FR3063569A1

FR3063569A1 - Circuit d'interface d'entree logique d'un automate ou d'un calculateur industriel

Info

Publication number: FR3063569A1
Application number: FR1751743A
Authority: FR
Inventors: Sebastien Rozat; Patrick Rouanet
Original assignee: LEROY AUTOMATION
Current assignee: LEROY AUTOMATION
Priority date: 2017-03-03
Filing date: 2017-03-03
Publication date: 2018-09-07
Anticipated expiration: 2037-03-03
Also published as: FR3063569B1

Abstract

Ce circuit d'interface (2) d'entrée logique d'un automate ou similaire, comporte : - une entrée (9) dite entrée haute tension, - une sortie dite sortie basse tension (6), - un potentiel de référence, -une première branche (16) avec une première charge (R64 ; R74) entre l'entrée haute tension et le potentiel de référence, - une deuxième branche (14)) avec une deuxième charge (R60 ; R77) en parallèle de la première, - des moyens de commande (Q32, Q8 ; Q34, Q36) pour faire passer un courant dans la première branche (16) et la deuxième branche (14) lorsque la différence de potentiel entre l'entrée haute tension et le potentiel de référence dépasse un seuil prédéterminé, et - des moyens de temporisation (R62, C16, Q33 ; R75, C19, Q35) pour au moins limiter le courant circulant dans la deuxième branche (14).

Description

® RÉPUBLIQUE FRANÇAISE

INSTITUT NATIONAL DE LA PROPRIÉTÉ INDUSTRIELLE © N° de publication : 3 063 569 (à n’utiliser que pour les commandes de reproduction)

©) N° d’enregistrement national : 17 51743

COURBEVOIE © Int Cl⁸ : H 01 H 1/60 (2017.01), H 03 K 19/00, G 05 B 19/04

DEMANDE DE BREVET D'INVENTION A1

©) Date de dépôt : 03.03.17.	(© Demandeur(s) : LEROY AUTOMATION Société par
(© Priorité :	actions simplifiée — FR.
	@ Inventeur(s) : ROZAT SEBASTIEN et ROUANET
	PATRICK.
(43) Date de mise à la disposition du public de la
demande : 07.09.18 Bulletin 18/36.
©) Liste des documents cités dans le rapport de
recherche préliminaire : Se reporter à la fin du
présent fascicule
(© Références à d’autres documents nationaux	® Titulaire(s) : LEROY AUTOMATION Société par
apparentés :	actions simplifiée.
©) Demande(s) d’extension :	© Mandataire(s) : CABINET MORELLE & BARDOU, SC.

CIRCUIT D'INTERFACE D'ENTREE LOGIQUE D'UN AUTOMATE OU D'UN CALCULATEUR INDUSTRIEL

FR 3 063 569 - A1 tg/) Ce circuit d'interface (2) d'entrée logique d'un automate ou similaire, comporte:

- une entrée (9) dite entrée haute tension,

- une sortie dite sortie basse tension (6),

- un potentiel de référence,

-une première branche (16) avec une première charge (R64; R74) entre l'entrée haute tension et le potentiel de référence,

- une deuxième branche (14)) avec une deuxième charge (R60; R77) en parallèle de la première,

- des moyens de commande (Q32, Q8; Q34, Q36) pour faire passer un courant dans la première branche (16) et la deuxième branche (14) lorsque la différence de potentiel entre l'entrée haute tension et le potentiel de référence dépasse un seuil prédéterminé, et

- des moyens de temporisation (R62, C16, Q33; R75, C19, Q35) pour au moins limiter le courant circulant dans la deuxième branche (14).

La présente invention concerne un circuit d’interface d’entrée logique d’un automate ou d’un calculateur industriel.

Dans un système automatisé, de nombreux capteurs, relais et autres contacteurs électromécaniques fournissent des signaux en mode tout ou rien. Il convient d’acquérir les signaux fournis par ces divers dispositifs électromécaniques de manière sûre par un calculateur afin de pouvoir assurer une bonne gestion du système.

