ITMI20070139A1 - Accensione morbida auto-adattiva di dispositivi di commutazione di potenza - Google Patents

Description

DESCRIZIONE

dell’invenzione industriale dal titolo:

“ACCENSIONE MORBIDA AUTO-ADATTIVA DI DISPOSITIVI DI

COMMUTAZIONE DI POTENZA”

La presente invenzione riguarda il settore del elettronica. Più specificamente, la presente invenzione riguarda l'accensione (tum-on) di dispositivi di commutazione di potenza.

Dispositivi di commutazione di potenza sono normalmente utilizzati in svariate applicazioni; comunemente, un dispositivo di commutazione di potenza è implementato per mezzo di un transistore - ad esempio, un transistore bipolare a gate isolata (IGBT) - in grado di sostenere alte tensioni (come fino a )O0-l,O00V) e di pilotare elevate correnti (come l<'>ino a 0.1 -10A). Un tipico esempio di applicazione dell’lGBT è nel campo automobilistico, in cui l’IGBT può essere usato per controllare le scintille d'accensione di candele di un motore a combustione interna.

In particolare, in tale applicazione l<'>IGBT è accoppiato con un avvolgimento primario di un trasformatore; il trasformatore ha una pluralità di avvolgimenti secondari, ciascuno accoppiato con una rispettiva candela. L'IGBT in primo luogo è acceso applicando una tensione adatta al relativo terminale di gate. Di conseguenza, l’IGBT passa da uno stato spento (bloccato) - in cui una sua tensione collettoreemettitore è circa uguale ad una tensione fornita da una batteria automobilistica (tipicamente 12V, rispetto ad una tensione di riferimento o massa) - ad uno stato acceso - in cui la stessa tensione di collettore-emettitore raggiunge una tensione di saturazione (come inferiore a IV). In questo modo, una tensione ai capi del ravvolgimento primario passa dalla tensione di massa (ossia, OV) approssimativamente alla tensione di batteria (ossia, 12V). Ciò produce il caricamento dell’avvolgimento primario con una corrente che ha un andamento di tipo lineare. I<)>valore di picco di questa corrente di carica è determinato dalla durata di un intervallo di tempo, durante il quale l’IGBT è mantenuto acceso. A questo punto, quando è richiesta la generazione di una scintilla di accensione l’IGBT è spento in modo da causare una brusca interruzione della corrente di carica. Di conseguenza, un’exlra-tensione compare ai capi del avvolgimento primario; ciò genera una tensione molto elevata ai capi di ogni avvolgimento secondario (dell'ordine di alcune migliaia di V), la quale alta tensione provoca la generazione della scintilla di accensione.

Quando PTGBT si accende per caricare ravvolgimento primario, la tensione ai capi del ravvolgimento primario subisce una variazione marcata, avente una durata corrispondente ad un periodo transitorio di accensione dell’IGBT (mentre commuta dallo stato spento allo stato acceso). Tipicamente, applicando una tensione a gradino al terminale di gate delPIGBT, la durata del periodo transitorio di accensione è dell'ordine delle centinaia dei nanosecondi. Tuttavia, questo provoca un rapporto incrementale AV/At della tensione ai capi dell’avvolgimento primario molto elevato, che genera una sovra-elongazionc che può causale una scintilla di accensione indesiderata.

Per risolvere questo problema. l IGΒΤ c generalmente controllato in modo da ottenere una cosiddetta sua accensione morbida (so fi). in cui la tensione di collettoreemettitore delPIGBT è ridotta gradualmente (da 12V a TV). A tale scopo, è possibile applicare una corrente di accensione continua al terminale di gate delPIGBT; la corrente di accensione carica corrispondenti condensatori parassiti, così da aumentare la tensione di gate in modo relativamente lento finché l’IGBT si accende,In questo modo, il rapporto incrementale AV/At della tensione ai capi dell’avvolgimento primario del trasformatore è notevolmente ridotto (con ciò evitando qualsiasi scintilla d<'>accensione indesiderata).

Purtroppo, la procedura d<'>accensione morbida sopra descritta aumenta un ritardo d’accensione tra l’applicazione del segnale richiesto per accendere l’IGBT e la sua effettiva commutazione. Il ritardo d’accensione provoca una corrispondente riduzione della corrente di carica massima che è raggiunta quando riBGT è spento per generare la scintilla dell'accensione, e conseguentemente una riduzione dell'energia immagazzinata nel trasformatore (a parità di tempo disponibile); ciò può causare una debole scintilla d'accensione quando il ritardo d’accensione è troppo lungo.

Una soluzione nota nell'arte per ridurre la durata del ritardo d’accensione (senza provocare alcuna sovra-elongazione) consiste nel pre-caricare il terminale di gate dell’ÌGBT - ad una tensione di pre-carica inferiore ad una sua tensione di soglia - prima dell’applicazione della corrente d’accensione sopra descritta. Tuttavia, la tensione di soglia dell’TGBT c strettamente correlata alle dispersioni del processo di fabbricazione ed alle variazioni di temperatura. Di conseguenza, la tensione di precarica deve assumere un valore sufficiente basso da assicurare che l’IGBT sia lasciato spento (prima di applicare la corrente d'accensione) in ogni condizione. Di conseguenza, tale soluzione non è completamente soddisfacente, poiché nella maggior parte delle situazioni pratiche la durata del ritardo d’accensione rimane significativamente elevata.

In ogni caso, la durata del ritardo d<'>accensione varia secondo le effettive condizioni operative. Di conseguenza, non è possibile controllare esattamente la generazione delle scintille d'accensione.

In termini generali, la presente invenzione si basa sull'idea di auto-adattarsi ai dispositivi di commutazione di potenza.

In particolare, la presente invenzione fornisce una soluzione come indicato nelle rivendicazioni indipendenti. Forme di realizzazione vantaggiose dell'invenzione sono descritte nelle rivendicazioni dipendenti.

