JP2000101361A - 高出力比例増幅器の効率を改善するための方法および装置 - Google Patents

高出力比例増幅器の効率を改善するための方法および装置

Info

Publication number
JP2000101361A
JP2000101361A JP11261455A JP26145599A JP2000101361A JP 2000101361 A JP2000101361 A JP 2000101361A JP 11261455 A JP11261455 A JP 11261455A JP 26145599 A JP26145599 A JP 26145599A JP 2000101361 A JP2000101361 A JP 2000101361A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
bias voltage
during
amplifier
base station
signal mode
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
JP11261455A
Other languages
English (en)
Inventor
Sam Morrar
モラー サム
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Nokia of America Corp
Original Assignee
Lucent Technologies Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Lucent Technologies Inc filed Critical Lucent Technologies Inc
Publication of JP2000101361A publication Critical patent/JP2000101361A/ja
Pending legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/72—Gated amplifiers, i.e. amplifiers which are rendered operative or inoperative by means of a control signal
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
    • H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
    • H03F1/0261—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers with control of the polarisation voltage or current, e.g. gliding Class A
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/30—Modifications of amplifiers to reduce influence of variations of temperature or supply voltage or other physical parameters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/372—Noise reduction and elimination in amplifier
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
    • H03F2203/72—Indexing scheme relating to gated amplifiers, i.e. amplifiers which are rendered operative or inoperative by means of a control signal
    • H03F2203/7206—Indexing scheme relating to gated amplifiers, i.e. amplifiers which are rendered operative or inoperative by means of a control signal the gated amplifier being switched on or off by a switch in the bias circuit of the amplifier controlling a bias voltage in the amplifier
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
    • H03F2203/72—Indexing scheme relating to gated amplifiers, i.e. amplifiers which are rendered operative or inoperative by means of a control signal
    • H03F2203/7236—Indexing scheme relating to gated amplifiers, i.e. amplifiers which are rendered operative or inoperative by means of a control signal the gated amplifier being switched on or off by putting into parallel or not, by choosing between amplifiers by (a ) switch(es)

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Transmitters (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)

