WO2020020490A2 - Modem radio micro-ondes multi-canaux base sur une modulation multi-porteuses - Google Patents

Modem radio micro-ondes multi-canaux base sur une modulation multi-porteuses Download PDF

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WO2020020490A2
WO2020020490A2 PCT/EP2019/025245 EP2019025245W WO2020020490A2 WO 2020020490 A2 WO2020020490 A2 WO 2020020490A2 EP 2019025245 W EP2019025245 W EP 2019025245W WO 2020020490 A2 WO2020020490 A2 WO 2020020490A2
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subcarrier frequencies
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complex symbols
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Mohamed Tlich
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Mohamed Tlich
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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2626—Arrangements specific to the transmitter only
    • H04L27/2627—Modulators
    • H04L27/2628—Inverse Fourier transform modulators, e.g. inverse fast Fourier transform [IFFT] or inverse discrete Fourier transform [IDFT] modulators
    • H—ELECTRICITY
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    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2649—Demodulators
    • H04L27/265—Fourier transform demodulators, e.g. fast Fourier transform [FFT] or discrete Fourier transform [DFT] demodulators

Definitions

  • the present invention relates to methods and systems for transmitting information by radio-relay system and more particularly to methods and systems for modulating / demodulating such information.
  • radio beam is meant, in particular within the meaning of the International Telecommunications Union (U IT), a radio link solution between two distant fixed points, called, therefore, point-to-point microwave link.
  • This solution is also commonly referred to as microwave link (or, in English, "Microwave Link"), with reference to the low values of wavelengths used as a medium for transmitting information.
  • Radio-relay systems use carrier frequencies ranging from 1 GHz to 86 GHz (range of microwave frequencies).
  • a microwave beam link (or microwave link) comprises a transmitting station 1 configured to transmit electromagnetic waves of very short wavelength concentrated, by means of an antenna 2 directive, in a narrow beam 3 directed in the direction of a receiving station 4.
  • This receiving station 4 is in direct view of the transmitting station 1.
  • the two stations are generally placed opposite the peaks of pylons 5, or towers.
  • This type of link is commonly used for the transmission of telephone data or digital data between two base stations of a fixed or mobile operator, for the transmission of audiovisual content within the network of an audio-visual broadcasting operator, or more generally to meet a need for high speed wireless transmission between two fixed land stations equipped with directional antennas.
  • Radio-relay systems can be used as an alternative or in addition to other technologies for establishing a point-to-point link, such as wired links, in particular optical fiber links, or satellite links.
  • ITU-R international convention
  • the radio spectrum is subdivided into predefined frequency bands allocated to identified services (fixed service, mobile service, television broadcasting, etc.) that each link by radio link is required to respect.
  • each band is, in practice, divided into several channels (or sub-bands) of frequencies respectively centered on frequencies called carrier frequencies.
  • FIG. 2 shows an example of distribution on the frequency axis of a band B 0 into a plurality of frequency channels C 0 , C lt ..., C p-1 centered on carrier frequencies (P being a natural integer strictly greater than one).
  • the frequency channels C 0 , C 1 .... Cp t within the same band B 0 may have the same width or be of different widths (for example, 3.5 MHz, 7 MHz, 14 MHz, 28 MHz, 56 MHz, 112 MHz, or 120 MHz).
  • the frequency channels (C p ) 0 £ P £ PI are not necessarily contiguous and can therefore be disjoint or separate.
  • microwave modems For transmission of binary data via a microwave link on a frequency band B 0 , microwave modems (modulators / demodulators) operating by frequency channel (C p ) o £ p £ p _i are used in parallel.
  • a digital modulator (respectively, a digital demodulator) is used per frequency channel (C p ) o £ P £ pi so that the binary data assigned to this modulator is transformed into a signal modulated in baseband around d '' a single subcarrier frequency.
  • the spectrum of the signal thus modulated in baseband is then translated around the carrier frequency (F p ) o £ P £ pi ⁇
  • binary data (D P ) O £ P £ PI are assigned (with or without load balancing) to microwave modulators (M p ) o £ P £ p -i where each is responsible for forming, from an elementary information symbol, a signal in baseband of spectrum included in the passband authorized by the frequency channel (C p ) resort ⁇ p £ p _i corresponding.
  • a radio part 6 transposes this spectrum around the carrier frequency (F p ) o £ P £ p -i and conveys the resulting signal to a transmitting antenna.
  • a stack of microwave demodulators each dedicated to processing the data transmitted on a single frequency channel (C p ) 0 £ p £ pi, demodulates the received signal reduced to baseband and deduces the binary data transmitted therefrom.
  • the current microwave modems (M p ) o £ p ⁇ pi are, in effect, single-channel and implement, in baseband, single-carrier modulation (single-carrier modulation) insofar as the binary data is transmitted sequentially on a single frequency channel around a single frequency.
  • a drawback of the prior art is that as many microwave modems (Af p ) o £ p £ pi as frequency channels (C) o ⁇ p £ pi ⁇ Any increase in the number of frequency channels (C p ) 0 £ p £ p_i in order to improve the speed of a microwave radio link requires increasing the number of microwave modems (M p ) or £ P £ pi by the same amount.
  • M p microwave modems
  • the document US2018 / 0167230 describes a communication device implementing an aggregation transmission in an OFDM transmission.
  • This document also discloses, in another embodiment, a communication device comprising an OFDM signal generator applying an IFFT collectively to a plurality of payload signals mapped to subcarriers of the same broad frequency band. For this, the payload signals are divided into blocks of symbols intended to be mapped to a predefined number of subcarriers forming the single wide frequency band.
  • the present invention aims to allow simultaneous transmission over several frequency channels by using fewer microwave modems than frequency channels.
  • Another objective of the present invention is to increase the throughput of a radio-relay link without having to use additional microwave modems.
  • Another objective of the present invention is to provide a device for the transmission of data by radio beam capable of withstanding high transmission rates.
  • Another objective of the present invention is to propose a modulator capable of constructing signals which occupy at the same time several disjoint frequency channels.
  • Another objective of the present invention is to provide a modulator allowing easy aggregation of a plurality of frequency channels disjoint from the microwave spectrum.
  • the present invention proposes, according to a first aspect, a device for the transmission of binary data by radio-relay system over a frequency band distributed in a plurality of frequency channels separated by predefined frequency spaces, this device comprising
  • first multi-carrier modulation means comprising a first plurality of subcarrier frequencies, this first plurality of subcarrier frequencies integrating at least a first group of subcarrier frequencies distributed over a first frequency channel of predefined width of said plurality of channels;
  • the first multi-carrier modulation means being configured to apply an inverse spectral transform to the first block of complex symbols so as to produce a first digital signal whose amplitude spectrum occupies the first frequency channel and the second channel of frequencies, and is substantially zero on the first frequency space, this device further comprising
  • second multi-carrier modulation means comprising a second plurality of subcarrier frequencies, this second plurality of subcarrier frequencies integrating at least o a fifth group of subcarrier frequencies distributed over a third frequency channel of predefined width of said plurality of channels;
  • - second means configured to form a second block of complex symbols integrating at least one fifth sub-block of complex symbols generated intended to be assigned to the subcarrier frequencies of the fifth group of subcarrier frequencies; a sixth sub-block of complex symbols generated intended to be assigned to the subcarrier frequencies of the sixth group of subcarrier frequencies,
  • the second multi-carrier modulation means being configured to apply an inverse spectral transform to the second block of complex symbols so to produce a second digital signal whose amplitude spectrum occupies the third frequency channel and the fourth frequency channel, and is substantially zero on the third frequency space, a mixer configured to shift, on the frequency axis, the spectrum of the second digital signal produced by a predefined offset frequency with respect to the spectrum of the first digital signal produced.
  • one and / or the other of the following arrangements can optionally be used.
