JPH118564A - 通信装置 - Google Patents
通信装置Info
- Publication number
- JPH118564A JPH118564A JP10065605A JP6560598A JPH118564A JP H118564 A JPH118564 A JP H118564A JP 10065605 A JP10065605 A JP 10065605A JP 6560598 A JP6560598 A JP 6560598A JP H118564 A JPH118564 A JP H118564A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- mixer
- input signal
- level
- current
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Withdrawn
Links
- 238000004891 communication Methods 0.000 title claims description 10
- 238000012544 monitoring process Methods 0.000 claims description 33
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 19
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 9
- 238000010295 mobile communication Methods 0.000 abstract description 11
- 230000008569 process Effects 0.000 description 7
- 230000004044 response Effects 0.000 description 6
- 230000008859 change Effects 0.000 description 4
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- NUHSROFQTUXZQQ-UHFFFAOYSA-N isopentenyl diphosphate Chemical compound CC(=C)CCO[P@](O)(=O)OP(O)(O)=O NUHSROFQTUXZQQ-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 2
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 2
- 230000002542 deteriorative effect Effects 0.000 description 1
- 239000000203 mixture Substances 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G2201/00—Indexing scheme relating to subclass H03G
- H03G2201/10—Gain control characterised by the type of controlled element
- H03G2201/103—Gain control characterised by the type of controlled element being an amplifying element
Landscapes
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 本発明は、例えば移動通信装置の受信機にお
ける混合器の直流消費電力を低減する。 【解決手段】 ＬＮＡ１２は、アンテナ１１で受信され
た希望波のＲＦ信号を増幅し、ＢＰＦ１３は、増幅され
たＲＦ信号の内の所定の周波数帯域の信号を通過させ
る。混合器１４は、ＢＰＦ１３からの所定の周波数帯域
のＲＦ入力信号と、局部発振器１５からの搬送波とを混
合して、中間周波数信号をＩＦフィルタ１６に供給す
る。ＩＦフィルタ１１６は、中間周波数信号から近接チ
ャンネルの信号を除去して、復調器１７に供給する。復
調器１７は、所定の復調方式によって、中間周波数信号
を復調して、得られる復調信号を監視及び制御回路１９
に供給する。監視及び制御回路１９は、復調信号を監視
し、希望波の入力信号レベルに基づいて電流源２０，２
１を制御し、混合器１４の直流電流を調整する。
ける混合器の直流消費電力を低減する。 【解決手段】 ＬＮＡ１２は、アンテナ１１で受信され
た希望波のＲＦ信号を増幅し、ＢＰＦ１３は、増幅され
たＲＦ信号の内の所定の周波数帯域の信号を通過させ
る。混合器１４は、ＢＰＦ１３からの所定の周波数帯域
のＲＦ入力信号と、局部発振器１５からの搬送波とを混
合して、中間周波数信号をＩＦフィルタ１６に供給す
る。ＩＦフィルタ１１６は、中間周波数信号から近接チ
ャンネルの信号を除去して、復調器１７に供給する。復
調器１７は、所定の復調方式によって、中間周波数信号
を復調して、得られる復調信号を監視及び制御回路１９
に供給する。監視及び制御回路１９は、復調信号を監視
し、希望波の入力信号レベルに基づいて電流源２０，２
１を制御し、混合器１４の直流電流を調整する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、通信装置及び混合
器の直流電力制御方法に関し、特に無線受信機に関す
る。具体的には、本発明は、移動通信装置の省電流モー
ドにおける性能を向上させるものである。
器の直流電力制御方法に関し、特に無線受信機に関す
る。具体的には、本発明は、移動通信装置の省電流モー
ドにおける性能を向上させるものである。
【０００２】
【従来の技術】混合器と増幅器は、移動通信装置に広く
用いられている。一般的に、移動通信装置内の受信系の
増幅器は、受信アンテナに最も近く配設されており、移
動通信装置の雑音性能に直接関係する。この増幅器は、
受信系の他の電気部品からの雑音が最小となり、十分な
ゲインを有する低雑音増幅器（low-noise amplifier、
以下ＬＮＡという。）でなければならない。一方、送信
系におけるアンテナに最も近く配設された増幅器は、電
力増幅器（power amplifier、以下、ＰＡという。）で
ある。この電力増幅器は、直線性が高く、効率的でなけ
ればならない。
用いられている。一般的に、移動通信装置内の受信系の
