ITMI20000467A1

ITMI20000467A1 - Circuito per rilevare con elevata precisione il tempo di arrivo dei fotoni incidenti su fotodiodi a valanga a singolo fotone

Info

Publication number: ITMI20000467A1
Application number: IT2000MI000467A
Authority: IT
Inventors: Sergio Cova; Massimo Ghioni; Franco Zappa
Original assignee: Milano Politecnico
Priority date: 2000-03-09
Filing date: 2000-03-09
Publication date: 2001-09-09
Also published as: IT1316794B1; EP1132724A2; EP1132724A3; ATE328269T1; US20010020863A1; DE60120010D1; EP1132724B1; DE60120010T2; US6384663B2; ITMI20000467A0

Description

DESCRIZIONE

dell’ invenzione industriale dal titolo:

“Circuito per rilevare con elevata precisione il tempo di arrivo dei fotoni incidenti su fotodiodi a valanga a singolo fotone "

La presente invenzione riguarda un circuito per fotodiodi a valanga a singolo fotone (Single Photon Avalanche Diodes, SPAD) da utilizzare in unione a un circuito di spegnimento della valanga per rilevare con elevata precisione il tempo di arrivo del fotone, cioè ristante in cui il singolo fotone incide sulla superficie attiva del rivelatore. L’invenzione riguarda in particolare il campo della tecnica di conteggio di fotoni correlati in tempo (Time Correlated Photon Counting, TCPC) e più in generale il campo delle tecniche che impiegano misure di precisione di tempi di arrivo di fotoni, quali misure di distanze con tecniche di laser ranging.

Le tecniche di Time Correlated Photon Counting TCPC vengono utilizzate per la misura di segnali ottici rapidi do di debole intensità in varie discipline tecnico scientifiche (studio di emissioni e di decadimenti fluorescenti in scienza dei materiali, chimica, biologia, medicina, ecc.). Tecniche similari basate sul rilevamento di precisione di tempi di arrivo di fotoni vengono impiegate in vari altri campi quali: laser ranging di satelliti; profilometria di oggetti remoti con tecniche radar ottiche; crittografia quantica. La risoluzione temporale ottenibile con dette tecniche è determinata dalla precisione con cui viene individuato listante di arrivo del fotone incidente sul fotorivelatore. In molte applicazioni si richiede di operare anche con tassi di conteggio di fotoni notevolmente elevati (Mc/s, milioni di conteggi al secondo) mantenendo il buon livello di risoluzione temporale ottenuto a basso tasso di conteggio (kc/s, migliaia di conteggi al secondo, o meno).

Le tecniche dette sono state introdotte e sviluppate impiegando come rivelatori di singoli fotoni ottici particolari dispositivi tubi a vuoto, i fotomoltiplicatori (Photo -Multiplier Tubes, PMT).

Sono attualmente noti e disponibili come rivelatori di singoli fotoni ottici speciali dispositivi a semiconduttore, i rivelatori a valanga per singoli fotoni (Single-Photon Avalanche Detector SPAD). Rispetto ai PMT gli SPAD rappresentano un deciso progresso grazie alle loro ridotte dimensioni, tensioni di polarizzazione e dissipazione di potenza, e alla loro maggiore compattezza, robustezza ed affidabilità. Inoltre presentano nella rivelazione dei fotoni una maggiore efficienza quantica ed una precisione temporale confrontabile con quella dei migliori fotomoltiplicatori a piastra di microcanali (Micro Channel Piate, MCP).

I rivelatori a valanga per singoli fotoni SPAD, sono speciali fotodiodi a valanga operanti in modo Geiger polarizzati ad una tensione VAA (bias voltage) più elevata della tensione di rottura Vbd (breakdown voltage), cioè con una sovratensione operativa (excess bias voltage) Vex = |VAA| - Vbd > 0. A tale tensione un singolo fotone che incidendo sul rivelatore libera una coppia elettrone-buco elettronico può innescare un processo autosostentesi di moltiplicazione a valanga dei portatori di carica. Il fotone produce così un impulso di corrente macroscopico (tipicamente un milliAmpere o più) con un fronte di salita veloce (tipicamente meno di un nanosecondo). Tale impulso segnala l’arrivo del fotone e indica con il suo fronte di salita ristante del suo arrivo.

Occorre che l impulso di corrente di valanga venga terminato affinché il dispositivo possa rivelare altri fotoni in tempi successivi. A questo provvede un circuito di spegnimento (quenching circuii) che abbassa la tensione applicata al fotodiodo fino alla tensione di breakdown Vbd o più in basso. Pertanto, in corrispondenza a un singolo fotone rivelato, lo SPAD produce un impulso di corrente di durata breve (tipicamente da dieci a qualche decina di nanosecondi).

Sono noti circuiti a spegnimento passivo (Passive Quenching Circuits, PQC) e a spegnimento attivo (Active Quenching Circuits, AQC). Nei circuiti passivi PQC lo spegnimento è causato da una resistenza di carico di valore elevato, sulla quale la corrente di valanga stessa sviluppa direttamente la caduta di tensione che la spegne. Nei circuiti attivi AQC un apposito blocco circuitale (AQB Active Quenching Block) includente dispositivi attivi rileva l’innescarsi della corrente di valanga e provvede ad applicare allo SPAD un impulso di tensione che abbassa la tensione applicata allo SPAD al di sotto della tensione di breakdown Vbd.