Più specificamente, un aspetto della presente invenzione propone un circuito di controllo per accendere un dispositivo di commutazione di potenza; il dispositivo di commutazione si accende in risposta ad un segnale di controllo che supera un valore di soglia. Il circuito di controllo include mezzi di pre-carica per fornire il segnale di controllo ad un valore di pre-carica, il quale non raggiunge il valore di soglia. Mezzi di accensione morbida sono usati per incrementare gradualmente il segnale di controllo dal valore di pre-carica ad un valore di accensione (che supera il valore di soglia). 1 mezzi di pre-carica includono mezzi per rilevare un'indicazione del valore di soglia; ulteriori mezzi sono usati per impostare il valore di pre-carica in accordo con il valore di soglia rilevato.

Preferibilmente, il valore di pre-carica è impostato al valore di soglia rilevato ridotto di una quantità predeterminata.

A tale scopo, può essere usato un amplificatore separatore d’impendenza (buffer) con un guadagno inferiore a 1.

Vantaggiosamente, il valore di soglia è rilevato per mezzo di un dispositivo di commutazione ausiliario.

In una forma di realizzazione della presente invenzione, i dispositivi di commutazione sono basati su MOSFFT.

In particolare, il MOSFFT ausiliario è collegato a diodo in serie a mezzi limitalori di corrente.

Un'implementazione suggerita del MOSFET ausiliario in fonrta integrata è inoltre presentata (con i mezzi limitatori di corrente che sono definiti da un diodo ed un JFET che sono intrinseci alla struttura).

Un ulteriore aspetto della presente invenzione propone un sistema di commutazione di potenza che comprende il dispositivo di commutazione e tale circuito di controllo.

Un'implementazione suggerita del sistema di commutazione (consistente in un IGBT integrato insieme al MOSFET ausiliario) è anche presentata.

Un altro aspetto della presente invenzione propone un corrispondente metodo per accendere un dispositivo di commutazione di potenza.

L'invenzione stessa, come pure ulteriori caratteristiche ed i relativi vantaggi, sarà meglio compresa con riferimento alla seguente descrizione dettagliata, data puramente a titolo indicai ivo e non limitativo, da leggersi congiuntamente alle figure allegate. A tale riguardo, è espressamente inteso che le figure non sono necessariamente in scala e che. a meno di indicazione contraria, esse sono intese semplicemente ad illustrare concettualmente le strutture e le procedure descritte. In particolare:

Figura 1 mostra schematicamente una porzione di un circuito elettronico automobilistico che contiene un sistema di commutazione di potenza, in cui la soluzione in accordo con una forma di realizzazione della presente invenzione è applicabile;

Figura 2A dettaglia il sistema di commutazione in accordo con una soluzione nota nell'arte;

Figura 2B è un grafico delle grandezze elettriche coinvolte nel funzionamento del sistema di commutazione della Figura 2A;

Figura 3A dettaglia il sistema di commutazione in accordo con una forma di realizzazione della presente invenzione·.

Figura 3B è un grafico delle grandezze coinvolte nel funzionamento del sistema di commutazione della Figura 3 A; e

Figura 4 è una vista in sezione di una porzione del sistema di commutazione della Figura 3 A integrato in una piastrina (chip) dì materiale semiconduttore.

Con riferimento in particolare alla Figura 1. una porzione di un circuito elettronico 100 per applicazioni automobilistiche è illustrata. 11 circuito elettronico 100 contiene un sistema di commutazione di potenza 105, il quale è sfruttato per controllare la generazione delle scintille di accensione in una pluralità di candele 110 (due nel disegno) di un motore a combustione intema.

Il sistema di commutazione 105 è alimentato tra una tensione dì massa ed una tensione di alimentazione Vdd (tipicamente, 5-10V rispetto alla tensione di massa). Il sistema di commutazione 105 riceve un segnale logico Vin - il quale definisce un comando di commutazione - e fornisce un corrispondente segnale di uscita Ve - il quale controlla la generazione delle scintille d'accensione - ad un terminale di uscita 1 15.

Il sistema di commutazione 105 è accoppiato con le candele 110 per mezzo di un trasformatore 120, il quale include un avvolgimento primario 125p e una pluralità di avvolgimenti secondari 125s. Gli avvolgimenti 125p e 125s hanno primi terminali collegati tra loro per ricevere una tensione di batteria Vbat (ad esempio, 12V) che è fornita da una batteria automobilistica (non mostrata nel disegno). Un secondo terminale delfavvolgimento primario I25p c collegato al terminale di uscita 115 del sistema di commutazione 105 per ricevere il segnale di controllo Ve; di conseguenza, una tensione di trasformatore Vp ai capi del ravvolgimento primario è uguale alla differenza fra la tensione di batteria Vbat ed il segnale di controllo Ve. Un secondo terminale di ogni avvolgimento secondario 125s è accoppiato con un terminale della rispettiva candela 110, il cui altro terminale è mantenuto alla tensione di massa.

Quando il segnale di comando Vin è ad un valore basso (ad esempio, la tensione di massa), il segnale di controllo Ve assume un valore alto approssimativamente uguale alla tensione di batteria Vbat. Di conseguenza, la tensione di trasformatore Vp (ai capi del suo avvolgimento primario 125p) è circa uguale a OV e nessuna corrente scorre in esso. Un certo tempo prima che sia richiesta la generazione di una scintilla d'accensione (per innescare la combustione interna nel motore), il segnale di comando Vin commuta ad un valore alto (ad esempio, la tensione di alimentazione Vdd) ed il segnale di controllo Ve assume un valore basso approssimativamente uguale alla tensione di massa. Di conseguenza, la tensione di trasformatore Vp aumenta ad un valore prossimo alla tensione di batteria Vbat; una corrente di carica avente un andamento di tipo lineare scorre quindi attraverso ravvolgimento primario 125p in modo da immagazzinare energia in esso. Il segnale di comando Vin quindi commuta di nuovo al valore basso, con ciò provocando una brusca interruzione della corrente di carica. Di conseguenza, un’extra-tensione compare ai capi deiravvolgimcnto primario 125p, con una corrispondente tensione molto alta ai capi di ogni avvolgimento secondario 125s che trasferisce l’energia precedentemente immagazzinata nell<'>avvolgimento primario 125p agli avvolgimenti secondari 125s e quindi alle candele 110.