増幅器は、受信アンテナに最も近く配設されており、移
動通信装置の雑音性能に直接関係する。この増幅器は、
受信系の他の電気部品からの雑音が最小となり、十分な
ゲインを有する低雑音増幅器（low-noise amplifier、
以下ＬＮＡという。）でなければならない。一方、送信
系におけるアンテナに最も近く配設された増幅器は、電
力増幅器（power amplifier、以下、ＰＡという。）で
ある。この電力増幅器は、直線性が高く、効率的でなけ
ればならない。
【０００３】一方、混合器は、増幅器や能動部品とは異
なり、信号を混合するために非直線素子を用いることが
多い。そのような混合器は、比較的大きな歪みを発生す
る。実際、受信機において、混合器は、最も歪みを発生
する部品である。
なり、信号を混合するために非直線素子を用いることが
多い。そのような混合器は、比較的大きな歪みを発生す
る。実際、受信機において、混合器は、最も歪みを発生
する部品である。
【０００４】増幅器と混合器の伝達関数は、たとえ理想
的であっても、それは非常にまれである。ここで、理想
的な伝達関数とは、増幅器にあっては直線的な特性を有
する伝達関数であり、混合器にあっては自乗特性を有す
る伝達関数である。これらに固有の特性が理想的でない
と、望ましくない応答、例えば高調波成分が生じる。
的であっても、それは非常にまれである。ここで、理想
的な伝達関数とは、増幅器にあっては直線的な特性を有
する伝達関数であり、混合器にあっては自乗特性を有す
る伝達関数である。これらに固有の特性が理想的でない
と、望ましくない応答、例えば高調波成分が生じる。
【０００５】混合器における歪みは、他の部品の歪みと
同様に、複数の無線周波数（radiofrequency、以下、Ｒ
Ｆという。）信号と、これらの高調波信号とを混合した
ものを含んだ相互変調歪み（intermodulation distorti
on、以下、ＩＭ歪みともいう。）として表される。例え
ば、混合器を周波数がｆ1，ｆ2の２つのＲＦ信号を入力
すると、混合器の非直線性により、中間周波数（ＩＦ）
のスペクトルにおいて、多数の新たな周波数成分が発生
する。一般的に、ｎ次の非直線性によって、ｎ次及びそ
れ以下の次数の歪みが生じる。
同様に、複数の無線周波数（radiofrequency、以下、Ｒ
Ｆという。）信号と、これらの高調波信号とを混合した
ものを含んだ相互変調歪み（intermodulation distorti
on、以下、ＩＭ歪みともいう。）として表される。例え
ば、混合器を周波数がｆ1，ｆ2の２つのＲＦ信号を入力
すると、混合器の非直線性により、中間周波数（ＩＦ）
のスペクトルにおいて、多数の新たな周波数成分が発生
する。一般的に、ｎ次の非直線性によって、ｎ次及びそ
れ以下の次数の歪みが生じる。
【０００６】相互変調歪みの重要な特性として、ｎ次の
ＩＭ歪みのレベルは、入力ＲＦ信号レベルが１デシベル
変化すると、ｎデシベル変化することである。換言する
と、ｎ次のＩＭ歪みのレベルと、入力ＲＦ信号のレベル
の変化との間には、デシベル表現においてｎ：１の関係
がある。補外点（extrapolated point）は、出力ＲＦ信
号のレベルとＩＭ歪みのレベルが等しいとき、ｎ次のＩ
Ｍインターセプトポイント（intercept point）、すな
わちＩＰと呼ばれる。１段のＩＰは、素子特性及びその
動作環境、特に素子電流によって定まり、これらの素子
特性及び動作環境に変化がなければ、ＩＰは一定であ
る。したがって、ＩＰは、その段に関する固定のパラメ
ータと考えることができ、その段の望ましくない応答の
除去率を計算するのに用いることができる。
ＩＭ歪みのレベルは、入力ＲＦ信号レベルが１デシベル
変化すると、ｎデシベル変化することである。換言する
と、ｎ次のＩＭ歪みのレベルと、入力ＲＦ信号のレベル
の変化との間には、デシベル表現においてｎ：１の関係
がある。補外点（extrapolated point）は、出力ＲＦ信
号のレベルとＩＭ歪みのレベルが等しいとき、ｎ次のＩ
Ｍインターセプトポイント（intercept point）、すな
わちＩＰと呼ばれる。１段のＩＰは、素子特性及びその
動作環境、特に素子電流によって定まり、これらの素子
特性及び動作環境に変化がなければ、ＩＰは一定であ
る。したがって、ＩＰは、その段に関する固定のパラメ
ータと考えることができ、その段の望ましくない応答の
除去率を計算するのに用いることができる。
【０００７】殆どの部品において、インターセプトポイ
ントＩＰは、出力電力に比例すると定義されている。一
方、混合器においては、インターセプトポイントＩＰ
は、伝統的に、入力インターセプトポイント（input in
tercept point、以下、ＩＩＰという。）である入力電
力に比例すると定義されている。
ントＩＰは、出力電力に比例すると定義されている。一
方、混合器においては、インターセプトポイントＩＰ
は、伝統的に、入力インターセプトポイント（input in
tercept point、以下、ＩＩＰという。）である入力電
力に比例すると定義されている。
【０００８】相互変調歪みの特性、及び望ましくない応
答に関連したインターセプトポイントの方法論について
は、アール．セガーズ（R. Sagers）の「インターセプ
トポイント及び望ましくない応答（Intercept Point an
d Undesired Response）」、３２回ＩＥＥＥ移動体技術
会議（32 IEEE Vehicular Technology Conference）の
３５〜５５頁、１９８２年５月２５日開催に記載されて
いる。
答に関連したインターセプトポイントの方法論について
は、アール．セガーズ（R. Sagers）の「インターセプ
トポイント及び望ましくない応答（Intercept Point an
d Undesired Response）」、３２回ＩＥＥＥ移動体技術
会議（32 IEEE Vehicular Technology Conference）の
３５〜５５頁、１９８２年５月２５日開催に記載されて
いる。
【０００９】複数の段を縦続（カスケード）接続して１
つの装置とするときには、各段の理想的でない特性は、
その装置の全体の除去率に影響を与える。したがって、
装置全体としての望ましくない応答の除去率は、各段の
望ましくない応答に比例するものと定義できる。換言す
ると、増幅器又は混合器の非直線特性によって発生する
望ましくない応答は、電力の級数展開法及びインターセ
プトポイントＩＰによって解析することができる。
つの装置とするときには、各段の理想的でない特性は、
