JP2000055943A - 実効値測定方法及び装置 - Google Patents
実効値測定方法及び装置Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】例えば波高率の高い入力信号の実効値を正確且
つ簡単に求めることができる実効値測定方法及び装置を
提供すること。 【解決手段】時間的に変化する被測定入力信号を非線形
伝達関数の増幅器１４で増幅し、その出力をADC１６で
デジタルサンプルを得て、非線形伝達関数を補償器１８
で補償した後、実効値変換器２０で連続的に実効値を求
める。
つ簡単に求めることができる実効値測定方法及び装置を
提供すること。 【解決手段】時間的に変化する被測定入力信号を非線形
伝達関数の増幅器１４で増幅し、その出力をADC１６で
デジタルサンプルを得て、非線形伝達関数を補償器１８
で補償した後、実効値変換器２０で連続的に実効値を求
める。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、時間的に変化する
非直流入力信号の実効値（ＲＭＳ）を測定する方法及び
装置に関する。
非直流入力信号の実効値（ＲＭＳ）を測定する方法及び
装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】電気信号の電圧を測定する際に、電圧が
時間的に急速に変化する場合であっても、電圧値を１つ
の数値で表わすのが有効である。一般的な測定の１つ
は、ピーク（尖頭）値であり、これは信号の最大振幅値
を表わす。例えば、正弦波信号の場合には、ピーク値
は、正弦波の最大値及び最小値間の電圧差の１／２（半
分）である。
時間的に急速に変化する場合であっても、電圧値を１つ
の数値で表わすのが有効である。一般的な測定の１つ
は、ピーク（尖頭）値であり、これは信号の最大振幅値
を表わす。例えば、正弦波信号の場合には、ピーク値
は、正弦波の最大値及び最小値間の電圧差の１／２（半
分）である。
【０００３】また、時として、時間的に変化する電圧を
直流（ＤＣ）電圧と等価である、ある種の平均値で表わ
すのが有効である。その理由は、等価直流が電圧を抵抗
に印加した場合に発生するエネルギー損失及び発熱を決
定するからである。一定時間にわたる電圧の単純な数学
的平均値は、一般に有用ではない。その理由は、例えば
正及び負の値間で正弦波状に変化する（ＡＣ）信号は、
時間的に平均すると略０となる為である。そこで、時間
的に変化する電圧を表わすより有効な値は、実効値（Ｒ
ＭＳ）、即ち一定時間にわたる瞬時値の２乗の和の平方
根の平均値である。ここで、信号電圧の実効値とピーク
値との比は、「波高率」（ｃrest factor）と称されるこ
とは当業者に周知のとおりである。
直流（ＤＣ）電圧と等価である、ある種の平均値で表わ
すのが有効である。その理由は、等価直流が電圧を抵抗
に印加した場合に発生するエネルギー損失及び発熱を決
定するからである。一定時間にわたる電圧の単純な数学
的平均値は、一般に有用ではない。その理由は、例えば
正及び負の値間で正弦波状に変化する（ＡＣ）信号は、
時間的に平均すると略０となる為である。そこで、時間
的に変化する電圧を表わすより有効な値は、実効値（Ｒ
ＭＳ）、即ち一定時間にわたる瞬時値の２乗の和の平方
根の平均値である。ここで、信号電圧の実効値とピーク
値との比は、「波高率」（ｃrest factor）と称されるこ
とは当業者に周知のとおりである。
【０００４】時間的に変化する入力信号の実効値を決定
するシステムは実効値変換器（コンバータ）と称され、
その一般的な形式は、本願特許出願人に譲渡された米国
特許第４，３８９，７０８号に開示されている対数―反
対数実効値変換器である。
するシステムは実効値変換器（コンバータ）と称され、
その一般的な形式は、本願特許出願人に譲渡された米国
特許第４，３８９，７０８号に開示されている対数―反
対数実効値変換器である。
【０００５】電気計測器は、典型的にある有限の範囲内
で正確であるが、その理由の１つは、計測器に使用する
回路部品（コンポーネント）は、ある有限範囲のみで線
形である為である。従って、波高率の高い、即ち実効値
よりも十分に大きいピーク値を有する信号の測定は困難
である。大きいピーク値の不正確な測定が計算した実効
値の精度に悪影響を及ぼす為である。
で正確であるが、その理由の１つは、計測器に使用する
回路部品（コンポーネント）は、ある有限範囲のみで線
形である為である。従って、波高率の高い、即ち実効値
よりも十分に大きいピーク値を有する信号の測定は困難
である。大きいピーク値の不正確な測定が計算した実効
値の精度に悪影響を及ぼす為である。
【０００６】波高率の限界を拡げる為のアナログ利得補
正方法が知られているが、斯かる方法はアナログ実効値
変換器の前端で利得を切替える必要がある。この利得切
替えは、セトリングタイム、オーバーシュート及び低電
圧での精度の問題を生じる。範囲と測定装置（デバイ
ス）の精度の両方を拡げるには、一層複雑且つ高価な部
品及び回路が必要となる。
正方法が知られているが、斯かる方法はアナログ実効値
変換器の前端で利得を切替える必要がある。この利得切
替えは、セトリングタイム、オーバーシュート及び低電
圧での精度の問題を生じる。範囲と測定装置（デバイ
ス）の精度の両方を拡げるには、一層複雑且つ高価な部
品及び回路が必要となる。
【０００７】他の方法として、一方は高入力電圧を処理
し、他方は低入力電圧を処理する２個の実効値変換器を
使用する。そして、両実効値変換器の出力は、適当なス
ケーリングを有するアナログ加算器で合成される。しか
し、２個の実効値変換器を使用すると、装置が高価且つ
大型化する。
し、他方は低入力電圧を処理する２個の実効値変換器を
使用する。そして、両実効値変換器の出力は、適当なス
ケーリングを有するアナログ加算器で合成される。しか
し、２個の実効値変換器を使用すると、装置が高価且つ
大型化する。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】波高率制限の問題は、
実効値を決定する前に入力信号をデジタル値に変換する
実効値変換器の場合に特に顕著となる。大きいピーク値
をデジタル的に処理し、アナログ信号からデジタル値に
変換する為に必要な付加能力は、高価であり且つ殆んど
使用されない。その理由は、大部分の信号は、最大予想
ピーク値より十分低い為である。
実効値を決定する前に入力信号をデジタル値に変換する
実効値変換器の場合に特に顕著となる。大きいピーク値
をデジタル的に処理し、アナログ信号からデジタル値に
変換する為に必要な付加能力は、高価であり且つ殆んど
使用されない。その理由は、大部分の信号は、最大予想
ピーク値より十分低い為である。
【０００９】従って、本発明の目的は、波高率の高い時
間的に変化する信号を実効値に容易且つ正確に変換可能
な実効値測定方法及び装置を提供することである。
間的に変化する信号を実効値に容易且つ正確に変換可能
な実効値測定方法及び装置を提供することである。
【００１０】本発明の他の目的は、ダイナミックレンジ
の比較的狭い部品が使用可能な実効値測定方法及び装置
を提供することである。
の比較的狭い部品が使用可能な実効値測定方法及び装置
を提供することである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明の実効値測定方法
及び装置によると、入力信号を実効値変換器の前段で処
理し且つ時間変化する電気信号の実効値を決定する。本
発明によると、時間変化する入力信号は、非線形（ノン
ユニフォーム）傾斜の伝達関数を有する増幅器により処
理される。入力信号の高電圧部分は、低電圧部分よりも
低い増幅率（ゲイン）で増幅されて、増幅器からの出力
信号の最大電圧を低減する。
及び装置によると、入力信号を実効値変換器の前段で処
理し且つ時間変化する電気信号の実効値を決定する。本
発明によると、時間変化する入力信号は、非線形（ノン
