JP2000004408A - デジタル地上波受信機 - Google Patents
デジタル地上波受信機Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 少ない部品数で、十分な妨害信号の除去特性
を得ることができるデジタル地上波受信機を提供する。 【解決手段】 第１ミキサ５によって第１ＩＦ信号と同
じ周波数に変換されるイメージ妨害信号は、前記の２つ
のトラッキングバンドパスフィルタにより許容レベルま
で濾波されることになる。イメージリジェクションタイ
プミキサ１７へ入力された信号は第２局部発振器１２か
らの局部発振信号とミキシングされて第２ＩＦ信号に変
換されると同時に、信号に含まれるイメージが、妨害に
ならないレベルまで濾波される。
を得ることができるデジタル地上波受信機を提供する。 【解決手段】 第１ミキサ５によって第１ＩＦ信号と同
じ周波数に変換されるイメージ妨害信号は、前記の２つ
のトラッキングバンドパスフィルタにより許容レベルま
で濾波されることになる。イメージリジェクションタイ
プミキサ１７へ入力された信号は第２局部発振器１２か
らの局部発振信号とミキシングされて第２ＩＦ信号に変
換されると同時に、信号に含まれるイメージが、妨害に
ならないレベルまで濾波される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、デジタル圧縮され
た映像や音声がＯＦＤＭ方式（Orthogonal Frequency D
ivision Multiplex）等のデジタル変調方式で伝送され
る地上波放送を受信するためのデジタル地上波受信機に
関する。
た映像や音声がＯＦＤＭ方式（Orthogonal Frequency D
ivision Multiplex）等のデジタル変調方式で伝送され
る地上波放送を受信するためのデジタル地上波受信機に
関する。
【０００２】
【従来の技術】図４は従来のデジタル地上波受信機の構
成例を示すブロック図である。この図は主な信号の流れ
のみを示している。高周波入力端子１に入力されたＲＦ
信号は、受信周波数に連動して中心周波数が変化できる
トラッキングバンドパスフィルタ２で選択度が得られた
後、ＲＦアンプ３で増幅される。前記ＲＦアンプ３の出
力はトラッキングバンドパスフィルタ４で更に選択度が
得られた後、第１ミキサ５に入力され、第１局部発振器
６で発生される第１局部発振信号とミキシングされて第
１ＩＦ信号に変換される。ここで第１局部発振器６の周
波数は、受信したＲＦ信号の周波数との差が第１ＩＦ周
波数になるように調整される。
成例を示すブロック図である。この図は主な信号の流れ
のみを示している。高周波入力端子１に入力されたＲＦ
信号は、受信周波数に連動して中心周波数が変化できる
トラッキングバンドパスフィルタ２で選択度が得られた
後、ＲＦアンプ３で増幅される。前記ＲＦアンプ３の出
力はトラッキングバンドパスフィルタ４で更に選択度が
得られた後、第１ミキサ５に入力され、第１局部発振器
６で発生される第１局部発振信号とミキシングされて第
１ＩＦ信号に変換される。ここで第１局部発振器６の周
波数は、受信したＲＦ信号の周波数との差が第１ＩＦ周
波数になるように調整される。
【０００３】前記第１ミキサ５の出力はＳＡＷフィルタ
７へ入力される。ＳＡＷフィルタ７は、第２ミキサ１１
で発生することになる第１ＩＦ信号中のイメージ妨害信
号を濾波する。前記ＳＡＷフィルタ７の出力は、ＩＦア
ンプ８で増幅されＳＡＷフィルタの通過損失を補った
後、もう一つのＳＡＷフィルタ９に入力される。ＳＡＷ
フィルタ９は、第２ミキサ１１で生じることになる第１
ＩＦ信号中のイメージ信号を妨害にならない程度まで濾
波する。前記ＳＡＷフィルタ９の出力はＩＦアンプ１０
で増幅され、第２ミキサ１１で第２局部発振器１２で発
生される第２局部発振信号とミキシングされて第２ＩＦ
信号に変換される。
７へ入力される。ＳＡＷフィルタ７は、第２ミキサ１１
で発生することになる第１ＩＦ信号中のイメージ妨害信
号を濾波する。前記ＳＡＷフィルタ７の出力は、ＩＦア
ンプ８で増幅されＳＡＷフィルタの通過損失を補った
後、もう一つのＳＡＷフィルタ９に入力される。ＳＡＷ