Dans certains domaines techniques, par exemple dans le domaine des transports ferroviaires, il est demandé qu’un courant passe au niveau des bornes d’un contact du dispositif électromécanique afin d’assurer un nettoyage de ce contact et s’assurer ainsi de leur fiabilité. En effet, des oxydes se forment à la surface des bornes du contact. Ce phénomène d’usure par oxydation est connu sous le nom de fretting. Pour éliminer les oxydes formés, il est connu de faire circuler un courant au niveau des bornes du contact. Ainsi, dans le domaine ferroviaire, il est demandé qu’un courant d’au moins 10 mA circule pour élever légèrement la température du contact et éviter ainsi de la condensation. De même, il est demandé qu’une tension de 15 V au moins existe aux bornes du contact au moment de la fermeture afin de créer un arc électrique pour nettoyer les bornes du contact du dispositif électromécanique.

Par conséquent, plus la tension appliquée au niveau de l’entrée concernée est élevée, plus la puissance consommée est importante. Pour une tension de 110 V utilisée couramment dans un train, la puissance consommée est de l’ordre de 1 W. Il convient donc de dissiper cette puissance. Lorsqu’il n’y a que peu d’entrées, la puissance à dissiper est limitée mais lorsque la densité d’entrées est importante, la puissance à dissiper peut devenir importante. Ces courants créent alors un échauffement qui peut devenir préjudiciable.

Pour limiter la puissance consommée par le passage d’un courant dans les contacts, il peut être envisagé de ne faire circuler le courant que par intermittence. On pourrait faire circuler le courant pendant quelques millisecondes puis arrêter, par exemple sur une période similaire. On diviserait ainsi la puissance dissipée par deux. Toutefois, il n’est alors pas certain (une chance sur deux) que le potentiel de 15 V existe aux bornes du relais (ou autre dispositif électromécanique) au moment où il se ferme.

La présente invention a alors pour but de fournir une interface qui assure la circulation d’un courant d’une intensité prédéterminée lors de la fermeture d’un dispositif électromécanique tout en limitant cependant la dissipation de chaleur pour éviter des échauffements qui pourraient être préjudiciables pour un calculateur (ou autre dispositif électronique) voisin.

À cet effet, la présente invention propose un circuit d’interface d’entrée logique d’un automate ou similaire, comportant une entrée dite entrée haute tension et une sortie dite sortie basse tension, ainsi qu’un potentiel de référence.

Selon la présente invention, ledit circuit comporte en outre :

- une première branche avec une première charge entre l’entrée haute tension et le potentiel de référence,

- une deuxième branche avec une deuxième charge en parallèle de la première,

- des moyens de commande pour faire passer un courant dans la première branche et la deuxième branche lorsque la différence de potentiel entre l’entrée haute tension et le potentiel de référence dépasse un seuil prédéterminé, et

-des moyens de temporisation pour au moins limiter le courant circulant dans la deuxième branche.

Ainsi, au moment où le contact se ferme, du courant circule dans la première branche et la deuxième branche. Ces deux courants passent aussi dans les contacts. Les moyens de temporisation permettent de limiter le courant passant dans la deuxième branche et limitent ainsi où bout d’un temps donné le courant passant dans les contacts.

Dans un tel circuit d’interface, la première charge et la deuxième charge sont de préférence des charges essentiellement résistives, et la résistance de la première charge est supérieure au double de la résistance de la deuxième charge. Cette forme de réalisation est simple à mettre en oeuvre et permet en outre une variation sensible de la valeur du courant.

Une forme de réalisation avantageuse prévoit que les moyens de commande comportent un transistor monté de manière à devenir conducteur lorsque la différence de potentiel entre l’entrée haute tension et le potentiel de référence dépasse un seuil prédéterminé, le courant en sortie du transistor alimentant la première et la deuxième branche du circuit.

Les moyens de temporisation comportent par exemple un circuit de type RC. Ceci permet avec des composants simples de facilement régler la temporisation du circuit.

Selon une forme de réalisation préférée, les moyens de temporisation interrompent la circulation du courant dans la deuxième branche après une durée prédéterminée. Ainsi seul le courant circulant dans la première branche subsiste après la temporisation.

Pour limiter et même ici interrompre le courant dans la deuxième branche, les moyens de temporisation comportent de préférence un transistor monté dans la deuxième branche.