その装置の全体の除去率に影響を与える。したがって、
装置全体としての望ましくない応答の除去率は、各段の
望ましくない応答に比例するものと定義できる。換言す
ると、増幅器又は混合器の非直線特性によって発生する
望ましくない応答は、電力の級数展開法及びインターセ
プトポイントＩＰによって解析することができる。
【００１０】縦続接続の装置では、下記式（１）が成立
する。
する。
【００１１】 １／ＩＩＰTOT＝１／ＩＩＰ1＋Ｇ1／ＩＩＰ2＋Ｇ1＊Ｇ2／ＩＩＰ3・・・式（ １） ここで、Ｇnは、ｎ段目のゲインであり、ＩＩＰnは、ｎ
段目のインターセプトポイントである。
段目のインターセプトポイントである。
【００１２】また、２段の縦続接続の装置では、全体の
入力インターセプトポイントＩＩＰは、下記式（２）で
表される。
入力インターセプトポイントＩＩＰは、下記式（２）で
表される。
【００１３】 ＩＩＰTOT(dBm)＝１０ｌｏｇ（ＩＩＰ2＋Ｇ1＋ＩＩＰ1） −ＩＩＰ1(dBm)−ＩＩＰ2(dBm) ・・・式（２） この方法によって、増幅器又は混合器の非直線特性にと
って生じる望ましくない応答は、解析することができ
る。
って生じる望ましくない応答は、解析することができ
る。
【００１４】移動通信装置では、混合器に対して特別な
要求がある。殆どの移動通信装置は民生用であり、それ
らは大量生産され、それらのコストは安くなければなら
ない。また、多くの移動通信装置は、携帯用であり、電
池で駆動され、多くの場合、その寸法は小さく、直流消
費電力が少ないことが重要である。受動素子であるダイ
オードからなる混合器及び電界トランジスタ（field ef
fect transistore、以下、ＦＥＴという。）からなる混
合器は、直流電力を用いないが、それらは損失が大き
く、数段の増幅器を必要とする。一方、局部発振器（lo
cal osillator、以下ＬＯという。）を必要とする平衡
混合器は、上述した単一素子の混合器よりもその分大き
な電力を必要とし、それによって、間接的に直流電力の
消費に影響を与える。また、直流電流と混合器のＩＩＰ
は、トレードオフの関係にある。すなわち、電池で動作
する移動通信装置の混合器に対する特別な要求は、直流
消費電力を極力小さく、特に受信機における混合器の直
流消費電力を小さくすることである。
要求がある。殆どの移動通信装置は民生用であり、それ
らは大量生産され、それらのコストは安くなければなら
ない。また、多くの移動通信装置は、携帯用であり、電
池で駆動され、多くの場合、その寸法は小さく、直流消
費電力が少ないことが重要である。受動素子であるダイ
オードからなる混合器及び電界トランジスタ（field ef
fect transistore、以下、ＦＥＴという。）からなる混
合器は、直流電力を用いないが、それらは損失が大き
く、数段の増幅器を必要とする。一方、局部発振器（lo
cal osillator、以下ＬＯという。）を必要とする平衡
混合器は、上述した単一素子の混合器よりもその分大き
な電力を必要とし、それによって、間接的に直流電力の
消費に影響を与える。また、直流電流と混合器のＩＩＰ
は、トレードオフの関係にある。すなわち、電池で動作
する移動通信装置の混合器に対する特別な要求は、直流
消費電力を極力小さく、特に受信機における混合器の直
流消費電力を小さくすることである。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、上述した実
情に鑑みてなされたものであり、本発明の目的は、例え
ば移動通信装置の受信機における混合器の直流消費電力
を従来の装置に比して低減するとともに、入力インター
セプトポイントＩＰＰTOTの劣化を許容することができ
る通信装置及び混合器の直流電力制御方法を提供するこ
とである。
情に鑑みてなされたものであり、本発明の目的は、例え
ば移動通信装置の受信機における混合器の直流消費電力
を従来の装置に比して低減するとともに、入力インター
セプトポイントＩＰＰTOTの劣化を許容することができ
る通信装置及び混合器の直流電力制御方法を提供するこ
とである。
【００１６】
【課題を解決するための手段】本発明に係る通信装置
は、直流電流で動作し、希望波の入力信号が供給される
混合手段と、希望波の入力信号を検出し、この入力信号
に基づいて、制御信号を出力する信号検出手段と、信号
検出手段からの制御信号に基づいて、入力信号のレベル
を検出し、この入力信号のレベルに基づいて、混合手段
の直流電流を調整する制御手段とを備え、希望波の入力
信号のレベルに基づいて、混合手段の直流消費電力を調
整する。
は、直流電流で動作し、希望波の入力信号が供給される
混合手段と、希望波の入力信号を検出し、この入力信号
に基づいて、制御信号を出力する信号検出手段と、信号
検出手段からの制御信号に基づいて、入力信号のレベル
を検出し、この入力信号のレベルに基づいて、混合手段
の直流電流を調整する制御手段とを備え、希望波の入力
信号のレベルに基づいて、混合手段の直流消費電力を調
整する。
【００１７】また、信号検出手段は、希望波の入力信号
のビットエラーレートに基づいて、制御信号を出力す
る。さらに、制御手段は、カレントミラー回路からな
り、信号検出手段からの制御信号に基づいて、所定の直
流電流を出力する。
のビットエラーレートに基づいて、制御信号を出力す
る。さらに、制御手段は、カレントミラー回路からな
り、信号検出手段からの制御信号に基づいて、所定の直
流電流を出力する。
【００１８】本発明に係る混合器の直流電力制御方法
は、受信機で受信される希望波の入力信号を監視するス
テップと、希望波の入力信号に基づいて、入力信号のレ
ベルを示す制御信号を生成するステップと、この制御信
号に基づいて、受信機の混合器の直流電力レベルを調整
するステップとを有し、受信機の混合器の直流電力レベ
ルを動的に変化させる。
は、受信機で受信される希望波の入力信号を監視するス
テップと、希望波の入力信号に基づいて、入力信号のレ
ベルを示す制御信号を生成するステップと、この制御信
号に基づいて、受信機の混合器の直流電力レベルを調整
するステップとを有し、受信機の混合器の直流電力レベ
ルを動的に変化させる。
【００１９】また、混合器の直流電力レベルを調整する
ステップは、制御信号に基づいて、混合器の直流電力レ
ベルを所定の電力レベルにすることを含む。さらに、所
定の電力レベルは、第１と第２のレベルのいずれかであ
る。
ステップは、制御信号に基づいて、混合器の直流電力レ
ベルを所定の電力レベルにすることを含む。さらに、所
