信機。 - 【請求項１４】 前記ωＬＯが、前記上側側波帯信号の
スペクトルナル部が前記ベースバンド信号の２つのナル
部の中間に配置されるように調節されることを特徴とす
る請求項１２の受信機。 - 【請求項１５】 前記プロセッサが、前記Ａ／Ｄコンバ
ータの出力信号に、疑似乱数ＰＮ(t)−１系列を乗じる
ことを特徴とする請求項６の受信機。 - 【請求項１６】 前記疑似乱数ＰＮ(t)−１系列が、前
記加えられた（送信された）信号内に埋め込まれている
ＰＮ(t）系列の逆数であり、これと同期されていること
を特徴とする請求項１５の受信機。 - 【請求項１７】 前記復調器に加えられる信号がＣＤＭ
Ａ信号であり、この受信機がさらに：前記フィルタに続
くＡ／Ｄコンバータ；前記Ａ／Ｄコンバータの出力信号
に疑似乱数ＰＮ(t)−１系列を乗じるための乗算器；お
よび前記乗算器に結合された、ωＩＦなる復調周波数を
用いる第二の復調器を備えることを特徴とする請求項１
の受信機。 - 【請求項１８】 前記第二の復調器が、前記乗算器の出
力信号に、ｃｏｓ（ωＩＦｔ）と、ｓｉｎ（ωＩＦｔ）
を乗じるための手段を含むことを特徴とする請求項１７
の受信機。 - 【請求項１９】 さらに、前記乗算手段の出力信号に、
符号系列を乗じるための符号乗算回路を備えることを特
徴とする請求項１８の受信機。 - 【請求項２０】 前記符号系列が、あるセットの符号系
列から取られ、前記セットのメンバーである２個の符号
系列の積が、これも前記セットのメンバーである符号系
列を与えることを特徴とする請求項１９の受信機。 - 【請求項２１】 前記符号系列がＷａｌｓｈ符号である
ことを特徴とする請求項２０の受信機。 - 【請求項２２】 前記符号乗算回路が、積分・リセット
回路を含むことを特徴とする請求項１９の受信機。 - 【請求項２３】 復調機と、後置復調フィルタを備える
受信機であって、前記復調器が、周波数ωｃ の信号に
て変調された帯域幅ωＡ のベースバンド信号に対応す
る印加された信号に局部発振器信号ωＬＯを乗じ：前記
局部発振器信号が、ωｃ ＋ωＡ ＞ωＬＯ＞ωｃ ＋
ωＡ 、かつ、ωＬＯ≠ωｃ なる条件を満たすことを
特徴とする受信機。 - 【請求項２４】 受信機であって、 第一の復調器手段を備え、この第一の復調器手段が、周
波数ωｃ の信号にて変調された帯域幅ωＡ のベース
バンド信号に対応する印加された信号に応答して、この
印加された信号を周波数ωＬＯ（ここで、ωｃ ＋ωＡ
＞ωＬＯ＞ωｃ ＋ωＡ 、かつ、ωＬＯ≠ωｃ ）
にて復調することで、周波数ＩＦ＝ωｃ−ωＬＯにて復
調された前記ベースバンド信号に対応するＩＦ信号を生
成し、このＩＦ信号が、下側側波帯と、上側側波帯を有
し、この受信機がさらに前記第一の復調器手段に結合さ
れた、信号をフィルタリングするための第二の手段を備
えることを特徴とする受信機。 - 【請求項２５】 さらに、前記第二の手段の出力信号を
処理し、スペクトルナル部を含む信号を生成するための
第三の手段を備えることを特徴とする請求項２４の受信
機。 - 【請求項２６】 さらに、前記第三の手段の出力信号を
復調することで、スペクトルナル部を含むベースバンド
信号およびスペクトルナル部を含む２つの側波帯信号を
生成するための第四の手段を備え、前記ωＩＦが前記側
波帯信号のナル部が、前記ベースバンド信号のナル部の
間の中央に配置されるように調節されることを特徴とす
る請求項２５の受信機。 - 【請求項２７】 さらに、前記ベースバンド信号に対応
する信号のみを抽出するための第五の手段を備えること
を特徴とする請求項２６の受信機。 - 【請求項２８】 前記第五の手段が、Ｗａｌｓｈ関数の
乗算、積分、およびダンプ動作を遂行することを特徴と
する請求項２７の受信機。 - 【請求項２９】 スペクトルナル部を含む直交信号にて
変調された搬送波信号を受信するステップ；および前記
搬送波信号を中間周波数を用いて、前記スペクトルナル
部が要求されるスペクトルのピーク部と重複し、これに
よって、この中間周波数に起因して発生する自己干渉が
実質的に除去されるようなやり方で復調するステップを
含むことを特徴とする方法。 - 【請求項３０】 前記スペクトルナル部が、ベースバン
ドの要求されるスペクトルピーク部と重複するように調
節されることを特徴とする請求項２９の方法。 - 【請求項３１】 前記中間周波数ωＩＦがωＡ ＞ωＬ
Ｏ＞−ωＡ なる不等式を満足し、ここで、ωＡ は、
前記直交信号の帯域幅を表すことを特徴とする請求項２
９の方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US16711898A | 1998-10-06 | 1998-10-06 | |
| US09/167118 | 1998-10-06 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000115010A true JP2000115010A (ja) | 2000-04-21 |
Family
ID=22606007
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11285034A Withdrawn JP2000115010A (ja) | 1998-10-06 | 1999-10-06 | 直交信号用の低い中間周波数を用いるホモダイン無線受信機 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
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| JP (1) | JP2000115010A (ja) |
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| AU (1) | AU755367B2 (ja) |
| BR (1) | BR9904346A (ja) |
| CA (1) | CA2280377A1 (ja) |
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|---|---|---|---|---|
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| KR20020034775A (ko) * | 2000-11-03 | 2002-05-09 | 김동인 | 다차원 신호 설계와 이를 이용한 자기 간섭 제거알고리즘의 설계 방법 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5963856A (en) * | 1997-01-03 | 1999-10-05 | Lucent Technologies Inc | Wireless receiver including tunable RF bandpass filter |
| US6178314B1 (en) * | 1997-06-27 | 2001-01-23 | Visteon Global Technologies, Inc. | Radio receiver with adaptive bandwidth controls at intermediate frequency and audio frequency sections |
| US6124898A (en) * | 1998-06-19 | 2000-09-26 | Samsung Elctronics Co., Ltd. | Digital television receiver with equalization performed on digital intermediate-frequency signals |
-
1999
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- 1999-09-28 EP EP99307631A patent/EP0993125A2/en not_active Withdrawn
- 1999-09-28 AU AU50170/99A patent/AU755367B2/en not_active Ceased
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- 1999-10-06 KR KR1019990043060A patent/KR20000028878A/ko not_active Application Discontinuation
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