FR3054091B1 - Dispositif de communication a modulation temps-frequence adaptative - Google Patents

Abstract

Un dispositif de télécommunication sans fil comprend un modulateur (30) agencé pour encoder des symboles sur un canal de télécommunication. Le modulateur (30) est agencé pour appliquer une modulation aux symboles encodés selon laquelle la bande passante du canal est découpée en fonction d'au moins une caractéristique de réponse fréquentielle du canal, de sorte que des fréquences de modulation voisines pour lesquelles une caractéristique de réponse fréquentielle calculée selon un premier critère est supérieure à une valeur de seuil (a) ou inférieure à la valeur de seuil (a) sont rassemblées en sous-bandes de fréquence comprenant chacune au moins une fréquence de modulation, le modulateur (30) étant agencé pour associer à chaque sous-bande de fréquence une ou plusieurs fonctions de modulation telles que l'union des fonctions de modulation de l'ensemble des sous-bandes de fréquences définit une base bi-orthogonale.

Description

Dispositif de communication à modulation temps-fréquence adaptative L’invention concerne le domaine de la télécommunication et en particulier la modulation d’un signal sur un canal multi porteuses.

Dans les systèmes de télécommunications existants, comme la 3G ou la 4G, le multiplexage OFDM (pour Orthogonal Frequency Division Multiplexing, ou multiplexage par répartition en fréquences orthogonales) est utilisé pour améliorer les performances en termes de taux d’erreur binaire (TEB) par rapport aux porteuses monofréquences classiques.

En effet, l’OFDM divise uniformément la bande passante en sous-bandes étroites qui sont ainsi moins sensibles à la sélectivité du canal, c’est-à-dire le fait qu’un canal donné va transmettre certaines fréquences et en éteindre d’autres. Cependant, l’addition temporelle des différentes porteuses en OFDM génère un facteur PAPR (pour Peak to Average Power Ratio ou facteur de crête) important, ce qui signifie une consommation d’énergie plus importante, ce qui est naturellement non souhaitable dans les applications de téléphonie mobile.

Les nouvelles normes de télécommunications visent à atteindre des débits de plus en plus importants, et un compromis reste à trouver entre le TEB et le PAPR. L’invention vise à améliorer la situation. Pour cela, l’invention propose un dispositif de télécommunication sans fil comprenant un modulateur agencé pour encoder des symboles sur un canal de télécommunication. Le modulateur est agencé pour appliquer une modulation aux symboles encodés selon laquelle la bande passante du canal est découpée en fonction d’au moins une caractéristique de réponse fréquentielle du canal, de sorte que des fréquences de modulation voisines pour lesquelles une caractéristique de réponse fréquentielle calculée selon un premier critère est supérieure à une valeur de seuil ou inférieure à la valeur de seuil sont rassemblées en sous-bandes de fréquence comprenant chacune au moins une fréquence de modulation, le modulateur étant agencé pour associer à chaque sous-bande de fréquence une ou plusieurs fonctions de modulation telles que l’union des fonctions de modulation de l’ensemble des sous-bandes de fréquences définit une base bi-orthogonale.

Ce dispositif est particulièrement avantageux car la décomposition de la bande passante en paquets d’ondelettes permet d’adopter un schéma de modulation qui permet de maintenir le TEB tout en limitant le PAPR. En effet, les paquets d’ondelettes permettent de réaliser une modulation temps-fréquence flexible qui s’adapte aux caractéristiques du canal et non plus fixe.

