KR20000028878A - 호모다인 무선 수신기 및 그 수신 방법 - Google Patents

Abstract

싱글-엔드(single-ended) 호모다인 수신기는 실질적인 자기-간섭(self-interference)을 발생하는 매우 낮은 중간 주파수를 사용하여 스펙트럼 널들을 포함하는 직각 신호들을 복조한다. 이것은 신호 스펙트럼의 주요 부분에 대해 스펙트럼 널(spectral null)들을 위치시킴으로써 실현되며, 자기-간섭이 최소화되도록 보장한다. 예로서, 기껏해야 가용의 왈시 함수의 절반으로 구성된 다이렉트-시퀀스 CDMA 신호는 CDMA 신호가 소정의 신호내의 스펙트럼 피크들을 중첩시키도록 중간 주파수를 위치설정함으로써 직접적으로 복조되며, 이로써, 자기-간섭이 제거된다. 이 싱글-엔드 호모다인 수신기는 일체된 또는 분리된 구성 소자들을 이용하여 구현될수 있다.

Description

호모다인 무선 수신기 및 그 수신 방법{A quadrature low-IF homodyne radio receiver}

발명의 배경

본 발명은 무선 수신기에 관한 것이다. 무선 수신기는 전형적으로 RF 필터링 요구를 완화하고 전체 성능을 개선하기 위해 중간 주파수 변환 스테이지를 포함한다. 이러한 수신기에서, 입력 신호는 필터링되고, 국부 발진기 반송파 f_LO(이 반송파 f_LO는 반송파 주파수 f_c로부터 주파수로 오프셋된 것)와 혼합되고, 협대역 채널 선택 필터로 중간 주파수에서 다시 필터링되며, 또다른 처리를 위해 기저대(0 Hz)로 다운되게 혼합된다. 추가의 필터링은 영상 신호에 의해 발생된 간섭을 감소시키기 위해 각각의 승산 스테이지 전에 요구된다. 이들 수신기에서의 막대한 비용중의 하나가 필터들에 대한 것이다. 통과 대역과 감쇠 대역간에서 높은 감쇠율을 갖고 대부분이 감쇠 대역을 벗어나 있는 필터들은 전형적으로 매우 비싸다. 중간 주파수, f_IF=f_c-f_LO는 반송파 주파수보다 훨씬 낮게 지정되고 이들 필터들의 필수적인 품질 요인을 최소화하도록 선택된다.

중간 주파수를 결정할 때, 두가지 주요 영향은 신호 영상 간섭(여기서, 간섭자는 소정의 신호로부터 벗어나 있는 f_IF임)과, 1/2-IF 간섭(여기서, 간섭자는 소정의 신호로부터 벗어나 있는 f_IF/2임)이 있다. 그 자체의 혼합 처리는 제 1 간섭 신호를 발생시키는 반면에, 제 2 간섭 신호는 4차 비선형성 믹서에 의해 발생된다. 노이즈를 포함한 이들 주파수들에서의 임의의 신호들은 f_IF에서 소정의 신호상으로 직접적으로 혼합할 것이다. 그리고, 혼합 처리에 앞서 이들 간섭자들을 감쇠시킬 필요가 있다. 만일, 중간 주파수가 크다면, 추가의 혼합 스테이지는 전형적으로 신호를 기저대까지 하향시킨다. 한편, 만일, 중간 주파수가 작다면, 이들 간섭자들은 소정의 신호에 비교적 가까우며 하이-Q 필터는 간섭을 최소화하는데 요구된다. 중간 주파수가 실질적으로 그 자체의 신호 대역폭보다 작다면, 간섭 영상은 소정의 신호 스펙트럼내에 존재하고 전혀 필터링될 수 없다. 이러한 자기-간섭은 실제적일 수 있다.

1/2-IF 간섭때문에, 중간 주파수는 일반적으로 채널 대역폭의 최소한 2배까지 선택된다. 광대역 응용(개인용 통신 시스템에 대해 60 MHz)에서, 이것은 f_IF를 약 120 MHz에 위치시킨다. 이러한 고주파수에서, 요구된 해상도를 갖는 이 IF 신호를 직접적으로 샘플링하는 것이 매우 어렵다. 대신에, 신호는 기저대(0 Hz)까지 다시 혼합되거나 서브샘플링된다. 물론, 추가의 혼합 스테이지는 더욱 많은 구성 소자 및 추가의 국부 발진기를 요구한다. 신호의 서브샘플링은 이들 추가의 구성 소자들을 제거하지만 고가의 아날로그-디지탈 컨버터(ADC)를 요구하며, 더욱 많은 노이즈의 상황에서 혼합하여, 신호 대 노이즈 비를 감소시킨다.