  • the first plurality of subcarrier frequencies also includes a fourth group of subcarrier frequencies distributed over a second frequency space, the first frequency channel separating the second frequency space and the first frequency space, the first block of complex symbols integrating, in addition, a fourth sub-block of complex symbols substantially harmful assigned to the subcarrier frequencies the fourth group of subcarrier frequencies;
  • the conversion means are configured to generate, from the binary data, a first complex symbol according to a first modulation constellation and a second complex symbol according to a second modulation constellation, the size of the second constellation being different from the size of the first constellation;
  • the device further comprises an interleaving module configured to produce, according to a predefined interleaving rule, binary data from data originating from a plurality of binary transmitter blocks arranged in parallel;
  • the offset frequency is greater than or equal to the sampling frequency of the first digital signal produced or a multiple of the sampling frequency of the first digital signal produced;
  • the device further comprises an adder configured to add, in an extended signal, the first signal and the second shifted signal.
  • first multi-carrier demodulation means comprising a first plurality of subcarrier frequencies, this first plurality of subcarrier frequencies integrating at least
  • the first multi-carrier demodulation means being configured to apply a spectral transform to the first digital signal so as to produce a first block of complex symbols;
  • second multi-carrier demodulation means comprising a second plurality of subcarrier frequencies, this second plurality of subcarrier frequencies integrating at least o a fifth group of predefined subcarrier frequencies distributed over a third frequency channel of said plurality channels;
  • the second multi-carrier demodulation means being configured to apply a spectral transform to the second digital signal so as to produce a second block of complex symbols, means for selecting the complex symbols associated with the subcarrier frequencies of the first group, complex symbols associated with the subcarrier frequencies of the second group, complex symbols associated with the subcarrier frequencies of the fifth group, and complex symbols associated with the subcarrier frequencies of the sixth group;
  • a method for the transmission of binary data by radio-relay system over a frequency band distributed in a plurality of frequency channels separated by predefined frequency spaces comprising a generation step, according to at least one predefined modulation constellation, of complex symbols from binary data;
  • a first multi-carrier modulation step comprising a plurality of subcarrier frequencies, this plurality of subcarrier frequencies integrating at least
  • this method further comprising a second multi- modulation step carriers comprising a second plurality of subcarrier frequencies, this second plurality of subcarrier frequencies integrating at least o a fifth group of subcarrier frequencies distributed over a third frequency channel of predefined width of said plurality of channels;
  • a seventh group of subcarrier frequencies distributed over the third frequency space a step of forming a second block of complex symbols integrating at least o a fifth sub-block of complex symbols generated intended to be assigned to the subcarrier frequencies of the fifth group of subcarrier frequencies; a sixth sub-block of complex symbols generated intended to be assigned to the subcarrier frequencies of the sixth group of subcarrier frequencies,
  • the second step of multi-carrier modulation integrating an application of an inverse spectral transform to the second block of complex symbols so as to produce a second digital signal whose amplitude spectrum occupies the third frequency channel and the fourth frequency channel, and is substantially zero on the third frequency space,
  • FIG. 1 schematically illustrates a radio-relay link presented above
  • FIG. 2 presented above, schematically illustrates the distribution of a frequency band into a plurality of frequency channels used for the transmission of data via a microwave link;
  • FIG. 3, presented above, is a schematic illustration of modems used in a microwave transmission solution according to the prior art
  • FIG. 4 schematically illustrates a transmitter comprising a device for the transmission of binary data by radio beam according to various embodiments
  • FIG. 5 schematically illustrates amplitude spectra of signals to be transmitted over a plurality of predefined frequency channels
  • FIG. 6 schematically illustrates a receiver comprising a device for the demodulation of a digital signal received by radio beam according to various embodiments
  • FIG. 7 schematically illustrates a multi-channel modulator according to a particular embodiment
  • FIG. 8 schematically illustrates binary data originating from a plurality of sources and intended to be modulated by a multi-channel modulator according to various embodiments
  • FIG. 9 schematically illustrates a transmitter comprising a plurality of multi-channel modulators according to various embodiments.
  • a multi-channel modulator 30 for the modulation of a stream of binary data 10.
  • These binary data 10 are intended to be transmitted by radio beam over a plurality of frequency channels (CI) O £ ⁇ £ LI separated (or disjoint) (L being a natural integer strictly greater than one) of respective predefined widths.
  • CI frequency channels
  • L being a natural integer strictly greater than one
  • the signals transmitted on the frequency channels (C t ) 0 £ ⁇ £ ii disjoint have amplitude spectra (St) or £ r £ L-: i predefined. These amplitude spectra (S t ) O £ I £ LI are most often included in a spectrum mask 7.
  • This spectrum mask 7 can be imposed or recommended by the standardization bodies, such as the spectrum mask defined in the ETSI standard EN 302 21 7 -1 (V3.1 .0) (01 -201 7) entitled "Fixed Radio Systems; Characteristics and requirements for point-to-point equipment and antennas; Part 1: OverView, common characteristics and system-dependent requirements ".
  • the ban on transmitting on space in Hz on the frequency axis between two successive frequency channels C t , C f + 1 may be so for various reasons, in particular to mitigate any interference between two successive frequency channels or when this space is reserved for another operator and / or another use.
  • the amplitude spectrum of the signal at the output of the multi-channel modulator 30 must therefore enter a mask defined by the spectrum mask 7.
  • the binary data 10 Before being sent to the multi-channel modulator 30, the binary data 10 have, in one embodiment, undergone at least one bit stream processing.
  • This processing can include a scrambling, encoding, punching, interleaving or other binary data processing step.
  • a binary data processing module can, in fact, include a scrambler configured to convert binary data at its input into an output chain random to avoid that a long sequence of bits is of the same value.
  • the binary data processing module can include an encoder configured to add redundancy bits to the scrambled binary data.
  • the binary data processing module can further comprise a punching machine which, depending on the coding rate, keeps all or a portion of the redundancy bits added by the encoder.
  • the binary data processing module can also include an interleaver configured to interleave the information bits and the redundancy bi ts kept by the punching machine.
  • the binary data 10 may be of various nature (telephony, television, or digital data for example) and may or may not have undergone any appropriate digital processing beforehand.
  • a conversion module 20 or, more generally, conversion means transform the binary data 10 into complex symbols 21 with several states. These complex symbols 21 are complex numbers generated from binary elements of the binary data 10 according to a multi-state modulation constellation (mapping).
  • the modulation constellation is, for example, a QAM quadrature amplitude modulation constellation with 2 q states (q being a non-zero natural integer), a PSK phase shift modulation constellation with 2 q states, a constellation of modulation by ASK amplitude displacement with 2 q states, or a combination of these.
  • the complex symbols 21 with several states are, in this case, g-ary symbols formed by grouping of q bits of the binary data 10 (each complex symbol 21 coding q bits of binary data 10).
  • Multi-carrier (or multi-carrier) modulation implemented by multi-carrier modulation means, comprises N subcarrier frequencies (Jn) o £ n £ Ni ( N being a natural integer strictly greater than one).
  • This plurality of subcarrier frequencies (/ n) o £ n £ jv-i includes L groups of subcarrier frequencies . respectively distributed, in baseband, on the frequency channels (C i ) 0 £ i £ i-1 . fc 0 , k. k Lt and n 0 , n x . n £ -j denote, respectively, the numbers of the subcarrier frequencies in these groups and the indices in the interval [0, / Vl] of the subcarrier frequencies marking the beginning of these groups.
  • the multi-carrier modulation is based on a spectral transform such as a Fourier transform, a wavelet transform, a wavelet packet transform, a cosine transform, a sine transform, a Hadamard transform, or any other equivalent transform.
  • a spectral transform such as a Fourier transform, a wavelet transform, a wavelet packet transform, a cosine transform, a sine transform, a Hadamard transform, or any other equivalent transform.