En variante, le dispositif de l’invention peut présenter l’une ou plusieurs des caractéristiques suivantes : - le modulateur est agencé pour appliquer une modulation selon laquelle certaines au moins des sous-bandes, comprenant des fréquences de modulation pour lesquelles une caractéristique de réponse fréquentielle calculée selon un deuxième critère est inférieure à une valeur de seuil, sont séparées en sous-bandes de fréquences distinctes, - le modulateur est agencé pour choisir la valeur de seuil en rapport au deuxième critère en fonction du rapport entre une caractéristique de réponse fréquentielle calculée selon un premier critère et la valeur de seuil correspondante. - le modulateur est agencé pour associer à chaque sous-bande un paquet d’ondelettes en fonction d’une fréquence de modulation de la sous-bande et du nombre de fréquences de modulation dans la sous-bande. - le modulateur est agencé pour déterminer chaque sous-bande de sorte qu’elle comprend un nombre de fréquences de modulation qui est une puissance de 2, - le modulateur est agencé pour déterminer une base de modulation Fourier pour chaque sous-bande, et pour appliquer un changement de base à cette base de modulation par transformée de Fourier à partir de la fréquence de modulation la plus basse de chaque sous-bande et du nombre de fréquences de modulation dans cette sous-bande, - le modulateur est agencé pour espacer les fréquences de modulations d’une valeur fixe, - le dispositif est un émetteur ou un récepteur propre à échanger avec un dispositif similaire pour définir une base de modulation en fonction des caractéristiques de réponse fréquentielle d’un canal de communication entre ces dispositifs, et - le modulateur est agencé pour communiquer avec un autre dispositif similaire pour établir la base bi-orthogonale, en recevant cette dernière ou en recevant des caractéristiques du canal entre les deux dispositifs. L’invention concerne également un procédé de télécommunication, comprenant la modulation de symboles encodés sur un canal de communications, caractérisé en ce que la modulation comprend les opérations suivantes : a) calculer une caractéristique de réponse fréquentielle selon un premier critère, pour une pluralité de fréquences de modulation dans une bande de fréquences associée au canal de communication, b) regrouper en sous-bandes de fréquences les fréquences de modulation voisines dont la caractéristique de réponse fréquentielle selon le premier critère est supérieure ou inférieure à une valeur de seuil, c) associer à chaque sous-bande de fréquences une ou plusieurs fonctions de modulations telles que l’union des fonctions de modulation de l’ensemble des sous-bandes de fréquences définit une base bi-orthogonale. D’autres caractéristiques et avantages de l’invention apparaîtront mieux à la lecture de la description qui suit, tirée d’exemples donnés à titre illustratif et non limitatif, tirés des dessins sur lesquels : - la figure 1 représente un schéma générique d’un système de télécommunications dans lequel un émetteur et un récepteur selon l’invention communique ensemble ; - la figure 2 représente un schéma générique de l’émetteur et du récepteur de la figure 1 ; - la figure 3 représente un exemple d’une fonction mise en œuvre par le modélisateur de la figure 2 ; - la figure 4 représente un exemple d’une fonction mise en œuvre par la fonction de la figure 3 ; - la figure 5 représente un exemple d’une fonction mise en œuvre par la fonction de la figure 4 ; - les figures 6 à 13 représentent diverses simulations permettant de montrer les gains d’un dispositif selon l’invention par rapport à un dispositif utilisant une modulation OFDM : - la figure 14 représente une variante de la figure 3 ; et - la figure 15 représente un exemple d’une fonction de calcul de base de modulation dans le cadre de la variante de la figure 14.

Les dessins et la description ci-après contiennent, pour l'essentiel, des éléments de caractère certain. Ils pourront donc non seulement servir à mieux faire comprendre la présente invention, mais aussi contribuer à sa définition, le cas échéant.

La présente description est de nature à faire intervenir des éléments susceptibles de protection par le droit d’auteur et/ou le copyright. Le titulaire des droits n’a pas d’objection à la reproduction à l’identique par quiconque du présent document de brevet ou de sa description, telle qu’elle apparaît dans les dossiers officiels. Pour le reste, il réserve intégralement ses droits.

En outre, la description détaillée est augmentée de l'Annexe A, qui donne la formulation de certaines formules mathématiques mises en œuvre dans le cadre de l'invention. Cette Annexe est mise à part dans un but de clarification, et pour faciliter les renvois. Elle est partie intégrante de la description, et pourra donc non seulement servir à mieux faire comprendre la présente invention, mais aussi contribuer à sa définition, le cas échéant.

La figure 1 représente un système de télécommunication comprenant deux dispositifs de télécommunication 2 et 4 reliés entre eux par une station de base 6. Dans l’exemple décrit ici, les dispositifs 2 et 4 communiquent entre eux en utilisant la norme G, également connu sous le nom de LTE. En variante, ces dispositifs pourraient communiquer en utilisant une autre norme de télécommunication.