ユニフォーム）傾斜の伝達関数を有する増幅器により処
理される。入力信号の高電圧部分は、低電圧部分よりも
低い増幅率（ゲイン）で増幅されて、増幅器からの出力
信号の最大電圧を低減する。
【００１２】この出力信号の実効値を決定する為に処理
する際に、上述した伝達関数の非線形傾斜を補償する処
理を加える。このように非線形傾斜の伝達関数と非線形
補償処理工程を使用することにより、測定装置の波高率
は、増幅器の後段の部品のダイナミックレンジを増加す
ることなく、増加される。
する際に、上述した伝達関数の非線形傾斜を補償する処
理を加える。このように非線形傾斜の伝達関数と非線形
補償処理工程を使用することにより、測定装置の波高率
は、増幅器の後段の部品のダイナミックレンジを増加す
ることなく、増加される。
【００１３】好適実施形態例では、伝達関数は、所定振
幅の電圧で傾斜変化点を有するラインである。このライ
ンの傾斜は、所定振幅以上で低下し、これにより大信号
に対する増幅器出力電圧値が低下する。この増幅器出力
は、アナログデジタル変換器（ＡＤＣ）に供給され、次
にデジタル的に処理されて実効値を得る。このデジタル
処理は、適当なゲインファクタに応じて信号を重み付け
し、時間変化する信号の各部分が適切な実効値計算に貢
献するようにする。
幅の電圧で傾斜変化点を有するラインである。このライ
ンの傾斜は、所定振幅以上で低下し、これにより大信号
に対する増幅器出力電圧値が低下する。この増幅器出力
は、アナログデジタル変換器（ＡＤＣ）に供給され、次
にデジタル的に処理されて実効値を得る。このデジタル
処理は、適当なゲインファクタに応じて信号を重み付け
し、時間変化する信号の各部分が適切な実効値計算に貢
献するようにする。
【００１４】従って、本発明は、入力信号の大部分であ
る低電圧レベルでの精度を維持しつつ、滅多に生じない
波高率の高い信号のピーク値を扱うことができる。本発
明により得られる波高率の高い実効値測定は、簡単且つ
安価であり、ハンドヘルド型又は小型ベンチトップマル
チメータ用に特に好適である。
る低電圧レベルでの精度を維持しつつ、滅多に生じない
波高率の高い信号のピーク値を扱うことができる。本発
明により得られる波高率の高い実効値測定は、簡単且つ
安価であり、ハンドヘルド型又は小型ベンチトップマル
チメータ用に特に好適である。
【００１５】本発明の要旨は、特許請求の範囲に特に記
載されて請求されているが、その構成、作成及び効果並
びに目的は、次の詳細説明を参照することにより十分理
解できよう。
載されて請求されているが、その構成、作成及び効果並
びに目的は、次の詳細説明を参照することにより十分理
解できよう。
【００１６】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実効値測定方法及
び装置の好適実施形態例の構成及び動作を添付図を参照
して詳細に説明する。
び装置の好適実施形態例の構成及び動作を添付図を参照
して詳細に説明する。
【００１７】本発明の実効値測定方法及び装置の好適実
施形態例は、時間変化する電気信号の実効電圧値を決定
するシステムを備える。図１は、入力信号を得る為に電
圧源８にテストリード６ａ、６ｂを介して結合された本
発明の実効値測定装置、即ち測定器（マルチメータ）４
を示す。この測定器４は、種々の波形の入力信号を取扱
うサービス、据付け及び保守用に使用するよう設計され
ている。当業者には明らかな如く、入力信号源は必ずし
も電圧源である必要はなく、入力信号が適当なコンディ
ショニングされている限り、例えば電流源等の他の信号
源であってもよい。測定器４は、デジタルマルチメー
タ、オシロスコープ又は他の入力信号電圧を測定する測
定器であってもよい。
施形態例は、時間変化する電気信号の実効電圧値を決定
するシステムを備える。図１は、入力信号を得る為に電
圧源８にテストリード６ａ、６ｂを介して結合された本
発明の実効値測定装置、即ち測定器（マルチメータ）４
を示す。この測定器４は、種々の波形の入力信号を取扱
うサービス、据付け及び保守用に使用するよう設計され
ている。当業者には明らかな如く、入力信号源は必ずし
も電圧源である必要はなく、入力信号が適当なコンディ
ショニングされている限り、例えば電流源等の他の信号
源であってもよい。測定器４は、デジタルマルチメー
タ、オシロスコープ又は他の入力信号電圧を測定する測
定器であってもよい。
【００１８】次に、図２は、測定器４のブロック図であ
り、増幅回路１４、ADC１６，補償回路１８、実効値変
換計算器２０及び表示部（ディスプレイ）２２を含んで
いる。
り、増幅回路１４、ADC１６，補償回路１８、実効値変
換計算器２０及び表示部（ディスプレイ）２２を含んで
いる。
【００１９】図３は、本発明の実効値側定方法の好適実
施形態例のステップを示すフローチャートである。ステ
ップ３０は、増幅回路１４の入力に時間変化する電気信
号を印加するステップである。ステップ３２は、増幅器
１４の伝達関数により時間的に変化する電気信号を増幅
するステップである。このステップ３２内のステップ３
２Ａ，３２Ｂ及び３２Ｃは、好適伝達関数に基づき時間
変化電気信号の増幅され方を更に詳細に示す。
施形態例のステップを示すフローチャートである。ステ
ップ３０は、増幅回路１４の入力に時間変化する電気信
号を印加するステップである。ステップ３２は、増幅器
１４の伝達関数により時間的に変化する電気信号を増幅
するステップである。このステップ３２内のステップ３
２Ａ，３２Ｂ及び３２Ｃは、好適伝達関数に基づき時間
変化電気信号の増幅され方を更に詳細に示す。
【００２０】即ち、ステップ３２Ａでは、時間変化電気
信号の電圧値を所定値Ｖpreと比較する。ステップ３２
Ｂでは、信号電圧値がＶpre未満のとき、信号を第１ゲ
インファクタ（利得）Ｇ１で増幅する。ステップ３２Ｃ
では、信号電圧がVpreより大きいとき、信号を第２ゲイ
ンファクタＧ２で増幅して振幅を定数Ｋ倍とする。
信号の電圧値を所定値Ｖpreと比較する。ステップ３２
Ｂでは、信号電圧値がＶpre未満のとき、信号を第１ゲ
インファクタ（利得）Ｇ１で増幅する。ステップ３２Ｃ
では、信号電圧がVpreより大きいとき、信号を第２ゲイ
ンファクタＧ２で増幅して振幅を定数Ｋ倍とする。
【００２１】図４は、好適増幅器１４の伝達関数３４を
示す。所定電圧Ｖpre未満の振幅の入力電圧に対する伝
達関数は増幅器１４のゲインファクタＧ１に対応する傾
斜ｍ１を有する。上述した所定電圧Vpreより大きい振幅
の正入力電圧に対する伝達関数は第２増幅器ゲインＧ２
に対応する傾斜ｍ２を有する。この傾斜を延長するとＹ
（縦）軸と一定値Ｋで交差し、これはVpreに傾斜の差
（ｍ２−ｍ１）を掛けて計算される。このようにして選
定された定数により、伝達関数は連続であり且つ逆関数
を有することを保証する。即ち、増幅器１４からの各出
力値は、唯一の入力値に対応する。伝達関数は、正負電
圧に対して対称であるので、負入力電圧の伝達関数のＹ
軸との交差点はーＫである。
示す。所定電圧Ｖpre未満の振幅の入力電圧に対する伝
達関数は増幅器１４のゲインファクタＧ１に対応する傾
斜ｍ１を有する。上述した所定電圧Vpreより大きい振幅
の正入力電圧に対する伝達関数は第２増幅器ゲインＧ２
に対応する傾斜ｍ２を有する。この傾斜を延長するとＹ
（縦）軸と一定値Ｋで交差し、これはVpreに傾斜の差
（ｍ２−ｍ１）を掛けて計算される。このようにして選
定された定数により、伝達関数は連続であり且つ逆関数
を有することを保証する。即ち、増幅器１４からの各出
力値は、唯一の入力値に対応する。伝達関数は、正負電
圧に対して対称であるので、負入力電圧の伝達関数のＹ
軸との交差点はーＫである。
【００２２】一実施形態例において、所定電圧Vpreは1.
0Vであり、第１増幅器ゲインは1.0であり、第２増幅器
ゲインは0.2であり、定数を計算すると0.8Vとなる。こ
の例で、所定電圧1.0V未満の大きさである0.5Vの入力電
圧に対し、増幅器出力電圧は0.5Vと第１増幅器ゲイン1.