Facendo ora riferimento alla Figura 2A. una fonna di realizzazione nota nell'arte del sistema di commutazione sopra descritto è indicata con una notazione a singolo apice (ossia, 105'); gli altri elementi che corrispondono a quelli rappresentati nella Figura 1 sono invece indicati con gli stessi riferimenti e la loro descrizione è omessa per semplicità.

In particolare, il sistema di commutazione 105' include un IGBT 210 che funge da dispositivo di commutazione di potenza. Come noto, l’IGBT 210 combina una sezione MOS in ingresso con una sezione bipolare in uscita, in modo da fornire sia semplicità di pilotaggio (della sezione MOS) sia elevata portata in corrente (della sezione bipolare). L<'>TGBT 210 ha un terminale di collettore che riceve la tensione di batteria Vbat e un terminale di emettitore che riceve la tensione di massa; il terminale di collettore dell’IGBT 210 definisce anche il terminale di uscita 115 del sistema di commutazione 105’ (il quale fornisce il segnale di controllo desiderato, indicato in questo caso come Ve'). Capacità parassite sono associate con un terminale di gate deir IGBT 210, le quali capacità parassite sono indicate schematicamente nel disegno per mezzo di un condensatore equivalente Cp (a linee tratteggiate) collegato tra il terminale di gate ed il terminale di emettitore. Un resistore di abbassamento (pulldown) R è inoltre collegato tra il terminale di gate ed il terminale di emettitore (in modo da essere disposto in parallelo al condensatore Cp).

LTGBT 210 è controllato per la sua accensione morbida da un circuito indicato nel complesso con il riferimento 212. In dettaglio, il circuito di controllo 212 include un generatore di corrente (continua) 215 che fornisce una corrente d'apertura II (di alcune centinaia dei micro-Ampère) ed un generatore di corrente (continua) 215 che fornisce una corrente d’apertura 12 (maggiore della corrente II di un ordine di grandezza). Un primo terminale di ogni generatore di corrente 215 e 220 riceve la tensione di alimentazione Vdd. mentre un loro secondo terminale è collegato al terminale di gate dell’ IGBT 210 tramite interruttori 225 e 227, rispettivamente. Il circuito di controllo 212 ulteriormente include un blocco logico 230, il quale riceve il segnale di comando Vin: il blocco logico 212 è inoltre accoppiato con il terminale di uscita 115 (per ricevere il segnale di controllo Ve’) e con il terminale di gate delPIGBT 210 (per ricevere la relativa tensione, indicata con Vg<5>). T) blocco logico 230 apre/chiude gli interruttori 225 e 227 per mezzo di rispettivi segnali di controllo (non mostrati nel disegno).

Il funzionamento del sistema di commutazione 105’ sarà descritto nel seguito con riferimento alla Figura 2 A congiuntamente alla Figura 2 B (in cui sono illustrate le variazioni nel tempo dì alcune sue grandezze elettriche).

In una condizione dì riposo (con il segnale di comando Vin al valore basso della tensione di massa), gli interruttori 225.227 sono aperti e PIGBT 210 è spento (essendo la sua tensione di gate Vg’=0V); in questa condizione, il segnale di controllo Ve' è alla tensione di batteria Vbai (cosi che la tensione di trasfonnatore ai capi del suo avvolgimento primario sia circa 0V).

Quando è richiesta la carica dell<'>avvolgimento primario, ad un istante tO il segnale di comando Vin passa dal valore basso (la tensione di massa) al valore alto (la tensione di alimentazione Vdd). In risposta a ciò, il blocco logico 230 chiude l'interruttore 225 (collegato al generatore di corrente 215 più piccolo), così che la corrente 11 comincia a scorrere verso il terminale di gate delPIGBT 210. Di conseguenza, il condensatore Cp. che forma un circuito RC con il resi sto re R, inizia a caricarsi e la tensione di gate Vg<->- non mostrata nel grafico della Figura 2B per semplicità d'illustrazione - inizia ad aumentare (dalla tensione di massa).

L’IGBT 210 si accende ad un istante tl'. quando la tensione di gate Vg’ raggiunge una tensione di soglia delPIGBT 210. Una differenza di tempo tra l'instante tl’ e l'instante 10 dipende dalla tensione di soglia delPIGBT 210 e dalla velocità cui la tensione di gate Vg<'>aumenta, a sua volta dipendente da una pluralità di fattori (quali la corrente II, la resistenza del resistere R e la capacità del condensatore Cp). In particolare, la tensione di soglia delPIGBT 210 varia in un intervallo relativamente ampio (ad esempio, da 0.6V a 2V), in accordo con le dispersioni del processo di fabbricazione c le variazioni di temperatura.