La figure 2 représente une vue simplifiée des éléments des dispositifs de télécommunication 2 et 4 qui sont critiques à la mise en œuvre de l’invention. Ainsi, le dispositif de télécommunication 2 (respectivement 4) comprend un processeur 10, un codeur 20, un modulateur 30 et une antenne 40.

Le processeur 10 peut être tout processeur adapté pour l’utilisation dans tout dispositif de télécommunication sans fil, comme un téléphone intelligent, un téléphone sans fil classique, ou tout appareil adapté à se connecter à un réseau de télécommunication sans fil de type 3G, 4G, 5G ou leurs équivalents. Le processeur 10 a pour fonction la gestion des informations à envoyer au codeur 20 pour modulation par le modulateur 30 et envoi par l’antenne 40, ou pour récupérer et traiter des données qui ont été reçues selon le chemin inverse, c’est-à-dire par l’antenne 40, démodulées par le modulateur 30, et décodées par le codeur 20.

Le codeur 20 peut être tout circuit de codage réalisé de manière matérielle et/ou logicielle, conformément à la norme de télécommunication mise en œuvre par le dispositif de télécommunication 2 (respectivement 4). Dans l’exemple décrit ici, le codeur 20 réalise le codage et le décodage des symboles. En variante, un élément dédié au codage et un élément dédié au décodage pourraient être utilisés.

Le modulateur 30 peut être tout circuit de modulation qui fonctionne comme décrit ci-après, à fin de réaliser une modulation temps-fréquence adaptative. Dans l’exemple décrit ici, le modulateur 30 réalise la modulation et la démodulation des signaux émis et reçus par l’antenne 40. En variante, un élément dédié à la modulation et un élément dédié à la démodulation pourraient être utilisés.

Dans l’exemple décrit ici, le codeur 20 et le modulateur 30 sont tous les 2 mises en œuvre sur une unique puce dédiée à la gestion radio. En variante, elles pourraient être réalisées sur deux puces séparées ou sur une pluralité de puces séparées, ou être incorporés avec le processeur 10 dans un SoC (System on Chip) ou dans un FPGA.

La figure 3 représente un exemple particulier d’une fonction mise en œuvre par le modulateur 30 pour déterminer la base de modulation des signaux selon invention. Dans ce qui suit, les fréquences de modulation au sein d’un canal seront indifféremment désignées par leur fréquence ou par leur indice. En effet, ces fréquences sont espacées de manière fixe au sein du canal et l’indice d’une fréquence de modulation définit donc entièrement celle-ci. Comme on le verra plus bas, la fonction de la figure 3 fait appel à deux fonctions récursives qui seront décrites avec les figures 4 et 5.

Dans une opération 300, le modulateur 30 reçoit le nombre de fréquences de modulation M, une réponse fréquentielle H, et des valeurs seuil a, b et c. La réponse fréquentielle H représente la réponse en amplitude ou en puissance du canal d’échange considéré pour chacune des fréquences de modulation envisagées. En variante, la réponse fréquentielle pourrait être remplacée par une valeur de signal sur bruit ou une autre mesure caractérisant le canal de manière fréquentielle, ou une opération mathématique sur ces valeurs (minimum, maximum, moyenne, écart-type, différence entre le minimum et le maximum, etc.).

Dans une opération 310, une fonction AflfQ est exécutée avec comme arguments la réponse fréquentielle H et le premier seuil a. Cette fonction détermine pour chacune des fréquences de modulation si la réponse fréquentielle H est supérieure au seuil a ou non. Les fréquences pour lesquelles cette détermination est négative sont stockées dans une liste de fréquences affectées A.

Ensuite, un vecteur W de sous-bandes est initialisé à 0 dans une opération 320. Enfin, une fonction Split() qui reçoit comme arguments des indices égaux à 1, et M est exécutée. La fonction Split(), qui va être décrite avec la figure 4 est une fonction récursive qui va éclater la bande de fréquences du canal en sous-bandes de manière binaire, en associant entre elles des fréquences de modulations affectées (respectivement non affectées) présentant des caractéristiques de réponse fréquentielle similaires en regard de la deuxième valeur de seuil (respectivement en regard de la troisième valeur de seuil). Pour cela, la fonction Split() fait appel à une fonction RSplit() qui est elle aussi récursive et sera décrite avec la figure 5.