Le caratteristiche principali degli SPAD noti e riportati nella letteratura i tecnico-scientifica sono riassumibili come segue. A seconda della loro struttura, essi sono classificabili in due categorie: SPAD a giunzione sottile, mediante i quali è stata raggiunta la migliore precisione temporale (fino a 20 ps picosecondi), aventi giunzione spessa 1 micrometro o poco più, tensione di breakdown bassa (nel campo tra 15 e 50 V), sovratensione operativa Vex fino a 10 V o poco più; SPAD a giunzione spessa, mediante i quali è stata ottenuta una precisione temporale meno buona (fino a 150 ps), aventi spessore della giunzione tipicamente di 20 micrometri e più, elevata tensione di breakdown (nel campo tra 120 e 500V), sovratensioni operative Vex tipo a qualche decina di Volt. I dispositivi SPAD riportati presentano area sensibile ai fotoni con diametro compreso nel campò tra 5 è 500 micrometri, circondata da un ampio anello di guardia non sensibile ai fotoni che aumenta la capacità elettrica della giunzione, che presenta valori nel campo tra circa 1 picofarad e circa venti picofarad. Quando fluisce la corrente di valanga, gli SPAD presentano una resistenza interna Rd con valore dipendente dalla struttura del dispositivo e compreso nel campo tra qualche centinaio di Ohm e circa 10 kOhm. Il valore della corrente di valanga è dato dal rapporto tra la sovratensione operativa Vex e la resistenza interna Rd dello SPAD. Il tempo di salita dell’ impulso di corrente di valanga è molto. rapido, con valore che dipende dalia-struttura dello SPAD e dal valore della sovratensione operativa Vex: tipicamente esso è più breve di un nanosecondo e può ridursi a circa un centinaio di picosecondi o salire fino a qualche nanosecondo.

Nel seguito viene chiamato limite di banda di un impulso con tempo di salita Tra il reciproco 1 /Tra di tale tempo di salita. Per l’impulso di corrente di valanga degli SPAD il limite di banda è tipicamente superiore a 1 GHz e può salire fino a vari GHz o ridursi fino a qualche centinaio di MHz.

Scopo della presente invenzione è quello di realizzare un circuito di uscita utilizzabile in unione a circuiti di spegnimento di vari tipi per operare con qualunque tipo di SPAD a qualunque tensione di polarizzazione (tensioni VAA anche superióri a 500V) e con qualunque tasso di conteggio di impulsi (anche tassi elevati superiori a 1 Mc/s un milione di conteggi al secondo), che consenta di prelevare il segnale di corrente di valanga in modo che in qualunque condizione operativa sia possibile individuare e misurare con elevata precisione l'istante di innesco della valanga, e pertanto listante in cui il fotone arriva sulla superficie attiva dello SPAD.

In accordo con la presente invenzione, tale scopo viene raggiunto mediante un circuito di spegnimento e uscita per un fotodiodo di tipo SPAD atto a produrre un segnale avente un tempo di salita del fronte di attacco veloce quasi quanto il tempo di salita intrinseco dell'impulso di corrente di valanga entro lo SPAD e pertanto compreso in un arco temporale tra qualche decina di picosecondi e qualche nanosecondo ed avente una durata totale compresa in un arco temporale tra qualche nanosecondo e qualche decina di nanosecondi, detto circuito comprendendo un comparatore di rilevamento dell'impulso di valanga con ingresso collegato a un punto di uscita di un blocco circuitale di accoppiamento in alternata che ha il suo punto di ingresso collegato a un primo terminale del fotodiodo SPAD polarizzato ad alta tensione, e mezzi posti tra la massa e un secondo terminale di detto SPAD per lo spegnimento della valanga e il prelievo e conteggio di segnali, è caratterizzato dal fatto che in detto blocco circuitale gli elementi circuitali presenti sono tali da determinare un filtraggio che presenta verso le alte frequenze un taglio di frequenza di tipo passa-basso, con frequenza caratteristica di taglio preferibilmente corrispondente a un polo semplice e cioè a una semplice costante di tempo di integrazione, e verso le basse frequenze un taglio passa-alto, con frequenza caratteristica di taglio preferibilmente corrispondente a un polo semplice e cioè a una semplice costante di tempo di differenziazione, e dal fatto che gli elementi circuitali sono dimensionati in modo che il valore di detta frequenza di taglio passa-alto sia minore di detta frequenza di taglio passa-basso e del limite di banda dell'impulso di corrente di valanga, ma sia maggiore del valore determinato dal reciproco della durata di detto impulso, cioè la detta costante di tempo di differenziazione sia maggiore di quella di integrazione e del tempo di salita dell'impulso di corrente valanga, ma sia minore della durata di detto impulso.

Inoltre gli elementi circuitali sono preferibilmente dimensionati in modo tale che il valore di detta frequenza di taglio passa-basso sia preferibilmente maggiore del limite di banda dell’impulso di corrente di valanga o almeno circa eguale ad esso, e cioè la detta costante di tempo di integrazione sia minore del tempo di salita dell’impulso di corrente di valanga o almeno circa eguale ad esso.

Il suddetto dimensionamento del taglio passa-basso in frequenza e della corrispondente costante di tempo di integrazione è stabilito per evitare che il rallentamento che la velocità di salita dell’impulso di uscita subisce rispetto a quella del fronte di attacco deH’impulso di corrente di valanga sia tale da pregiudicare la precisione della misura del tempo di arrivo, come nel seguito chiarito. Il suddetto dimensionamento del taglio passa-alto e della corrispondente costante di tempo di differenziazione è stabilito per evitare che ad alti tassi di conteggio si verifichino spostamenti statistici della linea di base degli impulsi di uscita con conseguente degradazione della precisione nella misura del tempo di arrivo dei fotoni, come nel seguito chiarito.