Dopo l'instante 11 ’, il segnale di controllo Ve' comincia a diminuire approssimativamente con una pendenza che dipende dalla velocità cui la tensione di gate Vg’ aumenta. Quando ad un istante t2’ il segnale di controllo Ve' raggiunge una tensione di stato acceso predefinita Vf (ad esempio, 1-2V), il blocco logico 230 chiude anche l'interruttore 227 (collegato al generatore di corrente 220 più grande). Allora, la corrente 12 si somma alla corrente II e l’IGBT 210 raggiunge una condizione di saturazione molto velocemente (con la tensione di gate Vg’ che raggiunge un valore stabile sostanzialmente uguale alla tensione di alimentazione Vdd); la tensione collettore-emettitore delPIGBT 210 è quindi portata ad una tensione di saturazione (come 0, 7-0.8 V): in questa condizione, il segnale di controllo Ve’ è alla stessa bassa tensione (così che la tensione di trasformatore ai capi del suo avvolgimento primario sia prossima alla tensione di batteria Vbat, con ciò consentendo il caricamento del avvolgimento primario). Durante l’intera procedura di accensione morbida sopra descritta, la tensione di gate Vg’ è inoltre ritornata al blocco logico 230 per altri scopi (come di diagnostica).

Un ritardo d’accensione Td<‘>dell’IGBT 210 è definito come il tempo tra l'instante tO, quando avviene la commutazione del segnale di comando Vin, ed un istante ton<!>, quando il segnale di controllo Ve<’>raggiunge un valore uguale al 90% della tensione di batteria Vbat. In aggiunta, un tempo di caduta Tf è definito come il tempo tra l’istante tom e l’istante t2\ quando il segnale di controllo Ve’ raggiunge il valore della tensione di stato acceso Vf. Il tempo di caduta Tf corrisponde ad un tempo di salita della tensione di trasformatore ai capi del suo avvolgimento primario.Pertanto, un tempo di caduta Tf relativamente lungo comporta una diminuzione della pendenza del segnale di controllo Ve' e, quindi, un rapporto incrementale AV/At della tensione di trasformatore ai capi dell<’>avvolgimento primario vantaggiosamente più basso (che evita scintille d’accensione indesiderate). Al contrario, se la tensione di gate Vg<">dovesse essere portata improvvisamente alla tensione di alimentazione Vdd. allora il segnale di controllo Ve’ (rappresentato a linea tratteggiata nella Figura 2B) scenderebbe molto velocemente; ciò porterebbe ad un rapporto incrementale Δν/Δί della tensione di trasformatore ai capi del suo avvolgimento primario molto alto (con la sovra-elongazione sopra menzionata ed il corrispondente rischio di scintille d<’>accensione indesiderate). Tuttavia, la procedura d'accensione morbida dell<'>lGBT 210 comporta una durata relativamente lunga di un corrispondente periodo transitorio d'accensione - tra la commutazione del segnale di comando Vin e l'effettiva accensione dell<'>TGBT 210 - uguale alla somma del ritardo di accensione Td’ più il tempo di caduta Tf. Dato un tempo disponibile predeterminato, al fine di ridurre la durata di questo periodo transitorio di accensione senza alcuna sovra-elongazione (e quindi la diminuzione dell'energia immagazzinata nell’avvolgimento primario del trasformatore), è possibile agire solo sul ritardo di accensione Td’. A tale scopo, il terminale di gate dcllTGBT 210 è pre-caricato prima dell'applicazione della corrente II. 11 risultato desiderato è ottenuto applicando una tensione di pre-carica - con un valore inferiore alla tensione di soglia dell’lGBT 210; tuttavia, al fine di assicurare che l<’>IGBT 210 sia lasciato spento in ogni condizione (indipendente da dispersioni del processo di fabbricazioni e variazioni di temperatura), la tensione di pre-carica deve essere molto bassa, come 0,1-0,3V (così che la durata del ritardo d’accensione Td<">non può essere ridotta significativamente).

Considerando ora la Figura 3 A. un<'>implementazione esemplificativa del sistema di commutazione in accordo con una forma di realizzazione dell'invenzione è differenziata con una notazione a doppio apice (ossia, 105”); gli altri elementi che corrispondono a quelli rappresentati nella figure precedenti sono invece indicati con gli stessi riferimenti c la loro descrizione è omessa per semplicità.

Come sopra, il sistema di commutazione 105” fornisce in uscita il segnale di controllo per il trasformatore (non mostrato nel disegno) - indicato in questa condizione come Ve”. Λ tale scopo, il sistema di commutazione 105” è dotato di un circuito differente - indicato nel complesso con il riferimento 312 - per controllare lo stesso IGBT 210. In particolare, il circuito di controllo 312 include, in aggiunta alla struttura sopra descritta nota nell'arte, un rilevatore 312. Come sarà evidente nel seguito, il rilevatore 312 misura un'indicazione della tensione di soglia delFIGBT 210 e quindi imposta la sua tensione di pre-carica di conseguenza.

Ciò consente di ridurre la durata del ritardo d'accensione delFIGBT 210 il più possibile - senza impattare negativamente la procedura d'accensione morbida. Infatti, il rilevatore 313 funge da inseguitore della tensione di soglia, cosi che la tensione di pre-carica si auto-adatta alla tensione di soglia delFIGBT 210. Pertanto, la soluzione proposta è completamente indipendente da dispersioni del processo di fabbricazione e variazioni di temperatura. Di conseguenza, è possibile ridurre il ritardo d’accensione delFIGBT 210 (e quindi assicurare una corretta generazione della scintilla d'accensione) in ogni situazione. Inoltre, ciò consente di controllare la durata del ritardo d’accensione delFIGBT 210 con elevata precisione in ogni condizione operativa.

Più specificamente, il cuore del rilevatore 313 consiste in un transistore MOS M a canale n. Il MOS M è collegato in una configurazione a diodo, con un terminale di drain cortocircuito ad un terminale di gate; il MOS M ha un terminale di source che riceve la tensione di massa. In aggiunta, il rilevatore 313 include un JFET J a canale n. Π JFET J ha un terminale di source collegato ai terminali di gate e di drain del MOS M, e un terminale di gate collegato al terminale di source del MOS M (e che quindi riceve la tensione di massa anche esso). Un terminale di drain del JFET J è collegato ad un terminale di catodo di un diodo D, che ha un terminale di anodo collegato al terminale di uscita 115.