Abstract

(57)【要約】 【課題】 増幅器の熱効率を、弱信号送信モードおよび
／または半二重動作モードの受信期間中に、適当なバイ
アス電圧によりアイドル電流を低減することにより改善
する。 【解決手段】 通信システムの比例電力増幅器の熱効率
および現場信頼性を改善するための方法および装置。例
示としての実施形態の場合には、上記通信システムは、
半二重モードで動作し、上記増幅器のトランジスタ制御
ターミナル（例えば、ゲート）は、半二重モードの送信
期間中に、第一のバイアス電圧にバイアスされる。上記
制御ターミナルは、受信期間中、第一のバイアス電圧と
は異なる、第二のバイアス電圧にバイアスされる。上記
第二のバイアス電圧は、受信期間中に、増幅器のアイド
ル電流を低減させるのに十分なバイアス電圧であり、そ
れにより増幅器の熱効率が改善する。本発明は、また基
地局コントローラ、可変バイアス制御回路、および比例
電力増幅器を含む基地局に関する。上記可変バイアス制
御回路は、増幅器に可変バイアス電圧を供給するため
に、基地局コントローラの制御の下で動作する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、概して、無線通信
に関し、特に無線通信システムの基地局で使用される高
出力比例増幅器の効率を改善するための方法および装置
に関する。
【従来の技術、及び、発明が解決しようとする課題】
【０００２】現在の無線通信システム（例えば、セルラ
ー電話システム）の基地局は、通常、無線通信ターミナ
ル（例えば、セルラー電話、個人通信装置等）宛の情報
信号を増幅するために多数の高出力比例増幅器を使用す
る。例えば、周波数分割多重アクセス（ＦＤＭＡ）シス
テムの場合には、各高出力比例増幅器は、通常、多重キ
ャリヤ信号を増幅するが、この場合、各キャリヤは、特
定の無線ターミナル宛の音声およびデータ情報により変
調されている。各キャリヤに関連する通信チャネルは、
帯域幅が狭く、その幅は通常、２５〜３０ＫＨｚであ
る。それ故、高出力増幅器は、隣接する通信チャネルに
ノイズを導入する混変調歪（ＩＭＤ）の発生を避けるた
めに、優れた直線性を持っていなければならない。変調
技術が、例えば、ＦＭのようなアナログ技術であって
も、位相シフト・キーイング（ＰＳＫ）を使用する時分
割多重化（ＴＤＭ）システムの場合のように、デジタル
技術であっても、増幅器の直線性はシステムの性能に重
要なものである。同様に、その内部で多くの情報信号が
コード化され、約１．２ＭＨｚの共通な、もっと帯域幅
の広い通信チャネルを通して送信される符号分割多元接
続（ＣＤＭＡ）システムの場合にも、最適な性能を得る
には、高電力段で比例増幅を行う必要がある。
【０００３】都合の悪いことに、基地局の効率は、その
直線性と反比例の関係にある。高度の直線性を達成する
には、増幅器をＡ級または（Ｂ級よりもＡ級に近いＡＢ
級を意味する）「バイアスが深くない」ＡＢ級で動作さ
せるために、増幅器にバイアスが掛けられる。Ａ級動作
の場合には、達成することができる最大ＡＣ−ＤＣ効率
は５０％である。一方、ＡＢ級の場合、最大ＡＣ−ＤＣ
効率は５０−７８．５％である。（この７８．５％とい
う数字は、Ｂ級増幅器の最大効率を表わす。）特定のＡ
Ｂ級の動作がＡ級の動作に近づけば近づくほど、最大効
率はますます低下する。電界効果トランジスタを使用す
る増幅器の場合には、動作の級の種類は、ゼロ入力（ア
イドル）ドレイン電流を制御するために掛けられるゲー
ト電圧に従って設定される。Ａ級動作の場合には、上記
ゲート電圧は、アイドル・ドレイン電流が、ピンチオフ
点と飽和点との間の範囲のほぼ中央になるように設定さ
れる。Ｂ級増幅器は、ピンチオフ点の近くにバイアスさ
れる。その結果、ドレイン電流の波形は整流されたもの
になる。ＡＢ級増幅器は、Ａ級のバイアス点とＢ級のバ
イアス点との間にバイアスされる。
【０００４】通常、現代の無線通信システムの直線性の
要件は厳しいので、比較的効率の悪いＡ級または「バイ
アスが深くない」ＡＢ級モードを使用せざるをえない。
その結果、増幅器はかなりのＤＣ電力を浪費し、それに
より熱が発生するが、増幅器の性能および信頼性の低下
を避けるために、その熱を制御しなければならない。そ
れ故、優れた直線性を持つシステムの場合には、どうし
ても精巧なヒートシンクおよびファンを使用する必要が
ある。当然のことであるが、このような装置を使用すれ
ば、基地局装置のコストが高くなり、サイズおよび重量
が増大する。無線通信ユーザの数が増大するにつれて、
基地局の数も増大し、基地局を小型、軽量、ローコスト
にする必要性も増大する。それ故、これらのシステムお
よび他のシステムの増幅器の効率を改善するための大規
模な研究に、焦点が当てられている。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明は、通信システム
の比例電力増幅器の熱効率および信頼性を改善するため
の方法および装置に関する。例示としての実施形態の場
合には、上記通信システムは、半二重モードで動作す
る。その場合、情報信号は、交互の時間的期間中に送受
信される。増幅器のトランジスタ制御ターミナル（例え
ば、ゲート）は、半二重モードの送信期間中には、第一
のバイアス電圧にバイアスされ、半二重モードの受信期
間中には、第一のバイアス電圧とは異なる第二のバイア
ス電圧にバイアスされる。第二のバイアス電圧は、受信
期間中に、増幅器のアイドル電流を低減させるのに十分
なバイアス電圧であり、それにより増幅器の熱効率を改
善する。
【０００６】本発明は、また基地局コントローラ、可変
バイアス制御回路および比例電力増幅器を含む基地局に
関する。可変バイアス制御回路は、増幅器に可変バイア
ス電圧を供給するために、基地局コントローラの制御の
下で動作する。増幅器の熱効率は、弱信号送信モードお
よび／または半二重動作モード中に、適当なバイアス電
圧により、アイドル電流を低減することにより改善され
る。
【０００７】
【発明の実施の形態】無線通信システムの地上基地局内
で特定の用途をもつ、本発明の好適な実施形態について
説明する。しかし、この用途は単に例示としてのものに
過ぎないこと、また本発明は、衛星レピータまたは放送
システムのような、他に有益な用途を持つことを理解さ
れたい。
【０００８】添付の図面を参照すれば、下記の詳細な説
明を最もよく理解することができるだろう。しかし、上
記詳細な説明は例示としてのものであって、本発明を制
限するものではない。図面中、類似の参照番号は類似の
部品または素子を示す。図１について説明すると、この
図は、本発明の送信機１０の例示としての実施形態の簡
単なブロック図の略図である。送信機１０は、電力増幅
器１２、可変ゲート・バイアス回路１４、バイアス回路
１４の出力ゲートを制御するプロセッサ１６、および電
力増幅器１２の出力に接続している送受切換器１８から
なる。上記電力増幅器１２は、通常、用途に従って、数
ワットから１００ワットまたはそれ以上の範囲内で、変
調された入力情報を増幅する無線マイクロ波周波数、多
重段増幅器である。上記入力情報信号は、通常、多重キ
ャリヤ・アナログまたはデジタル・フォーマットのＦＤ
ＭＡ信号、時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）信号、また
はＣＤＭＡ信号のような合成情報信号である。上記合成
情報信号は、多数の無線ターミナル宛の音声および／ま
たはデータを含む。
【０００９】バイアス回路１４は、電力増幅器１２で、
一つまたはそれ以上のトランジスタに、ゲート・バイア
ス電圧ＶG を供給する。別の方法としては、バイアス回
路１４は、複数のゲート電圧を発生し、供給する。この
場合、各ゲート電圧は、増幅器１２の一つまたはそれ以
上のトランジスタに供給される。後者の場合、ゲート・
バイアス回路１４は、別々に動作する多数のバイアス回
路から構成することができる。いずれの場合でも、プロ