En régime établi, les courants de fuite inhérents à tout système d'automatisme distribué, du même ordre de grandeur que le courant de repos, peuvent induire une erreur de lecture de l'état logique de l'entrée. Ainsi, il est souhaitable de pouvoir faire circuler plus de courant dans le circuit lors de la lecture de l'état logique de l'entrée afin de s'affranchir des courants de fuite. Ainsi, pour réaliser une lecture de l’entrée du calculateur, il est avantageusement prévu que le circuit d’interface comporte une source de tension commandée associée à un transistor monté dans la deuxième branche de telle sorte que lorsque la source de tension fournit une tension de sortie, le transistor est saturé et commande un passage de courant dans la deuxième charge. La source de tension est alors commandée juste avant de réaliser une lecture de la valeur d’entrée.

Pour garantir un courant de repos (après temporisation) de l’ordre du milliAmpère, avec des tensions d’entrée entre 16 et 154 V, on peut par exemple prévoir que la première charge est une résistance dont la valeur est comprise entre 10 et 150 kQ.

Pour garantir un courant de nettoyage (avant la fin de la temporisation) de l’ordre d’une dizaine de milliAmpère, avec des tensions d’entrée entre 16 et 154 V, que la deuxième charge est une résistance dont la valeur est comprise entre 1 et 15 kQ.

Des détails et avantages de la présente invention apparaîtront mieux de la description qui suit, faite en référence au dessin schématique annexé sur lequel :

La figure 1 est une vue très schématique d’ensemble intégrant un circuit d’interface,

La figure 2 est un schéma électrique d’un premier circuit d’interface d’entrée logique présentant un niveau de sécurité SIL égal à 0, et

La figure 3 est un schéma électrique d’un second circuit d’interface d’entrée logique présentant un niveau de sécurité SIL égal à 2.

Les figures 2 et 3 illustrent chacune un circuit d’interface d’entrée logique d’un automate ou d’un calculateur industriel (non représenté). Ces circuits forment ainsi une interface entre ce calculateur et un élément électromécanique tel un relais, un interrupteur, un capteur, un thermocouple, etc.. L’élément électromécanique fournit soit une tension nulle, soit une tension généralement de l’ordre d’une dizaine de Volt à quelques centaines de Volt, par exemple entre 12 V et 300 V. Dans le domaine du ferroviaire, on rencontre généralement à bord d’un train des réseaux de courant continu avec une tension comprise entre 16 V et 154 V. Il s’agit donc de fournir à un calculateur (soit un dispositif de contrôle et de gestion électronique) un signal binaire (0 ou 1) sous une tension de l’ordre de 5V à partir de l’état ouvert ou fermé d’un dispositif électromécanique travaillant sous une tension comprise par exemple entre 16 et 154 V dans le domaine ferroviaire.

La figure 1 illustre un circuit d’interface 2 entre un dispositif électromécanique 4, représenté ici sous la forme d’un bouton poussoir à titre purement illustratif et non limitatif, et une entrée 6 d’un calculateur (non représenté). Sur cette figure, une batterie 8 illustre une source de tension qui alimente, par exemple à bord d’un train, un réseau électrique en courant continu. Le circuit d’interface 2 est monté entre une borne du dispositif électromécanique 4 et un potentiel de référence du réseau électrique, potentiel supposé à 0 V sur les figures 2 et 3.

Les circuits des figures 2 et 3 permettent ici d’implémenter l’entrée 6 qui est une entrée digitale de type tout ou rien. Comme expliqué plus loin, ces circuits sont conçus pour consommer un courant d’une première intensité, ou courant de nettoyage, (par exemple 10 mA) puis un courant plus faible, ou courant de repos, (par exemple 1 mA, ces données étant illustratives et non limitatives) dans les contacts du dispositif électromécanique 4 afin de réaliser un échauffement permanent et ainsi de limiter l’accumulation d’humidité dans ces contacts. Ainsi un courant « suffisant » est maintenu au niveau des contacts mais ce courant de repos est assez faible pour ne pas entraîner une surchauffe au niveau de l’entrée du calculateur. En effet, dans le cas où un calculateur présente une densité d’entrée importante, il convient de limiter les dissipations thermiques pour ne pas échauffer le calculateur, ce qui pourrait être préjudiciable pour lui.