호모다인 수신기에서, 이들 무선 구성소자들중의 대부분은 신호를 RF 로부터 기저대까지 직접적으로 변조시킴으로써 수신기의 성능을 상당히 열화시키지 않고도 제거될수 있다. 이 수신기는 서브-샘플링된 수신기에 갖춰진 고성능의 ADC 또는 전형적인 슈퍼헤테로다인 프런트-엔드에 갖춰진 제 2 아날로그 혼합 스테이지를 요구하지 않는다. 그러나, 그 표준의 싱글-엔드 구현에서, 이 아키텍쳐는 직각(I＆Q) 신호를 복조할 수 없다. 이것은 대부분의 현대 디지털 변조 기술이 직각 변조를 사용하므로 어려운 한계점이다. 이 호모다인 수신기 아키텍쳐는 단일의 직각 RF 믹서로 직각 복조를 포함하도록 확장될 수 있다. 그러나, 직각 신호에 대해, 두 신호 경로들간에 매우 제한적인 위상 및 진폭 불균형 규격이 있다. 이러한 아키텍쳐의 사용은 프런트-엔드 믹서 뿐만아니라 연속의 이득 스테이지들이 단일의 RF 집적 회로 칩상으로 함께 일체화되어야 함을 필수적으로 한다. 현재, 1.9 GHz이상에서 동작하는 이러한 회로는 없다.

도 1은 본 발명의 원리에 일치하는 수신기의 블록도.

도 2는 수신기의 다른 스테이지들 및 다른 IF 주파수들에서의 스펙트럼을 도시한 도면.

도 3은 가용의 왈시(Walsh) 코드의 하반부 또는 상반부만을 활용하는 CDMA 시스템에서의 16 kbs 신호의 기저대 전력 스펙트럼을 근사적으로 도시한 도면.

*도면의 주요 부분에 대한 상세한 설명*

10 : 광대역 필터 20 : RF 증폭기

30 : 변조기

개요

자기-간섭은 일반적으로 고대역폭 정보 신호를 갖는 낮은 중간 주파수들의 사용을 막는 반면에, 직각 신호들은 이들 신호들이 스펙트럼 널들을 가질때 매우 낮은 중간 주파수를 사용하여 복조될 수 있다. 이것은 신호 스펙트럼의 주요 부분에 걸쳐 스펙트럼 널들을 위치시킴으로써 실현되며, 자기-간섭이 최소화되게 보장한다. 선택된 중간 주파수는 전형적인 ADC로 직접적으로 샘플링되기에 충분히 낮으며, 이 ADC는 단일의 매우 저가의 로우 패스 채널 선택 필터의 사용을 허용한다. 예로서, 직접적인 시퀀스 CDMA 신호는 주기적인 스펙트럼 널 및 피크를 포함한다. 이 직각 신호는 이들 스펙트럼 널들이 소정의 스펙트럼 피크들을 중첩시키도록 중간 주파수를 위치시킴으로써 직접적으로 복조될수 있으며, 이로써 자기-간섭을 제거한다. 그러나, 널은 원하지 않는 신호 스펙트럼에 걸쳐 완전히 존재할 필요는 없다. 최적의 수신기는 신호를 복구하기 위해 집적 및 덤프 회로를 포함하므로, 널들은 소정의 신호 스펙트럼보다 더 작은 대역폭을 가질 수 있다. 간섭은 여전히 제로에 집적될 수 있다. 이 싱글-엔드 호모다인 수신기는 일체화되거나 분리된 구성소자를 이용하여 구현될 수 있다.

상세한 설명

도 1은 반송파상으로 변조된 직각 변조 CDMA 신호, a(t)+jb(t)를 수신하도록 적응된 호모다인 수신기 아키텍쳐를 설명한 것이다. 도 1의 로우 IF 수신기는 다음의 형태의 신호를 수신하도록 적응된다.