0との積である0.5V×1.0＝0.5Vの出力が得られる。もし
入力電圧が上述した所定電圧1.0Vより大きい3.0Vの場合
には、3.0Vと第２増幅器ゲイン0.2との積である3.0V×
0.2＝0.6Vに定数0.8Vを加算した0.6Ｖ＋0.8Ｖ＝1.4Ｖの
増幅器出力電圧となる。もし、入力電圧が所定電圧1.0V
と一致する場合には、1.0Ｖ×1.0又は1.0Ｖ×0.2＋0.8
Ｖの、いずれの計算式によっても1.0Ｖの出力電圧であ
る。
0Vであり、第１増幅器ゲインは1.0であり、第２増幅器
ゲインは0.2であり、定数を計算すると0.8Vとなる。こ
の例で、所定電圧1.0V未満の大きさである0.5Vの入力電
圧に対し、増幅器出力電圧は0.5Vと第１増幅器ゲイン1.
0との積である0.5V×1.0＝0.5Vの出力が得られる。もし
入力電圧が上述した所定電圧1.0Vより大きい3.0Vの場合
には、3.0Vと第２増幅器ゲイン0.2との積である3.0V×
0.2＝0.6Vに定数0.8Vを加算した0.6Ｖ＋0.8Ｖ＝1.4Ｖの
増幅器出力電圧となる。もし、入力電圧が所定電圧1.0V
と一致する場合には、1.0Ｖ×1.0又は1.0Ｖ×0.2＋0.8
Ｖの、いずれの計算式によっても1.0Ｖの出力電圧であ
る。
【００２３】図３のステップ４０では、増幅回路１４の
出力は、ADC１６によりデジタル信号に変換される。ADC
１６は、増幅器回路１４からの出力をサンプリングし、
それを微小サンプリング時間の間に増幅器出力の電圧値
に対応するデジタル値に変換する。
出力は、ADC１６によりデジタル信号に変換される。ADC
１６は、増幅器回路１４からの出力をサンプリングし、
それを微小サンプリング時間の間に増幅器出力の電圧値
に対応するデジタル値に変換する。
【００２４】ステップ５０では、補償器１８を使用して
増幅器の伝達関数の逆関数により増幅器の出力値を、測
定中の時間変化信号の実際の値を正確に表わす値にデジ
タル的に変換する。このステップ５０を更に詳細に示す
為にステップ50A、50B及び50Cがある。ステップ50Aは、
入力信号がVpre値より大きいか否かの決定（判断）を行
う。もし、入力信号がVpreより小さいと、ステップ50B
にてデジタル値を第１増幅器ゲインで除する。もし、入
力信号がVpreより大きいと、ステップ50Cにてデジタル
値から定数を差引きその結果を第２増幅器ゲインで除す
る。
増幅器の伝達関数の逆関数により増幅器の出力値を、測
定中の時間変化信号の実際の値を正確に表わす値にデジ
タル的に変換する。このステップ５０を更に詳細に示す
為にステップ50A、50B及び50Cがある。ステップ50Aは、
入力信号がVpre値より大きいか否かの決定（判断）を行
う。もし、入力信号がVpreより小さいと、ステップ50B
にてデジタル値を第１増幅器ゲインで除する。もし、入
力信号がVpreより大きいと、ステップ50Cにてデジタル
値から定数を差引きその結果を第２増幅器ゲインで除す
る。
【００２５】上述した例では、Vpreより小さい入力電圧
値は、傾斜が1.0である伝達関数であるので、結果は不
変である。従って補償器１８は、単に1.0で除して、こ
れらデジタル値には全く変化を生じさせない。Vpreより
も大きい時間変化する信号値に対しては、値は増幅回路
１４により変更されていたので、補償器１８は、この変
更された値を時間変化信号の元の値にデジタル的に逆変
換する。この例では、補償器１８は、値から定数（0.
8）を差引き、次に第２増幅器ゲイン（0.2）で割算す
る。
値は、傾斜が1.0である伝達関数であるので、結果は不
変である。従って補償器１８は、単に1.0で除して、こ
れらデジタル値には全く変化を生じさせない。Vpreより
も大きい時間変化する信号値に対しては、値は増幅回路
１４により変更されていたので、補償器１８は、この変
更された値を時間変化信号の元の値にデジタル的に逆変
換する。この例では、補償器１８は、値から定数（0.
8）を差引き、次に第２増幅器ゲイン（0.2）で割算す
る。
【００２６】例えば、もしADCが増幅器出力のサンプリ
ングインタバルに1.4Vのデジタル値をストア（保持）す
ると。実際の入力信号電圧値は(1.4V−0.8V)／0.2であ
り、3.0Vとなる。ステップ５８は、入力電圧値を用いて
実効値を計算する。ステップ６０は、計算された実効値
電圧を例えばディスプレイを介してユーザーに提供す
る。
ングインタバルに1.4Vのデジタル値をストア（保持）す
ると。実際の入力信号電圧値は(1.4V−0.8V)／0.2であ
り、3.0Vとなる。ステップ５８は、入力電圧値を用いて
実効値を計算する。ステップ６０は、計算された実効値
電圧を例えばディスプレイを介してユーザーに提供す
る。
【００２７】測定できるピーク値は、ADC１６の入力レ
ンジで制限される。しかし、本発明によると、ADC１６へ
の入力電圧を低くすることにより、実効値の決定に使用
できるピーク値を拡張する。上述の例では、ADC１６の
最大入力電圧が2.0Vであると仮定すると。実際のピーク
値が最大6.0VまでADC１６の最大入力電圧を超すことな
く測定可能である。
ンジで制限される。しかし、本発明によると、ADC１６へ
の入力電圧を低くすることにより、実効値の決定に使用
できるピーク値を拡張する。上述の例では、ADC１６の
最大入力電圧が2.0Vであると仮定すると。実際のピーク
値が最大6.0VまでADC１６の最大入力電圧を超すことな
く測定可能である。
【００２８】図５は、上述した本発明の原理による理想
回路図を示す。当業者には明らかな如く、図５の簡単回
路自体では機能しないが、当業者が機能する回路を作る
ことができる原理を示す。増幅回路１４は、入力抵抗Ri
n及び反転入力端への帰還路を有する演算増幅器８０を
含んでいる。
回路図を示す。当業者には明らかな如く、図５の簡単回
路自体では機能しないが、当業者が機能する回路を作る
ことができる原理を示す。増幅回路１４は、入力抵抗Ri
n及び反転入力端への帰還路を有する演算増幅器８０を
含んでいる。
【００２９】第１帰還路８２は、第１帰還抵抗Rf1を含
んでいる。第２帰還路８４は、第２帰還抵抗Rf2と第１
ブレークダランダイオード８６を含んでいる。第３帰還
路８８は、第３帰還抵抗Rf3と第２ブレークダウンダイ
オード９０を含んでいる。これらブレークダウンダイオ
ード８６、９０は、相互に反対方向に導通する。入力抵
抗Rinに小さい正又は負の入力電圧Vinが印加されると、
両ブレークダウンダイオード８６、９０共に非導通であ
るので、第１帰還路８２のみが電流を流す。従って、こ
の場合の増幅器ゲインはーRf1／Rinである。次に、Vin
が所定スレッシュホールド正電圧を超すと、第１ブレー
クダウンダイオード８６が導通を始めるので、この増幅
器ゲインはーRf'/Rinである。ここで、Rf'は（Rf1×Rf
2）／(Rf1＋Rf2)、即ちRf1とRf2との並列合成抵抗であ
る。
んでいる。第２帰還路８４は、第２帰還抵抗Rf2と第１
ブレークダランダイオード８６を含んでいる。第３帰還
路８８は、第３帰還抵抗Rf3と第２ブレークダウンダイ
オード９０を含んでいる。これらブレークダウンダイオ
ード８６、９０は、相互に反対方向に導通する。入力抵
抗Rinに小さい正又は負の入力電圧Vinが印加されると、
両ブレークダウンダイオード８６、９０共に非導通であ
るので、第１帰還路８２のみが電流を流す。従って、こ
の場合の増幅器ゲインはーRf1／Rinである。次に、Vin
が所定スレッシュホールド正電圧を超すと、第１ブレー
クダウンダイオード８６が導通を始めるので、この増幅
器ゲインはーRf'/Rinである。ここで、Rf'は（Rf1×Rf
2）／(Rf1＋Rf2)、即ちRf1とRf2との並列合成抵抗であ
る。
【００３０】同様に、入力電圧Vinが所定負電圧値を超
すと、第２ブレークダウンダイオード９０の電圧は、そ
れを導通させて、増幅器ゲインはーRf"／Rinとなる。こ
こで、Rf"は、（Rf1×Rf3）／（Rf1+Rf3）である。図４
の伝達関数曲線３４の点９６、９８は、夫々第１及び第
２ブレークダウンダイオード８６、９０が導通開始する
点である。