On a illustré sur les figures 2 et 3 une borne d’entrée 9 (borne positive) du circuit d’interface 2 qui est directement reliée à une borne d’un dispositif électromécanique 4. On reconnaît aussi sur ces figures un potentiel de référence qui est supposé ici être le potentiel 0.

De manière connue, le circuit d’interface de la figure 2 présente tout d’abord une protection D28 à l’encontre des surtensions. Ensuite, à l’entrée du circuit, une diode D29 fournit une protection contre une inversion de polarité qui pourrait survenir.

Le circuit de la figure 2 présente plusieurs branches reliant la borne d’entrée en aval de la diode D29 au potentiel 0.

Une première branche 10 présente tout d’abord en parallèle, d'une part, une résistance R65 en série avec une capacité C17 et, d'autre part, une résistance R61, puis une diode Zener D14.

La deuxième branche 12 comporte un transistor NPN Q32 en aval de l’émetteur duquel sont montés en série et dans l’ordre une résistance R62, une capacité C16 et une autre résistance R63.

La troisième branche 14 et la quatrième branche 16 sont montées en parallèle en aval de l’émetteur d’un transistor Q8. La troisième branche 14 comporte une résistance R60 ainsi que deux transistors Q31 et Q33 montés en parallèle et commandant le passage de courant dans la résistance R60. La quatrième branche 16 comporte uniquement une résistance R64.

On remarque enfin sur la figure 2, en bas à droite, une sortie d’une source de tension (non représentée), ladite sortie étant reliée par l’intermédiaire d’une résistance R56 à la base du transistor Q31.

Dans le circuit de la figure 2, la base du premier transistor Q32 est reliée à la première branche, entre les éléments montés en parallèle et la diode Zener D14. Le collecteur de ce transistor est relié quant à lui en aval de la diode D29 anti-inversion de polarité.

La base du transistor Q8 est quant à elle reliée à l’émetteur du transistor Q32 et son collecteur, comme celui du transistor Q32, en aval de la diode D29.

Enfin, la base du transistor Q33 est reliée à la deuxième branche 12 entre la capacité C16 et la résistance R63.

Dans ce montage, le collecteur du transistor Q8 constitue aussi une source de courant appliquée sur l’entrée 6 du calculateur.

Dans ce circuit, en régime établi, la tension de seuil de la diode Zener D14 avec la résistance R64 règlent le courant de repos. Une consommation supplémentaire de courant est provoquée lorsque le transistor Q31 ou le transistor Q33 est saturé, commandant alors le passage d’un courant de nettoyage au travers de la résistance R60.

La deuxième branche 12 avec sa capacité C16 et ses résistances R62 et R63 permet de régler la durée pendant laquelle, après application d’une tension sur la borne reliée au dispositif électromécanique 4, le courant passe dans la résistance R60 provoquant ainsi une consommation accrue de courant.

Le transistor Q32 forme un suiveur de tension qui suit la tension d’entrée jusqu’à un seuil fixé par la diode Zener D14. Les résistances R65 et R61 définissent le courant dans la diode Zener D14 : l’ensemble formé par la résistance R65 et la capacité C17 permet de rendre rapide la consommation de courant sur l’entrée transitoire aux premiers instants de la commutation se réalisant dans le dispositif électromécanique 4, en annulant l’effet de la capacité parasite de la diode Zener D14 sur la résistance R61 pour les tensions d’entrée faibles. En effet, il convient d’établir rapidement un courant dans les contacts lors d’une transition pour assurer un bon nettoyage de ces contacts. La résistance de R61 est choisie plus grande que celle de R65 afin de polariser la diode Zener D14 en régime établi tout en limitant la dissipation thermique pour de fortes valeurs de tension au niveau de la borne d’entrée.

Lorsqu’une tension est appliquée sur la sortie 18, la troisième branche est alors traversée par un courant et on force ainsi la consommation de courant au niveau de la borne d’entrée (pour arriver par exemple à une consommation de l’ordre de 10 mA).