여기서, PN(t)=PN_I(t)+jPN_Q(t)는 복소수의 의사-랜덤 시퀀스이며, d(t)=a(t)+jb(t)는 각각 I 및 Q 채널에 대해 복소수 데이터 신호이고, ω_c=2πf_c는 RF 반송파 주파수이다. 보다 구체적으로, 신호 d(t)는 N사용자로부터의 직각 신호와, W_i로 승산된 각 사용자의 신호의 조합이며, 여기서 W_i는 i번째의 왈시(walsh) 함수이다. 이로써, 다음과 같은 식이 된다.

및

여기서, I_i(t) 및 Q_i(t)는 사용자 i의 직각 데이터 시퀀스이다.

기능적으로, 도 1의 아키텍쳐는 작지만 논-제로인 중간 주파수를 갖는다는 점이외에는 싱글-엔드 호모다인 수신기와 유사하다. 이 아키텍쳐는 CDMA 신호가 스펙트럼 널(null)을 포함하기 때문에 자기-간섭(self-interference)으로 인한 악영향없이도 잘 실행한다.

사용자 수가 가용의 왈시 함수의 1/2 미만 또는 동일하다면, CDMA 신호에서의 스펙트럼 널의 위치가 예측가능 및 반복가능하게 된다. 이것을 요구(사용된 왈시 코드가 코드 서브-그룹내의 모두 존재해야만하는 추가적인 요구 뿐만아니라)에 따라 일체화함으로써, 도 1의 회로에 대해 우수한 성능이 실현된다. 단순한 예로서, 완전한 코드 세트의 상반부 및 하반부는 수용가능한 코드 서브그룹을 나타낸다.

왈시 함수는 주파수 대역에 걸쳐 균일하게 데이터 스펙트럼을 전개하지 않는다. 대신에, 이상적인 왈시 함수 스펙트럼은 델타 함수의 고유의 시퀀스이다. 왈시 함수가 데이터 시퀀스에 의해 승산될 때, 데이터 신호 스펙트럼은 각각의 델타 함수주위의 이 대역을 통해 간단히 해석된다. 이 시퀀스가 소정의 사용자 왈시 함수, W_i에 의해 추가로 승산될때 복조가 발생하며, 여기서, i는 그 신호가 복조될 사용자이다.

왈시 함수 서브그룹은 서브그룹내의 임의의 두 함수들의 곱이 서브그룹내의 또다른 함수를 발생하도록 하는 왈시 함수들의 집합이다. 결론적으로, 시스템의 사용된 왈시 함수가 소정의 주파수 위치내에 널을 갖는 서브그룹내에 전체적으로 존재한다면, 시스템에서 임의의 두 함수들의 곱은 동일한 주파수 위치에서 널을 갖는 신호가 된다. 반대로, 할당된 코드가 다른 서브그룹이라면, 결과적인 곱 W_iW_u은 동일한 널 위치를 갖지 않을 것이고 이들 스펙트럼 널의 예측가능성을 파괴할 것이다. 이것은 자기-간섭없이 중간 주파수를 결정하는 것을 어렵게 한다. 최대의 서브그룹들중의 한 그룹은 코드 세트의 상반부 및 하반부이다.

도 1에서 도시된 수신기의 RF 섹션은 f_c에 매우 근접한 주파수로 동작하는 RF 증폭기(20) 및 변조기(30)가 이어지는 인입 광대역 필터(10)로 구성된다. 변조기(30)의 최종 출력 신호는 다음과 같다.

수신기 섹션은 채널-선택 필터(40)로 끝이 나며, 이 필터(40)는 임의의 인접한 채널 간섭뿐만아니라 고주파 혼합 성분들도 제거한다. 식(1)의 신호가 필터(10)에 의해 수신되고 증폭기(20)에 의해 증폭되며, 그후, 변조기(30) 및 로우 패스 필터(40)에 인가되어, 필터(40)의 출력에서의 결과가 다음과 같이 주어진다.

중간 주파수가 전형적으로 100kHz미만으로 매우 낮으므로, 신호는 ADC(50)로 직접적으로 디지털화될 수 있다.

ADC(50)의 출력은 의사-랜덤 시퀀스 PN(t)^-1에 의해 신호를 승산하는 승산기(60)에 인가되며, 이 PN(t)^-1는 PN(t) 시퀀스에 동기된 시퀀스이고 그 켤레 복소수이다. 송신기에 대한 수신기의 PN(t)^-1시퀀스의 동기화는 전형적이고 본 발명의 일부를 형성하는 것이 아니다.