フィルタ９は、第２ミキサ１１で生じることになる第１
ＩＦ信号中のイメージ信号を妨害にならない程度まで濾
波する。前記ＳＡＷフィルタ９の出力はＩＦアンプ１０
で増幅され、第２ミキサ１１で第２局部発振器１２で発
生される第２局部発振信号とミキシングされて第２ＩＦ
信号に変換される。
【０００４】前記のようにして変換された第２ＩＦ信号
はアナログフィルタ１３で帯域制限され、Ａ／Ｄ変換器
１４でデジタル信号に変換された後、ＯＦＤＭ復調回路
へ入力される。アナログフィルタ１３はＡ／Ｄ変換器１
４のアンチエリアスフィルタとして機能する低域通過型
のフィルタである。
はアナログフィルタ１３で帯域制限され、Ａ／Ｄ変換器
１４でデジタル信号に変換された後、ＯＦＤＭ復調回路
へ入力される。アナログフィルタ１３はＡ／Ｄ変換器１
４のアンチエリアスフィルタとして機能する低域通過型
のフィルタである。
【０００５】上記に説明した中で、ＳＡＷフィルタを２
段使用している理由について以下に説明する。図５は受
信するチャンネル配置の例として欧州の場合を示したも
のである。現行のアナログ放送では受信機の隣接チャン
ネル妨害特性を考慮して、１チャンネルおきにチャンネ
ル配置されている。デジタル放送は現行のアナログ放送
の空きチャンネルを用いるために、図５にあるように隣
接にアナログチャンネルが存在する可能性が高い。また
デジタル放送は隣接するアナログチャンネルに妨害を与
えないようアナログチャンネルに比べて低いレベルで送
信されている。逆に、これはデジタル放送の受信におい
て、隣接するアナログ放送のレベルはデジタル放送と比
べて高くなることを示している。このレベル差は最大で
３０ｄＢ程度が想定され、デジタル放送を受信する上で
隣接するアナログ放送の影響を考慮する必要がある。
段使用している理由について以下に説明する。図５は受
信するチャンネル配置の例として欧州の場合を示したも
のである。現行のアナログ放送では受信機の隣接チャン
ネル妨害特性を考慮して、１チャンネルおきにチャンネ
ル配置されている。デジタル放送は現行のアナログ放送
の空きチャンネルを用いるために、図５にあるように隣
接にアナログチャンネルが存在する可能性が高い。また
デジタル放送は隣接するアナログチャンネルに妨害を与
えないようアナログチャンネルに比べて低いレベルで送
信されている。逆に、これはデジタル放送の受信におい
て、隣接するアナログ放送のレベルはデジタル放送と比
べて高くなることを示している。このレベル差は最大で
３０ｄＢ程度が想定され、デジタル放送を受信する上で
隣接するアナログ放送の影響を考慮する必要がある。
【０００６】一方、図６はデジタル地上波受信機の第２
ミキサ１１による周波数変換の前後での受信信号のスペ
クトルを示した図である。第２ミキサ１１にデジタルチ
ャンネルと共に入力されるアナログチャンネルは、ロー
カル信号との周波数差が等しいイメージ周波数の位置に
ある。よって、アナログチャンネルが第２ミキサ１１で
周波数変換されると、希望するデジタルチャンネルとス
ペクトルが重なる。これによる妨害は後段のフィルタで
は取り除くことができず、第２ミキサ１１の前段の部分
で濾波する必要がある。
ミキサ１１による周波数変換の前後での受信信号のスペ
クトルを示した図である。第２ミキサ１１にデジタルチ
ャンネルと共に入力されるアナログチャンネルは、ロー
カル信号との周波数差が等しいイメージ周波数の位置に
ある。よって、アナログチャンネルが第２ミキサ１１で
周波数変換されると、希望するデジタルチャンネルとス
ペクトルが重なる。これによる妨害は後段のフィルタで
は取り除くことができず、第２ミキサ１１の前段の部分
で濾波する必要がある。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】上記ＳＡＷフィルタ
は、通常の隣接チャンネルの妨害を除去するという働き
の他に、第２ミキサにおけるイメージ妨害を除去すると
いう動作もしている。これら妨害信号を濾波するフィル
タには急峻な特性が要求される。現実に入手可能な通過
周波数帯域が８ＭＨｚのＳＡＷフィルタの特性におい
て、隣接アナログチャンネルのレベルのピークにあたる
周波数では、通過帯域周波数に対してばらつきも含めた
規格値として３０ｄＢ程度の減衰しか得られない。隣接