Dans ce circuit de la figure 2, à l’état de repos, c’est-à-dire lorsqu’aucune tension n’est appliquée sur la borne d’entrée 9, tous les transistors sont bloqués. Quand la tension sur la borne d’entrée 9 augmente, la tension aux bornes de la diode Zener D14 augmente jusqu’à arriver à sa tension de seuil. À cet instant, la consommation de courant dans le circuit à travers les résistances R64 et R60 est activée. La capacité C16 de la deuxième branche 12 se charge et une fois chargée, le transistor Q33 ne conduit plus. Aucun courant de passe plus dans la troisième branche 14 et seul le courant, dit alors courant de repos (par exemple de l’ordre de 1 mA), passant dans la quatrième branche 16 et défini donc par la valeur de la résistance R64, est consommé par la borne d’entrée 9. On suppose ici que la sortie 18 n’est pas énergisée et que le transistor Q31 ne conduit pas.

Lorsqu’un système d’acquisition lié au calculateur par exemple souhaite lire la valeur de l’entrée 6, alors ce système d’acquisition vient activer la source de tension qui comporte la sortie 18 juste avant (par exemple quelques microsecondes soit 10'⁶ s) de tester la tension disponible sur l’entrée 6 du calculateur. Ainsi, le transistor Q31 laisse passer le courant dans la troisième branche 14 et le courant passant dans cette troisième branche vient s’ajouter à celui circulant dans la quatrième branche 16 en ce qui concerne la consommation de courant. De la sorte, on évite de réaliser une fausse lecture de la valeur disponible à l’entrée 6 qui serait induite par des courants de fuite potentiels.

Lorsque la tension au niveau de la borne d’entrée 9 revient en-dessous du seuil d’activation (dont la valeur est paramétrée par la diode Zener D14), les capacités C16 et C17 se déchargent venant ainsi bloquer les transistors (Q32, Q33 et Q8) du circuit d’interface 2 et ce dernier est alors à nouveau prêt pour l’activation suivante au niveau de la borne d’entrée 9. On remarque que dès que la capacité C16 est déchargée, le transistor Q33 ne conduit plus et aucun courant ne circule dans la troisième branche 14. Dans le cas où le dispositif électromécanique 4 est un relais, ou bien un autre dispositif dans lequel un rebond peut apparaître au niveau des contacts, il suffit alors de choisir une valeur pour la capacité C16 telle que son temps de décharge soit assez court pour permettre une décharge de la capacité C16 entre deux rebonds. Ainsi à chaque rebond, la consommation de courant dans les contacts correspond au courant circulant dans la troisième et la quatrième branche (soit par exemple environ 10 mA).

La figure 3 montre une variante de réalisation du circuit d’interface de la figure 2. Alors que la figure 2 montre un circuit d’interface de type SILO (SIL correspondant au sigle anglais Safety Integrity Level soit en français niveau d’intégrité de sécurité), celui de la figure 3 montre un circuit d’interface de type SIL2, c’est-à-dire avec un niveau d’intégrité de sécurité plus élevé.

Le circuit d’interface de la figure 3 fonctionne sur le même principe que le circuit d’interface d’entrée de la figure 2. L’homme du métier reconnaîtra dans la zone entourée en pointillés sur la figure 3 un circuit similaire à celui illustré sur la figure 2.

Le circuit d’interface de la figure 3 incorpore en plus (par rapport à celui de la figure 2) des mécanismes lui permettant de couvrir les évènements redoutés suivants :

- un « 1 » logique détecté à tort, ou

-un courant supérieur à un niveau prédéterminé (de l’ordre de quelques microAmpère en général) réinjecté sur l’entrée

On reprend sur la figure 3 des références de la figure 2 pour désigner des éléments similaires.

On retrouve ainsi sur la figure 3 une borne d’entrée sur laquelle le signal d’entrée digital, par exemple ferroviaire, à acquérir est appliqué. On retrouve ici une borne d’entrée 9 positive et on suppose que le potentiel de référence est 0. Le circuit d’interface 2 fournit ici aussi un signal de lecture pour une entrée 6 d’un calculateur (ou automate, ou ...). Ce signal est destiné à être lu directement par un système d’acquisition (microprocesseur, circuit logique programmable, ...) associé à l’entrée 6.

On retrouve une protection D31 contre les surtensions et une protection D30 contre l’inversion de polarité.