변조기(70,75)를 사용하여, 신호는 다음이 식으로 주어진 최종 신호와 직각으로 기저대로 혼합된다.

여기서,

각 식에서 2ω_IF를 포함하는 최종의 두 항은 간섭 신호들이고 일반적으로 신호 대 노이즈 비율을 상당히 감소시킨다. 이 복조의 결과는 세그먼트 A에 존재하는 신호에 대한 도 2의 세그먼트 B에 의해 그래픽적으로 도시된다. 도 2의 세그먼트 A,B,C로부터 알수 있듯이, 중간 주파수가 신호의 대역폭, ω_A보다 클때, 간섭 주파수주위에 집중된 스펙트럼은 소정의 기저대 신호와 중첩되지 않으며, 필터링으로 제거될수 있다. 이 경우, 신호를 복조할 때 추가의 간섭은 없다.

여기까지, 도 1은 낮은 중간 주파수가 사용될 때 발생하는 문제를 겪는 고전적인 종래 기술의 접근법을 도시한 것이다. 이 경우, 약 2ω_IF에 집중된 간섭 스펙트럼의 부분은 소정의 신호와 중첩되고 필터링으로 제거될 수 없다. 상술된 대로, 자기-간섭이 최소화되면서 여전히 싱글-엔드된 낮은 중간 주파수 수신기를 사용한다면, 매우 바람직한 것이다.

신호 스펙트럼이 스펙트럼내에서 예측가능한 널을 갖는다면, 낮은 중간 주파수는 중간 주파수가 사용될 수 있으며, 약 2ω_IF에 집중된 스펙트럼 부분인 간섭 신호 스펙트럼내의 널이 소정의 기저대 신호 스펙트럼에서 피크에 대해 위치되도록 중간 주파수가 선택된다. 이것은 도 2이 세그먼트 D에 도시되어 있다.

보다 일반적으로, 복조 및/또는 필터링 과정에서의 임의의 신호가 약 2ω_IF에 집중된 간섭 신호를 취소 또는 무시하도록 배열될 수 있으며, 신호 대역폭보다 낮은 중간 주파수가 활용될수 있다. 본 발명의 원리를 적용한 간단한 예로서, 소정의 신호가 특정 방식으로 코딩된 CDMA 신호라면, 스펙트럼의 유형은 상기 상태 조건이 만족되도록 복조 처리되고, 그 스펙트럼내에서 예측가능 및 반복가능한 널을 갖는다.

구체적으로, 상기 설명된 대로, 왈시 코드는 신호를 전개하지만 신호 스펙트럼 ω_A을 통해 일정하게 전개하지는 않는다. 사실, 결과적인 CDMA 신호 스펙트럼이 왈시 함수 세트의 절반만이 사용될 때 일정하게 분포되는 것과는 거리가 멀다. 예를 들어, 왈시 함수 세트의 절반, 즉, 256 왈시 코드 세트에서의 W₀내지 W₁₂₇만으로부터의 스펙트럼은 도 3에서 언급된 널(null)을 가진 스펙트럼이 된다.

CDMA를 사용하여 구성된 신호를 복구하는 것은 수신된 신호 r(t)와 적절한 왈시 함수(W_u)를 승산하는 것과 심볼 주기에 걸쳐 결과를 적분하는 것을 포함한다. 소정의 신호의 복구는 다음의 식과 심볼 주기에 걸쳐 W_k의 적분은 0이기 때문에 영향받는다.

소정의 신호가 널을 포함한 스펙트럼으로부터 복구되고 나머지 부분은 신호 정보를 포함한다는 사실은, 고려되지 않은 스펙트럼 부분, 즉, 널에서 다른 신호들이 존재할 때 신호가 여전히 복구될 수 있음을 제안한다. 이것은 CDMA에 대한 경우인 것으로 파악될 수 있다. 즉, a(t)와 b(t)에 대응하는 신호의 스펙트럼 널이 이 신호의 스펙트럼 피크에 걸쳐 위치된다면, 소정의 신호가 왈시 함수 W_i에 의해 r(t)를 승산하고 그 결과를 적분하는 일반 방식으로 복구될 수 있으며, 여기서, i는 그 신호가 복구될 사용자이다. 구체적으로, 16 kbs 신호에 대해, 피크는 널들간의 스펙트럼, 즉, 32n kHz에서 나타나며, 여기서, n=0,1,2...이다. 따라서, 가용 왈시 함수의 하반부가 서브그룹으로서 사용될 때 중간 주파수에 대한 최선의 선택은 다음의 식을 따르는 것이다.