  • the multi-channel modulator 30 comprises means, such as a serial-parallel converter 31, configured to form, from the complex symbols 21 and of harmful complex symbols, a multi-channel block 32 (XO.XL,. .., X N --L) of N complex symbols, respectively, assigned to the subcarrier frequencies impart) o £ n £ j vi ⁇
  • the multi-channel block 32 ( 0 1 ..., W-! ) Is generated at the input of multi-carrier modulation means comprising a module 33 of inverse spectral transform comprising the N subcarrier frequencies (fn) o £ n £ Ni
  • the inverse spectral transform can be an inverse discrete Fourier transform (called IDFT for Inverse Discrry Fourier Transform), an inverse Fast Fourier transform (called IFFT for Inverse Fast Fourier Transform), a inverse discrete cosine transform (called IDCT for Inverse Discrtica Cosine Transform), a discrete inverse sine transform (known as IDST for Inverse Discrtic Sine Transform), a transform in inverse discrete wavelet (called IDWT for Inverse Discrtry Wavelet Transform), a transform in inverse discrete wavelet packets, or any other equivalent inverse spectral transform comprising JV subcarrier frequencies fn) o £ n £ Ni
  • IDFT Inverse Discrtry Fourier Trans
  • the inverse spectral transform module 33 transforms in the time domain the multi-channel block 32 (X 0 , Xi, -, XN-I) considered to be in the frequency domain.
  • the inverse spectral transform module 33 produces N complex symbols (x 0 , xi, ..., x N -i).
  • the multi-channel block 32 (X 0 , Xi, -, X ⁇ -t) of N complex symbols comprises L sub-blocks (& 3 ⁇ 4 ) o £ i £ L -i separated by complex symbols harmful so that the signal at the output of the inverse spectral transform module 33, presents the amplitude spectra (St) o £ i ⁇ z.-i in accordance with the spectrum mask 7.
  • a sub-block (6i) o £ r £ i -i comprises successive complex symbols 21 in the multi-channel block 32.
  • b L -i .
  • Xn ⁇ k ⁇ -i include the complex symbols generated by the conversion module 20 intended to be respectively assigned to the L subcarrier frequency groups (/country 0 , / admir 0 + i , ... , / admir 0 + k0 -i),
  • Complex nuisance symbols are assigned to the subcarrier frequencies spanning the frequency spaces separating the frequency channels (Cj) o ⁇ t £ i. -I ⁇
  • the serial-parallel converter 31 is configured to distribute the complex symbols 21 over the predefined sub-blocks ( ⁇ Î ) O £ Î £ LI of the multi-channel block 32.
  • the serial-parallel converter 31 parallels (or distributes) the complex symbols 21 g-aries generated by the conversion module 20 in the sub-blocks (& 3 ⁇ 4) O £ Î £ LI, the remaining positions (i.e. those outside of the sub-blocks (PI) O £ I £ LI) of the multi-channel block 32 receiving complex harmful symbols.
  • the serial-parallel converter 31 assigns, in the multi-channel block 32, the complex symbols 21 to predefined subcarrier frequencies grouped into L groups, complex harmful symbols being automatically assigned to the subcarrier frequencies remaining. That is, the subcarrier frequencies remainders are put at zero by presenting null values in front of the corresponding inputs of the module 33 of inverse spectral transform.
  • serial-parallel converter 31 modifies, by means of complex symbols 21, the values of a multi-channel block 32 initially zero.
  • each of the sub-blocks ⁇ 0 £ l £ L-l of the multi-channel block 32 is separated on either side by complex harmful symbols.
  • complex harmful symbols are assigned to the subcarrier frequencies located on either side of the subcarrier frequencies for which the sub-blocks (i "i) o £ i ⁇ t -i are assigned.
  • Zeroing the subcarrier frequencies on either side of those distributed on a given frequency channel has the effect of avoiding interference between channels, in particular interference due to aliasing of the spectra on the others after digital to analog conversion.
  • This has the advantage of producing the spectrum mask 7 of the frequency channels (
  • the sub-blocks (ib t ) o £ t £ i -i are separated by at least one null complex symbol and are, therefore, disjoint or spaced.
  • the multi-channel block 32 of complex symbols is, in fact, a vector comprising a plurality of sub-vectors separated by harmful complex symbols and, respectively, assigned to subcarrier frequencies making it possible to obtain a composite signal whose spectrum amplitude occupies a plurality of CC channels i ) 0 £ t £ L-1 in accordance with spectrum mask 7.
  • the number of complex symbols damaged between two successive sub-blocks b bi + 1 (0 ⁇ l £ L -2) is chosen so as to have a spectrum of amplitude substantially zero (or low), or more generally less than a threshold predefined, over the entire width of the frequency space separating two frequency channels corresponding to said two successive sub-blocks.
  • the values assigned to the subcarrier frequencies on either side of the sub-blocks (6 Î ) O £ Î £ -I are substantially zero so that the amplitude spectrum of the transmitted signal is, outside the channels (CI) O £ I £ II > relatively low compared to its values in the channels (Ct) o £ t £ i -i or, more generally, below a predefined threshold.
  • the application of an inverse spectral transform to the multi-channel block 32 thus composed and assigned to the N subcarrier frequencies (fn) o £ n £ N -i of the module 33 of inverse spectral transform has the effect of producing at the output of the spectral transform module 33 reverses a digital signal whose amplitude spectrum occupies a plurality of separate frequency channels and substantially zero outside these frequency channels (hence the qualification "multi-channel" of the modulator 30 multi-channel).
  • the multi-channel block 32 of complex symbols comprises a first sub-block b 0 of fc 0 complex symbols corresponding to the first frequency channel C 0 (k 0 * Af being substantially equal to the width of the channel of frequencies C selfish), a second sub-block & ! of fci complex symbols corresponding to the second frequency channel Ci (k 1 * Af being substantially equal to the width of the frequency channel C-, and so on until the sub-block b L- of k L-! corresponding complex symbols at the frequency channel C Lt (k Lt * Af being substantially equal to the width of the frequency channel C ⁇ ).
  • the number N of the subcarrier frequencies ( n ) o £ n £ j vi is, of course, strictly greater than the sum of the numbers k 0 , . k L _i of the subcarrier frequencies included in the sub-blocks b 0 , b it b L _i.
  • Each sub-block (aille) o £ i £ t -i has substantially the same spectrum width as the corresponding frequency channel (Ci) o £ i £ i -i.
  • each sub-block (i »t) o £ i ⁇ i . -I is of spectrum width slightly less than that of the corresponding frequency channel (C t ) o £ i £ i -i.
  • each sub-block (6t) o £ i £ t -i is of spectrum width greater than that of the frequency channel (C ( ) 0 ⁇ i, -1 corresponding, while guaranteeing an interference level on the adjacent channels below a predefined threshold.
  • complex symbols 21 included in a first sub-block (ftti) o £ n £ L -i and complex symbols 21 included in a second sub-block (& i2) o £ i 2 £ t -i , n 1 n are generated by the conversion module 20 according to two size modulation constellations (i.e. the number of bits included in each symbol complex 21) different. Also, within the same sub-block ( ⁇ »i) 0 £ i £ ii ⁇ Iss sizes of the modulation constellations can be different.
  • the conversion module 20 can, in this regard, include one or more modulation constellations.
  • the number N of the subcarrier frequencies is chosen so that N * Af is greater than or equal to the bandwidth of the spectrum mask 7 (i.e., the bandwidth between the lowest frequency and the highest frequency in the frequency channels (C t ) o £ t £ i -i) ⁇
  • the signal (c 0 , C ⁇ , ..., x N -i), the spectrum of which occupies several frequency channels in the base band, is then subjected to any appropriate processing. for its transmission via a transmitting antenna 70.
  • the digital signal at the output of the multi-channel modulator 30 passes through an insertion module 40 guard interval and / or preamble to the N samples (X 0 , JC I , ..., 3 ⁇ 4 WI ).
  • a preamble intended to be used by the receiver, inter alia, for synchronization operations, automatic gain control of the reception amplifier, and / or estimation of the transmission channel.
  • All N samples (xo, Xi, ..., x N -t) at which guard intervals are inserted and converted in series are sent to a digital analog converter 50 (D / A) to generate an analog signal able to be transmitted by a radio wave.