アナログチャンネルのピークのレベルがデジタルチャン
ネルのレベルより３０ｄＢ程度高いことを考慮すると、
ＳＡＷフィルタを一つ挿入しても隣接アナログチャンネ
ルが最大でデジタルチャンネルと同程度のレベルで入手
されてしまうことになる。よって、従来のデジタル地上
波受信機では、ＳＡＷフィルタを２つ用いて、必要とす
る隣接チャンネルの減衰度を得ていた。しかし、ＳＡＷ
フィルタを２個実装することは、受信機の小型化を妨
げ、またその損失を補償するＩＦアンプの挿入も必要に
なり、コストの面及び消費電力面でも不利であった。
は、通常の隣接チャンネルの妨害を除去するという働き
の他に、第２ミキサにおけるイメージ妨害を除去すると
いう動作もしている。これら妨害信号を濾波するフィル
タには急峻な特性が要求される。現実に入手可能な通過
周波数帯域が８ＭＨｚのＳＡＷフィルタの特性におい
て、隣接アナログチャンネルのレベルのピークにあたる
周波数では、通過帯域周波数に対してばらつきも含めた
規格値として３０ｄＢ程度の減衰しか得られない。隣接
アナログチャンネルのピークのレベルがデジタルチャン
ネルのレベルより３０ｄＢ程度高いことを考慮すると、
ＳＡＷフィルタを一つ挿入しても隣接アナログチャンネ
ルが最大でデジタルチャンネルと同程度のレベルで入手
されてしまうことになる。よって、従来のデジタル地上
波受信機では、ＳＡＷフィルタを２つ用いて、必要とす
る隣接チャンネルの減衰度を得ていた。しかし、ＳＡＷ
フィルタを２個実装することは、受信機の小型化を妨
げ、またその損失を補償するＩＦアンプの挿入も必要に
なり、コストの面及び消費電力面でも不利であった。
【０００８】本発明は、少ない部品数で、十分な妨害信
号の除去特性を得ることができるデジタル地上波受信機
を提供することを目的とする。
号の除去特性を得ることができるデジタル地上波受信機
を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】第１の発明は、デジタル
方式の地上波を受信するためのデジタル地上波受信機で
あって、アンテナで受信されたＲＦ信号周波数との差が
第１ＩＦ信号周波数となる周波数の第１局部発振信号を
発生する第１局部発振器と、前記ＲＦ信号からデジタル
地上波の１つのチャンネルの信号を選択して、前記第１
局部発振信号とミキシングして第１ＩＦ信号に変換する
第１ミキサと、第１ＩＦ信号周波数との差が第２ＩＦ信
号周波数となる周波数の第２局部発振信号を発生する第
２局部発振器と、入力された前記第１ＩＦ信号と前記第
２局部発振信号に対しては、ミキシングして前記第２Ｉ
Ｆ信号に変換し、イメージ妨害信号に対しては、該信号
の周波数と前記第２局部発振信号周波数との和の周波数
のみを有する信号に変換する第２ミキサと、を有するこ
とを特徴とする。
方式の地上波を受信するためのデジタル地上波受信機で
あって、アンテナで受信されたＲＦ信号周波数との差が
第１ＩＦ信号周波数となる周波数の第１局部発振信号を
発生する第１局部発振器と、前記ＲＦ信号からデジタル
地上波の１つのチャンネルの信号を選択して、前記第１
局部発振信号とミキシングして第１ＩＦ信号に変換する
第１ミキサと、第１ＩＦ信号周波数との差が第２ＩＦ信
号周波数となる周波数の第２局部発振信号を発生する第
２局部発振器と、入力された前記第１ＩＦ信号と前記第
２局部発振信号に対しては、ミキシングして前記第２Ｉ
Ｆ信号に変換し、イメージ妨害信号に対しては、該信号
の周波数と前記第２局部発振信号周波数との和の周波数
のみを有する信号に変換する第２ミキサと、を有するこ
とを特徴とする。
【００１０】第２の発明は、前記第２ミキサが、前記第
２局部発振器の出力信号に対し９０°の位相遅れを生じ
させる第１移相手段と、該第１移相手段を出力した信号
と前記第１ＩＦ信号とがミキシングされる第３ミキサ
と、前記第２局部発振器の出力と前記第１ＩＦ信号とが
ミキシングされる第４ミキサと、該第４ミキサの出力信
号に対し９０°の位相遅れを生じさせる第２移相手段
と、第３ミキサの出力信号と第２移相手段の出力信号を
加算する加算器と、を有することを特徴とする。
２局部発振器の出力信号に対し９０°の位相遅れを生じ
させる第１移相手段と、該第１移相手段を出力した信号