여기서, n은 정수이고, 주파수들은 kHz단위이다. 이것은 도 3에 도시되어 있다. 가용 왈시 함수의 상반부가 서브그룹으로서 사용될 때 중간 주파수에 대한 최선의 선택은 다음의 식을 따르는 것이다.

여기서, n은 정수이고, 주파수들은 kHz단위이다. 이것은 도 3에 도시되어 있다. 식은 다른 서브그룹에 대해서는 다소 다를 것이다.

상기에 일치하여, 도 1은 식 (5)의 신호를 발생하기 위해 PN(t)^-1승산기(60)를 포함하며, 이 승산기(60) 뒤에는 복조기(70,75)가 이어지며, 식 (5)의 신호와, cos(ω_IFt)와 sin(ω_IFt)를 각각 승산한다. 복조기(70,75)의 출력은 소자(80,85)에 인가되며, 이 소자들은 입력 신호와 W_i를 승산하고 이를 심볼 주기에 걸쳐 적분한다. 즉, 소자(80,85)는 심볼 주기동안 그 입력 신호들을 적분하고, 그 결과를 샘플링하며, 그 적분치를 제로로 다시 초기화한다. 소자(80,85)의 "적분 및 덤프(dump)" 동작때문에, 약 2ω_IF에 집중된 스펙트럼의 널 부분이 소정의 신호 스펙트럼을 완전히 커버하지 않을때조차도, 본 발명의 원리는 잘 적용되는 것으로 판명되었다.

이와같이, 상기는 새로운 복조기가 그 인가된 신호를 복조하는 장치를 개시하는 것이며, 상기 인가된 신호는 주파수 ω_c를 갖는 신호로 변조된 대역폭 ω_A의 기저대 신호에 대응한다. 복조기는 그 인가된 신호를 주파수 ω_LO로 복조하며, 여기서, ω_c+ω_A＞ω_LO＞ω_c-ω_A이고, ω_LO≠ω_c이며, 주파수 ω_IF=ω_c-ω_LO로 변조된 기저대 신호에 대응하는 IF 신호를 발생한다.

호모다인 수신기에서, 이들 무선 구성소자들중의 대부분은 신호를 RF 로부터 기저대까지 직접적으로 변조시킴으로써 수신기의 성능을 상당히 열화시키지 않고도 제거될수 있다. 이 수신기는 서브-샘플링된 수신기에 갖춰진 고성능의 ADC 또는 전형적인 슈퍼헤테로다인 프런트-엔드에 갖춰진 제 2 아날로그 혼합 스테이지를 요구하지 않는다. 이 호모다인 수신기 아키텍쳐는 단일의 직각 RF 믹서로 직각 복조를 포함하도록 확장될 수 있다.

Claims (31)

1. 수신기에 있어서, 주파수 ω_c를 갖는 신호로 변조된 대역폭 ω_A의 기저대 신호에 대응하는 입력 신호에 응답하여, 그 입력된 신호를 주파수 ω_LO로 복조하며, ω_c+ω_A＞ω_LO＞ω_c-ω_A이고, ω_LO≠ω_c이며, 주파수 ω_IF=ω_c-ω_LO로 변조된 상기 기저대 신호에 대응하는 IF 신호를 발생하고, 상기 IF 신호가 하측파대 및 상측파대를 갖는 복조기; 및