La fonction Split() part dans une opération 400 d’indices x et y qui lui ont été transmis en tant qu’arguments. Les indices x et y représentent les indices des fréquences de modulation extrêmes de la sous-bande traitée par la fonction Split().

Dans une opération 410, la bande B correspondant à [x ;y] est testée par une fonction Mix(). La fonction Mix() détermine si celle-ci contient au moins une fréquence dans la liste A et au moins une fréquence hors de la liste A. Si c’est le cas, alors la sous-bande B est divisée dans des opérations 420 à 460. La fonction Mix() peut être réalisée de diverses manières, et constitue principalement une fonction de tri.

Ainsi, dans l’opération 420, un indice s correspondant au milieu de la bande B est déterminé. Ensuite, dans une opération 430, une fonction Int() détermine si l’indice s est entier ou pas. Par construction, s sera toujours entier, sauf si x et y sont contigus. En effet, si x et y sont contigus, cela signifie que la bande B doit être divisée en [x] et [y]. Cela est donc fait dans l’opération 440, dans laquelle ces deux sous-bandes sont ajoutées dans le vecteur W, puis cette instance de la fonction Split() se termine dans une opération 499. D’autres manières pourraient être utilisées pour déterminer si x et y sont contigus, et les opérations 420 et 430 pourraient être inversées. Si x et y ne sont pas contigus, alors la sous-bande B est divisée en appelant la fonction

Lorsque la fonction Mix() détermine que la bande B ne contient que des fréquences de modulation à l’intérieur de la liste A ou en dehors de celle-ci, une opération 470 est exécutée pour faire un choix entre la deuxième valeur de seuil et la troisième valeur de seuil à appliquer. En effet, la première valeur de seuil est relative à un premier critère de division du canal, tandis que la deuxième valeur de seuil et la troisième valeur de seuil sont relatives à un deuxième critère de division du canal. Le premier critère de division pourrait être associé à plusieurs valeurs de seuil, et il y aurait alors autant de valeurs de seuil pour le deuxième critère qu’il y aurait de types de sous-bandes définis par le premier critère. Bien sûr, pour le deuxième critère, les valeurs de seuil pourraient être identiques ou variées. De plus, il serait possible de ne pas appliquer le deuxième critère, ou de ne l’appliquer qu’à certains types de sous-bandes, en fonction de leur rapport au premier critère.

Le but est de diviser la bande de fréquences du canal en une pluralité de sous-bandes qui correspond le mieux aux caractéristiques de réponse fréquentielle du canal pour améliorer le taux d’erreur binaire, mais en nombre aussi limité que possible, afin de limiter le facteur de crête. Le nombre de critères et de seuils au sein de ceux-ci sera donc par nature assez limité.

Après l’opération 470, une sous-bande ne contenant que des fréquences de modulations affectées sera donc traitée par la fonction RSplit() avec comme arguments x, y et la deuxième valeur de seuil b dans une opération 480, tandis qu’une sous-bande ne contenant que des fréquences de modulations non-affectées sera donc traitée par la fonction RSplit() avec comme arguments x, y et la troisième valeur de seuil b dans une opération 490.

Un exemple de réalisation de la fonction RSplit() est donné avec la figure 5. Dans une opération 500, la fonction RSplit() reçoit comme arguments les indices x et y définissant la sous-bande à traiter, ainsi qu’une valeur de seuil z.

Ensuite, dans une opération 510, une fonction Var(), qui reçoit comme arguments les indices x et y et la valeur de seuil z, détermine si l’amplitude des réponse fréquentielles dans la bande [x;y] varie plus que la valeur de seuil z ou non. La détermination par la fonction Var() peut être réalisée sur la puissance des réponses fréquentielles, ou l’une des variantes présentée avec l’opération 300. Lorsque ce n’est pas le cas, alors la sous-bande [x;y] est considérée comme cohérente pour ce qui concerne les caractéristiques de réponse fréquentielle pour ce canal, et cette sous-bande est introduite dans le vecteur W dans une opération 520.