すと、第２ブレークダウンダイオード９０の電圧は、そ
れを導通させて、増幅器ゲインはーRf"／Rinとなる。こ
こで、Rf"は、（Rf1×Rf3）／（Rf1+Rf3）である。図４
の伝達関数曲線３４の点９６、９８は、夫々第１及び第
２ブレークダウンダイオード８６、９０が導通開始する
点である。
【００３１】図６は、本発明の原理を示す機能的且つ簡
単な増幅回路１２０の回路図である。図７は、図６の増
幅回路１２０の伝達関数を示す。当業者には明らかな如
く、図６の回路は、特定用途の要件に応じて回路設計者
により変更可能である。
単な増幅回路１２０の回路図である。図７は、図６の増
幅回路１２０の伝達関数を示す。当業者には明らかな如
く、図６の回路は、特定用途の要件に応じて回路設計者
により変更可能である。
【００３２】増幅回路１２０は、負のブレークダウン点
を制御する回路１２４と、正のブレークダウン点を制御
する回路１２６を含んでいる。回路１２４は、出力端と
反転入力端間にダイオード１３４を有する演算増幅器１
３０を含んでいる。抵抗１３６、１３８及び１４０は、
全て同一抵抗値R1を有し、これら抵抗１３６〜１４０の
一端は演算増幅器１３０の加算点に接続される。抵抗１
３６の他端は、ダイオード１４４を介して演算増幅器１
３０の出力端に接続される。抵抗１３８の他端には、端
子８から入力信号が印加される。また、抵抗１４０の他
端は、電圧源-Vcと接地間に接続された可変抵抗１４６
の摺動端子に接続される。可変抵抗１４６の摺動端子で
ある抵抗１４０の他端電位は、図７に示す伝達関数１４
８の負のブレークポイント（変曲点）１６４を決定す
る。
を制御する回路１２４と、正のブレークダウン点を制御
する回路１２６を含んでいる。回路１２４は、出力端と
反転入力端間にダイオード１３４を有する演算増幅器１
３０を含んでいる。抵抗１３６、１３８及び１４０は、
全て同一抵抗値R1を有し、これら抵抗１３６〜１４０の
一端は演算増幅器１３０の加算点に接続される。抵抗１
３６の他端は、ダイオード１４４を介して演算増幅器１
３０の出力端に接続される。抵抗１３８の他端には、端
子８から入力信号が印加される。また、抵抗１４０の他
端は、電圧源-Vcと接地間に接続された可変抵抗１４６
の摺動端子に接続される。可変抵抗１４６の摺動端子で
ある抵抗１４０の他端電位は、図７に示す伝達関数１４
８の負のブレークポイント（変曲点）１６４を決定す
る。
【００３３】回路１２６は、演算増幅器１４９を含み、
上述した回路１２４と類似する。しかし、電圧源が＋Vc
でありダイオードの極性が反転している点で相違する。
抵抗１５４、１５６、１５８は、抵抗値R1を有し、上述
した回路１２４の抵抗136〜１４０と等しい。可変抵抗
１６２は、伝達関数１４８の正ブレークポイント１６６
を決定する。可変抵抗１６２を調整して所定ブレークポ
イントを得る代わりに、予定レンジ内の抵抗を有する固
定抵抗を用いてもよい。固定抵抗付き回路の実際のブレ
ークポイントを測定し、後でブレークポイントに関する
計算に使用される為に記憶（保持）する。
上述した回路１２４と類似する。しかし、電圧源が＋Vc
でありダイオードの極性が反転している点で相違する。
抵抗１５４、１５６、１５８は、抵抗値R1を有し、上述
した回路１２４の抵抗136〜１４０と等しい。可変抵抗
１６２は、伝達関数１４８の正ブレークポイント１６６
を決定する。可変抵抗１６２を調整して所定ブレークポ
イントを得る代わりに、予定レンジ内の抵抗を有する固
定抵抗を用いてもよい。固定抵抗付き回路の実際のブレ
ークポイントを測定し、後でブレークポイントに関する
計算に使用される為に記憶（保持）する。
【００３４】回路１２０の出力は、第３演算増幅器１６
８の出力端子から取出される。この演算増幅器１６８の
加算点（反転入力端）には、その出力端子に接続された
帰還抵抗RFが接続されている。また、入力信号電圧が印
加される抵抗１６０も上述した加算点に接続されてい
る。この抵抗１６０の抵抗値もＲ１である。
８の出力端子から取出される。この演算増幅器１６８の
加算点（反転入力端）には、その出力端子に接続された
帰還抵抗RFが接続されている。また、入力信号電圧が印
加される抵抗１６０も上述した加算点に接続されてい
る。この抵抗１６０の抵抗値もＲ１である。
【００３５】回路１２４と演算増幅器１６８の加算点間
には、可変抵抗R4が接続され、伝達関数１４８のブレー
クポイント１６４以降のセグメント１７４の傾斜を決定
する。このセグメント１７４の傾斜は、(RF/R1)−（RF/
R4）である。また、回路１２６と演算増幅器１６８の加
算点間の可変抵抗R3は、伝達関数１４８のブレークポイ
ント１６６より前（図7中の左側）の第２セグメント１
８４の傾斜を決定する。このセグメント１８４の傾斜
は、(RF/R1)―（RF/R3）である。また、伝達関数１４８
の中央セグメント１90の傾斜は、(RF/R1)である。
には、可変抵抗R4が接続され、伝達関数１４８のブレー
クポイント１６４以降のセグメント１７４の傾斜を決定
する。このセグメント１７４の傾斜は、(RF/R1)−（RF/
R4）である。また、回路１２６と演算増幅器１６８の加
算点間の可変抵抗R3は、伝達関数１４８のブレークポイ
ント１６６より前（図7中の左側）の第２セグメント１
８４の傾斜を決定する。このセグメント１８４の傾斜
は、(RF/R1)―（RF/R3）である。また、伝達関数１４８
の中央セグメント１90の傾斜は、(RF/R1)である。
【００３６】増幅回路１２０は、正確なブレークポイン
トと傾斜を提供し且つ温度変化に比較的鈍感である。抵
抗146,162,R3及びR4は、可変抵抗として示し、これら抵
抗の抵抗値を変化することにより、セグメント１７４及
び１８４の傾斜とブレークポイント１６４及び１６６が
変更可能である点に注目されたい。これら可変抵抗は、
回路の所望特性が指定され且つ抵抗値が計算されると固
定抵抗としてもよい。或いは、可変抵抗１６２につき上
述した如く、所定ブレークポイント及び傾斜を得る為に
必要な正確な値を有する抵抗を使用する代わりに、所定
レンジの抵抗を有する固定抵抗を使用してもよい。次
に、実際の回路特性を測定し、伝達関数をキャラクタラ
イズして、且つ測定した傾斜及びブレークポイントを記
憶（保持）して後の計算に使用する。
トと傾斜を提供し且つ温度変化に比較的鈍感である。抵
抗146,162,R3及びR4は、可変抵抗として示し、これら抵
抗の抵抗値を変化することにより、セグメント１７４及
び１８４の傾斜とブレークポイント１６４及び１６６が
変更可能である点に注目されたい。これら可変抵抗は、
回路の所望特性が指定され且つ抵抗値が計算されると固
定抵抗としてもよい。或いは、可変抵抗１６２につき上
述した如く、所定ブレークポイント及び傾斜を得る為に
必要な正確な値を有する抵抗を使用する代わりに、所定
レンジの抵抗を有する固定抵抗を使用してもよい。次
に、実際の回路特性を測定し、伝達関数をキャラクタラ
イズして、且つ測定した傾斜及びブレークポイントを記
憶（保持）して後の計算に使用する。
【００３７】図２に示した実効値計算器２０は、好まし
くは２乗回路、その後段の実効値デジタルフィルタ及び
平方根回路を使用して実現できる。AＤC１６からの各デ
ジタルサンプルは、２乗され、デジタルフィルタ回路に
入力してフィルタされて連続した実効値を得る。
くは２乗回路、その後段の実効値デジタルフィルタ及び
平方根回路を使用して実現できる。AＤC１６からの各デ
ジタルサンプルは、２乗され、デジタルフィルタ回路に
入力してフィルタされて連続した実効値を得る。
【００３８】実効値デジタルフィルタの伝達関数は、熱
実効値変換器の方法で感熱抵抗に信号を入力する熱ダイ
ナミック原理をモデルとする。これにより、実効値は、
信号周期に関係なく信号の一連のデジタルサンプルを用
いて得ることができ、熱隔離された整合された抵抗を使
用したり、実効値の計算に積分周期を選択する等の不便
さを回避することができる。
実効値変換器の方法で感熱抵抗に信号を入力する熱ダイ
ナミック原理をモデルとする。これにより、実効値は、
信号周期に関係なく信号の一連のデジタルサンプルを用
いて得ることができ、熱隔離された整合された抵抗を使