   상기 변조기에 결합된 필터를 구비하는 호모다인 무선 수신기.
2. 제 1항에 있어서, 상기 필터에 결합되고 ω_IF의 복조 주파수를 활용하며, 기저대 신호 및 주파수 2ω_IF로 변조된 상기 기저대 신호에 대응하는 신호를 형성하기 위해, 제 2 복조기를 더 구비하는 호모다인 무선 수신기.
3. 제 2항에 있어서, 상기 필터와 상기 제 2 복조기간에 삽입되고, 상기 IF 신호의 상기 하측파대 및 상측파대내에 스펙트럼 널(spectrum null)을 발생하기 위해 상기 필터의 출력 신호를 변환하는 프로세서를 더 구비하는 호모다인 무선 수신기.
4. 제 1항에 있어서, 상기 필터에 응답하는 A/D 컨버터를 더 구비하는 호모다인 무선 수신기.
5. 제 1항에 있어서, 상기 필터의 출력 신호들에 응답하는 변환 수단을 더 구비하는 호모다인 무선 수신기.
6. 제 5항에 있어서, 상기 변환 수단은 하측파대 및 상측파대내에 스펙트럼 널들을 갖는 상기 IF 신호를 형성하기 위해 상기 필터의 출력 신호를 변환하는 프로세서를 포함하는 호모다인 무선 수신기.
7. 제 6항에 있어서, 상기 프로세서는 상기 필터의 출력 신호와 의사-랜덤(pseudo-random) 시퀀스를 승산하는 호모다인 무선 수신기.
8. 제 7항에 있어서, 상기 변환 수단은 상기 필터와 상기 프로세서간에 삽입된 A/D 컨버터를 포함하는 호모다인 무선 수신기.
9. 제 6항에 있어서, 상기 변환 수단에 응답하여, 기저대 스펙트럼 널들을 갖는 기저대 신호를 형성하는 제 2 복조기를 더 구비하며, 하측파대 신호는 스펙트럼 널을 갖고 주파수 2ω_IF에 인접한 더 낮은 주파수이고, 상측파대 신호는 스펙트럼 널을 갖고 주파수 2ω_IF에 인접한 더 높은 주파수이며, 주파수 ω_LO는 ω_c＞ω_LO＞ω_c-ω_A이고, 상기 하측파대 신호의 스펙트럼 널들이 상기 기저대 신호의 상기 스펙트럼 널이 아닌 다른 스펙트럼 널에 위치되는 호모다인 무선 수신기.
10. 제 9항에 있어서, 상기 ω_LO은 상기 하측파대 신호의 스펙트럼 널들이 상기 기저대 신호의 스펙트럼 널에 걸쳐 있도록 조정되는 호모다인 무선 수신기.
11. 제 9항에 있어서, 상기 ω_LO은 상기 하측파대 신호의 스펙트럼 널이 상기 기저대 신호에서 두 널들사이의 1/2에 위치되도록 조정되는 호모다인 무선 수신기.
12. 제 6항에 있어서, 상기 변환 수단에 응답하여, 기저대 스펙트럼 널들을 갖는 기저대 신호를 형성하는 제 2 복조기를 더 구비하며, 하측파대 신호는 스펙트럼 널을 갖고 주파수 2ω_IF에 인접한 더 낮은 주파수이고, 상측파대 신호는 스펙트럼 널을 갖고 주파수 2ω_IF에 인접한 더 높은 주파수이며, 주파수 ω_LO는 ω_c＜ω_LO＜ω_c+ω_A이고, 상기 상측파대 신호의 스펙트럼 널들이 상기 기저대 신호의 상기 스펙트럼 널이 아닌 다른 스펙트럼 널에 위치되는 호모다인 무선 수신기.
13. 제 12항에 있어서, 상기 ω_LO은 상기 하측파대 신호의 스펙트럼 널들이 상기 기저대 신호의 스펙트럼 널들에 걸쳐 있도록 조정되는 호모다인 무선 수신기.
14. 제 12항에 있어서, 상기 ω_LO은 상기 하측파대 신호의 스펙트럼 널이 상기 기저대 신호내의 두 널들사이의 1/2에 위치되도록 조정되는 호모다인 무선 수신기.
15. 제 6항에 있어서, 상기 프로세서는 상기 A/D 컨버터의 출력 신호들과 의사-랜덤 PN(t)^-1시퀀스를 승산하는 호모다인 무선 수신기.
16. 제 15항에 있어서, 상기 PN(t)^-1시퀀스는 상기 입력 신호내에 끼워지고 상기 입력 신호에 동기된 PN(t) 시퀀스의 인버스인 호모다인 무선 수신기.
17. 제 1항에 있어서, 상기 복조기에 입력된 신호는 CDMA 신호이고, 상기 수신기는

    상기 필터에 이어지는 A/D 컨버터;

    상기 A/D 컨버터의 출력 신호와 의사-랜덤 PN(t)^-1시퀀스를 승산하는 승산기;