Pour assurer une isolation galvanique entre la zone haute tension et la zone basse tension, il est prévu un circuit d’isolation galvanique illustré par une unité U18. Dans la forme de réalisation illustrée, cette unité comporte une LED destinée à mettre le signal d’entrée à 0 au niveau de l’entrée 6 lorsqu’un courant traverse la LED de cette unité.

On retrouve ici aussi une sortie 18 d’une source de tension pilotée par le système d’acquisition de l’entrée 6. Le signal fournit au niveau de cette sortie 18 est utilisé pour forcer la consommation de courant au niveau de la borne d’entrée 9 afin de s’affranchir de potentiels courants vagabonds et/ou pour servir de commande au circuit de lecture pour détecter un collage éventuel à la valeur « 0 » du signal à l’entrée 6.

Le transistor Q34, comme le transistor Q32 de la figure 2, est un suiveur de tension qui suit la tension d’entrée jusqu’à un seuil fixé ici par une diode Zener U20 mais aussi les tensions Vbe entre la base et l’émetteur de chacun des transistors Q37 et Q38 de la figure 3. Les résistances R70 et R73 définissent quant à elle le courant dans diode Zener U20.

L’ensemble R70 et C18, qui correspond à l’ensemble R65 et C17 de la figure 2, permet de rendre rapide la consommation de courant dès le début de la commutation au niveau du dispositif électromécanique 4. Cet ensemble permet en effet d’annuler l’effet de capacité parasite de diode Zener U20 sur la résistance R73 pour des faibles niveaux de tension, c’est-à-dire lorsque la tension au niveau de la borne d’entrée 9 n’a pas encore atteint son niveau nominal. En donnant à R73 une valeur de résistance plus élevée qu’à R70, on polarise diode Zener U20 en limitant la dissipation thermique lorsque de fortes tensions sont appliquées sur la borne d’entrée 9.

Dans la forme de réalisation de la figure 3, le collecteur du transistor Q36 (comme le collecteur du transistor Q8 de la figure 2) constitue une source de courant appliquée sur l’entrée 9. Ce courant est réglé en régime établi par la résistance R74 et en commutation par la résistance R77. Dans cette forme de réalisation, l’ensemble formé par la capacité C19 et par les résistances R75 et R76 permet de régler la durée pendant laquelle la branche comportant la résistance R77 est traversée par un courant, c’est-à-dire la durée pendant laquelle le courant dans les contacts est plus important (10 mA dans l’exemple numérique donné en référence à la figure 2).

Par rapport au circuit de la figure 2, on remarque sur le circuit d’interface de la figure 3 deux structures avec la diode Zener U20 pour l’une et avec une diode Zener U21 pour l’autre, chaque structure présentant en outre deux transistors montés en darlington, deux résistances et une capacité. On a une première structure U20, Q37, Q38, R80, R81 et C22 et en aval de la sortie 18 de la source de tension la seconde structure U21, Q39, Q40, R69, R79 et C20. Chacune de ces structures définit un seuil de détection de l’entrée 9. Le darlington est passant si la tension à l’entrée 9 dépasse la tension de la diode Zener considérée augmentée des deux différences de potentiel base / émetteur (Vbe) des deux transistors montés en darlington. Les deux structures agissent en série et doivent être fonctionnelles simultanément pour permettre une lecture valide à « 1 » de l’entrée 6.

Lorsque le système est au repos, c’est-à-dire que la borne d’entrée 9 n’est pas énergisée (contact du dispositif électromécanique ouvert), tous les transistors sont bloqués. La sortie 18 n’est pas activée et se trouve à l’état logique « 0 » (potentiel 0) tandis que le signal à l’entrée 6 est à l’état logique « 1 ». Si alors le système d’acquisition détecte un « 0 » logique lors d’un acquisition sur l’entrée 6 alors que la sortie 18 n’est pas activée, il en déduit une panne du système et l’entrée 6 est considérée comme étant en défaut.