用したり、実効値の計算に積分周期を選択する等の不便
さを回避することができる。
【００３９】熱ダイナミックモデルによると、抵抗はそ
れに供給される信号のパワー（電力）により加熱され、
この抵抗の発熱量が信号電圧の2乗に比例するようにす
る。加えられたエネルギーが失ったエネルギーと等しく
なる平衡点まで抵抗は加熱される。この平衡点での信号
の実効値は、抵抗を同じ温度に加熱する直流信号の振幅
と等しい。そこで、抵抗はそれに供給されたエネルギー
のフィルタとして作用し、信号周期はその動作に意味を
なさない。このフィルタ作用は連続して行われるので、
信号が周期的である必要はない。
れに供給される信号のパワー（電力）により加熱され、
この抵抗の発熱量が信号電圧の2乗に比例するようにす
る。加えられたエネルギーが失ったエネルギーと等しく
なる平衡点まで抵抗は加熱される。この平衡点での信号
の実効値は、抵抗を同じ温度に加熱する直流信号の振幅
と等しい。そこで、抵抗はそれに供給されたエネルギー
のフィルタとして作用し、信号周期はその動作に意味を
なさない。このフィルタ作用は連続して行われるので、
信号が周期的である必要はない。
【００４０ 】抵抗の熱ダイナミック作用をモデル化す
る為に、実効値デジタルフィルタを次の一般式で与えら
れる無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルタの最も簡単
なフォームで実現する。 Yn＝aXｎ2＋ｂYｎ―１ ここで、フィルタ定数ａ，ｂは次のように選択される。 ａ＋ｂ＝１ 次に実効値デジタルフィルタを次式で実現する。 Yn＝ａ(Xn)2−aYn−１＋Yn−１ ここで、Ynは現在のフィルタされたデジタルサンプル Yn―１は過去のフィルタされたデジタルサンプル Xnは現在のデジタルサンプルである。平衡状態では、Yn
=Yn−１であり、ａ(Xn)2で表わされる加えられたエネル
ギーは、aYn−１で表わされる失ったエネルギーと等し
いのでYnとXnは安定値とする。従って、Xnは、Ynの平方
根である定常直流値と等しく、実効値を表わすこととな
る。
る為に、実効値デジタルフィルタを次の一般式で与えら
れる無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルタの最も簡単
なフォームで実現する。 Yn＝aXｎ2＋ｂYｎ―１ ここで、フィルタ定数ａ，ｂは次のように選択される。 ａ＋ｂ＝１ 次に実効値デジタルフィルタを次式で実現する。 Yn＝ａ(Xn)2−aYn−１＋Yn−１ ここで、Ynは現在のフィルタされたデジタルサンプル Yn―１は過去のフィルタされたデジタルサンプル Xnは現在のデジタルサンプルである。平衡状態では、Yn
=Yn−１であり、ａ(Xn)2で表わされる加えられたエネル
ギーは、aYn−１で表わされる失ったエネルギーと等し
いのでYnとXnは安定値とする。従って、Xnは、Ynの平方
根である定常直流値と等しく、実効値を表わすこととな
る。
【００４１】実効値変換器内の実効値デジタルフィルタ
は、実質的に低域通過フィルタであり連続的に一連のデ
ジタルサンプルから実効値を取出し、従って信号の周期
を知る必要性をなくす伝達関数を有する基本概念を拡張
する。2乗化及び実効値デジタルフィルタ動作は、到来
する各デジタル測定値を用いてリアルタイム（実時間）
で行われる。
は、実質的に低域通過フィルタであり連続的に一連のデ
ジタルサンプルから実効値を取出し、従って信号の周期
を知る必要性をなくす伝達関数を有する基本概念を拡張
する。2乗化及び実効値デジタルフィルタ動作は、到来
する各デジタル測定値を用いてリアルタイム（実時間）
で行われる。
【００４２】次にデジタル測定値の平方根は、ディスプ
レイの更新を行う時のみに行われるのが好ましく、実効
値フィルタから現在の実効値を得る。更に、実効値デジ
タルフィルタは、セトリング タイム、ストップバンド
周波数及び減衰、パスバンドリップル及び他のフィルタ
パラメータを、当業者が周知の最適化技法により最適化
する。一定の精度及び分解能の為に、この実効値デジタ
ルフィルタは、従来の実効値変換器よりも高速応答する
よう最適化できる。
レイの更新を行う時のみに行われるのが好ましく、実効
値フィルタから現在の実効値を得る。更に、実効値デジ
タルフィルタは、セトリング タイム、ストップバンド
周波数及び減衰、パスバンドリップル及び他のフィルタ
パラメータを、当業者が周知の最適化技法により最適化
する。一定の精度及び分解能の為に、この実効値デジタ
ルフィルタは、従来の実効値変換器よりも高速応答する
よう最適化できる。
【００４３】計測器の計算要求で決定されるのが一般的
である測定帯域は、サンプリングシステムが必要とする
最小サンプルを決定する。この測定帯域を超える入力信
号の周波数成分は、測定されない。このサンプリングシ
ステムは、シグマーデルタ変換器より構成され、後段に
デシメーションフィルタ又は従来のADCが設けられる。
このサンプリングシステムは、任意波形を有する入力信
号をサンプリングし、実効値変換器へサンプリング速度
（レート）でデジタルサンプルを提供する。実効値変換
器から上述の如く得た実効値は、計測器のディスプレイ
に対して典型的には、マイクロプロセッサで決定された
更新レートで提供される。
である測定帯域は、サンプリングシステムが必要とする
最小サンプルを決定する。この測定帯域を超える入力信
号の周波数成分は、測定されない。このサンプリングシ
ステムは、シグマーデルタ変換器より構成され、後段に
デシメーションフィルタ又は従来のADCが設けられる。
このサンプリングシステムは、任意波形を有する入力信
号をサンプリングし、実効値変換器へサンプリング速度
（レート）でデジタルサンプルを提供する。実効値変換
器から上述の如く得た実効値は、計測器のディスプレイ
に対して典型的には、マイクロプロセッサで決定された
更新レートで提供される。
【００４４】入力端子８に印加される入力信号は、交流
（AC）信号、直流（DC）信号又はDCとACの合成信号であ
ってもよい。入力信号は、安定周期の正弦波でもよく、
周期のない又は波形が確認できない単なるランダムノイ
ズであってもよい。計測器４は、所望測定帯域内でその
周期や波形を知ることなく入力信号の実効値（瞬時値の
2乗の平均値の平方根）を表示できるのが好ましい。
（AC）信号、直流（DC）信号又はDCとACの合成信号であ
ってもよい。入力信号は、安定周期の正弦波でもよく、
周期のない又は波形が確認できない単なるランダムノイ
ズであってもよい。計測器４は、所望測定帯域内でその
周期や波形を知ることなく入力信号の実効値（瞬時値の
2乗の平均値の平方根）を表示できるのが好ましい。
【００４５】次に、図８は、本発明の好適実施例の計測
器４（図1参照）の簡略ブロック図である。電圧源８
は、テストリード6a、6bを介して計測器４の前端２１６
に結合される。この前端２１６は、非線形伝達関数を有
する増幅器１４を含み、好ましくは過電圧及び過電流保
護回路、他の増幅器、減衰器及びフィルタ等が含まれ、
デジタルサンプルに変換する為に適当な振幅レベル及び
帯域幅にスケーリングされた入力信号を提供する。
器４（図1参照）の簡略ブロック図である。電圧源８
は、テストリード6a、6bを介して計測器４の前端２１６
に結合される。この前端２１６は、非線形伝達関数を有
する増幅器１４を含み、好ましくは過電圧及び過電流保
護回路、他の増幅器、減衰器及びフィルタ等が含まれ、
デジタルサンプルに変換する為に適当な振幅レベル及び
帯域幅にスケーリングされた入力信号を提供する。
【００４６】シグマーデルタ変換器２１８は、オーバー
サンプリング型のADCであり、ナイキストレートより十
分高いサンプリングレートで、当業者が周知の如く選択
された測定帯域の生のサンプリングデータを発生する。
この生サンプリングデータは、当業者には周知のデジメ
ーションフィルタ２２０を用いてベースバンドでデジタ
ルサンプルに変換される。好適実施形態例では、測定帯
域幅は、500KHzに選択され、シグマーデルタ変換機１１
８は、20:1の比（即ち20倍）である10MS／Ｓ（メガサン