定の電力レベルは、第１と第２のレベルのいずれかであ
る。
【００２０】また、入力信号を監視するステップは、希
望波の入力信号のビットエラーレートを検出するステッ
プを含む。
望波の入力信号のビットエラーレートを検出するステッ
プを含む。
【００２１】
【発明の実施の形態】以下、本発明に係る通信装置及び
混合器の直流電力制御方法について、図面を参照しなが
ら詳細に説明する。図１は、本発明を適用した、例えば
移動通信装置における受信機の具体的な構成を示すブロ
ック図である。
混合器の直流電力制御方法について、図面を参照しなが
ら詳細に説明する。図１は、本発明を適用した、例えば
移動通信装置における受信機の具体的な構成を示すブロ
ック図である。
【００２２】受信機１０は、図１に示すように、アンテ
ナ１１を介して、希望波のＲＦ信号を受信し、アンテナ
１１は、ＲＦ入力信号を低雑音増幅器（low noise ampl
ifier、以下ＬＮＡという。）１２に供給する。ＬＮＡ
１２で増幅された信号は、バンドパスフィルタ（band p
ass filter、以下、ＢＰＦという。）１３に供給され、
ＢＰＦ１３は、所定の周波数帯域の信号を通過させる。
ＢＰＦ１３の出力は、混合器１４に供給され、混合器１
４は、ＢＰＦ１３からの所定の周波数帯域のＲＦ入力信
号と、局部発振器１５からの搬送波とを混合することに
よって、所定の周波数帯域のＲＦ入力信号を、中間周波
数信号に変換し、この中間周波数信号を中間周波数（in
termediate frequency、以下、ＩＦという。）フィルタ
１６に供給する。ＩＦフィルタ１１６は、選局、すなわ
ち中間周波数信号から近接チャンネルの信号を除去し
て、復調器１７に供給する。
ナ１１を介して、希望波のＲＦ信号を受信し、アンテナ
１１は、ＲＦ入力信号を低雑音増幅器（low noise ampl
ifier、以下ＬＮＡという。）１２に供給する。ＬＮＡ
１２で増幅された信号は、バンドパスフィルタ（band p
ass filter、以下、ＢＰＦという。）１３に供給され、
ＢＰＦ１３は、所定の周波数帯域の信号を通過させる。
ＢＰＦ１３の出力は、混合器１４に供給され、混合器１
４は、ＢＰＦ１３からの所定の周波数帯域のＲＦ入力信
号と、局部発振器１５からの搬送波とを混合することに
よって、所定の周波数帯域のＲＦ入力信号を、中間周波
数信号に変換し、この中間周波数信号を中間周波数（in
termediate frequency、以下、ＩＦという。）フィルタ
１６に供給する。ＩＦフィルタ１１６は、選局、すなわ
ち中間周波数信号から近接チャンネルの信号を除去し
て、復調器１７に供給する。
【００２３】復調器１７は、送信側の変調方式に対応し
た復調方式によって、中間周波数信号を復調して、得ら
れる復調信号をディジタル信号処理器（digital signal
processor、以下ＤＳＰという。）１８及び監視及び制
御回路１９に供給する。監視及び制御回路１９は、復調
器１７からの復調信号のレベル及び／又はＤＳＰ１８か
らのディジタル信号処理が施されたデータを検出する。
た復調方式によって、中間周波数信号を復調して、得ら
れる復調信号をディジタル信号処理器（digital signal
processor、以下ＤＳＰという。）１８及び監視及び制
御回路１９に供給する。監視及び制御回路１９は、復調
器１７からの復調信号のレベル及び／又はＤＳＰ１８か
らのディジタル信号処理が施されたデータを検出する。
【００２４】本発明を適用したこの実施例では、監視及
び制御回路１９は、復調器１７からの復調信号を監視
し、希望波の入力信号レベルに基づいて、電流源２０，
２１を制御する制御信号を出力する。具体的には、復調
信号のレベルが所定の閾値よりも小さいときには、監視
及び制御回路１９は、ハイレベルの制御信号を出力し
て、電流源２０，２１がそれぞれ最大電流を混合器１
４、ＬＮＡ１２に供給するように制御する。一方、復調
信号のレベルが所定の閾値よりも大きいときには、監視
及び制御回路１９は、ローレベルの制御信号を電流源２
０，２１に出力して、電流源２０，２１がそれぞれ少な
い電流を混合器１４、ＬＮＡ１２に供給するように制御
する。かくして、混合器１４の直流電流を、アンテナ１
１で受信される元のＲＦ入力信号のレベルに基づいて、
調整することができる。
び制御回路１９は、復調器１７からの復調信号を監視
し、希望波の入力信号レベルに基づいて、電流源２０，
２１を制御する制御信号を出力する。具体的には、復調
信号のレベルが所定の閾値よりも小さいときには、監視
及び制御回路１９は、ハイレベルの制御信号を出力し
て、電流源２０，２１がそれぞれ最大電流を混合器１
４、ＬＮＡ１２に供給するように制御する。一方、復調
信号のレベルが所定の閾値よりも大きいときには、監視
及び制御回路１９は、ローレベルの制御信号を電流源２
０，２１に出力して、電流源２０，２１がそれぞれ少な
い電流を混合器１４、ＬＮＡ１２に供給するように制御
する。かくして、混合器１４の直流電流を、アンテナ１
１で受信される元のＲＦ入力信号のレベルに基づいて、
調整することができる。
【００２５】また、本発明を適用した実施例では、監視
及び制御回路１９は、ＤＳＰ１８から出力されるディジ
タル信号処理が施された入力信号のデータが供給され、
このデータのビットエラーレート（bit error rate、以
下、ＢＥＲという。）に基づいて、ハイレベルの制御信
号を出力するか、ローレベルの制御信号を出力するかを
決定するようになっている。具体的には、監視及び制御
回路１９は、ＢＥＲが所定の閾値よりも小さいときに
は、ハイレベルの制御信号を出力し、ＢＥＲが所定の閾
値よりも大きいときには、ローレベルの制御信号を出力
する。そして、電流源２０，２１は、上述したのと同様
に、監視及び制御回路１９からの制御信号に基づいて直
流電流を増減して、混合器１４、ＬＮＡ１２にそれぞれ
供給する。
及び制御回路１９は、ＤＳＰ１８から出力されるディジ
タル信号処理が施された入力信号のデータが供給され、
このデータのビットエラーレート（bit error rate、以
下、ＢＥＲという。）に基づいて、ハイレベルの制御信
号を出力するか、ローレベルの制御信号を出力するかを
決定するようになっている。具体的には、監視及び制御
回路１９は、ＢＥＲが所定の閾値よりも小さいときに
は、ハイレベルの制御信号を出力し、ＢＥＲが所定の閾
値よりも大きいときには、ローレベルの制御信号を出力
する。そして、電流源２０，２１は、上述したのと同様
に、監視及び制御回路１９からの制御信号に基づいて直
流電流を増減して、混合器１４、ＬＮＡ１２にそれぞれ