セッサ１６は、増幅器１２に供給される各ゲート・バイ
アス電圧の数値を制御するために、一つの制御信号また
は複数の制御信号を可変バイアス回路１４に供給する。
【００１０】図２は、本発明の増幅器の効率を改善する
ための第一の方法を示すゲート電圧タイミング図であ
る。この実施形態の場合には、送信機１０は、半二重モ
ードで動作するが、その場合、ＲＦ電力は、交互にくる
「送信」期間および「受信」期間中に送受信される。送
信期間中、増幅器１２に対する入力情報信号は、ＲＦエ
ネルギーを含み、受信期間中、入力信号は、ＲＦエネル
ギーを実質的に含んでいない。好適には、スペクトル効
率を改善するために、共通の通信セッションの送受信中
には、同じキャリヤ周波数を使用することが好ましい。
各送信および受信期間は、通常、音声通信用途の場合に
は約１ミリ秒程度である。送信期間中、プロセッサ１６
は、バイアス供給回路１４に対して、ほぼ比例増幅を行
うための通常のゲート電圧である、ＶG 、 T レベルのゲー
ト電圧ＶG を供給するように命令する。すなわち、ＶG 、
T は、Ａ級またはＡＢ級で、電力増幅器１２を動作する
のに十分なゲート電圧である。受信期間中、プロセッサ
１６は、バイアス供給回路１４に対して、アイドル電流
がもっと少ない、もっと効率の高いＡＢ級で増幅器１２
を動作させるのに十分なＶG 、 R レベルで、ＶG を供給す
るように命令する。すなわち、受信期間中、増幅器１２
は、その期間中、ゲート電圧が、ＶG 、 T に維持された場
合のそれよりも有意に少ないアイドル電流を消費する。
逆に、受信期間中に、ゲート電圧がＶG 、 T に維持された
場合には、増幅器を流れるアイドル電流は、送信期間中
に、増幅器を流れる平均電流とほぼ同じになる。その結
果、かなりの追加電力および熱が浪費される。しかし、
従来技術の基地局は後者の方法を使用している。本発明
の実施形態を使用した場合には、電力増幅器の電力浪費
が少なくなり、その結果、全体のＤＣ−ＡＣ効率が改善
され、増幅器が発生する熱が減少する（熱効率が改善さ
れる）。従って、ヒートシンクを簡単にすることがで
き、それにより増幅器のサイズを小さくし、重量を軽減
することができ、ファン・システムも簡単にでき、ＤＣ
電力の消費が少なくなり、現場での信頼性が改善され
る。
【００１１】図３Ａ−図３Ｅは、さらに、本発明の原理
を示す。図３Ａは、増幅器１２の所与のトランジスタの
Ｉ−Ｖ曲線である。実際には、上記Ｉ−Ｖ曲線は、トラ
ンジスタの設計および製造プロセスにより異なる。上記
Ｉ−Ｖ曲線は、通常、トランジスタ・メーカーから供給
される。パラメータｉDSは、装置のドレインからソース
へ流れる電流（ＤＣ電流にＡＣ電流を加えたもの）を表
わす。ｉDSS は、ドレインからソースへ最大（飽和）電
流を表わす。ＶDSは、ドレインとソース・ターミナルと
の間の瞬間電圧（ＤＣ電圧にＡＣ電圧を加えたもの）で
ある。ＶDSは、ドレイン−ソース間のＤＣ成分である。
ＶG は、（ソースがアースされている場合には、ゲート
電圧に等しい）ゲート−ソース間電圧である。点ＱA
は、Ａ級ゼロ入力動作点のだいたいの位置である。負荷
ＬA は、Ａ級の動作に対する例示としてのＡＣ負荷線で
ある。電流ＩA は、ＡＣ信号が存在していても、してい
なくても、Ａ級動作中に増幅器を流れる平均電流であ
る。ここで、図３Ａの場合には、ドレイン電流は、ＶG 、
S のより大きな（より大きな正の）数値に増大すること
に留意されたい。これはデプレション・モード装置の場
合である。強化モード装置の場合には、ドレイン電流
は、ソース電圧に対してより負のゲートに対して増大す
る。
【００１２】図３Ｂは、簡単な正弦波入力信号（単一ト
ーン）の場合の、Ａ級動作の電流ｉ DS対時間の関係を示
す。電流波形Ｗ１は、オーバードライブされていない動
作に対する最大出力電力状態の電流波形である。この場
合の最大効率は５０％である。波形Ｗ２は、もっと低い
レベルの出力信号に対するｉDS電流を示す。この場合、
効率は５０％以下である。入力信号が存在しない場合に
は、電流はアイドル電流ＩAのままである。単一トーン
入力の教科書の例の場合には、増幅器をオーバードライ
ブした場合には、波形の頂部と底部の両方が同じように
クリップし、より高い効率を達成することができるが、
通常、直線性は劣化する。しかし、この実施形態の場
合、入力信号は、通常、時間と共に非直線的に変化する
ＣＤＭＡ信号のような多重トーン信号または拡張スペク
トル信号である。これらの場合、信号統計は、平均の直
線性を過度に劣化しないで、時間の少ない百分率の間だ
けクリッピングが発生することができるように、送信機
の設計段階で検討される。それ故、平均電流は、ＤＣゼ
ロ入力（アイドル）電流とほぼ同じである。
【００１３】図３Ａに戻って説明すると、点ＱAB 、 Nは、
「通常の」または「バイアスが深くない」ＡＢ級動作に
対する、例示としてのゼロ入力動作点を示す。この場
合、供給ゲート電圧ＶG は、Ａ級のそれとは若干変化す
るが、直線性を劣化させるほどの数値ではない。この図
は、Ａ級の場合と同じドレイン−ソース間の、ＤＣバイ
アス電圧ＶDSを示す。しかし、実際には、多くの場合、
異なるＶDSが、同じトランジスタに対するＡＢ級動作の
際に使用される。例示としての通常のＡＢ級の場合に
は、アイドル電流がＩAB 、 Nに減少する。負荷線Ｌ
AB 、 Nは、この級の増幅に対する負荷線で、Ａ級の負荷線
と平行している。何故なら、出力インピーダンスが同じ
であるからである。図３Ｃは、この場合のドレイン電流
の変化を示す。電流波形Ｗ３は、電流がゼロからアイド
ル電流ＩAB 、 Nの二倍である最大値ＩAB 、 MAXに変化する、
オーバードライブしていない最大出力電力状態を表わ
す。波形Ｗ４は、もっと小さな入力信号レベル（および
もっと低い出力電力レベル）に対する電流波形である。
正弦波の振幅は小さくなっているが、平均電流ＩAB 、 Nは
同じのままであり、その結果効率が低下する。
【００１４】図３Ａについて引続き説明すると、「バイ
アスが深い」ＡＢ級動作に対応するゼロ入力動作点ＱAB
、 Dは、この例の場合には、ドレイン・バイアスＶDSを同
じに維持しながら、さらに低いゲート電圧ＶGSを供給す
ることにより達成される。（本明細書中で使用する場
合、「バイアスが深い」ＡＢ級動作および「普通の」Ａ
Ｂ級動作という用語は相対的な用語である。バイアスが
深いＡＢ級動作という用語は、通常の優れた直線性を持
つＡＢ級動作より、Ｂ級に近い動作を意味する。）アイ
ドル電流はＩAB 、 Dに減少する。電流の変化は負荷線ＬAB
、 Dに沿って起こり、その結果、小さな入力信号が存在す
る場合には、電流波形は図３Ｄに示すようになる。（小
さな入力信号の場合については、以下に説明する。）Ｂ
級動作は、ゲート電圧をさらに低くして、ゼロ入力動作
点を、付随の負荷線ＬB を持ち、アイドル電流ＩB が非
常に小さいか、無視することができるＱB 点に設定する
ことにより達成できる。図３Ｅは、大きな入力信号が存
在する場合の、Ｂ級波形である。理想的な場合には、正
弦波の丁度底部半分のところでクリッピングが起こる。
大きな信号のＢ級の動作は、本明細書に記載する高い効
率モードには含まれないことに留意されたい。Ｂ級バイ
アス期間中、すなわち、半二重モードの受信期間中に、
信号が存在しない場合だけ、Ｂ級バイアスが含まれる。
【００１５】図２と一緒に図３Ａ−図３Ｅを検討する。
送信期間中、動作はＡ級または普通のＡＢ級で行われ
る。そのため、ＶG 、 T は、ＱA またはＱABのところにゼ
ロ入力点を確立するように設定される。上記電圧は、２
〜２．５ボルト範囲内のＶGSに対応する。受信期間中、
ゲート電圧は、ピンチオフ点の方向に減少する。それ
故、送信モード動作がＡ級である場合には、動作点は、
ＱAB 、 N点とＱB 点との間、さらに、ＱAB 、 N点とＶGS＝０
ボルトに対応する（Ｃ級に対する）ＱＣ点の間で変化す