Le caratteristiche ed i vantaggi della presente invenzione risulteranno evidenti dalla seguente descrizione dettagliata della tecnica nota e di una forma di realizzazione pratica deH'invenzione, illustrata a titolo di esempio non limitativo negli uniti disegni, nei quali:

la figura 1 mostra il fronte di salita iniziale di un impulso che arriva ad un generico circuito elettronico ed attraversa la soglia di un comparatore, che segnala il tempo di arrivo dell’ impulso;

la figura 2 mostra un circuito a spegnimento passivo di un fotodiodo SPAD secondo la tecnica nota;

la figura 3 mostra una pluralità di segnali impulsivi nel circuito di figura 2;

la figura 4 mostra un circuito di spegnimento attivo secondo la tecnica nota;

la figura 5 mostra segnali impulsivi nel circuito di figura 4;

la figura 6 mostra una rete di prelievo in alternata deH’impulso di valanga costituita da resistenze e capacità inserita in un circuito di spegnimento attivo in sé noto;

la figura 7 illustra una serie di impulsi ottenuti in uscita dalla rete di accoppiamento in alternata nel circuito di figura 6 con dimensionamento degli elementi circuitali presenti secondo l'arte nota;

la figura 8 mostra una serie di impulsi ottenuti in uscita dalla rete di accoppiamento in alternata nel circuito di figura 6 con dimensionamento inventivo degli elementi circuitali presenti;

la figura 9 mostra una variante del circuito di figura 6 secondo la presente invenzione con rete di prelievo in alternata dell'impulso di valanga costituita da induttanze accoppiate e resistenze.

La fig. 1 illustra la situazione in un generico circuito elettronico munito di un comparatore che rileva il tempo di arrivo di un impulso: si nota il fronte di salita 101 iniziale dell'impulso con tempo di salita Tra, che attraversa nel punto 103 la soglia 102 di un comparatore, il quale segnala con il suo scatto listante di arrivo.

Nella tecnica elettronica è nota la soluzione del classico problema di rilevare con la migliore precisione possibile gli istanti di arrivo di impulsi di forma standard in presenza di rumore elettronico, che causa fluttuazioni statistiche (time jitter) nei tempi di arrivo rilevati (vedere ad esempio: Chapter 10 in T.H. Wilmshurst “Signal Recovery from noise in electronic instrumentati on”, IOP Publishing Ltd, 1990). Il circuito comparatore e i circuiti di filtraggio e/o amplificazione a basso rumore che precedono il comparatore vanno scelti e dimensionati in modo da minimizzare il tempo di attraversamento da parte dell’ impulso di una fascia attorno alla soglia con ampiezza definita dalla intensità del rumore, misurata dal suo valore efficace (r.m.s. root-mean-square value). Le scelte e i dimensionamenti circuitali tengono conto sia della pendenza di salita delTimpulso ottenuta in corrispondenza dell’attraversamento della soglia, sia dell’intensità ottenuta del rumore. Nella soluzione ottimale secondo l’arte nota può risultare che il livello di soglia sia abbastanza elevato, cioè che l’impulso lo attraversi non nella parte iniziale del suo fronte di salita, ma in un punto successivo (ad esempio a meta’ altezza) e che la banda di filtraggio e amplificazione sia limitata verso le alte frequenze da un taglio passa-basso con frequenza caratteristica minore del limite di banda dell’impulso originale prima del filtraggio.

Il caso dei fotodiodi SPAD è notevolmente differente rispetto al problema classico sopra detto, in quanto la forma del fronte di salita dell’impulso di corrente di valanga nello SPAD non è standard, ma intrinsecamente affetta da fluttuazioni statistiche. Nella primissima fase tali fluttuazioni intrinseche della salita sono piccole, perché la corrente di valanga cresce rimanendo confinata in una piccola area intoro al punto in cui il fotone è stato assorbito e ha innescato la valanga stessa. Successivamente, dopo che il numero di coppie di portatori (elettroni e buchi elettronici) è cresciuto arrivando a qualche migliaio e il valore della corrente di valanga ha raggiunto un livello di qualche decina di microampere, la corrente aumenta propagandosi via via al resto dell’area della giunzione tramite fenomeni fisici con caratteristiche statistiche e di conseguenza le fluttuazioni della salita crescono rapidamente (vedere ad esempio: A.SpinelIi, A. Lacaita “Physics and Numerical Simulation of Single Photon Avalanche Diodes” IEEE Trans. Electron Devices, Vol.44, pp. 1931-1943 (1997)).

A differenza della soluzione nota del problema classico detto, nel caso dei fotodiodi SPAD il circuito comparatore e i circuiti di filtraggio e/o amplificazione a basso rumore che precedono il comparatore devono essere scelti e dimensionati in modo da minimizzare anche le fluttuazioni dell’istante di attraversamento della soglia causate dalle fluttuazioni intrinseche della salita dell’impulso. Pertanto occorre che la soglia del comparatore venga attraversata durante la parte iniziale della salita dell'impulso, nella quale le fluttuazioni intrinseche sono ancora piccole. Le condizioni necessarie a questo fine sono:

(a) i circuiti di filtraggio e/o amplificazione a basso rumore che precedono il comparatore devono rallentare poco la salita iniziale dell’impulso rispetto a quella intrinseca dell'impulso di corrente di valanga nello SPAD, cioè detti circuiti devono avere un limite superiore di banda passante maggiore del limite di banda dell’impulso di corrente di valanga dello SPAD ed è preferibile che detto limite di banda dei circuiti corrisponda a un polo semplice, con costante di tempo di integrazione minore del tempo di salita intrinseco di detto impulso di corrente di valanga;

(b) la soglia del comparatore deve essere molto bassa, cioè la sua distanza dalla linea di base dell'impulso deve essere molto minore dell'ampiezza deU'impulso.