プル／秒）のサンプリングレートで動作する。このシグ
マーデルタ変換機２１８は、5ビットの分解能で生サン
プリングデータを発生し、それをデシメーションフィル
タ２２０へ供給される。このデシメーションフィルタ２
２０は、生サンプリングデータを低域炉波して１３ビッ
ト（１ビットのサインビットと共に）の分解能で2.5MS
／Ｓのレートでデジタルサンプルを提供する。
サンプリング型のADCであり、ナイキストレートより十
分高いサンプリングレートで、当業者が周知の如く選択
された測定帯域の生のサンプリングデータを発生する。
この生サンプリングデータは、当業者には周知のデジメ
ーションフィルタ２２０を用いてベースバンドでデジタ
ルサンプルに変換される。好適実施形態例では、測定帯
域幅は、500KHzに選択され、シグマーデルタ変換機１１
８は、20:1の比（即ち20倍）である10MS／Ｓ（メガサン
プル／秒）のサンプリングレートで動作する。このシグ
マーデルタ変換機２１８は、5ビットの分解能で生サン
プリングデータを発生し、それをデシメーションフィル
タ２２０へ供給される。このデシメーションフィルタ２
２０は、生サンプリングデータを低域炉波して１３ビッ
ト（１ビットのサインビットと共に）の分解能で2.5MS
／Ｓのレートでデジタルサンプルを提供する。
【００４７】デシメーションフィルタ２２０は、定数付
きの有限インパルス応答(FIR)フィルタ、無限インパル
ス応答(IIR)フィルタ又はFIR及びIIR混合フィルタとし
て構成でき、その構成は所望伝達関数が得られるように
選択される。シグマーデルタ変換技術は、変換器内に高
精密部品を必要とせず、従って当業者が周知のモノリシ
ックＩＣ（半導体集積回路）として容易に構成可能であ
るので、好適である。シグマーデルタ変換器２１８とデ
シメーションフィルタ２２０とを併せると、サンプリン
グシステム２２１が得られ、入力信号をサンプリングレ
ートに従って一連のサンプルに変換する。
きの有限インパルス応答(FIR)フィルタ、無限インパル
ス応答(IIR)フィルタ又はFIR及びIIR混合フィルタとし
て構成でき、その構成は所望伝達関数が得られるように
選択される。シグマーデルタ変換技術は、変換器内に高
精密部品を必要とせず、従って当業者が周知のモノリシ
ックＩＣ（半導体集積回路）として容易に構成可能であ
るので、好適である。シグマーデルタ変換器２１８とデ
シメーションフィルタ２２０とを併せると、サンプリン
グシステム２２１が得られ、入力信号をサンプリングレ
ートに従って一連のサンプルに変換する。
【００４８】デジタルサンプルは、実効値変換器２２２
に対して2.5MS／Ｓのレートで一連のデータとして提供
される。デジタルサンプルをリスケールして増幅回路１
４の非直線出力を補償する補償器１８の機能は、実効変
換機２２２内で実行される。この実効値変換器２２２
は、一連の連続したデータ中の各デジタルサンプルを、
入力信号の波形や周期を知ることなく、到来するや否や
処理されるが、これについての詳細は後述する。マイク
ロプロセッサ２２４は、実効値変換器が作った実効値を
ディスプレイ２２６に選択時に提供し、必要に応じて数
字又は図形で表示してもよい。実効値は、連続して又は
マイクロプロセッサ２２４からの更新信号に応じてディ
スプレイ（表示器）２２６に供給される。
に対して2.5MS／Ｓのレートで一連のデータとして提供
される。デジタルサンプルをリスケールして増幅回路１
４の非直線出力を補償する補償器１８の機能は、実効変
換機２２２内で実行される。この実効値変換器２２２
は、一連の連続したデータ中の各デジタルサンプルを、
入力信号の波形や周期を知ることなく、到来するや否や
処理されるが、これについての詳細は後述する。マイク
ロプロセッサ２２４は、実効値変換器が作った実効値を
ディスプレイ２２６に選択時に提供し、必要に応じて数
字又は図形で表示してもよい。実効値は、連続して又は
マイクロプロセッサ２２４からの更新信号に応じてディ
スプレイ（表示器）２２６に供給される。
【００４９】この実効値変換器２２２は、特にハンドヘ
ルド型の電池駆動パッケージとして計測器４に適用する
とき、従来技術に対して多くの効果を有する。シグマー
デルタ変換機２１８、デシメーションフィルタ２２０及
び実効値変換器２２２は、全てモノリシックIC化するこ
とができ、これにより外部精密部品が最小にできるの
で、安価となり、基板上のスペースや消費電力が低減で
き、製造も容易である。
ルド型の電池駆動パッケージとして計測器４に適用する
とき、従来技術に対して多くの効果を有する。シグマー
デルタ変換機２１８、デシメーションフィルタ２２０及
び実効値変換器２２２は、全てモノリシックIC化するこ
とができ、これにより外部精密部品が最小にできるの
で、安価となり、基板上のスペースや消費電力が低減で
き、製造も容易である。
【００５０】更に、この実効値変換器２２２は、従来技
術に対し性能上の著しい効果が得られる。モノリシック
実効値変換器では制限となり得る波高率は、サンプリン
グシステム２２１と実効値デジタルフィルタ２３２（図
１０参照）のワード長のみで制限される。同時に、実効
値変換器２２２のAC帯域幅は一定であり、実効値デジタ
ルフィルタ２３２に適用されるフィルタ定数で定められ
る。更に、この実効値変換器２２２の伝達関数及びAC帯
域幅で決められる性能は、入力信号の広範囲の振幅にわ
たり略一定である。実効値デジタルフィルタ２３２は、
そのパルス応答特性において必要なセトリング時間及び
オーバーシュートを維持しつつACリップル成分の十分な
ストップバンド除去を行う為に必要数のポールとゼロと
を有することが可能である。
術に対し性能上の著しい効果が得られる。モノリシック
実効値変換器では制限となり得る波高率は、サンプリン
グシステム２２１と実効値デジタルフィルタ２３２（図
１０参照）のワード長のみで制限される。同時に、実効
値変換器２２２のAC帯域幅は一定であり、実効値デジタ
ルフィルタ２３２に適用されるフィルタ定数で定められ
る。更に、この実効値変換器２２２の伝達関数及びAC帯
域幅で決められる性能は、入力信号の広範囲の振幅にわ
たり略一定である。実効値デジタルフィルタ２３２は、
そのパルス応答特性において必要なセトリング時間及び
オーバーシュートを維持しつつACリップル成分の十分な
ストップバンド除去を行う為に必要数のポールとゼロと
を有することが可能である。
【００５１】図９は、図１に示した計測器４の他の実施
形態例の簡単なブロック図である。この計測器２１０に
おいて、サンプリングシステム２２５はADC２２８より
構成される。電圧源８は、テストリード6a,6bを介して
計測器２１０内の前端２１６に結合される。電圧源８
は、テストリード6A, 6Bを介して計測器２１０内の前端
２１６に結合される。この前端２１６は、非線形伝達関
数を有する増幅器１４を含み、更にサンプリングシステ
ム２２５に適当な振幅レベル及び帯域幅の入力信号を入
力する為に過電圧／過電流保護回路、増幅器、減衰器及
びフィルタを含んでいてもよい。
形態例の簡単なブロック図である。この計測器２１０に
おいて、サンプリングシステム２２５はADC２２８より
構成される。電圧源８は、テストリード6a,6bを介して
計測器２１０内の前端２１６に結合される。電圧源８
は、テストリード6A, 6Bを介して計測器２１０内の前端
２１６に結合される。この前端２１６は、非線形伝達関
数を有する増幅器１４を含み、更にサンプリングシステ
ム２２５に適当な振幅レベル及び帯域幅の入力信号を入
力する為に過電圧／過電流保護回路、増幅器、減衰器及
びフィルタを含んでいてもよい。
【００５２】ADC２２８は、当業者が周知の如く、測定
帯域幅の２倍であるナイキストレートよりも高レートで
サンプリングするデジタルサンプルを発生する。測定帯
域幅は例えば500KHzに選定されているので、ADC２２８
は１MS／Ｓ以上、好ましくは10MS／Ｓのサンプリングレ
ートで動作する必要があり、実際のサンプリングレート
は変換精度を考慮して決められる。ADC２２８は、部品
のコスト、最大サンプリングレート、消費電力及び変換
精度や分解能を考慮して、入力信号を表わすデジタルサ