る。すなわち、ゲート電圧は、図３Ａの実施形態の場合
には、２．５ボルト（ＶG 、 T ＝２．５ボルト）から、０
ボルトと２．０ボルト（ＶG 、 R ＝０〜２．０ボルト）の
間に低下する。図２の実施形態の場合には、受信期間
中、入力信号が存在しないので、その結果、受信期間中
のドレイン電流は、選択したゲート電圧ＶG 、 R により、
ＩAB 、 NとＩB の範囲内で一定である。同様に、送信モー
ド動作が普通のＡＢ級である場合には、受信期間中に、
ゲート電圧は、例えば、ＱAB 、 DからＱB に対応する範囲
内に低下する。それ故、アイドル電流は、ＩAB 、 NからＩ
B−ＩAB 、 Dの範囲内に減少する。
【００１６】本明細書に記載した実施形態の場合の受信
期間中、ゲート電圧ＶG 、 R を、Ｂ級またはＣ級の状態に
対抗するＡＢ級状態に対応する数値に設定する利点は下
記の通りである。内部トランジスタ容量により、ゲート
電圧がＶG 、 T に切り換えられた場合、増幅器がその比例
増幅特性を回復するまでに要する時間は、ＡＢ級バイア
ス状態から切り換える場合、Ｂ級またはＣ級バイアス状
態から切り換えるのに要する時間より短い。一方、アイ
ドル電流は、Ｂ級またはＣ級バイアス状態の場合、ほぼ
ゼロに減少する。それ故、アイドル電流の流れと、比例
増幅状態に復帰するための切り換え時間との間にトレー
ドオフがある。上記トレードオフは、また受信期間中の
ＡＢ級動作の程度にも適用される。ＡＢ動作点が深けれ
ば深いほど（すなわち、Ｂ級動作点に近づけば近づくほ
ど）、直線増幅状態に復帰するのに要する時間は長くな
る。考慮しなければならないもう一つの要因は、ＶG 、 T
への切り換えは、次の送信期間がスタートする前に、予
め定めた時間的間隔をとることができることである。そ
れ故、直線性の増幅状態に戻るのに必要な追加の切り換
え時間を、この方法で補償することができる。しかし、
その後で、延長した切り換え時間中に、追加の電流が増
幅器の中を流れる。従って、これらのトレードオフおよ
び個々のトランジスタの特性を考慮する場合に、ＶG 、 R
に対して選択した数値は、計算または経験的観察により
決定することができる。
【００１７】図４について説明すると、この図は、本発
明の増幅器の効率を改善するための第二の方法である。
この実施形態の場合、送信機１０は、半二重モードで動
作を続行する。しかし、送信期間中に、「弱信号」動作
モードを使用することができる。このモード中、電力増
幅器１２の出力電力は減少する。例えば、電力増幅器１
２からの送信電力を受信するための、無線ターミナルの
あるものまたはすべてが、基地局から予め定めた近い範
囲内に位置している場合には、プロセッサ１６は弱信号
モードをスタートさせることができる。この決定は、通
常、基地局において、受信信号強度インジケータ（ＲＳ
ＳＩ）測定を行うことにより行われる。ＲＳＳＩの結果
は、個々の無線ターミナルの送信機の電力レベルのデー
タとともに分析され、それにより、基地局からのそのそ
れぞれの範囲が決定される。弱信号モードの場合には、
プロセッサ１６は、バイアス供給回路１４に、通常また
はバイアスが深いＡＢ級動作に対応するＶG 、 W レベル
の、ゲート・バイアスＶG を供給するように命令する。
すなわち、通常の送信モード動作（強信号モード）がＡ
級である場合には、弱信号送信モード動作は、通常のＡ
Ｂ級またはバイアスが深いＡＢ級である。強信号送信モ
ード動作が通常のＡＢ級である場合には、弱信号送信モ
ード動作は、バイアスが深いＡＢ級である。従って、弱
信号送信モード動作中のｉDS電流波形は、選択したゲー
ト電圧ＶG 、 W により、それぞれ、図３Ｃおよび図３Ｄの
Ｗ４またはＷ５のｉDS電流波形に類似の範囲を持つ。受
信期間中に、ｉDS電流は、場合により一定のＩAB 、 Nまた
はＩAB 、 Dの数値である。図４の図面の場合、弱信号状態
ゲート電圧ＶG 、 W は、ＶG 、 R に等しくなるように設定さ
れる。それにより、余分な切り換えが必要なくなる。し
かし、ＶG 、 W およびＶG 、 Rは同じである必要はない。
【００１８】弱信号状態送信期間中に、増幅器１２の出
力電力は、ＶG 、 W のゼロ入力動作点のところでの利得の
低下、および／または入力信号のレベルの低下により低
下する。ゼロ入力動作点が、Ｂ級状態の方向へ下がって
ゆくと、小信号用トランジスタ利得は、通常、大部分の
市販の無線、またはマイクロ波周波数トランジスタの方
向に低下していく。必要な場合には、増幅器１２の入力
側にプログラム可能な減衰器を追加し、プロセッサ１６
からの適当なコマンドにより、上記減衰器を制御するこ
とにより、増幅器への入力信号レベルを制御することが
できる。
【００１９】従って、図４の方法を使用することによ
り、増幅器の効率を二つの方法により、すなわち、受信
期間中のアイドル電流を減らすことにより、また、弱信
号送信期間中の動作効率を改善することにより改善する
ことができる。
【００２０】図５について説明すると、この図は、増幅
器の効率を改善するために、増幅器ゲート電圧を変化さ
せる別の方法である。この方法を使用する場合、送信機
１０は半二重モードで動作し、この場合、送信機１０
は、外部への信号を、時間を交互に使用してではなく、
連続的に送信する。同様に、内部への信号は、交互の受
信期間中だけではなく、送受切換器１８に接続している
受信機により、連続的に受信される。プロセッサ１６
は、例えば、基地局で行われたＲＳＳＩ測定の結果を分
析することにより、図４の前の場合のように、通常の送
信モード動作または弱信号送信機動作を供給する時を決
定する。弱信号モードは、上記の場合と同じ方法で、す
なわち、バイアス供給回路１４により、増幅器１２への
ゲート電圧を、通常のまたはバイアスが深いＡＢ級動作
に対応するＶG 、 W レベルに調整することにより行われ
る。それ故、ゲート電圧を変更しないで発生する場合と
同じ量の出力電力を発生することにより、弱信号モード
での増幅器効率が改善される。この場合、ＤＣゼロ入力
（アイドル）電流はより少なくなり、それ故、ＤＣ電力
消費もより少なくなる。
【００２１】半二重モードでの動作の場合、弱信号およ
び強信号モードだけに従って、ゲート電圧を調整するこ
とにより、熱効率をある程度改善することができる。す
なわち、強信号モードの送信期間および受信期間の両方
の間にゲート電圧をＶG に維持し、その後で、弱信号モ
ード中に、ＶG 、 W に切り換えた場合には、効率が改善さ
れるが、図３の場合ほどには改善されない。
【００２２】図６について説明すると、この図は、電力
増幅器１２の例示としての多段実施形態である。カスケ
ード状の三つの段が使用されるが、この場合、出力段は
並列に接続している増幅器Ａ3 およびＡ4 を備える。各
増幅器Ａ1 −Ａ4 は、バイアス供給回路１４から、各ゲ
ート・バイアス電圧ＶG1−ＶG4を受け取る。各装置に供
給されたドレイン電圧ＶDS1 −ＶDS4 は、電源の数を少
なくするために、好適には等しいことが好ましい。増幅
器は、通常の送信動作中異なる級で動作することができ
る。例えば、出力段の装置Ａ3 およびＡ4 は、ＡＢ級で
動作することができ、一方、入力段装置Ａ1およびＡ
2は、Ａ級で動作する。上記方法の一つにより増幅器の
効率を改善するために、好適には、三つのすべての段へ
のゲート電圧は、適当な時間中に変更することが好まし
い。しかし、全部の段の中の、一つまたは二つだけに対
するゲート電圧を、適当に変更することにより、いくつ
かの利点を得ることができる。
【００２３】図７は、任意の増幅器の段Ａiの例示とし
ての回路構成である。情報信号を増幅するために、一つ
の共通ソースＦＥＴ４５が使用される。バイアス電圧Ｖ
Giは、ＲＦチョークＬ１を通して、ＦＥＴ４５のゲート
（制御ターミナル）に送られる。バイアス電圧ＶDSi
は、チョークＬ２を通して供給される。ＤＣ阻止コンデ
ンサＣ１およびＣ２は、ＤＣ電圧が隣接する段に侵入す