Lorsque la tension au niveau de la borne d’entrée 9 augmente, la tension aux borne de la diode Zener U20 augmente elle aussi jusqu’à arriver à sa tension de seuil et ainsi déclencher le passage d’un courant dans les branches du circuit d’interface comportant les résistances R77 et R74. La consommation de courant est ainsi maximale (par exemple de l’ordre de 10 mA) dans la borne d’entrée 9 et au niveau des contacts à nettoyer. Lorsque la capacité C19 est chargée, le transistor Q35 ne conduit plus et seul un courant de repos (correspondant au courant passant dans la branche contenant la résistance R74, par exemple de l’ordre de 1 mA) est consommé. En parallèle, les transistors en darlington Q37 et Q38 deviennent passant dès que la tension à la borne d’entrée 9 devient supérieure au seuil déterminé par la diode Zener U20 et les tensions Vbe des transistors.

Lorsque le système d’acquisition souhaite lire l’état de l’entrée 6, un signal est généré au niveau de la sortie 18. Ce signal vient polariser la diode

Zener U21 et les transistors Q30 et Q40 montés en darlington deviennent passants si la tension de l’entrée 9 est supérieure au seuil fixé par la diode Zener U21 et les tensions Vbe des deux transistors.

Ainsi donc, si la tension à la borne d’entrée 9 est supérieure à chacun des deux seuils définis par les deux structures avec les diodes Zener U20 et U21, c’est-à-dire la tension seuil de la diode Zener considérée augmentée de chacune des tensions Vbe des transistors correspondants, la diode LED de l’unité U18 est passante et un état logique « 0 » est obtenu sur l’entrée 6.

Si par contre la tension à la borne d’entrée 9 n’est pas supérieure aux deux seuils du paragraphe précédent, l’activation de la sortie 18 ne permettra pas le passage de l’entrée 6 à l’état logique « 0 ». La structure avec les transistors Q39 et Q40 permet de consommer un courant suffisamment important pour garantir qu’un état logique « 0 » sur l’entrée 6 n’est pas induit par des courants de fuite.

Les structures qui comportent les montages en darlington avec, d'une part, les transistors Q37 et Q38 et, d'autre part, les transistors Q39 et Q40 garantissent qu’un état logique « 0 » ne peut être détecté au niveau de l’entrée 6 que si la tension au niveau de la borne d’entrée 9 est supérieure aux deux seuils définis par les structures intégrant ces montages en darlington et une diode Zener correspondante. Ainsi, même en cas de panne de l’une des structures, l’autre structure assure la fonction de sécurité.

L’utilisation d’une commande en générant un signal sur la sortie 18 pour forcer l’état logique de l’entrée 6 à « 1 » permet de s’assurer que l’état logique de cette entrée ne reste pas collé à « 0 ». Elle permet aussi de détecter une panne au niveau de l’unité U18 ou de la résistance R71 (état logique de l’entrée 6 « flottant ») ou toute autre panne en amont qui induirait un état permanent à 0 de l’entrée 6 et de s’assurer que la structure avec les transistors Q39 et Q40 est opérationnelle.

Au final, on peut donc garantir qu’un état logique « 1 » sur l’entrée 6 ne peut pas être détecté à tort.

Le circuit de détection proposé étant purement passif, de l’énergie ne peut donc pas être réinjectée sur la borne d’entrée 9. Il faudrait pour cela une carbonisation de l’unité U18 et/ou de l’unité U19. Même dans ce cas de figure peu probable, la réinjection dans le circuit serait de l’ordre de quelques Volt correspondant aux tensions Vcc et la tension de sortie de la sortie 18. Compte tenu des impédances des éléments du circuit, le courant engendré serait de l’ordre de quelques microAmpère et devra donc être considéré comme étant négligeable.

Les circuits d’interface proposés ici permettent de réaliser un nettoyage des contacts électriques en faisant passer dans ceux-ci un courant de nettoyage de l’ordre de 10 mA lorsque le contact s’établit et pendant une durée prédéterminée après fermeture du contact puis l’intensité du courant diminue pour éviter d’avoir trop de dissipation thermique à l’entrée du calculateur. Une fois le contact établi, le courant est un courant de repos plus faible, par exemple de l’ordre de 1 mA, est suffisant toutefois pour créer un échauffement permettant de limiter l’accumulation d’humidité dans le contact.

Lorsqu’un circuit d’interface est utilisé en combinaison avec un relais ou tout autre dispositif électromécanique présentant un phénomène de rebond lors de son activation, il s’adapte de lui-même aux phases plus ou moins longues de fermeture/ouverture du contact et le courant de nettoyage est consommé pendant toute la durée des rebonds. Le processus de nettoyage des contacts est ainsi encore plus efficace.