供給する。
【００２６】上述したように、この受信機１０では、Ｌ
ＮＡ１２、混合器１４に対する直流電流を、受信入力信
号のレベルに基づいて、小さくなるように制御し、それ
に伴ってゲインを下げる。すなわち、本発明では、受信
機に入力される信号の強度に基づいて、混合器の動作直
流電流を制御する。
ＮＡ１２、混合器１４に対する直流電流を、受信入力信
号のレベルに基づいて、小さくなるように制御し、それ
に伴ってゲインを下げる。すなわち、本発明では、受信
機に入力される信号の強度に基づいて、混合器の動作直
流電流を制御する。
【００２７】ここで、混合器１４、及びこの混合器１４
に対する直流電流を制御する電流源２０の具体的な回路
構成について、図２を参照しながら説明する。
に対する直流電流を制御する電流源２０の具体的な回路
構成について、図２を参照しながら説明する。
【００２８】混合器１４は、図２に示すように、トラン
ジスタＴ3，Ｔ4，Ｔ5，Ｔ6，Ｔ7，Ｔ8を備え、従来の混
合器と同じ構成を有し、ＲＦ信号とＩＦ信号を混合す
る。電流源２０は、同じく図２に示すように、図１に示
す監視及び制御回路１９からの信号に基づいて制御され
る基準電流回路２５と、トランジスタＴ1，Ｔ2とを備
え、基準電流回路２５は、監視及び制御回路１９からの
制御信号に基づいて、制御電流を出力して、混合器１４
に流れる直流電流を制御する。具体的には、電流源２０
は、カレントミラー回路からなり、基準電源回路２５
は、監視及び制御回路１９からの制御信号に基づいて、
希望波の入力信号レベルを示す制御電流をトランジスタ
Ｔ1に流すことによって、同じ値の電流をトランジスタ
Ｔ2に流す。混合器１４は、電流源２０を備えたギルバ
ートゲインセル（Gilbert gain cell）からなり、トラ
ンジスタＴ2を流れる電流で動作し、ＲＦ信号とＩＦ信
号を混合する。
ジスタＴ3，Ｔ4，Ｔ5，Ｔ6，Ｔ7，Ｔ8を備え、従来の混
合器と同じ構成を有し、ＲＦ信号とＩＦ信号を混合す
る。電流源２０は、同じく図２に示すように、図１に示
す監視及び制御回路１９からの信号に基づいて制御され
る基準電流回路２５と、トランジスタＴ1，Ｔ2とを備
え、基準電流回路２５は、監視及び制御回路１９からの
制御信号に基づいて、制御電流を出力して、混合器１４
に流れる直流電流を制御する。具体的には、電流源２０
は、カレントミラー回路からなり、基準電源回路２５
は、監視及び制御回路１９からの制御信号に基づいて、
希望波の入力信号レベルを示す制御電流をトランジスタ
Ｔ1に流すことによって、同じ値の電流をトランジスタ
Ｔ2に流す。混合器１４は、電流源２０を備えたギルバ
ートゲインセル（Gilbert gain cell）からなり、トラ
ンジスタＴ2を流れる電流で動作し、ＲＦ信号とＩＦ信
号を混合する。
【００２９】つぎに、図１に示す監視及び制御回路１９
の具体的な動作を、図３に示すフローチャートを用いて
説明する。
の具体的な動作を、図３に示すフローチャートを用いて
説明する。
【００３０】ステップＳ１において、監視及び制御回路
１９は、ＬＮＡ１２、混合器１４の直流電流がそれぞれ
最大となるように、電流源２０，２１を制御する。
１９は、ＬＮＡ１２、混合器１４の直流電流がそれぞれ
最大となるように、電流源２０，２１を制御する。
【００３１】ステップＳ２において、監視及び制御回路
１９は、復調器１７からの復調信号のレベルが所定の閾
値よりも大きいかを判定し、該当するときはステップＳ
５に進み、該当しないときはステップＳ３に進む。
１９は、復調器１７からの復調信号のレベルが所定の閾
値よりも大きいかを判定し、該当するときはステップＳ
５に進み、該当しないときはステップＳ３に進む。
【００３２】ステップＳ３において、監視及び制御回路
１９は、ＬＮＡ１２がオフし、例えばＬＮＡ１２の直流
電流をそのゲインが１となるように減少するとともに、
混合器１４の直流電流が少なくなるように、電流源２
０，２１を制御する。
１９は、ＬＮＡ１２がオフし、例えばＬＮＡ１２の直流
電流をそのゲインが１となるように減少するとともに、
混合器１４の直流電流が少なくなるように、電流源２
０，２１を制御する。
【００３３】ステップＳ４において、監視及び制御回路
１９は、所定の時間ｔ2待機した後、ステップＳ１に戻
る。すなわち、ステップＳ１〜Ｓ４のループでは監視及
び制御回路１９は、ＬＮＡ１２、混合器１４の直流電流
の最大にした後、ｔ2時間減少させた状態とする動作を
繰り返す。
１９は、所定の時間ｔ2待機した後、ステップＳ１に戻
る。すなわち、ステップＳ１〜Ｓ４のループでは監視及
び制御回路１９は、ＬＮＡ１２、混合器１４の直流電流
の最大にした後、ｔ2時間減少させた状態とする動作を
繰り返す。
【００３４】ステップＳ５において、監視及び制御回路
１９は、所定の時間ｔ1待機する。ステップＳ６におい
て、監視及び制御回路１９は、ＤＳＰ１８から出力され
るディジタル信号処理された入力信号のデータのＢＥＲ
が許容できるか、すなわち所定の閾値よりも小さいかを
判定し、該当するときはステップＳ７に進み、該当しな
いときはステップＳ３に進み、このステップＳ３におい
て、監視及び制御回路１９は、上述したように、ＬＮＡ
１２がオフとなるとともに、混合器１４の直流電流が少
なくなるように、電流源２０，２１を制御する。
１９は、所定の時間ｔ1待機する。ステップＳ６におい
て、監視及び制御回路１９は、ＤＳＰ１８から出力され
るディジタル信号処理された入力信号のデータのＢＥＲ
が許容できるか、すなわち所定の閾値よりも小さいかを
判定し、該当するときはステップＳ７に進み、該当しな
いときはステップＳ３に進み、このステップＳ３におい
て、監視及び制御回路１９は、上述したように、ＬＮＡ
１２がオフとなるとともに、混合器１４の直流電流が少
なくなるように、電流源２０，２１を制御する。
【００３５】ステップＳ７において、監視及び制御回路
１９は、ＬＮＡ１２がオフし、混合器１４の直流電流が
最大となるように電流源２０，２１を制御する。
１９は、ＬＮＡ１２がオフし、混合器１４の直流電流が
最大となるように電流源２０，２１を制御する。
【００３６】ステップＳ８において、監視及び制御回路
１９は、再び入力信号のデータのＢＥＲが許容できるか
を判定し、該当するときはステップＳ９に進み、該当し
ないときはステップＳ１に戻り、このステップＳ１にお
いて、ＬＮＡ１２、混合器１４の直流電流が最大となる
ように、電流源２０，２１を制御する。
１９は、再び入力信号のデータのＢＥＲが許容できるか
を判定し、該当するときはステップＳ９に進み、該当し