Lorsque la fonction Var() indique une variation supérieure à la valeur de seuil z, un test est réalisé dans une opération 530 qui est similaire à l’opération 430, c’est-à-dire que, si les indices x et y sont contigus et qu’il faut diviser la bande [x;y], alors les sous-bandes [x] et [y] sont introduites dans le vecteur W dans une opération 540. Après l’opération 530 ou l’opération 540, l’instance de la fonction RSplit() se termine dans une opération 599.

Si le test de l’opération 530 est positif, alors dans une opération 550 identique à l’opération 420, un indice s correspondant au milieu de la sous-bande [x;y] est déterminé, et la bande [x ;y] est divisée en exécutant la fonction RSplit() est exécutée sur la sous-bande [x;s] et sur la sous-bande [s+1 ;y], avec la valeur de seuil z.

Une fois que le canal a ainsi été caractérisé et divisé en sous-bandes de fréquences, la modulation peut être réalisée en associant à chacune sous-bande un paquet d’ondelettes pour moduler les signaux.

Pour cela, un paquet d’ondelettes est associé à chaque sous-bande en fonction de sa fréquence la plus élevée et du nombre de fréquences de modulation qu’elle comprend. En effet, cette bande de fréquence sera modulée par le paquet d’ondelette qui est associé au nœud de profondeur log2(M) - log2(nombre de fréquences de modulation de la sous-bande) dans l’arbre binaire de décomposition des paquets d’ondelettes, et dont l’indice dans ce niveau de profondeur correspond à la partie entière de la division de la partie entière de la fréquence la plus élevée par la largeur de la sous-bande.

Par la nature même de la division de la bande de fréquences du canal en sous-bandes et leur association à des paquets d’ondelettes spécifiques, la base de modulation résultante est bi-orthogonale.

On peut construire des paquets d’ondelettes à partir des ondelettes de Meyer par exemple ou les ondelettes de Daubechies. Le livre de Stéphane Mallat, « Une exploration des signaux en ondelettes, Editions Ecole Polytechnique, 2000 » décrit comment construire des arbres en paquets d’ondelettes.

En variante, la modulation pourrait être simplifiée et être basée exclusivement sur le premier critère et la première valeur de seuil qui lui est associée, c’est-à-dire en recueillant uniquement les sous-bandes générées par les opérations 400 à 460, et en omettant la fonction RSplit().

Pour démontrer l’intérêt de la modulation mise en œuvre par les dispositifs de l’invention, la Demanderesse a comparé celle-ci à une modulation OFDM classique pour différents modèles de canaux du standard LTE, ETU (pour Extended Typical

Urban ou Urbain Classique Etendu), EVA (pour Extended Vehicular A ou Véhiculaire Etendu A) et EPA (pour Extended Pedestrian A ou Piéton Etendu A). Les caractéristiques de ces modes sont définies dans la norme TS ETSI 136 101 V8. 23.0 (3GPP TS 36.101 V8. 23.0 Release 8).

Ces simulations ont été réalisées en utilisant Tondelette discrète de Meyer, en vue d’évaluer l’impact de la forme d’onde sur les performances d’un système - donc en ignorant les techniques de codage et les techniques de réduction du PAPR -, et en supposant que le canal est stationnaire sur la période d’étude, en ajoutant un préfixe cyclique de 25% aux symboles OFDM et à ceux de l’invention, et pour le même nombre de porteuses et la même efficacité spectrale.

Les figures 6 et 7 représentent le TEB dans un canal ETU avec respectivement une égalisation ZF (pour Zéro Forcing) et une égalisation MMSE (pour Minimum Mean Square Error, ou Erreur Quadratique Moyenne Minimale). Les figures 8 et 9 représentent le PAPR pour ces configurations.

Quand ZF est utilisé, L’OFDM réalise jusqu’à 1 à 2 dB de gain en termes de TEB par rapport au système AWPM, avec une perte de 0,8 dB à 1 dB en termes de PAPR. En utilisant l’égalisation MMSE, AWPM donne de meilleure performance que l’OFDM en termes de TEB et atteint a gain de 1 dB et 1:5 dB pour 16QAM et 4QAM respectivement.

Les figures 10 et 12 représentent le TEB avec une égalisation MMSE et le PAPR pour un canal EVA, et les figures 11 et 13 représentent le TEB avec une égalisation MMSE et le PAPR pour un canal EPA.