と前記第１ＩＦ信号とがミキシングされる第３ミキサ
と、前記第２局部発振器の出力と前記第１ＩＦ信号とが
ミキシングされる第４ミキサと、該第４ミキサの出力信
号に対し９０°の位相遅れを生じさせる第２移相手段
と、第３ミキサの出力信号と第２移相手段の出力信号を
加算する加算器と、を有することを特徴とする。
【００１１】第３の発明は、前記第２ミキサの後段に第
２ＩＦ信号のみを通過させるフィルタを備えたことを特
徴とする。
２ＩＦ信号のみを通過させるフィルタを備えたことを特
徴とする。
【００１２】第４の発明は、前記フィルタが、前記第２
ミキサの後段に配置されたアナログフィルタと、該アナ
ログフィルタの後段に配置されたデジタルフィルタとか
らなり、前記アナログフィルタと前記デジタルフィルタ
の間にＡ／Ｄ変換器を挿入したことを特徴とする。
ミキサの後段に配置されたアナログフィルタと、該アナ
ログフィルタの後段に配置されたデジタルフィルタとか
らなり、前記アナログフィルタと前記デジタルフィルタ
の間にＡ／Ｄ変換器を挿入したことを特徴とする。
【００１３】第５の発明は、前記フィルタが、選択した
前記デジタル地上波のチャンネルに隣接するチャンネル
の信号を除去する機能を有することを特徴とする。
前記デジタル地上波のチャンネルに隣接するチャンネル
の信号を除去する機能を有することを特徴とする。
【００１４】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て図面を参照しながら説明する。図１は本発明によるデ
ジタル地上波受信機の一実施形態を示すブロック図であ
る。尚、従来のデジタル地上波受信機のブロックと重複
する部品には同じ番号を付すこととする。
て図面を参照しながら説明する。図１は本発明によるデ
ジタル地上波受信機の一実施形態を示すブロック図であ
る。尚、従来のデジタル地上波受信機のブロックと重複
する部品には同じ番号を付すこととする。
【００１５】この受信機は、高周波出力端子１、トラッ
キングバンドパスフィルタ２、ＲＦアンプ３、トラッキ
ングバンドパスフィルタ４、第１ミキサ５、第１局部発
振器６、第２局部発振器１２、ＳＡＷフィルタ１５、Ｉ
Ｆアンプ１６、第２ミキサ（イメージリジェクションタ
イプ）１７、アナログフィルタ１３、Ａ／Ｄ変換器１４
からなる構成である。
キングバンドパスフィルタ２、ＲＦアンプ３、トラッキ
ングバンドパスフィルタ４、第１ミキサ５、第１局部発
振器６、第２局部発振器１２、ＳＡＷフィルタ１５、Ｉ
Ｆアンプ１６、第２ミキサ（イメージリジェクションタ
イプ）１７、アナログフィルタ１３、Ａ／Ｄ変換器１４
からなる構成である。
【００１６】以下、図１の受信機における各部分の機能
について説明する。アンテナ等で受信され、高周波入力
端子１よりＲＦ信号が入力される。ＲＦ信号は、受信す
る周波数に連動して中心周波数が変化できるトラッキン
グバンドパスフィルタ２で選択度が得られた後、ＲＦア
ンプ３で増幅され、トラッキングバンドパスフィルタ４
でさらに選択度が得られる。第１ミキサ５によって第１
ＩＦ信号と同じ周波数に変換されるイメージ妨害信号
は、前記の２つのトラッキングバンドパスフィルタによ
り許容レベルまで濾波される。上記トラッキングバンド
パスフィルタ４の出力は、第１ミキサ５で第１局部発振
器６からの第１局部発振信号とミキシングされて、第１
ＩＦ信号に変換される。ここまでは、従来技術の図４と
同様である。
について説明する。アンテナ等で受信され、高周波入力
端子１よりＲＦ信号が入力される。ＲＦ信号は、受信す
る周波数に連動して中心周波数が変化できるトラッキン
グバンドパスフィルタ２で選択度が得られた後、ＲＦア
ンプ３で増幅され、トラッキングバンドパスフィルタ４
でさらに選択度が得られる。第１ミキサ５によって第１
ＩＦ信号と同じ周波数に変換されるイメージ妨害信号
は、前記の２つのトラッキングバンドパスフィルタによ
り許容レベルまで濾波される。上記トラッキングバンド
パスフィルタ４の出力は、第１ミキサ５で第１局部発振
器６からの第１局部発振信号とミキシングされて、第１
ＩＦ信号に変換される。ここまでは、従来技術の図４と
同様である。
【００１７】第１ミキサ５の出力（第１ＩＦ信号）に含