    상기 승산기에 결합되어, ω_IF의 복조 주파수를 사용하는 제 2 복조기를 더 구비하는 호모다인 무선 수신기.
18. 제 17항에 있어서, 상기 제 2 복조기는 상기 승산기의 출력 신호와, cos(ω_IFt) 및 sin(ω_IFt)를 승산하는 수단을 포함하는 호모다인 무선 수신기.
19. 제 18항에 있어서, 상기 승산하는 수단의 출력 신호들과 코드 시퀀스를 승산하기 위한 코드 승산 회로를 더 구비하는 호모다인 무선 수신기.
20. 제 19항에 있어서, 상기 코드 시퀀스는 코드 시퀀스들의 세트로부터 얻어지며, 상기 세트의 원소인 두 코드 시퀀스들의 곱이 상기 세트의 원소인 코드 시퀀스가 되게 하는 호모다인 무선 수신기.
21. 제 20항에 있어서, 상기 코드 시퀀스는 왈시(Walsh) 코드인 호모다인 무선 수신기.
22. 제 19항에 있어서, 상기 코드 승산 회로는 적분 및 리셋 회로를 포함하는 호모다인 무선 수신기.
23. 복조기 및 후치-복조 필터를 포함하며, 상기 복조기는 주파수 ω_c를 갖는 신호로 복조된 대역폭 ω_A의 기저대 신호에 대응하는 입력 신호에 국부 발진기 신호 ω_LO를 인가하는 수신기에 있어서,

    상기 국부 발진기 신호는 ω_c+ω_A＞ω_LO＞ω_c-ω_A이고, ω_LO≠ω_c을 만족하는 하는 것을 특징으로 하는 호모다인 무선 수신기.
24. 수신기에 있어서, 주파수 ω_c를 갖는 신호로 복조된 대역폭 ω_A의 기저대 신호에 대응하는 입력 신호에 응답하여, 그 입력된 신호를 주파수 ω_LO로 복조하며, ω_c+ω_A＞ω_LO＞ω_c-ω_A이고, ω_LO≠ω_c이며, 주파수 ω_IF=ω_c-ω_LO로 변조된 상기 기저대 신호에 대응하는 IF 신호를 발생하고, 상기 IF 신호가 하측파대 및 상측파대를 갖는 제 1 수단; 및

    상기 변조기에 결합되어, 신호들을 필터링하는 제 2 수단을 구비하는 호모다인 무선 수신기.
25. 제 24항에 있어서, 스펙트럼 널들을 포함하는 신호를 형성하기 위해 상기 제 2 수단의 출력 신호들을 처리하는 제 3 수단을 더 구비하는 호모다인 무선 수신기.
26. 제 25항에 있어서, 스펙트럼 널들을 갖는 기저대 신호 및 스펙트럼 널들을 갖는 측파대 신호를 형성하기 위해, 상기 제 3 수단의 출력 신호들을 복조하는 제 4 수단을 더 구비하며, 상기 ω_IF주파수는 상기 기저대 신호의 널들간에 상기 측파대 신호들의 널들을 중앙 위치시키도록 조정되는 호모다인 무선 수신기.
27. 제 26항에 있어서, 상기 기저대 신호에 대응하는 신호들만을 추출하는 제 5 수단을 더 구비하는 호모다인 무선 수신기.
28. 제 27항에 있어서, 상기 제 5 수단은 왈시 함수로 승산하고, 적분 및 덤프(dump)를 실행하는 호모다인 무선 수신기.
29. 스펙트럼 널들을 포함하는 직각 신호로 변조된 반송파 신호를 수신하는 단계; 및

    상기 스펙트럼 널들이 소정의 스펙트럼 피크들과 중첩하도록 중간 주파수를 사용하여 상기 반송파 신호를 복조하는 단계로서, 이 단계에 의해 상기 중간 주파수에 의해 야기된 자기-간섭(self interference)이 실질적으로 제거되는 수신 방법.
30. 제 29항에 있어서, 상기 중첩은 기저대에서 소정의 스펙트럼 피크들을 갖는 수신 방법.
31. 제 29항에 있어서, 상기 중간 주파수 ω_IF는 ω_A＞ω_LO＞-ω_A를 만족하고, ω_A는 상기 직각 신호의 대역폭인 수신 방법.