Comme illustré sur les figure 10 et 11, le système de l’invention atteint plus de gain que l’OFDM dans les canaux EPA et EVA pour différentes constellations quand on utilise une égalisation MMSE. Pour un canal EVA, l’invention a un gain en PAPR de 2 dB et 2,5 dB pour 16QAM et 4QAM respectivement. Pour le canal EPA, on remarque que c’est la mono-porteuse qui a été utilisée par le système de l’invention, puisque le canal n’a pas eu de trous d’amplitude moins de a = 0,1. Il n y a pas de PAPR alors pour 4QAM, et on obtient un gain de 5 dB pour 16QAM.

Ces simulations montrent comment la modulation mise en œuvre dans les dispositifs selon l’invention permet d’obtenir un meilleur compromis TEB/PAPR que l’OFDM (la mono-porteuse n’étant pas qu’exceptionnellement une option pour les applications considérées).

Afin de produire une base de modulation bi-orthogonale, l’exemple de la figure 3 réalise une découpe dichotomique de la bande de fréquences du canal. Idéalement, la bande de fréquences du canal devrait être découpée uniquement autour des fréquences du canal pour laquelle la caractéristique de réponse fréquentielle est défavorable. La Demanderesse a également découvert que l’invention pouvait être réalisée autrement qu’en utilisant des paquets d’ondelettes, en utilisant une modulation utilisant des transformées de Fourier avec précodage adapté à chaque sous bande préalablement déterminée.

Ainsi, la figure 14 représente une variante de la figure 3 et de la figure 4, car la fonction Split() n’est plus nécessaire. La fonction RSplit() est néanmoins appelée à l’identique.

Cette fonction part d’une opération 1400 identique à l’opération 300 dans laquelle le modulateur 30 reçoit le nombre de fréquences de modulation M, une réponse fréquentielle H, et des valeurs seuil a, b et c.

Ensuite, dans une opération 1410 un indice i de parcours et un vecteur W de sous-bandes de modulation sont initialisés à 0. Une boucle est alors initialisée dans laquelle toutes les fréquences de modulation du canal considéré sont parcourues pour les regrouper lorsqu’elles sont contiguës et respectent une condition identique par rapport à la première valeur de seuil a.

Pour cela, l’indice i est comparé au nombre M dans une opération 1420 pour déterminer si toutes les fréquences de modulations ont été parcourues. Ensuite, un indice j est initialisé dans une opération 1430. L’indice j sera l’indice de la fréquence de modulation la plus basse de chaque sous-bande. Ensuite, une boucle est lancée dans laquelle l’indice i est incrémenté dans une opération 1440, et une variable t est calculée dans une opération 1450 pour déterminer si la fréquence de modulation d’indice j et la fréquence de modulation d’indice i partagent la même relation par rapport à la première valeur de seuil a. Dans l’exemple décrit ici, le premier critère est le même que pour l’opération 310, et c’est le signe du produit de la différence entre la caractéristique de réponse fréquentielle de la fréquence de modulation d’indice j et la première valeur de seuil a par la différence entre la caractéristique de réponse fréquentielle de la fréquence de modulation d’indice i et la première valeur de seuil a qui indique cette correspondance (c’est le cas si t est positif et ce n’est pas le cas si t est négatif).

Si dans une opération 1460 le signe de t est déterminé comme positif, alors la boucle reprend avec l’opération 1440, jusqu’à ce que soit déterminée une fréquence de modulation d’indice i dont la caractéristique de réponse fréquentielle ne respecte pas le premier critère de la même manière que la fréquence de modulation d’indice j.

Lorsque cette fréquence est déterminée, la relation au premier critère de la sous-bande concernée est déterminée dans une opération 1470, et la fonction RSplit() est appliquée à la sous-bande [j ;i-1 ] avec la deuxième valeur de seuil b dans une opération 1480 pour les fréquences de modulation affectées, et avec la troisième valeur de seuil c dans une opération 1490 dans le cas inverse.