Occorre quindi esaminare come sia possibile soddisfare le condizioni dette nell'ambito dei circuiti di spegnimento degli SPAD.

In figura 2 è mostrato un circuito di spegnimento passivo PQC secondo la tecnica nota. Secondo quanto illustrato in tale figura si nota che un fotodiodo SPAD 1 ha un terminale 3 di anodo connesso al nodo circuitale 300 tramite un resistore- 4, chiamata resistenza di carico RL, avente valore molto più elevato della resistenza interna dello SPAD, tipicamente nel campo tra circa 100 Kohm e qualche Mphm, e in serie ad esso un resistore 6 chiamata resistenza di prelievo Rp, di valore basso, tipicamente nel campo tra 50 ohm e 5 Kohm, e un nodo circuitale 300 è collegato a massa Al punto intermedio 8 tra dette resistenze è collegato l ingresso di un comparatore 5. Un condensatore 9 di capacità Ca rappresenta la totale capacità tra l anodo 3 e massa. Un terminale 2 di catodo dello SPAD può essere connesso tramite una resistenza 7, chiamata resistenza di segnale Rs, avente valore basso, tipicamente nel campo tra 5 e 500 ohm ad un nodo circuitale 200 collegato alla tensione di polarizzazione VAA oppure direttamente a detto nodo circuitale 200.. Un condensatore 10 di capacità Ck rappresenta la totale capacità tra il catodo 2 e massa. Dette capacità Ca e Ck risultano dalla capacità propria del diodo SPAD e dalle capacità parassite dei collegamenti, che hanno valore compreso tra qualche picofarad e qualche decina di picofarad, a seconda dei componenti circuitali collegati all’elettrodo dello SPAD e dalle diverse tecniche di costruzione del circuito. Pertanto le capacità totali Ca e Ck hanno tipicamente valori compresi tra 5 e 20 pF.

La figura 3 mostra in funzione del tempo una pluralità di segnali elettrici che si generano nel circuito di fig. 2 a seguito dell’assorbimento del fotone 77 che innesca una valanga nello SPAD.

La fig. 3 (a) rappresenta l’andamento 104 della tensione Va dell’anodo 3. L’impulso di tensione nel punto 8 del circuito di fig. 2 è una replica di detto impulso di tensione di anodo con ampiezza attenuata dal partitore costituito dalle resistenze 4 e 6 e pertanto la fig. 3 (a) con una diversa scala verticale di tensione rappresenta detto impulso prelevato nel punto 8. In fig.3 (a) è indicata la soglia 106 del comparatore 5, che l’impulso attraversa nel punto 107 della sua salita, generando all’uscita del comparatore un impulso utilizzabile da successivi strumenti elettronici che contino gli impulsi o ne registrino il tempo di arrivo.

La fig.3 (b) mostra l’andamento 108 della corrente di valanga e la fig.3 (c) mostra l’andamento 109 della tensione del terminale 11 della resistenza 7 in fig.2.

Si nota che la resistenza RL 4 per il fatto di essere molto maggiore della resistenza interna Rd funge da elemento di spegnimento della valanga innescata dal fotone 77 incidente sullo SPAD 1 in quanto, come mostrato in fig.3 (a), la corrente di valanga genera sulla resistenza RI 4 un impulso che fa salire la tensione dell’anodo 3 fino in prossimità del livello 105 pari a (+VAA - Vbd), riducendo cosi’ la tensione applicata tra catodo 2 e anodo 3 del fotodiodo SPAD 1 ad un valore prossimo alla tensione di breakdown Vbd. Detto impulso è generato dalla corrente di valanga tramite un filtraggio dovuto alla rete costituita dalla capacità 9 Ca, dalla resistenza di carico RL 4 e dalla resistenza Rd intera dello SPAD 1 in valanga. Detto filtraggio è una integrazione con costante di tempo xa data dal prodotto di Ca per la resistenza RL//Rd risultante dal parallelo tra le resistenze RL e Rd e cioè praticamente: xa = Rd*Ca. Il valore della costante xa risulta compreso tra 2 e 100 nanosecondi e pertanto nettamente maggiore del tempo di salita della corrente di valanga, come illustrato nelle fig.3 (a) e 3 (b). Il segnale prelevato nel punto 8 quindi non soddisfa la condizione (A).

Si nota nella fig.3 (c) che al fine detto risulta meglio adatto il segnale di tensione sulla resistenza 7, prelevato dal punto 11 in fig.2, in quanto a differenza di RL è possibile per la resistenza 7 Rs scegliere un valore basso, minore di quello della resistenza interna Rd dello SPAD. Il suddetto segnale viene generato dalla corrente di valanga tramite un filtraggio di integrazione dovuto alla rete costituita dalla capacità 10 Ck, dalla resistenza di segnale 7 Rs e dalla resistenza Rd interna dello SPAD. La costante di tempo xk del filtraggio è data dal prodotto di Ck per la resistenza Rs//Rd, cioè dal parallelo tra le due resistenze dette Rs e Rd. Scegliendo Rs di valore minore di Rd si ha praticamente: xk = Rs*Ck e pertanto è possibile soddisfare la condizione (a) ottenendo una costante di tempo xk più breve di un nanosecondo e pertanto inferiore al tempo di salita della corrente di valanga o almeno circa eguale ad esso. Per soddisfare anche la condizione (b) occorre collegare al punto 11 in fig.2 l'ingresso di un comparatore con livello di soglia 110 vicino alla linea di base deH'impulso come indicato in fig.3 (c). Si nota pero' che nel circuito PQC in fig.2 il punto 11 è polarizzato ad una tensione VAA elevata e quindi non ammissibile all'ingresso di un circuito comparatore. Tuttavia si può evitare facilmente questo ostacolo ricorrendo a una tensione di polarizzazione negativa per lo SPAD e cioè introducendo i seguenti cambiamenti nello schema circuitale di fig.2: il nodo circuitale 300 viene collegato alla tensione -VAA (negativa con valore assoluto eguale a VAA) anziché a massa e il nodo circuitale 200 viene collegato a massa anziché alla tensione positiva VAA. Il punto 11 risulta cosi' polarizzato a tensione di massa ed è possibile connettere ad esso l'ingresso di un comparatore con soglia bassa soddisfacendo la condizione (b).