ないときはステップＳ１に戻り、このステップＳ１にお
いて、ＬＮＡ１２、混合器１４の直流電流が最大となる
ように、電流源２０，２１を制御する。
【００３７】ステップＳ９において、監視及び制御回路
１９は、混合器１４の直流電流が減少するように、電流
源２０を制御する。ステップＳ１０において、監視及び
制御回路１９は、入力信号のデータのＢＥＲが許容でき
るかを判定し、該当するときはステップＳ１１に進み、
該当しないときはステップＳ７に戻り、このステップＳ
において、監視及び制御回路１９は、ＬＮＡ１２がオフ
し、混合器１４の直流電流が最大となるように、電流源
２０，２１を制御する。
１９は、混合器１４の直流電流が減少するように、電流
源２０を制御する。ステップＳ１０において、監視及び
制御回路１９は、入力信号のデータのＢＥＲが許容でき
るかを判定し、該当するときはステップＳ１１に進み、
該当しないときはステップＳ７に戻り、このステップＳ
において、監視及び制御回路１９は、ＬＮＡ１２がオフ
し、混合器１４の直流電流が最大となるように、電流源
２０，２１を制御する。
【００３８】ステップＳ１１において、監視及び制御回
路１９は、所定の時間ｔ3待機した後、ステップＳ１０
に戻り、このステップＳ１０のおいて、入力信号のデー
タのＢＥＲが許容できるかを判定する。以上の動作によ
って、混合器１４の直流電流を節約することができる。
路１９は、所定の時間ｔ3待機した後、ステップＳ１０
に戻り、このステップＳ１０のおいて、入力信号のデー
タのＢＥＲが許容できるかを判定する。以上の動作によ
って、混合器１４の直流電流を節約することができる。
【００３９】上述したように、本発明を適用した受信機
では、復調された入力信号のＢＥＲに基づいて、ＬＡＮ
及び混合器の直流電流を制御することにより、混合器で
不要に消費される電流を減らすことができるとともに、
受信機が機能している間、混合器を、適切な動作レベル
に維持することができる。
では、復調された入力信号のＢＥＲに基づいて、ＬＡＮ
及び混合器の直流電流を制御することにより、混合器で
不要に消費される電流を減らすことができるとともに、
受信機が機能している間、混合器を、適切な動作レベル
に維持することができる。
【００４０】また、本発明を適用した受信機では、入力
信号のレベルを監視することにより、混合器の直流電流
のレベルを、混合器で不要に消費される電流がないよう
に調整することができる。また、同時に、混合器の直流
電流のレベルを可変にすることによって、縦続（カスケ
ード）接続された受信機における全体の入力インターセ
プトポイントＩＩＰTOTを改善又は一定にするような動
作レベルに、混合器を維持することができる。
信号のレベルを監視することにより、混合器の直流電流
のレベルを、混合器で不要に消費される電流がないよう
に調整することができる。また、同時に、混合器の直流
電流のレベルを可変にすることによって、縦続（カスケ
ード）接続された受信機における全体の入力インターセ
プトポイントＩＩＰTOTを改善又は一定にするような動
作レベルに、混合器を維持することができる。
【００４１】ところで、縦続接続の受信機では、第１段
目の入力インターセプトポイントＩＩＰ1が−５ｄＢｍ
であり、そのゲインＧ1が２７ｄＢのとき、第２段目の
入力インターセプトポイントＩＩＰ2は−２０ｄＢｍで
あり、全体の入力インターセプトポイントＩＩＰ
TOTは、式（２）によって、−４７ｄＢｍとなる。
目の入力インターセプトポイントＩＩＰ1が−５ｄＢｍ
であり、そのゲインＧ1が２７ｄＢのとき、第２段目の
入力インターセプトポイントＩＩＰ2は−２０ｄＢｍで
あり、全体の入力インターセプトポイントＩＩＰ
TOTは、式（２）によって、−４７ｄＢｍとなる。
【００４２】第２段目の入力インターセプトポイントＩ
ＩＰ2が＋１０ｄＢｍのとき、全体の入力インターセプ
トポイントＩＩＰTOTは、−１７．３ｄＢｍ〜−３２．
０ｄＢｍの範囲内にある。第２段目の入力インターセプ
トポイントＩＩＰ2が、例えば−２０ｄＢｍ等の−１
７．３ｄＢｍ〜−３２．０ｄＢｍの範囲内にあるとき
は、縦続接続された全体の入力インターセプトポイント
ＩＩＰTOTは、−４７．０ｄＢｍ〜−３２．０ｄＢｍの
範囲内にある。
ＩＰ2が＋１０ｄＢｍのとき、全体の入力インターセプ
トポイントＩＩＰTOTは、−１７．３ｄＢｍ〜−３２．
０ｄＢｍの範囲内にある。第２段目の入力インターセプ
トポイントＩＩＰ2が、例えば−２０ｄＢｍ等の−１
７．３ｄＢｍ〜−３２．０ｄＢｍの範囲内にあるとき
は、縦続接続された全体の入力インターセプトポイント
ＩＩＰTOTは、−４７．０ｄＢｍ〜−３２．０ｄＢｍの
範囲内にある。
【００４３】第２段目の入力インターセプトポイントＩ
ＩＰ2が実際上の範囲、例えば−２０ｄＢｍ〜０ｄＢｍ
内にあれば、受信機全体の入力インターセプトポイント
ＩＩＰTOTは悪化しない。なお、上述したレベルにおい
て、縦続接続された受信機全体の入力インターセプトポ
イントＩＩＰTOTが急速に悪化するときは、第１段目の
ゲイン及び入力インターセプトポイントＩＩＰ1をさら
に小さくする。すなわち、混合器に対する直流電流を低
減する。混合器に対する直流電流を低減することによっ
て、その段の入力インターセプトポイントＩＩＰは、必
然的に悪化するが、受信機全体の特性、例えば全体の入
力インターセプトポイントＩＩＰTOTは、著しく悪化す
ることはない。
ＩＰ2が実際上の範囲、例えば−２０ｄＢｍ〜０ｄＢｍ
内にあれば、受信機全体の入力インターセプトポイント
ＩＩＰTOTは悪化しない。なお、上述したレベルにおい
て、縦続接続された受信機全体の入力インターセプトポ
イントＩＩＰTOTが急速に悪化するときは、第１段目の
ゲイン及び入力インターセプトポイントＩＩＰ1をさら
に小さくする。すなわち、混合器に対する直流電流を低
減する。混合器に対する直流電流を低減することによっ
て、その段の入力インターセプトポイントＩＩＰは、必
然的に悪化するが、受信機全体の特性、例えば全体の入
力インターセプトポイントＩＩＰTOTは、著しく悪化す
ることはない。
【００４４】以上の説明からも明らかなように、第１段
目のゲイン及び入力インターセプトポイントＩＩＰが小
さくなると、入力インターセプトポイントの計算におけ
る変化はデシベル毎に変化し、混合器の電流を小さくす
ると、縦続接続された受信機の第２段目の入力インター
セプトポイントＩＩＰ2は、相対的に第１段目に比して
非常に大きくなるにもかかわらず、受信機全体の入力イ
ンターセプトポイントＩＩＰTOTは悪化しない。そし
て、上述したように、混合器に対する直流電流は、受信