  • the signal thus generated is transferred to an analog stage 60 which takes care of the shaping of the signal and the transposition of the spectrum of the signal into baseband around the central frequencies of the frequency channels (Ct) o £ r £ -i-
  • the resulting signal is transmitted through the air via a transmitting antenna 70.
  • the received signal undergoes the reverse processing of that on transmission in order to extract an estimate from the binary data 10 transmitted.
  • the analog signal received by the receiving antenna 71 passes through an analog stage 61 before being converted into a digital signal by the analog to digital converter 51 (A / D). On this signal are consecutively carried out, at the level of the module 41, the operations comprising, inter alia, detection, automatic gain control, synchronization, and withdrawal of the guard interval. Subsequently, by passing through a series-parallel converter, blocks (yo-yi .-. Yw-i) of N samples are successively formed from the digital signal.
  • multi-carrier demodulation means comprising a spectral transform module 36 comprising N subcarrier frequencies which produces a vector of N complex symbols (K 0 , R 1 ..., K L ,. ! ).
  • the spectral transform used by the receiver is the inverse of that used by the transmitter.
  • the N complex symbols (Y Q , Y ⁇ , ..., K LT-I ) are equalized by an equalizer 37 making it possible to produce a multi-channel block 38 of N complex symbols ('o,' c, ..., ' w -i) ⁇
  • This equalization aims to invert the distortion of the transmission channel undergone by the transmitted signal.
  • the output of the spectral transform module is also used to estimate the coefficients of the transmission channel as well as other parameters such as the coarse frequency offset (or CFO for “Coarse Frequency Offset”) and the sampling frequency offset ( or SFO for “Sampling Frequency Offset”) at module 376.
  • Selection means comprising a parallel-series conversion module 39, select in the block 38 multi-channels (C'o, C ', ...,' JV_I) the complex symbols
  • the parallel-series conversion module 39 communicates in series the complex symbols selected to means for estimating binary data at from these complex symbols. These estimation means include module 22.
  • the number of subcarrier frequencies on the receiver may be different from the number of subcarrier frequencies on the transmitter.
  • the distance Af between two successive subcarrier frequencies of the receiver is the same as that of the inverse spectral transform on transmission.
  • the multi-carrier modulation means comprise OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) modulation based on a fast Fourier transform (FFT).
  • the subcarrier frequencies (/ course) o £ n £ “ -i are orthogonal. Their number N is chosen as a power of two.
  • the multi-channel modulator 30 is configured to generate a digital spectrum signal occupying four frequency channels simultaneously separate signals intended to be transmitted over a microwave link.
  • the serial-parallel converter 31 generates the complex symbols
  • n0 , X no + i , -, X no + k 0 -i are assigned to the subcarrier frequencies (/ n0 / n0 + i ⁇ - , / n0 + f c 0 -i) where ui constitute the spectrum of the frequency channel C 0 .
  • n 0 is the index in the interval [0, N- 1] of the IFFT subcarrier frequency at the start of the spectrum of the frequency channel C selfish, and k 0 * Af is the width of the spectrum of the frequency channel C 0 in Hz;
  • n 2 is the index in the interval [0, N- 1] of the IFFT subcarrier frequency at the start of the spectrum of the frequency channel C 2
  • k 2 * Af is the width of the spectrum of the frequency channel C 2 in Hz.
  • N 2 is strictly greater than ! "+ 3 ⁇ 4!;
  • n 3 is the index in the interval [0, N- 1] of the IFFT subcarrier frequency at the start of the spectrum of the frequency channel C 3
  • k 3 * Af is the width of the spectrum of the channel of frequencies C 3 in Hz.
  • n is strictly greater than n 2 + k 2 .
  • samples of the OFDM symbol represent a digital baseband signal whose spectrum occupies four channels. These samples of the OFDM symbol subsequently undergo conventional processing for their transmission.
  • a multi-channel demodulator based on OFDM demodulation allows, as described above, to estimate the binary data transmitted.
  • the modem described above offers a very high transmission rate.
  • this digital processing can, as illustrated in fig ure 8, be distributed between a plurality of binary transmitter blocks 1 1 arranged in parallel.
  • a binary transmitter block 11 may include a jammer 13, an encoder 14, and a punch 15.
  • a data interleaving module 12 is configured to produce, according to a predefined interleaving rule, the binary data 10 from data originating from the different binary transmitter blocks 1 1 arranged in parallel.
  • One or more bits of data at the output of each or of certain binary transmitter blocks 11 are routed in parallel or sequentially, for example at each clock stroke, to the interleaving module 12.
  • the data from the binary transmitter blocks 1 1 having undergone in parallel different processing and interleaved with each other in binary data 10 are transmitted by radio beam on a plurality of separate frequency channels according to any of the embodiments described above. above.
  • the parallel arrangement of a plurality of binary transmitter blocks 1 1 advantageously makes it possible to use existing digital data processing modules to transmit data over a very high radio-relay link debit.
  • FIG. 9 shows the architecture of a transmitter of a microwave radio link comprising a plurality of multi-channel modems, respectively, based on a multi-carrier modulation such as OFDM modulation or equivalent.
  • a plurality of multi-channel modulators are used in parallel, each configured to generate a digital signal whose spectrum occupies a plurality of frequency channels. This embodiment finds, in particular, application when the number of channels occupied by a single multi-channel modulator 30 proves to be insufficient to cover all of the available frequency channels.
  • the spectra of the digital signals generated by these multi-channel modulators 30 arranged in parallel, are offset on the frequency axis with respect to each other, by one or more predefined offset frequencies 91, so as to form a more general spectrum.
  • extended before being added by a summator 100.
  • the resulting extended signal is subsequently converted into an analog signal intended to be transmitted in air.
  • the demodulation on the reception side of the extended signal thus obtained proceeds by an offset (or a back offset), on the frequency axis, of the spectra of the signals composing the extended signal by the corresponding offset frequencies used for the transmission.
  • Each of these signals then undergoes the same demodulation processing described above.
  • the frequency 91 for shifting the spectrum associated with a multi-channel modulator 30 is defined as a function of the respective sampling frequencies of the preceding multi-channel modulators 30 (the sampling frequency of a modulator is understood to be 30 multi-channel the sampling frequency of the digital signal at the output of the inverse spectral transform module used by this modulator 30 multi-channels).
  • the offset frequency 91 associated with a multi-channel modulator 30 is equal to the sum of the respective sampling frequencies of the previous modulators 30. This advantageously has the effect of avoiding any possible overlap between the offset spectra of the digital signals at the outputs of the multi-channel modulators.
  • the offset frequency 91 associated with a multi-channel modulator 30 is equal to the sum of the offset frequency 91 associated with the preceding multi-channel modulator 30 and the sampling frequency of said preceding multi-channel modulator 30.
  • the offset frequency 91 associated with the first multi-channel modulator 30, among the plurality of multi-channel modulators 30, may be zero.
  • the offset frequency 91 associated with a multi-channel modulator 30 is equal to the sum of the offset frequency associated with the preceding multi-channel modulator 30 and by a frequency value lower than the sampling frequency of said sampling frequency. previous multi-channel modulator 30. This allows the offset spectra of the digital signals at the output of two successive multi-channel modulators 30 not to be separated by a frequency space of width greater than a predefined value.
  • the offset frequency 91 associated with a multi-channel modulator 30 is equal to the sum of the offset frequency associated with the preceding multi-channel modulator 30 and by a frequency value greater than or equal to the frequency of sampling of said preceding multi-channel modulator 30. More generally, the offset frequency 91 associated with a multi-channel modulator 30 is greater than or equal to the sampling frequency of said preceding multi-channel modulator 30. This allows the offset spectra of the digital signals at the output of two successive multi-channel modulators to be separated by a frequency space of width at least equal to a predefined value.
  • the samples of the digital signal at the output of each multi-channel modulator 30, into which are possibly inserted guard intervals and / or preambles are interpolated by means of a factor interpolator 80 preset interpolation.
  • An interpolator 80 includes interpolation filters intended to filter after oversampling the digital signals passing through it.