るのを防止する。入力および出力インピーダンス整合装
置４２、４４は、必要な利得、出力電力、ＶＳＷＲ、安
定性等を達成するために、適当なインピーダンスを供給
する。
【００２４】図８について説明すると、この図は、ゲー
ト電圧バイアス回路１４の例示としての回路図である。
ＦＥＴ５０は、通常の送信動作中に、回路ノード５２の
ところの電圧ＶG'を回路ノード５５へ切り換えるため
に、プロセッサ１６の制御の下で動作する。すなわち、
ＦＥＴ５０は、通常の送信周期中にオンになり、それに
より電流ｉT がノード５５に流れ、その結果、ノード５
５のところのＶG は、Ｖ G'のほぼ等しいＶG 、 T に等しく
なる。受信機モード周期および／または弱信号モード中
に、ＦＥＴ５０はオフになり、その結果、電流ｉR が抵
抗Ｒを通って流れ、ノード５５のところの電圧ＶG を、
ＶG 、 R （またはＶG 、 W ）のための適した数値にまで下げ
る。これにより、ドレイン電流は、受信周期および／ま
たは弱信号モード送信周期中に適当な数値に設定され
る。異なるゲート電圧を増幅器１２の各トランジスタに
供給しなければならない場合には、追加の抵抗およびＦ
ＥＴを並列に追加することができ、この場合、各ＦＥＴ
の切り換え速度はプロセッサ１６により制御される。い
ずれにせよ、当業者なら、プロセッサの制御の下で可変
ゲート電圧を発生するための他の回路装置は周知のもの
であろう。
【００２５】図９について説明すると、この図は、本発
明の例示としての基地局６０の簡単なブロック図であ
る。基地局は、Ｔ1 、Ｔ2 のような、多数の送信機セク
ションに接続している基地局コントローラ６２を含む。
基地局コントローラ６２は、有線電話ネットワークに接
続している無線交換センター（図示せず）への、またこ
のセンターからの時分割多重化情報信号ＳMUX を送受信
する。各送信機セクション（例えば、Ｔ1 またはＴ2 ）
Ｔi は、電力増幅器１２i 、および可変ゲート・バイア
ス供給回路１４i を含む。この可変ゲート・バイアス供
給回路１４i は、基地局コントローラ６２がプロセッサ
１２の機能を実行するという点を除けば、図１のところ
で説明したのと本質的には同じ方法で動作する。それ
故、アイドル電流は、半二重動作の受信期間および／ま
たは弱信号モード送信期間中に減少する。動作が全二重
である場合には、アイドル電流は、上記のように、弱信
号モード動作中に減少する。
【００２６】外部の方向へ、基地局コントローラ６２
は、交換センターからの入力情報信号ＳMUX をデマルチ
プレクスするか、または処理し、それぞれが特定の無線
ターミナル（または、ＴＤＭＡまたはＣＤＭＡプロトコ
ルを使用する場合には、多数の異なる無線ターミナル）
宛の、ＳＴ1 −ＳＴk のようなベースバンド信号に変換
する。半二重無線通信プロトコルを使用する場合には、
基地局コントローラ６２は、外部への信号を処理する。
その結果、ＳＴ1 −ＳＴk のような信号は、交互の送信
期間中だけ信号エネルギーを含む。外部への信号は、変
調され、濾過され、そうでない場合には、６４1 −６４
k のような各無線送信機で処理される。システムがＦＤ
Ｍプロトコルに基づくものである場合には、各無線送信
機６４i は、通常、情報信号により変調される一意のキ
ャリヤ周波数を発生する。ＣＤＭＡが使用されている場
合には、共通のキャリヤが、各無線送信機６４i で多く
の情報信号により変調される。いずれの場合でも、無線
送信機の出力信号は、多重キャリヤ、すなわち、関連増
幅器１２i への入力信号として供給される合成情報信号
を形成するために、マルチプレクサＭ1 により結合され
る。情報信号は、その内部の各トランジスタに供給され
る可変ゲート電圧ＶG1からＶGNに従って増幅される。
（この場合、すべてのトランジスタが、同じバイアス電
圧を受けている場合には、Ｎを１まで下げることができ
る。）増幅された出力は、送受切換器１８ i を通して、
多重ビーム・アンテナ７２に送られる。
【００２７】基地局コントローラにより、種々の送信機
セクションに供給されるゲート電圧コマンドは、別々な
ものにすることができる。例えば、所与の時間に、送信
機セクションＴ1 は、弱信号状態で作動することがで
き、一方、送信機セクションＴ 2 は、弱信号状態で動作
することはできない。この場合、ゲート・バイアス源１
４1 は、送信中に、アイドル電流を下げるために、ゲー
ト電圧を修正するようにとのコマンドを受けとる。一
方、ゲート・バイアス回路１４2 は、強信号状態のゲー
ト電圧を供給するようにとの命令を受ける。
【００２８】無線ターミナルからの、外から入ってくる
内部への情報信号は、多重ビーム・アンテナ７２により
受信され、各送受切換器１８i を通して転送される。シ
ステムが半二重モードで動作している場合には、好適に
は、外部への周波数は、関連する外から入ってくる周波
数と同じであり、それによりスペクトル効率が最大にな
ることが好ましい。各送受切換器１８を通しての受信信
号は、関連帯域フィルタＦi により濾過され、その後
で、低雑音増幅器６８i により増幅される。受信信号
は、デマルチプレクサＤＭi によりデマルチプレクスさ
れ、その後で、無線受信機６６1 −６６k （または、受
信機セクションＲ2 の場合には、６６1'−６６k'）によ
り復調されるか、その他の処理を受ける。復調された外
部からの信号ＳＲ1 −ＳＲk は、その後で、基地局コン
トローラ６２により時分割多重化され、無線交換センタ
ーに送信される。
【００２９】特定の実施形態を参照しながら本発明を説
明してきたが、当業者なら本発明の精神および範囲から
逸脱することなしに、開示の実施形態を種々に修正する
ことができることを理解されたい。例えば、上記実施形
態は、電力増幅器にＦＥＴを使用しているが、別の方法
としては、増幅器はバイポーラ装置を使用することがで
きる。この場合、基地局（制御ターミナル）に供給する
電圧を適当に変更するために、ゲート電圧供給回路の代
わりに、適当な可変基地局電圧供給回路を使用すること
ができ、そうすることにより、プロセッサ制御に従って
コレクタ電流を変化させることができる。上記電圧制御
は、受信モードおよび／または弱信号状態中の増幅器の
効率を改善するために、送信動作モードを、Ａ級からＡ
Ｂ級等に動的に切り換えるのに使用される。さらに、可
変ゲート・バイアス回路を制御するためのプロセッサと
の関連でシステムの説明をしてきたが、制御機能は、特
殊用途向けＩＣ（ＡＳＩＣ）、ソフトウェアで実行する
こともできるし、当業者なら理解できる個々の部材を含
む装置により実行することができる。さらに、本発明
は、衛星放送システムのような、無線通信以外の他の用
途にも使用することができる。従って、上記および他の
修正も、添付の特許請求の範囲が定義する本発明の範囲
内に含まれる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の送信機エレクトロニクスのブロック図
である。
【図２】本発明の第一のゲート電圧変更方法のタイミン
グ図である。
【図３Ａ】本発明の種々の実施形態で使用される増幅器
の例示としてのＩ−Ｖ曲線および負荷線である。
【図３Ｂ】増幅器の種々の動作の級を示す。
【図３Ｃ】増幅器の種々の動作の級を示す。
【図３Ｄ】増幅器の種々の動作の級を示す。
【図３Ｅ】増幅器の種々の動作の級を示す。
【図４】本発明の別のゲート電圧変更方法を示すタイミ
ング図である。
【図５】本発明の別のゲート電圧変更方法を示すタイミ
ング図である。
【図６】電力増幅器の例示としての実施形態の回路図で
ある。
【図７】電力増幅器の増幅段の回路図である。
【図８】例示としての可変ゲート・バイアス供給回路の
回路図である。
【図９】本発明の基地局エレクトロニクスのブロック図
である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） Ｈ０４Ｑ 7/30