機の入力インターセプトポイントＩＩＰTOTに影響を与
えることなく、低減することができ、それによって、受
信機の消費電力を減らすことができる。
目のゲイン及び入力インターセプトポイントＩＩＰが小
さくなると、入力インターセプトポイントの計算におけ
る変化はデシベル毎に変化し、混合器の電流を小さくす
ると、縦続接続された受信機の第２段目の入力インター
セプトポイントＩＩＰ2は、相対的に第１段目に比して
非常に大きくなるにもかかわらず、受信機全体の入力イ
ンターセプトポイントＩＩＰTOTは悪化しない。そし
て、上述したように、混合器に対する直流電流は、受信
機の入力インターセプトポイントＩＩＰTOTに影響を与
えることなく、低減することができ、それによって、受
信機の消費電力を減らすことができる。
【００４５】すなわち、上述したように、本発明を適用
した受信機では、受信機の消費電力を、受信信号の信号
対雑音比を著しく悪化させることなく、大幅に低減する
ことができる。また、本発明を適用した受信機では、ア
ンテナからの希望波の入力信号レベルに基づいて、消費
電力を減らすことができる。したがって、受信機内の混
合器の直流電流を細かく制御することによって、受信機
を、混合器が常に正常な状態となるように、動作させる
ことができる。
した受信機では、受信機の消費電力を、受信信号の信号
対雑音比を著しく悪化させることなく、大幅に低減する
ことができる。また、本発明を適用した受信機では、ア
ンテナからの希望波の入力信号レベルに基づいて、消費
電力を減らすことができる。したがって、受信機内の混
合器の直流電流を細かく制御することによって、受信機
を、混合器が常に正常な状態となるように、動作させる
ことができる。
【００４６】なお、本発明は、上述した具体的な実施例
に限定されるものではなく、特許請求の範囲の主旨から
逸脱しない範囲で、様々な変形が可能であることは言う
までもない。
に限定されるものではなく、特許請求の範囲の主旨から
逸脱しない範囲で、様々な変形が可能であることは言う
までもない。
【００４７】
【発明の効果】以上の説明でも明らかなように、本発明
に係る通信装置は、直流電流で動作し、希望波の入力信
号が供給される混合手段と、希望波の入力信号を検出
し、この入力信号に基づいて、制御信号を出力する信号
検出手段と、信号検出手段からの制御信号に基づいて、
入力信号のレベルを検出し、この入力信号のレベルに基
づいて、混合手段の直流電流を調整する制御手段とを備
え、希望波の入力信号のレベルに基づいて、混合手段の
直流消費電力を調整することにより、例えば移動通信装
置の受信機における混合器の直流消費電力を従来の装置
に比して低減することができる。
に係る通信装置は、直流電流で動作し、希望波の入力信
号が供給される混合手段と、希望波の入力信号を検出
し、この入力信号に基づいて、制御信号を出力する信号
検出手段と、信号検出手段からの制御信号に基づいて、
入力信号のレベルを検出し、この入力信号のレベルに基
づいて、混合手段の直流電流を調整する制御手段とを備
え、希望波の入力信号のレベルに基づいて、混合手段の
直流消費電力を調整することにより、例えば移動通信装
置の受信機における混合器の直流消費電力を従来の装置
に比して低減することができる。
【図１】 本発明を適用した受信機の一部の具体的な構
成をブロック図である。
成をブロック図である。
【図２】 受信機の混合器の具体的な回路構成を示す回
路図である。
路図である。
【図３】 監視及び制御回路の具体的な動作を説明する
ためのフローチャートである。
ためのフローチャートである。
１１ アンテナ、１２ 低雑音増幅器、１４ 混合器、
１７ 復調器、１８ ディジタル信号処理器、１９ 監
視及び制御回路、２０，２１ 電流源
１７ 復調器、１８ ディジタル信号処理器、１９ 監
視及び制御回路、２０，２１ 電流源
Claims (8)
- 【請求項１】 直流電流で動作し、入力信号が供給され
る混合手段と、 上記入力信号を検出し、該入力信号に基づいて、制御信
号を出力する信号検出手段と、 上記信号検出手段からの制御信号に基づいて、入力信号
のレベルを検出し、該入力信号のレベルに基づいて、上
記混合手段の直流電流を調整する制御手段とを備える通
信装置。 - 【請求項２】 上記制御手段は、カレントミラー回路か
らなり、上記信号検出手段からの制御信号に基づいて、
所定の直流電流を出力することを特徴とする請求項１に
記載の通信装置。 - 【請求項３】 上記所定の直流電流は、第１及び第２の
所定の直流電流からなり、上記カレントミラー回路は、
上記信号検出手段からの制御信号に基づいて、第１又は
第２の所定の直流電流を出力することを特徴とする請求
項２に記載の通信装置。 - 【請求項４】 上記信号検出手段は、上記入力信号のビ
ットエラーレートに基づいて、制御信号を出力すること
を特徴とする請求項１に記載の通信装置。 - 【請求項５】 受信機で受信される入力信号を監視する
ステップと、 上記入力信号に基づいて、入力信号のレベルを示す制御
信号を生成するステップと、 上記制御信号に基づいて、上記受信機の混合器の直流電
力レベルを調整するステップとを有し、 受信機の混合器の直流電力レベルを動的に変化させる混
合器の直流電力制御方法。 - 【請求項６】 上記混合器の直流電力レベルを調整する
ステップは、上記制御信号に基づいて、混合器の直流電
力レベルを所定の電力レベルにすることを含むことを特
徴とする請求項５に記載の混合器の直流電力制御方法。 - 【請求項７】 上記所定の電力レベルは、第１と第２の
レベルを含むことを特徴とする請求項６に記載の混合器
の直流電力制御方法。 - 【請求項８】 上記入力信号を監視するステップは、入
力信号のビットエラーレートを検出するステップを含む
ことを特徴とする請求項５に記載の混合器の直流電力制
御方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US81865697A | 1997-03-14 | 1997-03-14 | |
| US08/818656 | 1997-03-14 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH118564A true JPH118564A (ja) | 1999-01-12 |
Family
ID=25226078