Inoltre, il rilevatore 313 include un amplificatore operazionale 315 in configurazione a buffer. In particolare, ramplificatore 315 ha un terminale d’ingresso non-invertente (+) collegato al terminale di gate del MOS M e un terminale d’ingresso invertente (-) collegato in retroazione ad un suo terminale di uscita. Il terminale di uscita dell'amplificatore 315 è ulteriormente accoppiato con il terminale di gate dell’IGBT 210 per mezzo di un resistore 320. Di conseguenza, un guadagno del buffer 315,320 così ottenuto è inferiore a 1 (secondo ima resistenza del resistore 320); ad esempio, il guadagno è impostato a 0,8-0.99. preferibilmente a 0,85-0.95 e più preferibilmente a 0,88-0.92 (come 0.9).

Il funzionamento del sistema di commutazione 105” sarà descritto nel seguito con riferimento alla Figura 3 A congiuntamente alla Figura 3B (in cui sono illustrate le variazioni nel tempo di alcune sue grandezze elettriche).

Come sopra, in una condizione di riposo (con il segnale di comando Vin al valore basso), gli interruttori 225.227 sono aperti e 1 IGBT 210 è spento; in questa condizione, il segnale di controllo Ve” è alla tensione di batteria Vbat (così che la tensione di trasformatore ai capi del suo avvolgimento primario sia circa 0V). Di conseguenza, il terminale d’ingresso non-invertente del l'amplificato re 315 è alla tensione di soglia del MOS M (con una corrente assorbita dal diodo D e dal MOS M che è limitata dal JFET J che funge da resisto re). La tensione di soglia del MOS M è portata al terminale di uscita del buffer 315: pertanto, lo stesso valore - leggermente ridotto dal resistore 320 - è ritornato al terminale di gate delFIGBT 210 come sua tensione di pre-carica. L<'>IGBT 210 ed il MOS M sono integrati nella stessa piastrina di materiale semiconduttore, così da avere tensioni di soglia sostanzialmente uguali. Di conseguenza, la tensione di gate ora indicata con Vg” è portata ad un valore leggermente inferiore della tensione di soglia delFIGBT 210 cosi da assicurare che esso rimanga sempre spento. Si noti che questo risultato è ottenuto per mezzo di un componente ausiliario (ossia, il MOS M) così da evitare qualsiasi interferenza con il funzionamento delFIGBT 210.

Quindi, quando ancora all<'>istante tO il segnale di comando Vin passa dal valore basso all'alto valore (con il blocco logico 230 che chiude l'interruttore 225 collegato al generatore di corrente 215), la corrente 11 comincia a caricare il circuito RC costituito dal condensatore Cp e dal resistore R da una tensione di pre-carica che è molto vicina alla tensione di soglia delFIGBT 210; pertanto, la tensione di gate Vg” - non mostrata nel grafico della Figura 2B per semplicità d'illustrazione - inizia ad aumentare da questo valore c quindi raggiunge la tensione di soglia delFIGBT 210 sostanzialmente subito.

Di conseguenza, l’IGBT 210 si accende allo stesso istante tO. 11 segnale di controllo Ve” comincia quindi a scendere con la stessa pendenza come sopra (abbozzata dalla tensione di controllo Ve' a linea tratteggiata). Di nuovo, quando all<'>istante ora indicato con t2” il segnale di controllo Ve” raggiunge la tensione di stato acceso Vf, il blocco logico 230 chiude anche l'interruttore 227 (collegato al generatore di corrente 220 più grande). Quindi, la corrente 1.2 si somma alla corrente Il e FIGBT 210 raggiunge la condizione di saturazione molto velocemente.

Come si può vedere, ristante ora indicato con ton” (quando il segnale di controllo Ve’<->raggiunge il valore uguale al 90% della tensione di batteria Vbat) è ora molto più vicino all’instante tO (quando avviene la commutazione del segnale di comando Vin); pertanto, il ritardo d<'>accensione ora indicato con Td” è notevolmente ridotto. Allo stesso tempo, il tempo di caduta Tf è completamente inalterato, con ciò mantenendo la diminuzione desiderata della pendenza della caduta del segnale di controllo Ve” e quindi il ridotto rapporto incrementale AV/At della tensione di trasformatore ai capi dell<">avvolgimento primario (che evita scintille d’accensione indesiderate).

Come mostrato nella Figura 4, la soluzione sopra descritta è preferibilmente implementata integrando il rilevatore 315 e FIGBT 210 in una stessa piastrina di materiale semiconduttore 400. in particolare, la figura mostra i componenti 313,210 in sezione, mentre ij buffer 315 è rappresentato con il relativo simbolo circuitale per semplicità d’illustrazione; inoltre. l<'>IGBT 210 è illustrato schematicamente nella sua struttura di base (anche se è solitamente implementato da celle multiple collegate in parallelo). Il tipo di ioni droganti (accettori o donatori) nelle varie regioni della piastrina 400 è indicato nel seguito, come usuale nell'arte, dalle lettere P e N, rispettivamente; le lettere P e N hanno aggiunto un segno meno o più per indicare concentrazioni di drogante, rispettivamente, ridotte o elevate.

Più specificamente, il rilevatore 313 e flGHT 210 sono formati in uno strato di silicio monocristallino 405, leggermente drogato con impurità di tipo N (N-epi); lo strato 405 è cresciuto epitassialmente su un substrato di silicio 410, fortemente drogato con impurità di tipo P (P-H ).