Claims (14)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 半二重モードで動作している通信システ
    ムの無線周波数（ＲＦ）電力増幅器の熱効率を改善する
    ための方法であって、 半二重モードの送信期間中に、前記増幅器のトランジス
    タの制御ターミナルに第一のバイアス電圧を供給するス
    テップと、 前記半二重モードの受信期間中に、前記制御ターミナル
    に、前記第一のバイアス電圧とは異なる、前記受信期間
    中に、前記増幅器のアイドル電流を低減するのに十分な
    第二のバイアス電圧を供給するステップとを特徴とする
    方法。
  2. 【請求項２】 請求項１に記載の方法において、前記ト
    ランジスタが、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を備
    え、前記制御ターミナルが、前記ＦＥＴのゲートを備え
    ることを特徴とする方法。
  3. 【請求項３】 請求項１に記載の方法において、前記送
    信期間中であって、前記制御ターミナルが、強信号モー
    ド送信期間中、前記第一のバイアス電圧にバイアスされ
    ている状態で、前記電力増幅器を、強信号モードおよび
    弱信号モードで選択的に動作するステップと、 前記弱信号モード中の増幅器の効率を増大するために、
    弱信号モード送信期間中、前記制御ターミナルに、前記
    第一のバイアス電圧とは異なる弱信号モード・バイアス
    電圧を掛けるステップとを特徴とする方法。
  4. 【請求項４】 請求項１に記載の方法において、各受信
    期間中に、前記制御ターミナルに供給する前記バイアス
    電圧を、次の送信期間がスタートする前の、次の送信期
    間中の非直線増幅を避けるのに十分な予め定めた時間
    に、前記第二のバイアス電圧から前記第一のバイアス電
    圧に切り換えることを特徴とする方法。
  5. 【請求項５】 送信期間中は、ＲＦエネルギーを含み、
    前記送信期間の後に交互にくる受信期間中は、ＲＦエネ
    ルギーをほとんど含まない半二重タイプの情報信号を増
    幅するための送信機であって、 前記情報信号を増幅するための少なくとも一つの抵抗を
    持つ無線周波数（ＲＦ）電力増幅器と、 前記送信期間中、前記少なくとも一つのトランジスタ
    の、少なくとも一つの制御ターミナルに第一のバイアス
    電圧を供給し、前記受信期間中に、前記増幅器のアイド
    ル電流を低減するために十分な前記第二のバイアス電圧
    を供給するための可変バイアス回路とを特徴とする送信
    機。
  6. 【請求項６】 請求項５に記載の送信機において、前記
    可変バイアス回路にコマンドを供給し、それにより前記
    バイアス電圧出力を制御するプロセッサを特徴とする送
    信機。
  7. 【請求項７】 請求項５に記載の送信機において、前記
    電力増幅器が複数の段を含み、前記可変バイアス回路
    が、前記各段に可変バイアス電圧を供給することを特徴
    とする送信機。
  8. 【請求項８】 無線通信システムの基地局であって、 無線交換センターからの外部への情報信号を受信し、こ
    の信号を無線通信プロトコルに従って処理するための基
    地局コントローラと、 前記の処理された信号を変調するために、動作すること
    ができる複数の無線送信機と、 合成情報信号を供給するために、前記変調された信号を
    結合するためのマルチプレクサと、 前記合成情報信号を増幅するための、少なくとも一つの
    トランジスタを持つ無線周波数（ＲＦ）電力増幅器と、 前記基地局コントローラの制御の下で、前記少なくとも
    一つのトランジスタの、少なくとも一つのターミナル
    に、選択的にバイアスを掛け、それによりアイドル電流
    を低減するために、前記電力増幅器を流れるアイドル電
    流を動的に制御するための可変バイアス回路とを特徴と
    する基地局。
  9. 【請求項９】 請求項８に記載の基地局において、前記
    無線通信プロトコルが半二重モード動作を含み、 前記合成情報信号が、前記半二重モードの送信期間中に
    は信号エネルギーを含み、前記半二重モードの受信期間
    中には信号エネルギーをほとんど含まず、 前記少なくとも一つの制御ターミナルが、前記送信期間
    中に、第一のバイアス電圧にバイアスされ、前記受信期
    間中に、前記受信期間中、前記増幅器中を流れるアイド
    ル電流を低減するために十分な第二のバイアス電圧にバ
    イアスされることとを特徴とする基地局。
  10. 【請求項１０】 請求項９に記載の基地局において、前
    記電力増幅器が、前記送信期間中、強信号モードおよび
    弱信号モードで選択的に動作し、前記制御ターミナル
    が、強信号モード中、前記第一のバイアス電圧にバイア
    スされ、弱信号モード送信期間中、前記第一のバイアス
    電圧とは異なる弱信号モード・バイアス電圧にバイアス
    され、その結果、前記弱信号モード中の増幅器の効率が
    増大することを特徴とする基地局。
  11. 【請求項１１】 請求項８に記載の基地局において、前
    記無線通信プロトコルが、全二重モード動作を含み、 前記基地局コントローラが、強信号モード動作および弱
    信号モード動作を実行するために動作することができ、
    前記電力増幅器が、前記強信号モードと比較すると、前
    記弱信号モード中にもっと弱いＲＦ電力を出力し、前記
    基地局が前記少なくとも一つの制御ターミナルを、前記
    強信号モード中に第一のバイアス電圧にバイアスさせる
    ように、また前記弱信号モード中に、第二のバイアス電
    圧にバイアスさせるようにし、前記強信号モード中のア
    イドル電流と比較すると、前記電力増幅器を流れるアイ
    ドル電流を低減させるのに十分な第二のバイアス電圧に
    バイアスさせるように命令することを特徴とする基地
    局。
  12. 【請求項１２】 請求項８に記載の基地局において、前
    記電力増幅器が、複数の段を備え、前記可変バイアス回
    路が、前記各段に可変バイアス電圧を供給することを特
    徴とする基地局。
  13. 【請求項１３】 請求項８に記載の基地局において、前
    記複数の電力増幅器および複数の前記可変バイアス供給
    回路を備え、各可変バイアス供給回路が、関連する電力
    増幅器に少なくとも一つの可変バイアス電圧を供給し、
    各バイアス供給回路が前記基地局コントローラにより別
    々に制御されることを特徴とする基地局。
  14. 【請求項１４】 半二重モードで動作している無線通信
    システムの無線周波数（ＲＦ）電力増幅器の熱効率を改
    善するための方法であって、 強信号モード、および増幅器の出力電力が、前記強信号
    モードと比較すると低減する弱信号モードで、前記電力
    増幅器を選択的に動作させるステップと、 強信号モード動作中に、前記増幅器のトランジスタの制
    御ターミナルに第一のバイアス電圧を供給するステップ
    と、 前記弱信号モード中の増幅器の効率を増大するために、
    前記弱信号モード中に、前記制御ターミナルに、前記第
    一のバイアス電圧とは異なる弱信号モードバイアス電圧
    を供給するステップとを特徴とする方法。
JP11261455A 1998-09-16 1999-09-16 高出力比例増幅器の効率を改善するための方法および装置 Pending JP2000101361A (ja)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US09/154,225 US6418304B1 (en) 1998-09-16 1998-09-16 Method and apparatus for improving efficiency of high-power linear amplifier
US09/154225 1998-09-16