Nei circuiti passivi PQC si può ottimizzare la precisione ottenuta nel rilevamento dei tempi di arrivo degli impulsi utilizzando la soluzione sopra descritta, ma l'interesse di questo risultato rimane limitato perché comunque i PQC sono di per sé intrinsecamente poco adatti al fine detto. Infatti la lentezza con cui la tensione applicata allo SPAD dopo ogni spegnimento risale alla tensione operativa VAA provoca un progressivo deterioramento della precisione del rilevamento del tempo di arrivo non appena il tasso di conteggio degli impulsi aumenta oltre un migliaio di impulsi al secondo (si veda S.Cova, M.Ghioni, A.Lacaita, C. Samori, F.Zappa "Avalanche photodiodes and quenching circuite for single photon -detection" Appi. Optics., 35, 1956-1976 (1996)).

Per superare i limiti dei circuiti PQC e migliorare le prestazioni ottenibili con fotodiodi SPAD sono stati introdotti i circuiti di spegnimento attivo AQC (Active Quenching Circuits).

Come si vede nella fig.4, in un AQC l’elemento di spegnimento della valanga innescata dal fotone 77 incidente sullo SPAD è un apposito blocco circuitale 13 includente dispositivi attivi, chiamato Active Quenching Block AQB. In via esemplificativa e non limitativa, nella fig.4 è illustrata una configurazione di AQB nota e frequentemente utilizzata, ottenuta aggiungendo alla configurazione circuitale PQC in fig.2 un apposito circuito 12 con ingresso collegato aH’uscita del comparatore 5 e l'uscita collegata al terminale 3 dello SPAD. Il fronte di salita del segnale nel punto 8 fa scattare il comparatore 5 che comanda il circuito 12, il quale genera un segnale di tensione positivo di ampiezza tale da spegnere la valanga, e detto segnale è applicato allo SPAD con un ritardo Tqa rispetto all’inizio della valanga (ritardo di quenching), e lo mantiene per una durata di tempo prefissata Tho (tempo di hold-off) de infine riporta la tensione a massa ristabilendo le condizioni di polarizzazioni iniziali dello SPAD (ripristino attivo o active reset).

Come si vede in fig.5 (a), l’impulso 112 di corrente di valanga ha una durata 113 che viene determinata dal valore del ritardo Tqa, che ha valore prefissato dal circuito, compreso tra un minimo corrispondente al tempo di transito nel circuito, tipicamente circa 10 nanosecondi, ed un massimo di qualche decina di nanosecondi.

Tutte le configurazioni circuitali note con cui può essere realizzato il blocco 13 AQB, compresa quella illustrata in fig.4, includono dispositivi elettronici attivi e perciò non ammettono collegamenti né del loro ingresso né della loro uscita con punti polarizzati a tensione elevata. Pertanto entrambe le connessioni dello AQB con lo SPAD devono in ogni caso essere fatte con il terminale dello SPAD polarizzato a tensione di massa (o al massimo a una tensione di pochi Volt, abbastanza bassa da risultare tollerabile per il circuito stesso). Dette connessioni allo AQB aumentano comunque la capacità totale di detto terminale ed inoltre molte delle configurazioni di AQB note non permettono di collegare alla loro uscita e/o al loro ingresso una resistenza di valore basso e perciò impediscono di collegare una resistenza di valore basso tra il terminale dello SPAD a cui sono collegate e massa. Di conseguenza non risulta possibile soddisfare la condizione (a) per il segnale prelevato dal terminale dello SPAD polarizzato a massa.

Si nota nel circuito AQC in fig.4 una resistenza di segnale Rs collegata tra il terminale 2 dello SPAD e la tensione di polarizzazione VAA esattamente come nel circuito PQC in fig.2. Questa resistenza può essere dimensionata come detto nel caso del PQC di fig.2 e quindi anche nel caso dello AQC in fig. 4 risulta possibile soddisfare la condizione (a) per il segnale di tensione 115 nel punto 11. Si nota infatti in fig.5 (a) e 5 (b) che detto segnale 115 ha forma praticamente eguale a quella dell’impulso 112 di corrente di valanga nello SPAD. Il punto 11 del circuito AQC in fig. 4 è polarizzato a tensione VAA elevata come nel circuito PQC di fig. 2, ma la presenza dello AQB in questo caso impedisce di utilizzare la soluzione utilizzata nel caso del PQC per evitare l’ostacolo, poiché una tensione di polarizzazione negativa -VAA applicata al terminale 3 è incompatibile con lo AQB ad esso collegato.