La piastrina 400 c coperta da un sottile strato dielettrico di diossido di silicio (Si02), formato su una sua superficie frontale 420: uno strato conduttivo (normalmente realizzato in polisilicio) è deposto sopra lo strato dielettrico ed è definito (pattern) per mezzo di un convenzionale procedimento fotolitografico selettivo per ottenere una struttura - con una sezione a corona circolare in qualsiasi piano parallelo alla superficie frontale 420 - la quale forma una gate 425 del MOS M. Lo stesso processo fotolitografico definisce anche una gate 430 della sezione MOS dell’IGBT 210 (distanziata dalla gate 425).

Diverse finestre sono aperte nello strato dielettrico per mezzo di un ulteriore processo foto litografico. In particolare, una finestra avente una sezione circolare è auto-allineata con un bordo interno della gate 425 e una finestra avente una sezione a corona circolare è auto-allineata con un suo bordo esterno; in questo modo, lo strato dielettrico sottostante la gate 425 assume una sezione circolare così da definire un ossido di gate 435 del MOS M. Lo stesso processo fotolitografico rimuove anche lo strato dielettrico in eccesso che non c mascherato dalla gate 430 così da ottenere un ossido di gate 440 dell’IGBT 210.

Un impianto seguito da una diffusione termica di ioni accettori (ad esempio, boro) è eseguito per ottenere una regione fortemente drogata di tipo P (P+) attraverso la finestra che circonda l’ossido di gate 435 (estendentcsi nello strato epitassiale 405 dalla superficie frontale 420). Questa regione (avente anche essa una sezione a corona circolare) definisce una regione di body 445 del MOS M, la quale è parzialmente sottostante un corrispondente bordo dell'ossido di gate 435. La stessa regione di body 445 circonda una porzione cilindrica dello strato epitassiale 405 (sottostante la finestra all'interno dell'ossido di gate 435). la quale definisce una regione di drain 450 del MOS M. Un ulteriore impianto seguito da una diffusione termica degli ioni di boro è effettuato per ottenere una regione P+ attraverso la finestra adiacente l'ossido di gate 430 (estendentesi nello strato epitassiale 405 dalla superfìcie frontale 420). Questa regione definisce una regione di body 455 della sezione MOS dell’IGBT 210. la quale è parzialmente sottostante ad un corrispondente bordo dell'ossido di gate 430. In questo modo, una parte dello strato epitassiale 405 adiacente la regione di body 455 definisce una regione di drain 457 della sezione MOS dell<'>IGBT 210.

Regioni fortemente drogate di tipo N estendentisi dalla superficie frontale 420 sono formate tramite un impianto di ioni donatori (ad esempio, fosforo).In particolare, una regione N+ all'interno della regione di body 445 del MOS M (autoallineata con il bordo esterno della sua gate 425) definisce una relativa regione di source 460; la regione di sourcc 460 ha una simile sezione a corona circolare che circonda la gate 435. In questo modo, un canale del MOS M è definito nella regione di body 445 (tra la regione di source e 460 la regione di drain 450). Inoltre, una regione N+ al l'interno della regione di drain 450 del MOS M (auto-allineata con il bordo interno della sua gate 425) definisce una relativa regione di contatto di drain 465. Analogamente, una regione N+ all'interno della regione di body 455 della sezione MOS deiriGBT 210 (auto-allineata con un bordo esterno della sua gate 430) definisce una relativa regione di source 470. In questo modo, un canale della sezione MOS dell’IGBT 210 è definito nella regione di body 455 (tra la regione di source 470 e la regione di drain 457).

Allo stesso tempo, una sezione bipolare dell<'>IGBT 210 è formata dalla regione P+ 455 (regione di emettitore), da una regione sepolta 475 dello strato epitassiale 405 (regione di base accoppiata con la regione dì drain 457 della sua sezione MOS) e dal substrato P-t 410 (regione di collettore).

Inoltre, la struttura sopra descritta del MOS M definisce intrinsecamente il JFET J ed il diodo D. In particolare, il JFHT .1 è tonnato dalla regione 450 dello strato epitassiale 405 (regione di body), la regione N+ 465 (regione di source in comune con la regione di drain del MOS M). una regione sepolta 478 dello strato epitassiale 405 (regione di drain) e la regione P-t- 445 (regione di gate). In aggiunta, il diodo D è formato dal substrato P- 410 (regione di anodo in comune con la regione di collettore della sezione bipolare dell'lGBT 210) e dalla regione sepolta 478 dello strato epitassiale 405 (regione di catodo in comune con la regione di drain del JFET J).

La struttura cosi ottenuta sulla superficie frontale 420 è ora coperta con uno strato dielettrico protettivo 480. Finestre di contatto sono aperte nello strato dielettrico 480 per corrispondenli collegamenti (plug) metallici. In particolare, un collegamento metallico 485 contatta la regione di source 460 e la regione di body 445 del MOS M, così da fornire il suo terminale di source; un ulteriore collegamento metallico 486 contatta la regione di contatto di drain 465 e la gate 425 del MOS M, così da fornire i relativi terminali di gate e di drain cortocircuiti tra loro. In questo modo, la regione di gate 445 del JFET J è collegata automaticamente alla regione di source 460 del MOS M (tramite il collegamento metallico 485). Inoltre, un collegamento metallico 487 contatta la regione di emettitore 470 della sezione bipolare e la regione di source 470 della sezione MOS delTIGBT 210, così da fornire il suo terminale di emettitore; un ulteriore collegamento metallico 488 contatta la gate 430 della sezione MOS dell<'>lGBT 210. così da fornire il suo terminale di gate. Una superficie posteriore 490 del circuito integrato 400 è coperta con uno strato di metallo, il quale è definito per ottenere un collegamento metallico 492 che contatta la regione di collettore (ossia, il substrato 410) della sezione bipolare delPIGBT 210, così da fornire il suo terminale di collettore.