Publications (1)

Publication Number Publication Date
JP2000101361A true JP2000101361A (ja) 2000-04-07

Family

ID=22550518

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP11261455A Pending JP2000101361A (ja) 1998-09-16 1999-09-16 高出力比例増幅器の効率を改善するための方法および装置

Country Status (5)

Country Link
US (1) US6418304B1 (ja)
EP (1) EP0987817A1 (ja)
JP (1) JP2000101361A (ja)
AU (1) AU4756699A (ja)
CA (1) CA2279077C (ja)

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2007258777A (ja) * 2006-03-20 2007-10-04 Fujitsu Ltd 増幅回路
JP2009027629A (ja) * 2007-07-23 2009-02-05 Mitsubishi Electric Corp 電力増幅器
WO2009019736A1 (ja) * 2007-08-07 2009-02-12 Fujitsu Limited 無線通信装置

Families Citing this family (25)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2000295128A (ja) * 1999-02-03 2000-10-20 Sharp Corp 衛星受信装置
US6522197B2 (en) * 2000-04-21 2003-02-18 Paradigm Wireless Systems, Inc. Method and apparatus for optimum biasing of cascaded MOSFET radio-frequency devices
US6760604B2 (en) * 2001-01-29 2004-07-06 Motorola, Inc. Portable radio transceiver having shared power source for audio and RF amplifiers
US7031677B2 (en) * 2001-06-29 2006-04-18 Infineon Technologies Ag Optimization of the operating point of power amplifiers in mobile stations
US20030058045A1 (en) * 2001-09-25 2003-03-27 Taylor Stewart Sidney Power control in RF amplifiers
EP1341300A1 (en) * 2002-02-27 2003-09-03 Lucent Technologies Inc. Power amplifier with an adjustable quiescent current
WO2003081771A1 (en) * 2002-03-20 2003-10-02 Roke Manor Research Limited A bias circuit for a bipolar transistor
DE10230919B4 (de) 2002-07-09 2018-08-02 Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg Hochfrequenzsender und Verfahren zum wirkungsgradoptimierten Betreiben des Hochfrequenzsenders
US7415246B2 (en) * 2002-09-26 2008-08-19 Broadcom Corporation Attenuation of high-power inbound RF signals based on attenuation of a T/R switch
KR100837821B1 (ko) * 2003-02-14 2008-06-13 삼성전자주식회사 전력 절감을 위한 증폭기 제어장치 및 방법
US20040248511A1 (en) * 2003-06-09 2004-12-09 Mpf Technologies Inc. Repeater for telecommunications network
JP3944201B2 (ja) * 2004-07-30 2007-07-11 株式会社東芝 端末装置
DE102005050148B4 (de) * 2005-10-19 2010-08-12 Infineon Technologies Ag Sendeeinheit für ein Mobilfunkgerät, Verwendung einer Sendeeinheit in einer Sende-/Empfangseinheit in einem Mobilfunkgerät, und Verfahren zur Signalverarbeitung in einer Sendeeinheit für ein Mobilfunkgerät
KR100871858B1 (ko) * 2005-11-16 2008-12-03 삼성전자주식회사 시분할복신 무선통신시스템의 전력증폭기 장치
WO2007073253A1 (en) * 2005-12-22 2007-06-28 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Minimizing tx noise in rx for tdd systems
JP2007329644A (ja) * 2006-06-07 2007-12-20 Fujitsu Ltd 無線装置及びその制御方法
KR100848139B1 (ko) * 2006-12-08 2008-07-23 한국전자통신연구원 근접한 무선 단말 간의 네트워크 자동 설정 장치 및 그 방법
CN101114860B (zh) * 2007-08-17 2011-04-06 华为技术有限公司 一种控制功率放大的方法及装置
JP4962286B2 (ja) * 2007-11-28 2012-06-27 富士通株式会社 無線通信装置、電力増幅器制御方法及び電力増幅器制御装置
US20090146784A1 (en) * 2007-12-10 2009-06-11 Mohammad Soleimani Method and System for Variable Power Amplifier Bias in RFID Transceivers
EP2330746B1 (en) * 2009-12-04 2013-09-11 Alcatel Lucent RRM-Driven power amplifiers in transceiver units
CN102035485B (zh) * 2010-10-29 2013-01-09 中国兵器工业集团第二一四研究所苏州研发中心 一种输出稳定的高增益线性放大器
US9294038B2 (en) 2013-04-29 2016-03-22 Nokia Solutions And Networks Oy Power amplifier transistor characteristic stabilization during bias switching
CN105684303A (zh) 2013-08-29 2016-06-15 爱立信(中国)通信有限公司 驱动器电路和相关联的功率放大器组装件、无线电基站及方法
EP3053367B1 (en) * 2013-10-01 2018-08-01 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) Adjusting ran capability based on data transport characteristics of a backhaul network in a telecommunication network