Ce découpage est non binaire et est directement centré sur les fréquences de modulation qui présentent une caractéristique de réponse fréquentielle problématique par rapport au premier critère. En variante, cette fonction pourrait être réalisée en exécutant d’abord l’opération 310, en regroupant les fréquences contiguës au sein de la liste A résultante, et en appliquant la fonction RSplit() sur les sous-bandes résultantes, en partant du principe que, si une sous-bande n’est pas dans la liste A, c’est qu’elle est non-affectée et peut être traitée directement. Ici encore, les mêmes variantes que celles décrites avec les figures 3 à 5 s’appliquent comme nécessaire.

Une fois que la bande de fréquences du canal concerné a été découpée, la base de modulation peut être construite comme décrit avec l’exemple de la figure 15.

Cette fonction commence dans une opération 1500 avec le vecteur de sous-bandes W et l’initialisation d’un vecteur de base de modulation BM à 0.

Une boucle est alors lancée dans laquelle dans une opération 1510, une sous-bande [a+l;a+K] est sortie du vecteur W. Lorsque toutes les sous-bandes ont été sorties, la fonction s’arrête dans une opération 1599.

Dans une opération 1520, une base primaire de sous-bande BMps est générée en exécutant une fonction DFT() qui reçoit comme argument la largeur de la sous-bande courante - c’est-à-dire le nombre de fréquences de modulation qu’elle couvre - K. La fonction DFT() génère un ensemble de fonctions ek conformément à la formule [0010] de l’Annexe A. Ces fonctions correspondent à une base Fourier pour des fréquences de modulation de la sous-bande courante.

Ensuite, dans une opération 1530, un changement de base est réalisé en appliquant une matrice de Fourier à la base de l’opération 1520. Cela est réalisé en exécutant une fonction Four() qui reçoit en outre comme arguments l’indice a de la sous-bande et sa largeur K, et qui exécute la formule [0020] de l’Annexe A sur le vecteur formé par l’ensemble des fonctions issues de l’opération 1520.

Enfin, la base de fonctions résultante constitue une base BMs pour la sous-bande courante, qui est stockée dans la base de modulation BM, puis la sous-bande suivante est traitée en répétant l’opération 1510.

Ainsi, à la fin de cette fonction, la base de modulation BM comprend l’union de toutes les bases de modulation BMs de chaque sous-bande. La base de modulation BM est ici aussi bi-orthogonale par construction.

Les deux schémas de modulation présentés ci-dessus présentent chacun des avantages et des inconvénients : - le schéma à paquets d’ondelettes permet de définir la base de modulation à partir de la description d’un arbre de paquets d’ondelettes, ce qui permet un partage plus facile de la base de modulation avec un choix large de types d’ondelettes, mais avec un découpage binaire, - le schéma de Fourier permet d’obtenir une base de modulation mieux adaptée à la réponse fréquentielle du canal, mais au prix d’une base de modulation plus complexe et à transmettre que dans le cas des paquets d’ondelettes.

Pour la mise en œuvre de cette modulation, plusieurs scénarios sont possibles entre les dispositifs 2 et 4 : - le récepteur estime le canal, calcule une caractéristique du canal et envoie cette information à l’émetteur ; - si la caractéristique du canal à l’émetteur est la base de modulation calculée par le récepteur, l’émetteur envoie la prochaine trame en se basant sur la nouvelle base de modulation. A la réception, cette trame sera bien démodulée puisque le récepteur connaît déjà la base utilisé ; - si la caractéristique du canal à l’émetteur n’est pas la base de modulation, on a deux cas: soit l’émetteur va calculer la base de modulation et envoyer l’information au récepteur, soit le récepteur va aussi calculer la base de modulation et donc l’émetteur n’a pas besoin de transmettre cette information au récepteur. - le calcul de la base de modulation est effectué en appliquant la fonction décrite avec la figure 3 ou une variante de celle-ci, ou en faisant la correspondance entre la caractéristique de canal et une base de données de modulations pré-calculée.

Dans les exemples décrits plus haut, les dispositifs utilisent un réseau à station de base. Mais l’invention est adaptée à tout type de télécommunication, y compris entre pairs et sans station de base, dès lors que la réponse fréquentielle d’un canal peut être réalisée et que les pairs peuvent échanger pour négocier la base de modulation de leurs échanges.