Dovrebbe essere evidente che il rilevatore 313 può essere integrato facilmente nella stessa piastrina dell’lGBT 210 sfruttando lo stesso processo di fabbricazione (con l'aggiunta di pochi ulteriori passi). Più specificamente, la struttura proposta del MOS M con la sezione a corona circolare consente di ottenere i componenti supplementari J,D con i collegamenti richiesti automaticamente, inoltre, il diodo D è del tipo di substrato, così da prestarsi molto bene a sostenere alte tensioni (fino al valore della tensione di batteria Vbat. ossia. 12V). In più, la disposizione del JFET J assicura che ogni aumento della tensione applicata ai componenti D,J,M provochi un aumento della tensione alla sua regione di gate 460: ciò determina una riduzione del canale del JFET J (nella regione di body 450), la quale a sua volta aumenta la relativa resistenza (con ciò limitando la corrispondente corrente che è assorbita automaticamente).

Naturalmente alla soluzione sopra descritta un tecnico del ramo, allo scopo di soddisfare esigenze contingenti e specifiche, potrà apportare numerose modifiche e varianti. Più specificamente, sebbene la presente invenzione sia stata descritta con un certo livello di dettaglio con riferimento a sue forme di realizzazione preferite, è chiaro che varie omissioni, sostituzioni e cambiamenti nella forma e nei dettagli così come altre forme di realizzazione sono possibili. In particolare, la soluzione proposta può essere messa in pratica anche senza gli specifici dettagli (come gli esempi numerici) esposti nella precedente descrizione per fornire una sua più completa comprensione; al contrario, caratteristiche ben note possono essere state omesse o semplificate al fine di non oscurare la descrizione con particolari non necessari. Inoltre, è espressamente inteso che specifici elementi e/o passi di metodo descritti in relazione ad ogni forma di realizzazione esposta dell'invenzione possono essere incorporati in qualsiasi altra forma di realizzazione come una normale scelta di disegno.

In particolare, considerazioni analoghe si applicano se il sistema di commutazione (e in particolare il relativo circuito di controllo) ha una diversa struttura o include componenti equivalenti.

In alternativa, mezzi equivalenti possono essere usati per rilevare un'indicazione della tensione di soglia delFIGBT: ad esempio, è possibile evitare di ridurre il valore rilevato (quando esso è derivato da un componente che ha una tensione di soglia intrinsecamente inferiore a quella deiriGBT).

Considerazioni simili si applicano se il guadagno del buffer è ridotto con altre tecniche; in ogni caso, il buffer può essere sostituito con qualunque struttura equivalente.

Inoltre, nulla vieta di misurare la tensione di soglia direttamente sulPIGBT (senza bisogno di alcun componente ausiliario),

I concetti della presente invenzione sono anche applicabili a dispositivi di commutazione di altro tipo (ad esempio, consistenti in MOSFHT o BJT).

Considerazioni simili si applicano se il rilevatore è implementato con una struttura differente (ad esempio, con il MOS che non è in configurazione a diodo).

L'idea tecnica della presente invenzione può anche essere applicata ad altri disegni (layout) della corrispondente struttura integrata (pure con l'aggiunta dì componenti dedicati).

Sebbene nella descrizione precedente si sia latto riferimento alla generazione di scintille d'accensione, ciò non deve essere interpretato in un modo limitativo; infatti, la soluzione proposta si presta ad essere sfruttata in diverse applicazioni, anche fuori del campo automobilistico (come per controllare un motore elettrico).

Considerazioni simili si applicano se ΓΙΟΒΤ ha una struttura differente; in ogni caso, la possibilità di integrare il rilevatore e l<'>IGBT in due piastrine distinte non è esclusa.

Si enfatizza che il processo di fabbricazione descritto non deve essere interpretato in modo limitativo. In particolare, è possibile usare passi equivalenti, rimuovere alcuni passi che sono non essenziali, o aggiungere ulteriori passi facoltativi - anche in un ordine differente: inoltre, le maschere usate durante il processo possono essere differenti in numero e tipo. Considerazioni simili si applicano se le regioni di tipo N sono sostituite con regioni di tipo P, e viceversa, se la struttura integrata è fabbricata usando una tecnologia differente, e simili.

Dovrebbe essere evidente che la struttura proposta può far parte della progettazione di un circuito integrato. Il progetto può anche essere creato in un linguaggio di programmazione: inoltre, se il progettista non fabbrica i circuiti integrati o le maschere, il progetto può essere trasmesso attraverso mezzi fisici ad altri. In ogni caso, il circuito integrato risultante può essere distribuito dal relativo fornitore in forma di fetta (wafer) grezza, come piastrina nuda, o in contenitori (package). Inoltre, la struttura proposta può essere integrata con altri circuiti nella stessa piastrina, o può essere montata in prodotti intermedi (come schede madri). In ogni caso, il circuito integrato c adatto ad essere usato in sistemi complessi (come controllori logici).

Claims (10)