Family Cites Families (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4439744A (en) 1981-12-24 1984-03-27 Rca Corporation Variable power amplifier
US4748423A (en) 1987-01-28 1988-05-31 Rockwell International Corporation Hot standby amplifier apparatus
JP3033623B2 (ja) 1990-11-30 2000-04-17 日本電気株式会社 ゲートバイアス制御回路および増幅器
US5426641A (en) 1994-01-28 1995-06-20 Bell Communications Research, Inc. Adaptive class AB amplifier for TDMA wireless communications systems
US5568094A (en) 1994-12-15 1996-10-22 At&T Corp. Rf power amplifier with increased efficiency at low power
US5669068A (en) * 1995-07-03 1997-09-16 Motorola, Inc. Complimentary switched amplifier transceiver system
JPH09135127A (ja) * 1995-11-07 1997-05-20 Nec Corp 電力増幅器
US5712593A (en) * 1996-02-05 1998-01-27 Motorola, Inc. Linear power amplifier with distortion detection
US5793757A (en) * 1996-02-13 1998-08-11 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Telecommunication network having time orthogonal wideband and narrowband sytems
US5724005A (en) * 1996-04-25 1998-03-03 Lucent Technologies Inc. Linear power amplifier with automatic gate/base bias control for optimum efficiency
SE9601619L (sv) 1996-04-29 1997-10-30 Radio Design Innovation Tj Ab Anordning med sändarkombinerare
US5973557A (en) 1996-10-18 1999-10-26 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. High efficiency linear power amplifier of plural frequency bands and high efficiency power amplifier
JP3171141B2 (ja) * 1997-06-06 2001-05-28 日本電気株式会社 移動体通信用送信機およびその制御方法
US6223056B1 (en) * 1997-12-31 2001-04-24 Samsung Electronics Co., Ltd. Systems and methods for dynamically controlling a variable power amplifier
US6122488A (en) * 1998-03-05 2000-09-19 Motorola, Inc. Method and apparatus for increasing an output impedance of a transmit amplifier during receive mode of a two-way communication unit
US6298221B1 (en) * 1998-04-01 2001-10-02 Denso Corporation Adaptive receiver linearity techniques for a radio transceiver
US6043712A (en) * 1998-07-17 2000-03-28 Motorola, Inc. Linear power amplifier
US6215358B1 (en) * 1999-09-16 2001-04-10 Samsung Electronics Co., Ltd. Temperature compensated bias network for a power amplifier and method of operation

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2007258777A (ja) * 2006-03-20 2007-10-04 Fujitsu Ltd 増幅回路
JP2009027629A (ja) * 2007-07-23 2009-02-05 Mitsubishi Electric Corp 電力増幅器
WO2009019736A1 (ja) * 2007-08-07 2009-02-12 Fujitsu Limited 無線通信装置
JP4768069B2 (ja) * 2007-08-07 2011-09-07 富士通株式会社 無線通信装置
US8289028B2 (en) 2007-08-07 2012-10-16 Fujitsu Limited Wireless communication device

Also Published As

Publication number Publication date
EP0987817A1 (en) 2000-03-22
AU4756699A (en) 2000-03-23
US6418304B1 (en) 2002-07-09
CA2279077A1 (en) 2000-03-16
CA2279077C (en) 2002-02-12

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP2000101361A (ja) 高出力比例増幅器の効率を改善するための方法および装置
EP0954095B1 (en) Power amplifier
US6724252B2 (en) Switched gain amplifier circuit
CN1148870C (zh) 平行级功率放大器及其用于放大信号的方法
Staudinger et al. High efficiency CDMA RF power amplifier using dynamic envelope tracking technique
US7945220B2 (en) LINC power transmitter
EP1127406B1 (en) High efficiency power amplifier
KR100293484B1 (ko) 증폭기들을선택적으로활성화할수있는이동통신용송신기
EP0870361A1 (en) Efficient parallel-stage power amplifier
US6680652B2 (en) Load switching for transmissions with different peak-to-average power ratios
CA2120679C (en) Dual mode amplifier network for radiotelephone
JPS62277806A (ja) 高周波増幅器
JP3158776B2 (ja) 通信機
KR100508355B1 (ko) 오디오 및 ｒｆ 증폭기용 공유 전원을 구비하는 휴대용무선 송수신기
JP2006500875A (ja) Ｗｃｄｍａ携帯端末において電力増幅器の動作基点を最適化する方法
US6445729B1 (en) Radio signal transceiver apparatus
JP3871153B2 (ja) 増幅器、送信回路及び受信回路
JPH09321637A (ja) 無線送信装置およびその制御方法
JP3110354B2 (ja) 受信装置
US20040027197A1 (en) Power amplifier arrangement
JPH10209770A (ja) 電力増幅器及びこの電力増幅器を用いた無線電話装置
JPH03265314A (ja) 送信電力制御方式
JPH118564A (ja) 通信装置