  • the digital signals at the output of the interpolator 80 then pass through a mixer 90. Since the amplitude spectra of the signals at the output of the multi-channel modulators 30 occupy the same spectral band, mixers 90 are used to shift these spectra relative to each other by the offset frequencies 91 so as to form a broader spectrum.
  • the first signal at the output of a first multi-channel modulator 30 is not offset in frequency (the first offset frequency 91 being zero)
  • the second signal at the output of a second multi-channel modulator 30 channels is offset from the first signal by a second offset frequency 91
  • the third signal from a third multi-channel modulator 30 is offset from the second signal by a third offset frequency 91 and so on.
  • the offset frequency 91 is a multiple of the sampling frequency of the digital signal at the output of the inverse spectral transform module (the IFFT module , in the case of OFDM modulation) used by multi-channel modulators.
  • the spectrum of the digital signal at the output of a multi-channel modulator 30 is offset by the mixer 90 by an offset frequency 91 equal to the sampling frequency multiplied by the order of this multi-channel modulator 30 in the plurality of multi-channel modulators 30 arranged in parallel.
  • the spectrum of the signal at the output of a multi-channel modulator 30 is offset by means of the mixer 90 by an offset frequency 91 associated uniquely with this multi-channel modulator 30.
  • the mixers 90 are, in one embodiment, digital mixers.
  • the spectrum shift can therefore be done by means of an oscillator controlled by digital input (or NCO for Numerically Controlled Osci I lato r).
  • the signals at the outputs of the mixers 90 having amplitude spectra offset from each other are summed by the summator 100 making it possible to add the signals to its input.
  • the summator 100 thus produces a single signal whose amplitude spectrum occupies a number of channels greater than the number of channels occupied by the spectrum of the signal produced by a single multi-channel modulator 30.
  • the signal at the output of the summator 100 is therefore called extended signal in the sense that its amplitude spectrum occupies even more channels than the spectrum of a signal produced by a single multi-channel modulator 30 can occupy.
  • This extended signal is converted to an analog signal by the converter digital analog 50, then transmitted to the analog stage 60 where it is conditioned before being transmitted into the air via the transmitting antenna 70.
  • such a combination of multi-channel modulators 30 makes it possible to increase the bit rate of the microwave link (of the order of several tens of giga bits per second) while using a single analog stage.
  • the extended signal at the output of the summator 100 is, before its transmission to the digital analog converter 50, interpolated with a predefined interpolation coefficient.
  • the digitally interpolated extended signal passes through a digital quadrature modulator configured to shift the spectrum of this signal to a new intermediate carrier frequency.
  • the resulting signal is subsequently communicated to the digital analog converter 50.
  • the multi-channel modulation / demodulation methods described above can be combined with other forms of diversity such as polarization diversity (emission over more than one polarity ), or spatial diversity (emission on more than one antenna).
  • a computer program product implemented on a memory medium, capable of being implemented within a computer processing unit and comprising instructions for the implementation of any one of the embodiments described above. above allows the transmission of binary data by radio beam on a plurality of separate frequency channels.

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Abstract

Dispositif pour la transmission de données binaires par faisceau hertzien sur une pluralité de canaux de fréquences séparés, comprenant - des moyens de conversion configurés pour générer des symboles complexes à partir des données binaires; - des moyens de modulation multi-porteuses comportant des fréquences sous-porteuses réparties en une pluralité de groupes, les fréquences sous-porteuses desdits groupes étant réparties sur des canaux de fréquences de largeurs prédéfinies, - des moyens configurés pour former un bloc de symboles complexes intégrant une pluralité de sous-blocs respectivement associés aux groupes des fréquences sous-porteuses, au moins un des sous-blocs intermédiaires comprenant des symboles complexes sensiblement nuls.

Description

MODEM RADIO MICRO-ON DES M U LTI-CANAUX BASE SU R UN E MODU LATION M U LTI-PORTEUSES
La présente invention a trait aux méthodes et systèmes de transmission d e l’information par faisceau hertzien et plus particulièrement aux méthodes et systèmes de modulation/démodulation de telle information .
On entend par faisceau hertzien , notamment au sens de l’Union I nternationale des Télécommunications (U IT), une solution de liaison radioélectrique entre deux points fixes distants, dite, de ce fait, liaison hertzienne point à point. Cette solution est également communément désignée par liaison micro-ondes (ou, en anglais, « Microwave Link »), en référence aux faibles valeurs des longueurs d’onde utilisées comme support de transmission de l’information . Les faisceaux hertziens utilisent, en effet, des fréquences porteuses allant de 1 GHz à 86 GHz (gamme des fréquences micro-ondes) .
Tel qu’il est illustré par la figure 1 , une liaison par faisceau hertzien (ou liaison micro-ondes) comprend une station émettrice 1 configurée pour émettre des ondes électromagnétiques de très faible longueur d'onde concentrées, au moyen d’une antenne 2 directive, dans un faisceau 3 étroit dirigé dans la direction d'une station réceptrice 4. Cette station réceptrice 4 est en vue directe de la station émettrice 1 . Pour ce faire, les deux stations sont généralement placées en vis-à-vis aux sommets de pylônes 5, ou de tours.
Ce type de liaison est couramment utilisé pour la transmission de données de téléphonie ou de données numériques entre deux stations de base d’un opérateur fixe ou mobile, pour la transmission de contenus audiovisuels au sein du réseau d’un opérateur de diffusion aud iovisuel, ou plus généralement pour répondre à un besoin de transmission sans fil haut débit entre deux stations terrestres fixes équipées d’antennes directives.
Les faisceaux hertziens peuvent être utilisés en alternative ou en complément d’autres technologies pour l’établissement d’une liaison point à point, telles que les liaisons filaires notamment en fibre optique, ou les liaisons par satellite. Par convention internationale (UIT-R) ou selon des règlements régies par des autorités de régulation, le spectre hertzien est subdivisé en des bandes de fréquences prédéfinies allouées à des services identifiés (service fixe, service mobile, télédiffusion, etc.) que chaque liaison par faisceau hertzien est tenue de respecter.
Pour des raisons normatives et/ou de répartition entre plusieurs opérateurs, chaque bande est, dans la pratique, divisée en plusieurs canaux (ou sous-bandes) de fréquences respectivement centrés sur des fréquences dites fréquences porteuses. La figure 2 présente un exemple de répartition sur l’axe des fréquences d’une bande B0 en une pluralité de canaux de fréquences C0,Clt ...,Cp-1 centrés sur des fréquences porteuses
Figure imgf000003_0001
(P étant un entier naturel strictement supérieur à un). Les canaux de fréquences C0,C1....Cp t à l’intérieur d’une même bande B0 peuvent avoir la même largeur ou être de largeurs différentes (par exemples, 3.5 MHz, 7 MHz, 14 MHz, 28 MHz, 56 MHz, 112 MHz, ou 120 MHz). Les canaux de fréquences (Cp) 0£P£P-I ne sont pas nécessairement contigüs et peuvent, donc, être disjoints ou séparés.
Pour la transmission de données binaires via une liaison micro-ondes sur une bande B0 de fréquences, des modems (modulateurs/démodulateurs) micro-ondes opérant par canal de fréquences (Cp)o£p£p_i sont utilisés en parallèle. Autrement dit, un modulateur numérique (respectivement, un démodulateur numérique) est utilisé par canal de fréquences (Cp)o£P£p-i de sorte que les données binaires affectées à ce modulateur sont transformées en un signal modulé en bande de base autour d’une seule fréquence sous-porteuse. Le spectre du signal ainsi modulé en bande de base est par la suite translaté autour de la fréquence porteuse (Fp)o£P£p-i·
Ainsi, tel qu’il est représenté par la figure 3, des données binaires (DP)O£P£P-I sont affectées (avec ou sans équilibrage de charge) à des modulateurs micro-ondes (Mp)o£P£p-i où chacun est en charge de former, à partir d’un symbole élémentaire d’information, un signal en bande de base de spectre compris dans la bande passante autorisée par le canal de fréquences (Cp)„<p£p_i correspondant. Une partie radio 6 transpose ce spectre autour de la fréquence porteuse (Fp) o£P£p-i et véhicule le signal résultant vers une antenne d’émission. Côté réception, un empilement de démodulateurs micro-ondes, chacun étant dédié au traitement des données transmises sur un seul canal de fréquences (Cp)0£p£p-i, démodule le signal reçu ramené en bande de base et en déduit les données binaires transmises.