1. RIVENDICAZIONI 1. Un circuito di controllo (312) per accendere un dispositivo di commutazione di potenza (210), il dispositivo di commutazione accendendosi in risposta ad un segnale di controllo (Vg<">) che supera un valore di soglia, in cui il circuito di controllo include: mezzi di pre-carìca (313) per fornire il segnale di controllo ad un valore di pre-carica che non raggiunge il v alore di soglia, e mezzi di accensione morbida (220,227,230) per incrementare gradualmente il segnale di controllo dal valore di pre-carica ad un valore di accensione che supera il valore di soglia, caratterizzato dal fatto che i mezzi di pre-carica includono: mezzi (M,J,D,315) per rilevare un'indicazione del valore di soglia, e mezzi (315,320) per impostare il valore di pre-carica in accordo con il valore di soglia rilevato.
2. 2. Il circuito di controllo (312) secondo la rivendicazione 1, in cui i mezzi per impostare (315,320) sono adatti a impostare il valore di pre-carica al valore di soglia rilevato ridotto di una quantità predeterminata.
3. 3. Il circuito di controllo (312) secondo la rivendicazione 2, in cui i mezzi per impostare (315,320) includono un buffer per ricevere il valore di soglia rilevato e per fornire il valore di pre-carìca, il buffer avendo un guadagno minore di 1.
4. 4. Il circuito di controllo (312) secondo una qualsiasi delle rivendicazioni da 1 a 3, in cui i mezzi per rilevare (M.J.D.315) includono: un dispositivo di commutazione ausiliario (M) avente un ulteriore valore di soglia corrispondente al valore di soglia, c mezzi (315) per misurare [<'>ulteriore valore di soglia, l'indicazione del valore di soglia consistendo nell<'>ulteriore valore di soglia misurato.
5. 5. 11 circuito di controllo (312) secondo la rivendicazione 4, in cui il dispositivo di commutazione (210) include uno stadio di ingresso basato su un MOSFET, il valore di soglia consistendo in una tensione di soglia del MOSFET, ed in cui il dispositivo di commutazione ausiliario (M) include un ulteriore MOSFET, Pulieriore valore di soglia consistendo in una ulteriore tensione di soglia dell’ulteriore MOSFET.
6. 6. Il circuito di controllo (1312) secondo la rivendicazione 5, in cui i mezzi per rilevare (M,J,D,315) includono un ramo circuitale (D,J,M) avente un primo terminale e un secondo terminale per il collegamento al dispositivo di commutazione (210), il ramo comprendendo il MOSFET ausiliario (Vi) e mezzi limitatori di corrente (J,D) collegati in serie fra il primo tenni naie ed il secondo terminale, in cui il MOSFET ausiliario è in una conllgurazìone a diodo con un terminale di source e un terminale comune di drain/gate collegato ai mezzi per misurare (315).
7. 7. Il circuito di controllo (312) secondo la rivendicazione 6, in cui i mezzi per rilevare (M,J, D,315) sono integrati in una piastrina di materiale semiconduttore (400) avente un substrato (410) di un primo tipo di conduttività ed uno strato attivo (405) di un secondo tipo di conduttività impilati fra una superficie posteriore (490) e una superficie frontale (420) della piastrina, il MOSFET ausiliario (M) comprendendo: una regione di body (445) del primo tipo di conduttività estendentesi nello strato attivo dalla superficie frontale, la regione di body avendo una sezione anulare in qualsiasi piano parallelo alla superficie frontale. una regione di drain (450) inclusa in una parte dello strato attivo circondata dalla regione di body, una regione di source (460) del secondo tipo di conduttività estendentesi nella regione di body dalla superficie frontale, un canale essendo formato nella regione di body fra la regione di source e la regione di drain, una gate (425) estendentesi sopra il canale, la gate essendo isolata dalla piastrina, il terminale di source (485) che contatta la regione di source, e il terminale di drain/gate (486) clic contatta la regione di drain e la gate, in cui i mezzi limitatori di corrente (J.D) includono un diodo intrinseco, formato da una regione di catodo (410) inclusa nel substrato e da una regione di anodo (478) inclusa in una parte dello strato attivo sepolta nella piastrina sotto la regione di drain, e un JFET intrinseco, formato da un'ulteriore regione di source (450) in comune con la regione di drain, un'ulteriore regione di drain (478) in comune con la regione di anodo, e una regione di gate (445) in comune con la regione di body.
8. 8. Un sistema di commutazione di potenza {105<”>) comprendente: un dispositivo di commutazione di potenza (210), il dispositivo di commutazione accendendosi in risposta ad un segnale dì controllo (Vg”) che supera un valore di soglia, e il circuito di controllo (312) secondo una qualsiasi delle rivendicazioni da 1 a 7 per accendere il dispositivo di commutazione.
9. 9. Il sistema di commutazione (115<”>) secondo la rivendicazione 8 con il circuito di controllo (312) secondo la rivendicazione 7, in cui il dispositivo di commutazione (210) è integrato in detta piastrina (400), il dispositivo di commutazione comprendendo: un'ulteriore regione di body (455) del primo tipo di conduttività estendentesi nello strato attivo dalla superficie frontale. un'altra ulteriore regione di drain (457) inclusa in una parte dello strato attivo adiacente la regione di body, un'altra ulteriore regione di sourcc (470) del secondo tipo di conduttività estendentesi neirulteriore regione di body dalla superficie frontale, un ulteriore canale essendo formato neirulteriore regione di body fra l'altra ulteriore regione di source e l’altra ulteriore regione di drain. un’ulteriore gate (430) estendentesi sopra l<'>ulteriore canale, l’ulteriore gate essendo isolata dalla piastrina, una regione di emettitore (455) in comune con l<'>ulteriore regione di body, una regione di base (475) inclusa in una parte dello strato attivo sepolta nella piastrina sotto la regione di emettitore. una regione di collettore (410) inclusa nel substrato, un terminale di emettitore (487) che contatta la regione di emettitore e l’altra ulteriore regione di source, un ulteriore terminale di gate (488) che contatta l’ulteriore gate, e un terminale di collettore (492) che contatta con regione di collettore.
10. 10. Un metodo per accendere un dispositivo di commutazione di potenza (210), il dispositivo di commutazione accendendosi in risposta ad un segnale di controllo (Vg”) che supera un valore di soglia, in cui il metodo include i passi di: pre-caricare il dispositivo di commutazione fornendo il segnale di controllo ad un valore di pre-carica che non raggiunge il valore di soglia, e accendere morbidamente il dispositivo di commutazione incrementando gradualmente il segnale di controllo dal valore di pre-carica ad un valore di accensione che supera il valore di soglia. caratterizzato dal fatto che il passo di pre-caricare include: rilevare un'indicazione del valore di soglia, e impostare il valore di pre-carica in accordo con il valore di soglia rilevato.