Dans tous les cas, les dispositifs selon l’invention mettront en œuvre une modulation présentant les caractéristiques décrites plus haut.

ANNEXE A

[0010] efe(t) = e2inkùU * f1 Si t e [θ;ΓΙ 1 0 sinon 1 2inlk [0020] = j=Z22+1e^ « e»(t)

Claims (10)

1. Revendications

   1. Dispositif de télécommunication sans fil comprenant un modulateur (30) agencé pour encoder des symboles sur un canal de télécommunication, caractérisé en ce que le modulateur (30) est agencé pour appliquer une modulation aux symboles encodés selon laquelle la bande passante du canal est découpée en fonction d’au moins une caractéristique de réponse fréquentielle du canal, de sorte que des fréquences de modulation voisines pour lesquelles une caractéristique de réponse fréquentielle calculée selon un premier critère est supérieure à une valeur de seuil (a) ou inférieure à la valeur de seuil (a) sont rassemblées en sous-bandes de fréquence comprenant chacune au moins une fréquence de modulation, le modulateur (30) étant agencé pour associer à chaque sous-bande de fréquence une ou plusieurs fonctions de modulation telles que l’union des fonctions de modulation de l’ensemble des sous-bandes de fréquences définit une base bi-orthogonale.
2. 2. Dispositif selon la revendication 1, dans lequel le modulateur (30) est agencé pour appliquer une modulation selon laquelle certaines au moins des sous-bandes comprenant des fréquences de modulation pour lesquelles une caractéristique de réponse fréquentielle calculée selon un deuxième critère est inférieure à une valeur de seuil (b, c) sont séparées en sous-bandes de fréquences distinctes.
3. 3. Dispositif selon la revendication 2, dans lequel le modulateur (30) est agencé pour choisir la valeur de seuil (b, c) en rapport au deuxième critère en fonction du rapport entre la une caractéristique de réponse fréquentielle calculée selon un premier critère et la valeur de seuil (a) correspondante.
4. 4. Dispositif selon Tune des revendications précédentes, dans lequel le modulateur (30) est agencé pour associer à chaque sous-bande un paquet d’ondelettes en fonction d’une fréquence de modulation de la sous-bande et du nombre de fréquences de modulation dans la sous-bande.
5. 5. Dispositif selon la revendication 4, dans lequel le modulateur (30) est agencé pour déterminer chaque sous-bande de sorte qu’elle comprend un nombre de fréquences de modulation qui est une puissance de 2.
6. 6. Dispositif selon la revendication 1 ou 2, dans lequel le modulateur (30) est agencé pour déterminer une base de modulation Fourier pour chaque sous-bande, et pour appliquer un changement de base à cette base de modulation à partir de la fréquence de modulation la plus basse de chaque sous-bande et du nombre de fréquences de modulation dans cette sous-bande.
7. 7. Dispositif selon l’une des revendications précédentes, dans lequel le modulateur (30) est agencé pour espacer les fréquences de modulations d’une valeur fixe.
8. 8. Dispositif selon l’une des revendications précédentes, dans lequel le dispositif est un émetteur ou un récepteur propre à échanger avec un dispositif similaire pour définir une base de modulation en fonction des caractéristiques de réponse fréquentielle d’un canal de communication entre ces dispositifs.
9. 9. Dispositif selon l’une des revendications précédentes, dans lequel le modulateur (30) est agencé pour communiquer avec un autre dispositif similaire pour établir la base bi-orthogonale, en recevant cette dernière ou en recevant des caractéristiques du canal entre les deux dispositifs.
10. 10. Procédé de télécommunication, comprenant la modulation de symboles encodés sur un canal de communications, caractérisé en ce que la modulation comprend les opérations suivantes : a) calculer une caractéristique de réponse fréquentielle selon un premier critère, pour une pluralité de fréquences de modulation dans une bande de fréquences associée au canal de communication, b) regrouper en sous-bandes de fréquences les fréquences de modulation voisines dont la caractéristique de réponse fréquentielle selon le premier critère est supérieure ou inférieure à une valeur de seuil, c) associer à chaque sous-bande de fréquences une ou plusieurs fonctions de modulations telles que Tunion des fonctions de modulation de l’ensemble des sous-bandes de fréquences définit une base bi-orthogonale.