ンプルを実動値変換器２２２に供給する他のADC技術に
容易に置換できる。
帯域幅の２倍であるナイキストレートよりも高レートで
サンプリングするデジタルサンプルを発生する。測定帯
域幅は例えば500KHzに選定されているので、ADC２２８
は１MS／Ｓ以上、好ましくは10MS／Ｓのサンプリングレ
ートで動作する必要があり、実際のサンプリングレート
は変換精度を考慮して決められる。ADC２２８は、部品
のコスト、最大サンプリングレート、消費電力及び変換
精度や分解能を考慮して、入力信号を表わすデジタルサ
ンプルを実動値変換器２２２に供給する他のADC技術に
容易に置換できる。
【００５３】デジタルサンプルは、ADC２２８から実効
値変換器２２２に連続した一連のデータとして供給され
る。そこで、実効値変換器２２２は、連続したデータの
各デジタルサンプルを、到達する毎に入力信号の周期や
波形を知ることなく処理するが、この詳細は後述する。
実効値変換器２２２は、増幅器１４の非線形伝達関数を
補償する。マイクロプロセッサ２２４は、実効値変換器
２２２が生成した実効値を受け、選択的にディスプレイ
２２６に対して実効値を供給して、必要に応じて数字又
は図形で表示する。実効値は、連続して供給してもよ
く、又はマイクロプロセッサ２２４からの更新信号に応
じて間欠的に供給してもよい。
値変換器２２２に連続した一連のデータとして供給され
る。そこで、実効値変換器２２２は、連続したデータの
各デジタルサンプルを、到達する毎に入力信号の周期や
波形を知ることなく処理するが、この詳細は後述する。
実効値変換器２２２は、増幅器１４の非線形伝達関数を
補償する。マイクロプロセッサ２２４は、実効値変換器
２２２が生成した実効値を受け、選択的にディスプレイ
２２６に対して実効値を供給して、必要に応じて数字又
は図形で表示する。実効値は、連続して供給してもよ
く、又はマイクロプロセッサ２２４からの更新信号に応
じて間欠的に供給してもよい。
【００５４】次に、図１０は、本発明による実効値測定
方法及び装置の実効値変換器２２２の詳細ブロック図で
ある。図８に示すシグマーデルタ変換器２１８及びデシ
メーションフィルタ２２０からの又は図９のADC２２８
からのデジタルサンプルは、実効値変換器２２２に入力
される。このデジタルサンプルは、必要に応じて補償回
路１８にてリスケールされ、増幅器１４の非線形伝達関
数を補償する。次に、各デジタルサンプルは、2乗回路
２３０で2乗されて2乗デジタルサンプルを得る。これに
代わって、サンプルは、リスケーリングの前に2乗して
もよい。各2乗されたデジタルサンプルは、実効値デジ
タルフィルタ２３２に供給される。この実効値デジタル
フィルタ２３２が低域通過フィルタとして動作するよう
にする。このフィルタ係数とデジタルフィルタトポロジ
ーは、周知のIIR及びFIR技法により、又はFIR及びIIRの
技法の合成により設計して、所望特性を有する低域通過
フィルタを提供するようにする。好適実施形態例におい
ては、実効値デジタルフィルタ２３２は、次の諸特性を
有する。 測定帯域幅 500KHz ―１２３ｄＢのストップバンド 最大49.9Hz 最終値の0.001％へのセトリング時間 最大0.5秒 ステップ応答オーバーシュート 最大0.0% 取込みレート 0.125、0.5、２及び1,000Hz
方法及び装置の実効値変換器２２２の詳細ブロック図で
ある。図８に示すシグマーデルタ変換器２１８及びデシ
メーションフィルタ２２０からの又は図９のADC２２８
からのデジタルサンプルは、実効値変換器２２２に入力
される。このデジタルサンプルは、必要に応じて補償回
路１８にてリスケールされ、増幅器１４の非線形伝達関
数を補償する。次に、各デジタルサンプルは、2乗回路
２３０で2乗されて2乗デジタルサンプルを得る。これに
代わって、サンプルは、リスケーリングの前に2乗して
もよい。各2乗されたデジタルサンプルは、実効値デジ
タルフィルタ２３２に供給される。この実効値デジタル
フィルタ２３２が低域通過フィルタとして動作するよう
にする。このフィルタ係数とデジタルフィルタトポロジ
ーは、周知のIIR及びFIR技法により、又はFIR及びIIRの
技法の合成により設計して、所望特性を有する低域通過
フィルタを提供するようにする。好適実施形態例におい
ては、実効値デジタルフィルタ２３２は、次の諸特性を
有する。 測定帯域幅 500KHz ―１２３ｄＢのストップバンド 最大49.9Hz 最終値の0.001％へのセトリング時間 最大0.5秒 ステップ応答オーバーシュート 最大0.0% 取込みレート 0.125、0.5、２及び1,000Hz
【００５５】デジタル実効値フィルタ２３２において、
ステップ応答にオーバーシュートがなく且つ電源ライン
周波数から50/60Hzのリップルの高い除去が得られるこ
とが重要である。デジタル実効値フィルタ２３２により
生成されフィルタされた実効値は、平方根回路２３４に
供給され、この平方根回路２３４は、現在のフィルタさ
れた実効値の平方根を求めて実効値を得る。これは、連
続的又はマイクロプロセッサ２３４から受ける更新信号
に応じて行う。
ステップ応答にオーバーシュートがなく且つ電源ライン
周波数から50/60Hzのリップルの高い除去が得られるこ
とが重要である。デジタル実効値フィルタ２３２により
生成されフィルタされた実効値は、平方根回路２３４に
供給され、この平方根回路２３４は、現在のフィルタさ
れた実効値の平方根を求めて実効値を得る。これは、連
続的又はマイクロプロセッサ２３４から受ける更新信号
に応じて行う。
【００５６】2乗回路230、実効値デジタルフィルタ２３
２及び平方根回路２３４は、ハードウエアーのみ、ソフ
トウエアのみ又はハードウエアとソフトウエアの組合わ
せにより用途に応じて実行してもよい。実効値デジタル
フィルタ２３２の伝達関数は、異なるサンプリングレー
ト及び精度要求に容易に適用可能である。サンプリング
システム２２１は、所望サンプリングレート及び精度で
入力信号のデジタルサンプリングを生成するのに適当な
種々の変換技術であってもよい。
２及び平方根回路２３４は、ハードウエアーのみ、ソフ
トウエアのみ又はハードウエアとソフトウエアの組合わ
せにより用途に応じて実行してもよい。実効値デジタル
フィルタ２３２の伝達関数は、異なるサンプリングレー
ト及び精度要求に容易に適用可能である。サンプリング
システム２２１は、所望サンプリングレート及び精度で
入力信号のデジタルサンプリングを生成するのに適当な
種々の変換技術であってもよい。
【００５７】以上、本発明の実行値測定方法及び装置の
好適実施形態例を図示し、構成及び動作を詳述した。し
かし、当業者には明らかな如く、本発明の要旨を逸脱す
ることなく種々の変形変更が可能である。例えば、異な
る傾斜の３以上のセクションを有する伝達関数を使用し
てもよい。伝達関数は必ずしも線形（折れ線状）である
必要はなく、例えば対数関数であってもよい。更に、本
発明の機能は、複数の個別回路で実現する必要はない。
例えば、補償器は、実効値変換器と合体してもよいこと
勿論である。
好適実施形態例を図示し、構成及び動作を詳述した。し
かし、当業者には明らかな如く、本発明の要旨を逸脱す
ることなく種々の変形変更が可能である。例えば、異な
る傾斜の３以上のセクションを有する伝達関数を使用し
てもよい。伝達関数は必ずしも線形（折れ線状）である
必要はなく、例えば対数関数であってもよい。更に、本
発明の機能は、複数の個別回路で実現する必要はない。
例えば、補償器は、実効値変換器と合体してもよいこと
勿論である。
【００５８】
【発明の効果】上述の説明から理解される如く、本発明
の実効値測定方法及び装置によると、時間的に変化する
入力信号の振幅に応じて非線形伝達関数、即ち複数の傾
斜を有するゲインで増幅することにより、実効値変換器
のダイナミックレンジを制限することが可能になる。従
って、特に波高率の高いパルス状入力信号であっても容
易且つ正確に測定することが可能になる。更に、実効値
変換器を、例えばモノシリックIC等により簡単且つ安価
に構成することが可能になる。
の実効値測定方法及び装置によると、時間的に変化する
入力信号の振幅に応じて非線形伝達関数、即ち複数の傾