Les modems micro-ondes (Mp)o£p<p-i actuels sont, en effet, monocanal et mettent en œuvre, en bande de base, une modulation mono-porteuse (single-carrier modulation) dans la mesure où les données binaires sont transmises de manière séquentielle sur un seul canal de fréquences autour d’une seule fréquence.
Un inconvénient de l’art antérieur est qu’il faut autant de modems micro ondes (Afp)o£p£p-i que de canaux de fréquences (C )o<p£p-i· Toute augmentation du nombre des canaux de fréquences (Cp)0£p£p_i en vue d’améliorer le débit d’une liaison par faisceau hertzien nécessite d’augmenter d’autant le nombre des modems micro-ondes (Mp)o£P£p-i· En d’autres termes, l’utilisation d’un canal de fréquences additionnel disjoint des autres nécessite l’intégration dans la station émettrice ainsi que dans la station réceptrice d’un modem micro-ondes (modulateur/démodulateur) dédié à la transmission sur ce canal de fréquences additionnel. Ceci a pour conséquence d’accroître non seulement la complexité des blocs de modulation en termes de coût et de performance, mais aussi celle des étages analogiques en charge de la combinaison des signaux à la sortie des différents modulateurs vers une seule sortie radio de la station émettrice. Ces inconvénients s’appliquent pareillement coté réception.
Le document US2018/0167230 décrit un dispositif de communication mettant en œuvre une transmission d’agrégation dans une transmission OFDM. Ce document divulgue aussi, dans un autre mode de réalisation, un dispositif de communication comprenant un générateur de signal OFDM appliquant une IFFT collectivement à une pluralité de signaux de charge utile mappés aux sous-porteuses d’une même large bande de fréquences. Pour cela, les signaux de charge utile sont divisés en blocs de symboles destinés à être mappés à un nombre prédéfini de sous-porteuses formant l’unique large bande de fréquences.
Il en résulte qu’une seule IFFT est configurée pour couvrir l’ensemble des spectres des signaux de charge utile en son entrée. La taille de cette IFFT est définie en fonction des tailles des IFFT lorsqu’elles sont appliquées séparément à chacun des signaux de charge utile. Un inconvénient de cette solution est qu’elle n’est pas adaptée pour une pluralité de signaux de charge utile qui couvrent ensemble un spectre assez large. Cette solution trouve donc ses limites lorsque le spectre de l’ensemble des signaux de charge utile est suffisamment large, ce qui est généralement le cas dans les systèmes de transmission micro-ondes.
La présente invention vise à permettre la transmission simultanée sur plusieurs canaux de fréquences en utilisant moins de modems micro-ondes que de canaux de fréquences.
Un autre objectif de la présente invention est d’augmenter le débit d’une liaison par faisceau hertzien sans avoir recours à des modems micro ondes additionnels.
Un autre objectif de la présente invention est de proposer un dispositif pour la transmission de données par faisceau hertzien apte à supporter des débits de transmission élevés.
Un autre objectif de la présente invention est de proposer un modulateur apte à construire des signaux qui occupent en même temps plusieurs canaux de fréquences disjoints.
Un autre objectif de la présente invention est de proposer un modulateur permettant une agrégation aisée d’une pluralité de canaux de fréquences disjoints du spectre micro-ondes.
A ces fins, la présente invention propose, selon un premier aspect, un dispositif pour la transmission de données binaires par faisceau hertzien sur une bande de fréquences répartie en une pluralité de canaux de fréquences séparés par des espaces de fréquences prédéfinis, ce dispositif comprenant
- des moyens de conversion configurés pour générer des symboles complexes à partir des données binaires ;
- des premiers moyens de modulation multi-porteuses comportant une première pluralité de fréquences sous-porteuses, cette première pluralité de fréquences sous-porteuses intégrant au moins o un premier groupe de fréquences sous-porteuses réparties sur un premier canal de fréquences de largeur prédéfinie de ladite pluralité de canaux;
o un deuxième groupe de fréquences sous-porteuses réparties sur un deuxième canal de fréquences de largeur prédéfinie de ladite pluralité de canaux, le deuxième canal de fréquences étant séparé du premier canal de fréquences par un premier espace de fréquences desdits espaces de fréquences ;
o un troisième groupe de fréquences sous-porteuses réparties sur le premier espace de fréquences ;
- des premiers moyens configurés pour former un premier bloc de symboles complexes intégrant au moins
o un premier sous-bloc de symboles complexes générés destinés à être affectés aux fréquences sous-porteuses du premier groupe de fréquences sous-porteuses;
o un deuxième sous-bloc de symboles complexes générés destinés à être affectés aux fréquences sous-porteuses du deuxième groupe de fréquences sous-porteuses, o un troisième sous-bloc de symboles complexes sensiblement nuis affectés aux fréquences sous-porteuses du troisième groupe de fréquences sous-porteuses, les premiers moyens de modulation multi -porteuses étant configurés pour appliquer une transformée spectrale inverse au premier bloc de symboles complexes de façon à produire un premier signal numérique dont le spectre d’amplitude occupe le premier canal de fréquences et le deuxième canal de fréquences, et est sensiblement nul sur le premier espace de fréquences, ce dispositif comprenant, en outre,
- des deuxièmes moyens de modulation multi-porteuses comportant une deuxième pluralité de fréquences sous-porteuses, cette deuxième pluralité de fréquences sous-porteuses intégrant au moins o un cinquième groupe de fréquences sous-porteuses réparties sur un troisième canal de fréquences de largeur prédéfinie de ladite pluralité de canaux;
o un sixième groupe de fréquences sous-porteuses réparties sur un quatrième canal de fréquences de largeur prédéfinie de ladite pluralité de canaux, le quatrième canal de fréquences étant séparé du troisième canal de fréquences par un troisième espace de fréquences desdits espaces de fréquences;
o un septième groupe de fréquences sous-porteuses réparties sur le troisième espace de fréquences ;
- des deuxièmes moyens configurés pour former un deuxième bloc de symboles complexes intégrant au moins o un cinquième sous-bloc de symboles complexes générés destinés à être affectés aux fréquences sous-porteuses du cinquième groupe de fréquences sous-porteuses; o un sixième sous-bloc de symboles complexes générés destinés à être affectés aux fréquences sous-porteuses du sixième groupe de fréquences sous-porteuses,
o un septième sous-bloc de symboles complexes sensiblement nuis affectés aux fréquences sous-porteuses du septième groupe de fréquences sous-porteuses, les deuxièmes moyens de modulation multi-porteuses étant configurés pour appliquer une transformée spectrale inverse au deuxième bloc de symboles complexes de façon à produire un deuxième signal numérique dont le spectre d’amplitude occupe le troisième canal de fréquences et le quatrième canal de fréquences, et est sensiblement nul sur le troisième espace de fréquences, un mixeur configuré pour décaler, sur l’axe des fréquences, le spectre du deuxième signal numérique produit par une fréquence de décalage prédéfinie par rapport au spectre du premier signal numérique produit.