La tecnica nota per collegare un comparatore al punto 11 polarizzato a tensione elevata VAA, come mostrato nella fig.6, consiste nel disporre una rete 18 di accoppiamento in alternata che trasmetta fedelmente l’impulso e impedisca il passaggio della tensione continua. Si nota in fig.6 che tra il terminale 11 della resistenza 7, collegata con l’altro estremo al npdo circuitale 200 polarizzato alla tensione VAA, e l’ingresso 17 del comparatore 16 è collegato un condensatore 15 di accoppiamento con capacità Cc e tra l’ingresso 17 del comparatore 16 e massa è collegata una resistenza 14 di accoppiamento Re. La corrente di valanga produce all’ingresso 17 del comparatore 16 un impulso di tensione tramite il filtraggio dato dalla rete costituita da Rs, Cc e Re. Tale filtraggio ha un taglio passa-basso corrispondente a una costante di tempo di integrazione data da: xk=(Rs//Rc//Rd)*Ck , dove (Rs//Rc//Rd) è il valore della resistenza risultante dal parallelo di Rs, Re ed Rd. Con un valore basso della resistenza Rs e/o Re la costante di tempo di integrazione può essere resa inferiore o almeno circa eguale al tempo di salita della corrente di valanga, soddisfacendo la condizione (a) come nei casi precedentemente visti. Il filtraggio dato dalla rete 18 presenta anche un taglio passa-alto corrispondente a una costante di tempo di differenziazione data da X=(Rc Rs//Rd)*Cc, dove Rs//Rd è il valore della resistenza risultante dal parallelo di Rs e Rd.

Secondo la tecnica nota il valore della costante di differenziazione λ deve essere molto maggiore della durata Tqa dell’impulso generato dallo SPAD, in modo da trasmettere fedelmente tale impulso. Si ha cosi' 'll'ingresso 17 del comparatore 16 una replica dell'impulso di tensione 115 nel punto 11 in fig.4, ma con linea di base a tensione di massa, e risulta cosi1 possibile soddisfare la condizione (B) per la soglia del comparatore. Un esempio tipico di dimensionamento secondo la tecnica nota, che produce una costante di differenziazione λ di circa 30 microsecondi, è il seguente:

Rs=100 Ohm

Rc=500 Ohm

Cp=47 nano Farad.

La soluzione con accoppiamento in alternata secondo l’arte nota risulta tuttavia inadatta al fine detto, perché quando il tasso di conteggio cresce al di sopra di qualche migliaio di impulsi al secondo (kcps) si verifica una progressiva degradazione della precisione temporale come illustrato nella figura 7.

In figura 7(a) si nota un asse delle ascisse indicante il tempo ed un asse delle ordinate indicante la tensione nel punto 11 di fig.6 in presenza di una sequenza di impulsi 21, 22 e 23 generati dal fotodiodo SPAD 1.

In figura 7(b) si nota un asse delle ascisse indicante il tempo come in fig.

7(a) ed un asse delle ordinate indicante la tensione a valle dell'accoppiamento nel punto 17 in fig.6 in presenza degli impulsi 24, 25 e 26, che corrispondono agli impulsi detti 21, 22 e 23. Si nota in fig.7 (b) che la differenziazione aggiunge a ciascun impulso 24, 25 e 26 una coda 30, 31 e 32 di polarità opposta e di lunga durata, con area eguale all’impulso ed andamento lentamente decrescente, precisamente con andamento esponenziale con la costante di tempo λ caratteristica della differenziazione. Dato che gli impulsi sono casualmente distribuiti nel tempo, si nota che in corrispondenza degli istanti di arrivo 27, 28 e 29 degli impulsi 24, 25 e 26 risulta casualmente variabile l’ampiezza della somma delle code dovute a impulsi precedenti e che pertanto la soglia 33 del comparatore 16 viene attraversata dagli impulsi in punti 34, 35 e 36 situati ad altezze diverse lungo il loro fronte di salita, cioè viene attraversata con lin ritardo rispetto all’ iniziò dell’ impulso che non è costante, ma include ritardi aggiuntivi con valori fluttuanti casualmente, corrispondenti a diverse frazioni del tempo di salita dell'impulso..

La Richiedente ha trovato che un dimensionamento radicalmente diverso dei componenti circuitali della rete 18 di accoppiamento in alternata altera nettamente la forma dell’impulso trasmesso, in quanto rende la costante di tempo di differenziazione λ della rete stessa più breve della durata dell’impulso di corrente di valanga, come illustrato in figura 8. Un tipico esempio di dimensionamento secondo la tecnica innovativa, che produce una costante di differenziazione λ di circa 3 nanosecondi, è il seguente:

Rs=100 Ohm

Rc=500 Ohm

Cp=4.7 picoFarad.

Con questo dimensionamento radicalmente diverso dei componenti circuitali della rete 18 la costante di tempo di integrazione del filtraggio passivo, ancora data da xk = (Rs//Rc//Rd)*Ck, viene resa abbastanza breve da soddisfare la condizione (a) scegliendo Rs e/o Re di valore basso e nello stesso tempo, scegliendo opportunamente il valore della capacità 15 di accoppiamento Cc, la costante di tempo di differenziazione X=(Rc+Rs//Rd)*Cc viene dimensionata in modo da essere nettamente più breve rispetto alla durata Tqa dell'impulso di corrente di valanga, restando però più lunga del fronte di salita di tale impulso. Come già detto, la durata Tqa è nel campo da circa 10 a qualche decina di nanosecondi e quindi il valore da adottare per la costante di differenziazione λ sarà compreso tra uno e pochi nanosecondi

In figura 8 è mostrata una serie di impulsi generati a valle dell’ accoppiamento in alternata nel punto 17 del circuito di figura 6 secondo il dimensionamento inventivo degli elementi circuitali presenti nella rete di accoppiamento 18. La figura 8(a) rappresenta la stessa sequenza di impulsi rappresentata in fig.7(a).

In figura 8(b) si nota un asse delle ascisse indicante il tempo come in fig.