まれているイメージ妨害信号は、ＳＡＷフィルタ１５で
濾波される。その後、ＩＦアンプ１６で利得が確保され
た後、第２ミキサ１７であるイメージリジェクションタ
イプミキサへ入力される。
まれているイメージ妨害信号は、ＳＡＷフィルタ１５で
濾波される。その後、ＩＦアンプ１６で利得が確保され
た後、第２ミキサ１７であるイメージリジェクションタ
イプミキサへ入力される。
【００１８】次に、第２ミキサ１７の回路構成を図２を
基に説明する。この第２ミキサ１７は、第３ミキサ２
０、第４ミキサ２１、第１（９０°）移相器２２、第２
（９０°）移相器２３、加算器２４からなる構成であ
る。第２ミキサ１７に入力された第１ＩＦ信号Ａは、第
３及び第４ミキサ２０，２１に入力される。第１移相器
２２は、第２局部発振器１２の出力信号（第２局部発振
信号）に対し９０°の位相遅れを生じさせて、第３ミキ
サ２０に出力する。第３ミキサ２０は、第１ＩＦ信号Ａ
と第１移相器からの信号をミキシングして信号Ｂを出力
する。第４ミキサ２１は第１ＩＦ信号Ａと第２局部発振
信号をミキシングした信号Ｃを第２移相器２３に出力す
る。第２移相器２３は、信号Ｃに対し９０°の位相遅れ
を生じさせて加算器２４に信号Ｄを出力する。加算器２
４は信号Ｂ及び信号Ｄを加算して信号Ｅを出力する。
基に説明する。この第２ミキサ１７は、第３ミキサ２
０、第４ミキサ２１、第１（９０°）移相器２２、第２
（９０°）移相器２３、加算器２４からなる構成であ
る。第２ミキサ１７に入力された第１ＩＦ信号Ａは、第
３及び第４ミキサ２０，２１に入力される。第１移相器
２２は、第２局部発振器１２の出力信号（第２局部発振
信号）に対し９０°の位相遅れを生じさせて、第３ミキ
サ２０に出力する。第３ミキサ２０は、第１ＩＦ信号Ａ
と第１移相器からの信号をミキシングして信号Ｂを出力
する。第４ミキサ２１は第１ＩＦ信号Ａと第２局部発振
信号をミキシングした信号Ｃを第２移相器２３に出力す
る。第２移相器２３は、信号Ｃに対し９０°の位相遅れ
を生じさせて加算器２４に信号Ｄを出力する。加算器２
４は信号Ｂ及び信号Ｄを加算して信号Ｅを出力する。
【００１９】この回路において記号で指示された部分の
信号は次式で示される。第２局部発振信号をsinωLoｔ
として、希望信号（第１ＩＦ信号）sinωDｔが入力され
た場合、各部の信号が下記の通り計算される。ここで、
ωL、ωDには、ωL＞ωDの関係があるものとする。 Ａ：sinωDt Ｂ：sinωDt×sin(ωLoｔ−９０°) ＝（１／２）×cos(ωLoｔ−９０°−ωDｔ)＋ （１／２）×cos(ωLoｔ−９０°＋ωDｔ) Ｃ：sinωDt×sinωLot ＝（１／２）×cos(ωLoｔ−ωDｔ)＋ （１／２）×cos(ωLoｔ＋ωDｔ) Ｄ：（１／２）×cos(ωLoｔ−ωDｔ−９０°)＋ （１／２）×cos(ωLoｔ＋ωDｔ−９０°) Ｅ：Ｂ＋Ｄ＝cos(ωLoｔ−ωDｔ−９０°)＋cos(ωLoｔ＋ωDｔ−９０°) ＝sin(ωLoｔ−ωDｔ)＋sin(ωLoｔ＋ωDｔ) 上記の様に、第２局部発振信号周波数と希望信号（第１
ＩＦ信号）周波数の差と和の周波数の信号が出力され
る。第２局部発振信号周波数と第１ＩＦ信号周波数の差
が第２ＩＦ信号の周波数である。和の周波数の信号は、
後段のアナログフィルタ１３によって取り除かれる。
信号は次式で示される。第２局部発振信号をsinωLoｔ
として、希望信号（第１ＩＦ信号）sinωDｔが入力され
た場合、各部の信号が下記の通り計算される。ここで、
ωL、ωDには、ωL＞ωDの関係があるものとする。 Ａ：sinωDt Ｂ：sinωDt×sin(ωLoｔ−９０°) ＝（１／２）×cos(ωLoｔ−９０°−ωDｔ)＋ （１／２）×cos(ωLoｔ−９０°＋ωDｔ) Ｃ：sinωDt×sinωLot ＝（１／２）×cos(ωLoｔ−ωDｔ)＋ （１／２）×cos(ωLoｔ＋ωDｔ) Ｄ：（１／２）×cos(ωLoｔ−ωDｔ−９０°)＋ （１／２）×cos(ωLoｔ＋ωDｔ−９０°) Ｅ：Ｂ＋Ｄ＝cos(ωLoｔ−ωDｔ−９０°)＋cos(ωLoｔ＋ωDｔ−９０°) ＝sin(ωLoｔ−ωDｔ)＋sin(ωLoｔ＋ωDｔ) 上記の様に、第２局部発振信号周波数と希望信号（第１