Dans divers modes de réalisation du dispositif pour la transmission de données binaires par faisceau hertzien sur une pluralité de canaux de fréquences séparés, on peut éventuellement avoir recours en outre à l'une et/ou à l'autre des dispositions suivantes
- la première pluralité de fréquences sous-porteuses intègre, en outre, un quatrième groupe de fréquences sous-porteuses réparties sur un deuxième espace de fréquences, le premier canal de fréquences séparant le deuxième espace de fréquences et le premier espace de fréquences, le premier bloc de symboles complexes intégrant, en outre, un quatrième sous-bloc de symboles complexes sensiblement nuis affectés aux fréquences sous-porteuses du quatrième groupe de fréquences sous-porteuses ;
- les moyens de conversion sont configurés pour générer, à partir des données binaires, un premier symbole complexe selon une première constellation de modulation et un deuxième symbole complexe selon une deuxième constellation de modulation, la taille de la deuxième constellation étant différente de la taille de la première constellation ;
le dispositif comprend, en outre, un module d’entrelacement configuré pour produire, selon une règle d’entrelacement prédéfinie, les données binaires à partir de données issues d’une pluralité de blocs émetteur binaire agencés en parallèle ;
la fréquence de décalage est supérieure ou égale à la fréquence d’échantillonnage du premier signal numérique produit ou u n multiple de la fréquence d’échantillonnage du premier signal numérique produit ;
le dispositif comprend, en outre, un sommateur configuré pour additionner, en un signal étendu , le premier signal et le deuxième signal décalé.
Il est proposé, selon un deuxième aspect, un dispositif pour la démodulation d’un signal numérique transmis par le dispositif de l’une quelconque des revendications précédentes sur une bande de fréquences répartie en une pluralité de canaux de fréquences séparés par des espaces de fréquences prédéfinis, le signal numérique transmis comprenant un premier signal numérique et un deuxième signal numérique, le dispositif pour la démodulation comprenant
- des moyens configurés pour décaler, sur l’axe des fréquences, le spectre du deuxième signal numérique par une fréquence de décalage prédéfinie par rapport au spectre du premier signal numérique, - des premiers moyens de démodulation multi-porteuses comportant une première pluralité de fréquences sous-porteuses, cette première pluralité de fréquences sous-porteuses intégrant au moins
o un premier groupe de fréquences sous-porteuses prédéfinies réparties sur un premier canal de fréquences de ladite pluralité de canaux de fréquences ;
o un deuxième groupe de fréquences sous-porteuses prédéfinies réparties sur un deuxième canal de fréquences de ladite pluralité de canaux de fréquences, le premier canal de fréquences et le deuxième canal de fréquences étant séparés par un premier espace de fréquences desdits espaces de fréquences ;
o un troisième groupe de fréquences sous-porteuses prédéfinies réparties sur le premier espace de fréquences ; les premiers moyens de démodulation multi-porteuses étant configurés pour appliquer une transformée spectrale au premier signal numérique de façon à produire un premier bloc de symboles complexes ;
- des deuxièmes moyens de démodulation multi-porteuses comportant une deuxième pluralité de fréquences sous-porteuses, cette deuxième pluralité de fréquences sous-porteuses intégrant au moins o un cinquième groupe de fréquences sous-porteuses prédéfinies réparties sur un troisième canal de fréquences de ladite pluralité de canaux;
o un sixième groupe de fréquences sous-porteuses prédéfinies réparties sur un quatrième canal de fréquences de ladite pluralité de canaux, le quatrième canal de fréquences et le troisième canal de fréquences étant séparés par un troisième espace de fréquences desdits espaces de fréquences ;
o un septième groupe de fréquences sous-porteuses réparties sur le troisième espace de fréquences ; les deuxièmes moyens de démodulation multi-porteuses étant configurés pour appliquer une transformée spectrale au deuxième signal numérique de façon à produire un deuxième bloc de symboles complexes, - des moyens de sélection des symboles complexes associés aux fréquences sous-porteuses du premier groupe , des symboles complexes associés aux fréquences sous-porteuses du deuxième groupe , des symboles complexes associés aux fréquences sous- porteuses du cinquième groupe , et des symboles complexes associés aux fréquences sous-porteuses du sixième groupe ;
- des moyens d’estimation de données binaires à partir des symboles complexes sélectionnés.
Il est proposé, selon un troisième aspect, une méthode pour la transmission de données binaires par faisceau hertzien sur une bande de fréquences répartie en une pluralité de canaux de fréquences séparés par des espaces de fréquences prédéfinis , cette méthode comprenant une étape de génération, selon au moins une constellation de modulation prédéfinie, de symboles complexes à partir des données binaires;
une première étape de modulation multi-porteuses comportant une pluralité de fréquences sous-porteuses, cette pluralité de fréquences sous-porteuses intégrant au moins
o un premier groupe de fréquences sous-porteuses réparties sur un premier canal de fréquences de largeur prédéfinie de ladite pluralité de canaux ;
o un deuxième groupe de fréquences sous-porteuses réparties sur un deuxième canal de fréquences de largeur prédéfinie de ladite pluralité de canaux, le deuxième canal de fréquences étant séparé du premier canal de fréquences par un premier espace de fréquences desdits espaces de fréquences ;
o un troisième groupe de fréquences sous-porteuses réparties sur le premier espace de fréquences ;
une étape de formation d’un premier bloc de symboles complexes intégrant au moins
o un premier sous-bloc de symboles complexes générés destinés à être affectés aux fréquences sous-porteuses du premier groupe de fréquences sous-porteuses;
o un deuxième sous-bloc de symboles complexes générés destinés à être affectés aux fréquences sous-porteuses du deuxième groupe de fréquences sous-porteuses ; o un troisième sous-bloc de symboles complexes sensiblement nuis affectés aux fréquences sous-porteuses du troisième groupe de fréquences sous-porteuses, la première étape de modulation multi-porteuse intégrant une application d’une transformée spectrale inverse au premier bloc de symboles complexes de façon à produire un signal numérique dont le spectre d’amplitude occupe le premier canal de fréquences et le deuxième canal de fréquences, et est sensiblement nul sur le premier espace de fréquences, cette méthode comprenant, en outre, une deuxième étape de modulation multi-porteuses comportant une deuxième pluralité de fréquences sous-porteuses, cette deuxième pluralité de fréquences sous-porteuses intégrant au moins o un cinquième groupe de fréquences sous-porteuses réparties sur un troisième canal de fréquences de largeur prédéfinie de ladite pluralité de canaux;
o un sixième groupe de fréquences sous-porteuses réparties sur un quatrième canal de fréquences de largeur prédéfinie de ladite pluralité de canaux, le quatrième canal de fréquences étant séparé du troisième canal de fréquences par un troisième espace de fréquences desdits espaces de fréquences;
o un septième groupe de fréquences sous-porteuses réparties sur le troisième espace de fréquences ; une étape de formation d’un deuxième bloc de symboles complexes intégrant au moins o un cinquième sous-bloc de symboles complexes générés destinés à être affectés aux fréquences sous-porteuses du cinquième groupe de fréquences sous-porteuses; o un sixième sous-bloc de symboles complexes générés destinés à être affectés aux fréquences sous-porteuses du sixième groupe de fréquences sous-porteuses,
o un septième sous-bloc de symboles complexes sensiblement nuis affectés aux fréquences sous-porteuses du septième groupe de fréquences sous-porteuses, la deuxième étape de modulation multi-porteuse intégrant une application d’une transformée spectrale inverse au deuxième bloc de symboles complexes de façon à produire un deuxième signal numérique dont le spectre d’amplitude occupe le troisième canal de fréquences et le quatrième canal de fréquences, et est sensiblement nul sur le troisième espace de fréquences,
- une étape de décalage, sur l’axe des fréquences, du spectre du deuxième signal numérique produit par une fréquence de décalage prédéfinie par rapport au spectre du premier signal numérique produit.
D'autres objectifs, caractéristiques et avantages de la présente invention apparaîtront à la lecture de la description détaillée ci-après, et en regard des dessins annexés, donnés à titre d'exemples non limitatifs et sur lesquels:
- la figure 1 illustre schématiquement une liaison par faisceau hertzien présentée ci-dessus ;
la figure 2, présentée ci-dessus, illustre schématiquement la répartition d’une bande de fréquences en une pluralité de canaux de fréquences utilisés pour la transmission de données via une liaison micro-ondes ;
la figure 3, présentée ci-dessus, est une illustration schématique de modems utilisés dans une solution de transmission micro ondes selon l’art antérieur ;
la figure 4 illustre schématiquement un émetteur comprenant un dispositif pour la transmission de données binaires par faisceau hertzien selon divers modes de réalisation,
- la figure 5 illustre schématiquement des spectres d’amplitude de signaux à transmettre sur une pluralité de canaux de fréquences prédéfinis ;
la figure 6 illustre schématiquement un récepteur comprenant un dispositif pour la démodulation d’un signal numérique reçu par faisceau hertzien selon divers modes de réalisation ;
la figure 7 illustre schématiquement un modulateur multi-canaux selon un mode de réalisation particulier ; la figure 8 illustre schématiquement des données binaires issues d’une pluralité de sources et destinées à être modulées par un modulateur multi-canaux selon divers modes de réalisation ;
- la figure 9 illustre schématiquement un émetteur comprenant une pluralité de modulateurs multi-canaux selon divers modes de réalisation.