Le circuit d’interface proposé est particulièrement bien adapté pour des applications dans le domaine ferroviaire et pour fonctionner dans un environnement correspondant à la norme EN50155 mais il pourrait aussi être utilisé dans d’autres domaines, dans les transports mais aussi par exemple dans l’industrie.

Il est possible d’utiliser efficacement un circuit d’interface tel que décrit plus haut pour des fréquences de commutation à l’entrée jusqu’à environ 10 Hz.

Comme il ressort aussi de la description qui précède, un circuit d’interface peut être utilisé pour divers niveau d’intégrité de sécurité. Des exemples sont donnés pour des circuits SILO et SIL2 mais d’autres niveaux, par exemple SIL4 sont aussi compatibles avec l’invention.

Bien entendu, la présente invention ne se limite pas aux modes de réalisation décrits et illustrés sur le dessin et aux variantes évoquées mais elle concerne tout circuit d’interface dans le cadre des revendications ci-après.

Claims

REVENDICATIONS

1. Circuit d’interface (2) d’entrée logique d’un automate ou similaire, comportant une entrée (9) dite entrée haute tension et une sortie dite sortie basse tension (6), ainsi qu’un potentiel de référence, caractérisé en ce que ledit circuit comporte en outre :

-une première branche (16) avec une première charge (R64 ; R74) entre l’entrée haute tension et le potentiel de référence,

- une deuxième branche (14)) avec une deuxième charge (R60 ; R77) en parallèle de la première,

- des moyens de commande (Q32, Q8 ; Q34, Q36) pour faire passer un courant dans la première branche (16) et la deuxième branche (14) lorsque la différence de potentiel entre l’entrée haute tension et le potentiel de référence dépasse un seuil prédéterminé, et

-des moyens de temporisation (R62, C16, Q33 ; R75, C19, Q35) pour au moins limiter le courant circulant dans la deuxième branche (14).
2. Circuit d’interface (2) selon la revendication 1, caractérisé en ce que la première charge (R64 ; R74) et la deuxième charge (R64 ; R74) sont des charges essentiellement résistives, et en ce que la résistance de la première charge (R64 ; R74) est supérieure au double de la résistance de la deuxième charge (R64 ; R74).
3. Circuit d’interface (2) selon l'une des revendications 1 ou 2, caractérisé en ce que les moyens de commande (Q8 ; Q36) comportent un transistor monté de manière à devenir conducteur lorsque la différence de potentiel entre l’entrée haute tension et le potentiel de référence dépasse un seuil prédéterminé, le courant en sortie du transistor (Q8 ; Q36) alimentant la première et la deuxième branche du circuit.
4. Circuit d’interface (2) selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que les moyens de temporisation comportent un circuit de type RC (R62, C16 ; R75, C19).
5. Circuit d’interface (2) selon l'une des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que les moyens de temporisation (R62, C16, Q33 ; R75, C19, Q35) interrompent la circulation du courant dans la deuxième branche (14) après une durée prédéterminée.
6. Circuit d’interface (2) selon l'une des revendications 1 à 5, caractérisé en ce que les moyens de temporisation (R62, C16, Q33 ; R75, C19, Q35) comportent un transistor (Q33 ; Q35) monté dans la deuxième branche (14).

5
7. Circuit d’interface (2) selon l'une des revendications 1 à 6, caractérisé en ce qu’il comporte une source de tension commandée associée à un transistor (Q31) monté dans la deuxième branche (14) de telle sorte que lorsque la source de tension fournit une tension de sortie, le transistor (Q31) est saturé et commande un passage de courant dans la deuxième charge

10 (R60).
8. Circuit d’interface (2) selon l'une des revendications 1 à 7, caractérisé en ce que la première charge (R64 ; R74) est une résistance dont la valeur est comprise entre 10 et 150 kQ.
9. Circuit d’interface (2) selon l'une des revendications 1 à 8, 15 caractérisé en ce que la deuxième charge (R60 ; R77) est une résistance dont la valeur est comprise entre 1 et 15 kQ.

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