ＩＦ信号）周波数の差と和の周波数の信号が出力され
る。第２局部発振信号周波数と第１ＩＦ信号周波数の差
が第２ＩＦ信号の周波数である。和の周波数の信号は、
後段のアナログフィルタ１３によって取り除かれる。
【００２０】一方、イメージ妨害信号（sinωimｔ）が
入力された場合は、下記のように計算される。 上記の様に、第２局部発振信号周波数と希望信号（第１
ＩＦ信号）周波数の和の周波数信号のみが出力され、和
の成分は、後段のアナログフィルタ１３によって取り除
かれ、結局何も出力されない。
入力された場合は、下記のように計算される。 上記の様に、第２局部発振信号周波数と希望信号（第１
ＩＦ信号）周波数の和の周波数信号のみが出力され、和
の成分は、後段のアナログフィルタ１３によって取り除
かれ、結局何も出力されない。
【００２１】このように、第２ミキサ１７内では、イメ
ージ妨害信号（希望信号とほぼ同じ周波数の信号）が入
力された場合、第２ＩＦ信号に当たる差周波数の信号は
出力されないことが確認できる。すなわち、この第２ミ
キサ１７へ入力された第１ＩＦ信号は、第２局部発振器
１２からの第２局部発振信号とミキシングされて第２Ｉ
Ｆ信号に変換されると同時に、第１ＩＦ信号に含まれる
イメージ妨害信号が、第２ＩＦ信号とは別の周波数の信
号に変換されて、後段のフィルタにより妨害にならない
レベルまで濾波されることになる。
ージ妨害信号（希望信号とほぼ同じ周波数の信号）が入
力された場合、第２ＩＦ信号に当たる差周波数の信号は
出力されないことが確認できる。すなわち、この第２ミ
キサ１７へ入力された第１ＩＦ信号は、第２局部発振器
１２からの第２局部発振信号とミキシングされて第２Ｉ
Ｆ信号に変換されると同時に、第１ＩＦ信号に含まれる
イメージ妨害信号が、第２ＩＦ信号とは別の周波数の信
号に変換されて、後段のフィルタにより妨害にならない
レベルまで濾波されることになる。
【００２２】受信機における第２ミキサ１７の後段に
は、アナログフィルタ１３が備えられ、第２ＩＦ信号は
アナログフィルタ１３で帯域制限され、Ａ／Ｄ変換器１
４でデジタル信号に変換された後、ＯＦＤＭ復調回路へ
入力される。アナログフィルタ１３はＡ／Ｄ変換器１４
のアンチエリアスフィルタとして機能する低域通過型の
フィルタである。この方式はＳＡＷフィルタ１５で隣接
チャンネル信号が十分除去できる時に用いる。除去でき
ないときは、アナログフィルタ１３がアンチエリアスフ
ィルタの役割に加える方式として、隣接チャンネルの妨
害除去の役割を担うようにする。
は、アナログフィルタ１３が備えられ、第２ＩＦ信号は
アナログフィルタ１３で帯域制限され、Ａ／Ｄ変換器１
４でデジタル信号に変換された後、ＯＦＤＭ復調回路へ
入力される。アナログフィルタ１３はＡ／Ｄ変換器１４
のアンチエリアスフィルタとして機能する低域通過型の
フィルタである。この方式はＳＡＷフィルタ１５で隣接
チャンネル信号が十分除去できる時に用いる。除去でき
ないときは、アナログフィルタ１３がアンチエリアスフ
ィルタの役割に加える方式として、隣接チャンネルの妨
害除去の役割を担うようにする。
【００２３】また、アナログフィルタを用いずにＡ／Ｄ
変換器の後段にデジタルフィルタを備えて、同様の役割
を果たさせることも可能である。
変換器の後段にデジタルフィルタを備えて、同様の役割
を果たさせることも可能である。
【００２４】図３は、本発明に係るデジタル地上波受信
機の他の実施形態を示すブロック図である。前記実施形
態と異なるのは、Ａ／Ｄ変換器１４の後段にデジタルフ
ィルタ１８を備えた点である。アナログフィルタ１３が
アンチエリアスフィルタで、デジタルフィルタ１８が隣
接チャンネルの妨害除去の役割を担う。この方式はＳＡ
Ｗフィルタ１５では十分に隣接チャンネル信号が除去で
きない時に用いる。
機の他の実施形態を示すブロック図である。前記実施形
態と異なるのは、Ａ／Ｄ変換器１４の後段にデジタルフ
ィルタ１８を備えた点である。アナログフィルタ１３が
アンチエリアスフィルタで、デジタルフィルタ１８が隣
接チャンネルの妨害除去の役割を担う。この方式はＳＡ
Ｗフィルタ１５では十分に隣接チャンネル信号が除去で
きない時に用いる。
【００２５】除去できないときは、アナログフィルタ１
３がアンチエリアスフィルタの役割に加えて、隣接チャ