斜を有するゲインで増幅することにより、実効値変換器
のダイナミックレンジを制限することが可能になる。従
って、特に波高率の高いパルス状入力信号であっても容
易且つ正確に測定することが可能になる。更に、実効値
変換器を、例えばモノシリックIC等により簡単且つ安価
に構成することが可能になる。
【００５９】また、本発明によると、測定した実効値を
用途に応じて連続的に又は間欠的に表示することができ
ると共に、表示は数字又は図形により選択的に行うこと
が可能になる等の実用上種々の顕著な効果を有する。
用途に応じて連続的に又は間欠的に表示することができ
ると共に、表示は数字又は図形により選択的に行うこと
が可能になる等の実用上種々の顕著な効果を有する。
【図１】本発明の実効値測定機能を有する計測器の一例
の外観を示す図である。
の外観を示す図である。
【図２】本発明の実効値測定装置で使用される回路のブ
ロック図である。
ロック図である。
【図３】本発明の実効値測定方法の好適実施形態例のフ
ローチャートである。
ローチャートである。
【図４】本発明で使用する増幅器の伝達関数の一例のグ
ラフである。
ラフである。
【図５】図４の伝達関数を得る増幅器の１例の原理図で
ある。
ある。
【図６】本発明で使用する増幅器の一例の回路図であ
る。
る。
【図７】図６の増幅器の理想伝達関数を示すグラフであ
る。
る。
【図８】図１の計測器の内部構成を示す一例のブロック
図である。
図である。
【図９】図１の計測器の内部構成を示す他の例のブロッ
ク図である。
ク図である。
【図１０】図８及び図９中の実効値変換器の詳細ブロッ
ク図である。
ク図である。
４、２１０ 実効値測定装置 １４ 増幅器 １６、２２８ アナログデジタル変換機(AＤC) １８ 補償器 ２０、２２２ 実効値変換器 ２２、２２６ 表示器 ２３０ ２乗回路 ２３２ 実効値デジタルフィルタ ２３４ 平方根回路
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成１１年８月３１日（１９９９．８．３
１）
１）
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】請求項３
【補正方法】変更
【補正内容】
【手続補正２】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図５
【補正方法】変更
【補正内容】
【図５】
【手続補正３】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図７
【補正方法】変更
【補正内容】
【図７】
Claims (7)
- 【請求項１】時間的に変化する入力信号の実効値を測定
する実効値測定方法において、 前記入力信号を非線形の伝達関数を有する増幅器で増幅
することと、 前記増幅器で増幅された信号をアナログデジタル変換器
に入力することと、 該アナログデジタル変換器のデジタル出力を前記非線形
伝達関数を補償した後に前記入力信号の実効値を計算す
ることとを有することを特徴とする実効値測定方法。 - 【請求項２】前記増幅器の非線形伝達関数は、前記入力
信号が小振幅時には傾斜が大きく、前記入力信号が大振
幅時には傾斜が小さいことを特徴とする請求項１の実効
値測定方法。 - 【請求項３】前記実効値の計算は、前記アナログデジタ
ル変換器からのデ ジタルサンプルを２乗すること
と、実効値デジタルフィルタで連続的にフィルタするこ
とと、フィルタされたデジタルサンプルの平方根を求め
ることとより成ることを特徴とする請求項１の実効値測
定方法。 - 【請求項４】時間的に変化する入力信号の実効値を測定
する実効値測定装置において、入力信号振幅に応じて少
なくても２つの異なる傾斜を有する伝達関数で増幅する
増幅器と、 該増幅器からの出力信号に対応するデジタルサンプルを
得るアナログデジタル変換器と、 該アナログデジタル変換器からの前記デジタルサンプル
に対し前記非線形伝達関数の補償を行う補償器と、 該補償器で補償されたデジタルサンプルを２乗し、フィ
ルタ且つ平方根を求めて実効値を計算する実効値変換器
とを備えることを特徴とする実効値測定装置。 - 【請求項５】前記増幅器は、前記入力信号が予め設定し
た振幅未満の時は大きいゲインの第１傾斜で、前記予め
設定した振幅より大きい時はゲインより小さい第２傾斜
で前記入力信号を増幅する非線形増幅器であることを特
徴とする請求項４の実効値測定装置。 - 【請求項６】前記実効値変換器の出力を連続的又は間欠
的に表示する表示器を備えることを特徴とする請求項４
の実効値測定装置。 - 【請求項７】前記表示器には測定結果を数字又は図形で
選択的に表示可能あることを特徴とする請求項６の実効
値測定装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US09/126987 | 1998-07-30 | ||
| US09/126,987 US6392402B1 (en) | 1998-07-30 | 1998-07-30 | High crest factor rms measurement method |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000055943A true JP2000055943A (ja) | 2000-02-25 |
| JP4298075B2 JP4298075B2 (ja) | 2009-07-15 |
Family
ID=22427737
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP21199699A Expired - Fee Related JP4298075B2 (ja) | 1998-07-30 | 1999-07-27 | 実効値測定方法及び装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6392402B1 (ja) |
| EP (1) | EP0977043B1 (ja) |
| JP (1) | JP4298075B2 (ja) |
| DE (1) | DE69922592T2 (ja) |
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| JP2008020595A (ja) * | 2006-07-12 | 2008-01-31 | Fuji Xerox Co Ltd | 電源装置及び画像形成装置 |
| JP2008504133A (ja) * | 2004-07-02 | 2008-02-14 | アルセロール・フランス | 冶金容器内の溶融金属浴バブリングを制御するための方法および前記方法を実施するための装置 |
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| JP2018042305A (ja) * | 2016-09-05 | 2018-03-15 | キヤノン株式会社 | 高圧発生装置及び画像形成装置 |
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| DE102010046437A1 (de) | 2010-06-23 | 2011-12-29 | Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg | Messvorrichtung und Verfahren zur Dezimation eines Datenstroms |
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1999
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- 1999-07-28 DE DE69922592T patent/DE69922592T2/de not_active Expired - Lifetime
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