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10065605A Withdrawn JPH118564A (ja) | 1997-03-14 | 1998-03-16 | 通信装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH118564A (ja) |
| KR (1) | KR19980080197A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6711395B1 (en) | 1999-10-21 | 2004-03-23 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Receiving module and receiver |
| US6847807B1 (en) | 1999-06-29 | 2005-01-25 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Transmission circuit and radio transmission apparatus |
| JP2008306296A (ja) * | 2007-06-05 | 2008-12-18 | Mitsubishi Electric Corp | ミクサ回路 |
-
1998
- 1998-03-12 KR KR1019980008380A patent/KR19980080197A/ko not_active Withdrawn
- 1998-03-16 JP JP10065605A patent/JPH118564A/ja not_active Withdrawn
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6847807B1 (en) | 1999-06-29 | 2005-01-25 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Transmission circuit and radio transmission apparatus |
| US6711395B1 (en) | 1999-10-21 | 2004-03-23 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Receiving module and receiver |
| JP2008306296A (ja) * | 2007-06-05 | 2008-12-18 | Mitsubishi Electric Corp | ミクサ回路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR19980080197A (ko) | 1998-11-25 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6498926B1 (en) | Programmable linear receiver having a variable IIP3 point | |
| US6175279B1 (en) | Amplifier with adjustable bias current | |
| CN100407583C (zh) | 可编程动态范围接收机 | |
| EP2215730B1 (en) | Degenerated passive mixer in saw-less receiver | |
| US6208849B1 (en) | Receiver with suppressed intermodulation distortion and method for operating the same | |
| JP4787300B2 (ja) | 受信器の干渉イミュニティを向上させる方法および装置 | |
| US6980786B1 (en) | Adaptive receiver system that adjusts to the level of interfering signals | |
| US6781467B2 (en) | High linearity low noise amplifier | |
| JPH10173453A (ja) | 高周波可変利得増幅装置および無線通信装置 | |
| US20030232609A1 (en) | Switchable gain amplifier | |
| KR20010041252A (ko) | 제어형 수신 장치와 그 제어 방법 | |
| US7127268B2 (en) | Radio transmission apparatus and radio transmission method | |
| JP4706871B2 (ja) | ダイバーシティ受信装置及びその利得調整方法 | |
| US5873046A (en) | System for communicating in analog or digital mode and mobile station employing the same | |
| US8204469B2 (en) | Low-noise mixer | |
| JPH118564A (ja) | 通信装置 | |
| US6393259B1 (en) | Amplifier circuit and transceiver | |
| JP3432262B2 (ja) | 無線電話装置 | |
| JPH08130428A (ja) | 可変利得増幅器 | |
| US7493097B2 (en) | High dynamic range compact mixer output stage for a wireless receiver | |
| US20070018727A1 (en) | Variable gain amplifier and wireless communication apparatus including the same | |
| JP2001111369A (ja) | 利得制御増幅回路、ミクサ回路及びそれらを用いた受信機、送信機 | |
| KR100592589B1 (ko) | 수신기의 상호변조 신호 발생을 억제할 수 있는자동이득제어 장치 및 그 방법 | |
| JP2001320286A (ja) | 低速周波数ホッピング無線装置の電力制御方法 | |
| JP2001028553A (ja) | 無線装置とその利得の制御方法 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20050607 |