8(a) ed un asse delle ordinate indicante la tensione nel punto 17 in fig.6 in presenza degli impulsi che con il dimensionamento inventivo degli elementi circuitali presenti nella rete di accoppiamento 18 corrispondono a valle dell'accoppiamento agli impulsi detti 21, 22 e 23. Si nota in fig.8(b) che a valle della rete di accoppiamento in corrispondenza del fronte di salita di ogni impulso generato dallo SPAD 21, 22 e 23 viene prodotto un breve impulso esponenziale 37, 38 e 39 che ha un fronte di salita praticamente eguale a quello dell’impulso generato dallo SPAD seguito da un rapido decadimento esponenziale con costante di tempo λ. Si nota poi che in corrispondenza del fronte di discesa di ogni impulso generato dallo SPAD 21, 22 e 23 viene prodotto un impulso secondario praticamente eguale a quello corrispondente al fronte di salita, ma di polarità opposta 43, 44, 45.

Si nota inoltre che dato il breve valore della costante di tempo λ tale impulso secondario di opposta polarità si riduce ad ampiezza trascurabile in un tempo che può èssere reso così breve da essere completamente coperto dal tempo morto finito che in tutti gli AQC noti segue ogni impulso di valanga e ha una durata da 30 nanosecondi in su, dipendente dal funzionamento dello AQC. Di conseguenza si nota che in corrispondenza degli istanti di arrivo 40, 41 e 42 degli impulsi 37, 38 e 39 la linea di base non risulta spostata da code dovute a impulsi precedenti e che pertanto là soglia 33 del comparatore 16 viene attraversata dagli impulsi in punti 46, 47 e 48 situati alla stessa altezza lungo il fronte di salita, cioè viene attraversata sempre con lo stesso ritardo rispetto all’inizio dell 'impulso e non vi sono più ritardi aggiuntivi di valore fluttuante.

In aggiunta a quanto detto in precedenza il dimensionamento dei componenti circuitali di figura 6 è preferibilmente tale da definire una bassa soglia del comparatore 16 ad un livello corrispondente ad una corrente di valanga dello SPAD 1 di circa 200 microampere o meno. In tal modo la soglia di scatto del comparatore viene attraversata dalla prima parte della salita dell'impulso di valanga, in cui le fluttuazioni intrinseche sono minori.

La presente invenzione può essere realizzata con varianti nella configurazione circuitale che un tecnico del ramo può ricavare dalle sue normali competenze e delle quali in via esemplificativa e non limitativa vengono qui di seguito indicate alcune.

La rete di accoppiamento in alternata 18 con accoppiamento capacitivo, costituita da resistenze e capacità secondo il dimensionamento inventivo, può essere sostituita da altre reti lineari costituite da componenti diversi che realizzino la stessa fruizione di trasferimento, cioè che producano un filtraggio passa-basso (integrazione approssimata) ed un filtraggio passa-alto (differenziazione approssimata) dimensionati come detto.

Una possibile variante utilizzante un accoppiamento induttivo anziché capacitivo è mostrata in figura 9.

Si nota in fig.9 che la rete di l'accoppiamento in alternata 19 impiega in luogo del condensatore 15 Cc di fig.6 due induttanze accoppiate 50 e 51 con mutua induttanza Me. Si nota che la prima induttanza è inserita nel collegamento tra catodo 2 e nodo circuitale 200 collegato alla tensione di polarizzazione VAA, in serie con la resistenza di segnale ,Rs e che la seconda induttanza è collegata tra l'ingresso 17 del comparatore e massa, in parallelo con la resistenza 14 di accoppiamento Re. Le induttanze mutuamente accoppiate con caratteristiche adatte allo scopo sono realizzabili con due avvolgimenti accoppiati di poche spire, che abbiano piccola capacità parassita e accoppiamento induttivo debole, efficace solo ad alte frequenze. Utilizzando le conoscenze dellarte elettronica nota si può dimensionare la detta rete di accoppiamento induttiva in modo che realizzi un taglio passa-alto con costante di tempo di differenziazione di valore compreso tra uno e pochi nanosecondi, come sopra detto, e che abbia un taglio passa-basso a frequenza sufficientemente elevata, come sopra detto.

Il fotodiodo SPAD può essere polarizzato con una tensione di alimentazione negativa -VAA anziché positiva, applicando tale tensione negativa -VAA al nodo circuitale 200 in fig.6 o fig.7 e nello stesso tempo invertendo tra loro i collegamenti di catodo 2 e anodo 3, cioè collegando il catodo 2 allo AQB (active quenching block) e l'anodo 3 al terminale polarizzato a tensione -VAA. Il cambiamento di segno della polarizzazione comporta naturalmente il cambiamento di polarità anche dei segnali, rispetto a quanto precedentemente indicato.

Il terminale del fotodiodo SPAD collegato allo AQB può essere polarizzato anche a una tensione diversa da massa, positiva o negativa, con valore entro il campo ammesso dai circuiti costituenti lo AQB.

Si nota che una rete di accoppiamento in alternata dimensionata secondo la presente invenzione ha il pregio di essere impiegabile in tutte le configurazioni circuitali di spegnimento della valanga in fotodiodi SPAD descritte nella letteratura tecnico scientifica, sia con spegnimento attivo che con spegnimento passivo.