ンネルの妨害除去の役割を担い、デジタルフィルタ１８
も隣接チャンネルの妨害除去の役割を担うようにする。
こうすると、ＳＡＷフィルタ１５では十分に隣接チャン
ネル信号が除去できず、前述の実施形態を用いても隣接
チャンネルの妨害除去が不十分である場合に有効であ
る。
３がアンチエリアスフィルタの役割に加えて、隣接チャ
ンネルの妨害除去の役割を担い、デジタルフィルタ１８
も隣接チャンネルの妨害除去の役割を担うようにする。
こうすると、ＳＡＷフィルタ１５では十分に隣接チャン
ネル信号が除去できず、前述の実施形態を用いても隣接
チャンネルの妨害除去が不十分である場合に有効であ
る。
【００２６】なお、アナログフィルタ１３が隣接チャン
ネルの妨害除去を担う場合、急峻な特性を有する低域通
過型フィルタ、若しくは帯域通過型フィルタを使用す
る。
ネルの妨害除去を担う場合、急峻な特性を有する低域通
過型フィルタ、若しくは帯域通過型フィルタを使用す
る。
【００２７】
【発明の効果】本発明によれば、第２ミキサは、入力さ
れた第１ＩＦ信号と第２局部発振信号に対しては、第１
ＩＦ信号周波数と第２局部発振信号周波数との差の周波
数を有する第２ＩＦ信号に変換し、他の入力信号に対し
ては、該信号の周波数と前記第２局部発振信号周波数と
の和の周波数を有する信号に変換するので、イメージ妨
害信号を別の周波数信号として出力でき、後段において
イメージ妨害信号の濾波が可能となる。したがって、ミ
キサ前段でのイメージ妨害信号の濾波に対するＳＡＷフ
ィルタへの要求特性が緩和され、従来ＳＡＷフィルタを
２つ用いなければならなかったところを、１つのＳＡＷ
フィルタを用いるだけで要求特性を満たせるようにな
る。また、それと同時にＳＡＷフィルタのロスを補償す
るＩＦアンプも１つ不要になり、装置の小型化を図るこ
とができる。
れた第１ＩＦ信号と第２局部発振信号に対しては、第１
ＩＦ信号周波数と第２局部発振信号周波数との差の周波
数を有する第２ＩＦ信号に変換し、他の入力信号に対し
ては、該信号の周波数と前記第２局部発振信号周波数と
の和の周波数を有する信号に変換するので、イメージ妨
害信号を別の周波数信号として出力でき、後段において
イメージ妨害信号の濾波が可能となる。したがって、ミ
キサ前段でのイメージ妨害信号の濾波に対するＳＡＷフ
ィルタへの要求特性が緩和され、従来ＳＡＷフィルタを
２つ用いなければならなかったところを、１つのＳＡＷ
フィルタを用いるだけで要求特性を満たせるようにな
る。また、それと同時にＳＡＷフィルタのロスを補償す
るＩＦアンプも１つ不要になり、装置の小型化を図るこ
とができる。
【００２８】特に、第３及び４の発明によれば、前記第
２ミキサの後段に第２ＩＦ信号のみを通過させるフィル
タを備えたので、イメージ妨害信号の濾波ができる。
２ミキサの後段に第２ＩＦ信号のみを通過させるフィル
タを備えたので、イメージ妨害信号の濾波ができる。
【００２９】更に、第５の発明によれば、第２ミキサの
後段に配置されたフィルタは、選択した前記デジタル地
上波のチャンネルに隣接するチャンネルの信号を除去で
きるので、第１ＩＦ周波数において、イメージ妨害信号
の反対の周波数にある隣接アナログチャンネルについて
も、除去が可能となる。
後段に配置されたフィルタは、選択した前記デジタル地
上波のチャンネルに隣接するチャンネルの信号を除去で
きるので、第１ＩＦ周波数において、イメージ妨害信号
の反対の周波数にある隣接アナログチャンネルについて
も、除去が可能となる。
【図１】本発明に係るデジタル地上波受信機の一実施形
態としての回路構成を示すブロック図である。
態としての回路構成を示すブロック図である。
【図２】イメージリジェクションタイプミキサの回路構
成を示すブロック図である。
成を示すブロック図である。
【図３】本発明に係るデジタル地上波受信機の他の実施
形態としての回路構成を示すブロック図である。
形態としての回路構成を示すブロック図である。
【図４】従来のデジタル地上波受信機の構成の一例を示
すブロック図。
すブロック図。
【図５】アナログとデジタルの混成放送におけるスペク
トラム図である。
トラム図である。
【図６】デジタル地上波受信における周波数変換の前後
のスペクトラム図である。