Claims

RIVENDICAZIONI 1. Circuito di spegnimento e uscita per un fotodiodo di tipo SPAD (1) atto a produrre un segnale (112) avente un tempo di salita del fronte di attacco veloce quasi quanto il tempo di salita intrinseco dell'impulso di corrente di valanga entro lo SPAD (1) e pertanto compreso in un arco temporale tra qualche decina di picosecondi e qualche nanosecondo ed avente una durata totale (Tqa) compresa in un arco temporale tra qualche nanosecondo e qualche decina di nanosecondi, detto circuito comprendendo un comparatore (16) di rilevamento dell'impulso di valanga (112) con ingresso (17) collegato a un punto di uscita di un blocco circuitale di accoppiamento in alternata che ha il suo punto di ingresso (11) collegato a un primo terminale (2) del fotodiodo SPAD (1) polarizzato ad alta tensione (VAA), e mezzi (13) posti tra la massa e un secondo terminale (3) di detto SPAD (1) per lo spegnimento della valanga e il prelievo e conteggio di segnali, caratterizzato dal fatto che in detto blocco circuitale (18) gli elementi circuitali presenti sono tali da determinare un filtraggio che presenta verso le alte frequenze un taglio di frequenza di tipo passa-basso, con frequenza caratteristica di taglio (xk) preferibilmente corrispondente a un polo semplice e cioè a una semplice costante di tempo di integrazione, e verso le basse frequenze un taglio passaalto, con frequenza caratteristica di taglio (λ) preferibilmente corrispondente a un polo semplice e cioè a una semplice costante di tempo di differenziazione, e dal fatto che gli elementi circuitali sono dimensionati in modo che il valore di detta frequenza di taglio passa-alto (λ) sia minore di detta frequenza di taglio passa-basso (xk) e del limite di banda dell'impulso di corrente di valanga (22), ma sia maggiore del valore determinato dal reciproco della durata (Tqa) di detto impulso ' (22), cioè che detta costante di tempo di differenziazione (λ) sia maggiore di quella di integrazione (τk) e del tempo di salita (115) del'impulso di corrente valanga, ma sia minore dell3⁄4 durata (Tqa) di detto impulso (22).
2. Circuito secondo la rivendicazione 1, caratterizzato dal fatto che detti elementi circuitali (18) sono dimensionati in modo tale che il valore di detta frequenza di taglio passa-basso (xk) sia maggiore del limite di banda delTimpulso di corrente di valanga o almeno circa eguale ad esso, e cioè che detta costante di tempo di integrazione sia minore del tempo . di salita dell’impulso (115) di corrente di valanga o almeno circa eguale ad esso.
3. Circuito secondo la rivendicazione 1, caratterizzato dal fatto che detto blocco circuitale (18) di polarizzazione e di accoppiamento in alternata è costituito da elementi resistivi di polarizzazione (7), posti tra un terminale di catodo (2) di detto SPAD (1) e una linea di alimentazione (200), e da elementi capacitivi (15) e resistivi (14) di accoppiamento, posti tra detto terminale di catodo (2) di detto SPAD (1) e la massa, in modo tale che detta costante di differenziazione (λ) è data dal prodotto di detti elementi capacitivi (15) per il risultato della somma di detti elementi resistivi di accoppiamento (14) con il parallelo di detti elementi resistivi di polarizzazione (7) e la resistenza interna (Rd) di detto SPAD (1).
4. Circuito secondo la rivendicazione 3, caratterizzato dal fatto che detta costante di differenziazione (λ) è compresa in un arco temporale tra 1 nanosecondo e pochi nanosecondi.
5. Circuito secondo la rivendicazione 1, caratterizzato dal fatto che detto blocco circuitale (18) di polarizzazione e di accoppiamento in alternata è costituito da elementi resistivi di polarizzazione (7), posti tra un terminale di catodo (2) di detto SPAD (1) e una linea di alimentazione (200), e da elementi capacitivi (15) e resistivi (14) di accoppiamento, posti tra detto terminale di catodo (2) di detto SPAD (1) e la massa, in modo tale che detta costante di integrazione (xk) è data dal prodotto di elementi capacitivi (10) per il risultato del parallelo tra detti elementi resistivi di accoppiamento (14) con detti elementi resistivi di polarizzazione (7) e detta resistenza interna (Rd) di detto SPAD (1).
6. Circuito secondo la rivendicazione 5, caratterizzato dal fatto che detta costante di integrazione (xk) ha una durata temporale uguale o inferiore ad un nanosecondo.
7. Circuito secondo la rivendicazione 1, caratterizzato dal fatto che un blocco circuitale (19) di polarizzazione e di accoppiamento in alternata è costituito da elementi resistivi di polarizzazione .(7), posti in serie ad una prima induttanza (50) ed ad un terminale di catodo (2) di detto SPAD (1), e una linea di alimentazione (200), e da una seconda induttanza (51) mutuamente accoppiata a detta prima induttanza (50) posta tra l'ingresso di un comparatore (17) e massa e mezzi resistivi (14) di accoppiamento, posti in parallelo a detta seconda induttanza (51).
8. Circuito secondo la rivendicazione 7, caratterizzato dal fatto che dette induttanze accoppiate (50, 51) e detti mezzi resistivi (7, 14) sono dimensionati in modo tale che detta costante di differenziazione (λ) sia compresa in un arco temporale tra 1 nanosecondo e pochi nanosecondi.
9. Circuito secondo la rivendicazione 7, caratterizzato dal fatto che dette induttanze accoppiate (50, 51) e detti mezzi resistivi (7, 14) sono dimensionati in modo tale che detta costante di integrazione (τk) ha una durata temporale uguale o inferiore ad un nanosecondo.
10. Circuito secondo una qualunque delle precedenti rivendicazioni caratterizzato dal fatto che detto blocco circuitale (18) di polarizzazione e di accoppiamento definisce una soglia bassa di detto comparatore (16) in modo tale che detta soglia venga attraversata dalla prima parte della salita di detto impulso di valanga (22), in cui le fluttuazioni intrinseche sono minori.