のスペクトラム図である。
１ 高周波信号入力端子 ２，４ トラッキングバンドパスフィルタ ３ ＲＦアンプ ５ 第１ミキサ ６ 第１局部発振器 １２ 第２局部発振器 １３ フィルタ １４ Ａ／Ｄ変換器 １５ ＳＡＷフィルタ １６ ＩＦアンプ １７ 第２ミキサ
Claims (5)
- 【請求項１】 デジタル方式の地上波を受信するための
デジタル地上波受信機において、 アンテナで受信されたＲＦ信号周波数との差が第１ＩＦ
信号周波数となる周波数の第１局部発振信号を発生する
第１局部発振器と、 前記ＲＦ信号からデジタル地上波の１つのチャンネルの
信号を選択して、前記第１局部発振信号とミキシングし
て第１ＩＦ信号に変換する第１ミキサと、 第１ＩＦ信号周波数との差が第２ＩＦ信号周波数となる
周波数の第２局部発振信号を発生する第２局部発振器
と、 入力された前記第１ＩＦ信号と前記第２局部発振信号に
対しては、ミキシングして前記第２ＩＦ信号に変換し、
イメージ妨害信号に対しては、該信号の周波数と前記第
２局部発振信号周波数との和の周波数のみを有する信号
に変換する第２ミキサと、 を有することを特徴とするデジタル地上波受信機。 - 【請求項２】 前記第２ミキサは、 前記第２局部発振器の出力信号に対し９０°の位相遅れ
を生じさせる第１移相手段と、 該第１移相手段を出力した信号と前記第１ＩＦ信号とが
ミキシングされる第３ミキサと、 前記第２局部発振器の出力と前記第１ＩＦ信号とがミキ
シングされる第４ミキサと、 該第４ミキサの出力信号に対し９０°の位相遅れを生じ
させる第２移相手段と、 第３ミキサの出力信号と第２移相手段の出力信号を加算
する加算器と、 を有することを特徴とする請求項１記載のデジタル地上
波受信機。 - 【請求項３】 前記第２ミキサの後段に第２ＩＦ信号の
みを通過させるフィルタを備えたことを特徴とする請求
項１又は２記載のデジタル地上波受信機。 - 【請求項４】 前記フィルタは、前記第２ミキサの後段
に配置されたアナログフィルタと、該アナログフィルタ
の後段に配置されたデジタルフィルタとからなり、 前記アナログフィルタと前記デジタルフィルタの間にＡ
／Ｄ変換器を挿入したことを特徴とする請求項３記載の
デジタル地上波受信機。 - 【請求項５】 前記フィルタは、選択した前記デジタル
地上波のチャンネルに隣接するチャンネルの信号を除去
する機能を有することを特徴とする請求項３又は４記載
のデジタル地上波受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16732698A JP3522536B2 (ja) | 1998-06-15 | 1998-06-15 | デジタル地上波受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16732698A JP3522536B2 (ja) | 1998-06-15 | 1998-06-15 | デジタル地上波受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000004408A true JP2000004408A (ja) | 2000-01-07 |
| JP3522536B2 JP3522536B2 (ja) | 2004-04-26 |
Family
ID=15847682
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16732698A Expired - Fee Related JP3522536B2 (ja) | 1998-06-15 | 1998-06-15 | デジタル地上波受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3522536B2 (ja) |
-
1998
- 1998-06-15 JP JP16732698A patent/JP3522536B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3522536B2 (ja) | 2004-04-26 |
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