En se reportant à la figure 4, il est représenté un modulateur 30 multi canaux pour la modulation d’un flux de données binaires 10. Ces données binaires 10 sont destinées à être transmises par faisceau hertzien sur une pluralité de canaux de fréquences (CI)O£Ï£L-I séparés (ou disjoints) ( L étant un entier naturel strictement supérieur à un) de largeurs respectives prédéfinies.
Comme le montre la figure 5, les signaux transmis sur les canaux de fréquences (Ct) 0£ί£i-i disjoints ont des spectres d’amplitude (St)o£r£L-: i prédéfinies. Ces spectres d’amplitude (St) O£I£L-I sont, le plus souvent, compris dans un masque 7 de spectre. Ce masque 7 de spectre peut être imposé ou préconisé par les instances de normalisation, tel que le masque de spectre définit dans la norme ETSI EN 302 21 7 -1 (V3.1 .0) (01 -201 7) intitulée "Fixed Radio Systems; Characteristics and requirements for point- to-point equipment and antennas; Part 1 : OverView, common characteristics and system-dependent requirements" . L’interdiction de transmettre sur l’espace en Hz sur l’axe des fréquences entre deux canaux de fréquences Ct, Cf+1 successives peut l’être pour différentes raisons , notamment pour mitiger toute interférence entre deux canaux de fréquences successifs ou lorsque cet espace est réservé à un autre opérateur et/ou une autre utilisation . Le spectre d’amplitude du signal en sortie du modulateur 30 multi-canaux doit donc entrer dans un gabarit défini par le masque 7 de spectre.
Avant d’être acheminées au modulateur 30 multi-canaux, les données binaires 10 ont, dans un mode de réalisation , subi au préalable au moins un traitement de flux binaires. Ce traitement peut comprendre une étape de brouillage, d’encodage, de poinçonnage, d’entrelacement ou toute autre opération de traitement de données binaires. Un module de traitement de données binaires peut, en effet, comprendre un brouilleur configuré pour convertir les données binaires à son entrée en une chaîne de sortie aléatoire permettant d’éviter qu’une longue séquence de bits soit de même valeur. Outre un brouilleur, le module de traitement de données binaires peut comprendre un encodeur configuré pour ajouter aux données binaires brouillées des bits de redondance.
Le module de traitement de données binaires peut comprendre, en outre, un poinçonneur qui, en fonction du taux de codage, garde tous ou une portion des bits de redondance ajoutés par l’encodeur. Le module de traitement de données binaires peut aussi comprendre un entrelaceur configuré pour effectuer un entrelacement des bits d’information et les bi ts de redondance gardés par le poinçonneur.
Plus généralement, les données binaires 10 peuvent être de nature diverses (téléphonie, télévision, ou données numériques par exemples) et avoir subi ou non au préalable tout traitement numérique approprié.
Un module 20 de conversion ou , plus généralement, des moyens de conversion transforment les données binaires 10 en des symboles complexes 21 à plusieurs états. Ces symboles complexes 21 sont des nombres complexes générés à partir d’éléments binaires des données binaires 10 selon une constellation (mapping) de modulation à plusieurs états. La constellation de modulation est, par exemple, une constellation de modulation d’amplitude en quadrature MAQ à 2q états ( q étant un entier naturel non nul) , une constellation de modulation par déplacement de phase PSK à 2q états, une constellation de modulation par déplacement d’amplitude ASK à 2q états, ou une combinaison de ces dernières. Les symboles complexes 21 à plusieurs états (par exemples, 4, 16 , 32, 64, 1 28 ou 256 états) sont, dans ce cas, des symboles g-aires formés par groupement de q bits des données binaires 10 (chaque symbole complexe 21 codant q bits des données binaires 10) .
Les symboles complexes 21 à plusieurs états sont injectés dans le modulateur 30 multi-canaux. Ce modulateur 30 multi-canaux met en œuvre une modulation multi-porteuses (Multi-Carrier Modulation) . La modulation multi-porteuses (ou à porteuses multiples) , mise en œuvre par des moyens de modulation multi-porteuses, comporte N fréquences sous-porteuses (Jn)o£n£N-i (N étant un entier naturel strictement supérieur à un). Cette pluralité de fréquences sous-porteuses (/n)o£n£jv-i comprend L groupes de fréquences sous-porteuses
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.
Figure imgf000015_0002
respectivement réparties, en bande de base, sur les canaux de fréquences (Ci)0£i£i-1. fc0, k . kL-t et n0, nx . n £-j désignent, respectivement, les nombres des fréquences sous-porteuses dans ces groupes et les indices dans l’intervalle [0,/V-l] des fréquences sous-porteuses marquant le début de ces groupes. Des groupes de fréquences sous-porteuses
Figure imgf000015_0003
f ij-l)
( fnL®+kl®>fnL®+kL®+ir ;fN-i ) sont également réparties sur chacun des espaces de fréquences de part et d’autre des canaux de fréquences
(,Cl o£l£L-l·
La modulation multi-porteuses est à base d’une transformée spectrale telle qu’une transformée de Fourier, une transformée en ondelettes, une transformée en paquets d’ondelette, une transformée en cosinus, une transformée en sinus, une transformée d’Hadamard, ou toute autre transformée équivalente.
Pour cela, le modulateur 30 multi-canaux comprend des moyens, tel qu’un convertisseur série-parallèle 31, configurés pour former, à partir des symboles complexes 21 et de symboles complexes nuis, un bloc 32 multi canaux (XO.X-L, ... ,XN--L) de N symboles complexes, respectivement, affectés aux fréquences sous-porteuses („)o£n£jv-i·
Le bloc 32 multi-canaux ( 0 1..., W-!) est généré à l’entrée de moyens de modulation multi-porteuses comprenant un module 33 de transformée spectrale inverse comportant les N fréquences sous-porteuses (fn)o£n£N-i La transformée spectrale inverse peut être une transformée de Fourier discrète inverse (dite IDFT pour Inverse Discrète Fourier Transform), une transformée de Fourier Rapide inverse (dite IFFT pour Inverse Fast Fourier Transform), une transformée en cosinus discrète inverse (dite IDCT pour Inverse Discrète Cosine Transform), une transformée discrète en sinus inverse (dite IDST pour Inverse Discrète Sine Transform), une transformée en ondelette discrète inverse (dite IDWT pour Inverse Discrète Wavelet Transform), une transformée en paquets d’ondelettes discrète inverse, ou toute autre transformée spectrale inverse équivalente comportant JV fréquences sous-porteuses fn)o£n£N-i La distance D/, mesuré en Hz, entre deux fréquences sous-porteuses fn et fn+l s uccessives (où n varie entre 0 et N— 2) est donnée par Fe/N où Fe est la fréquence d’échantillonnage du signal à la sortie du module 33 de transformée spectrale inverse.
Le module 33 de transformée spectrale inverse transforme dans le domaine temporel le bloc 32 multi-canaux (X0,Xi, -,XN-I) considéré être dans le domaine fréquentiel. Ainsi, à chaque bloc 32 multi-canaux (C0·^i»···»·ϊ»-i), le module 33 de transformée spectrale inverse produit N symboles complexes (x0,xi, ...,xN-i).
Le bloc 32 multi-canaux (X0,Xi, -,X\-t) de N symboles complexes comprend L sous-blocs (&¾) o£i£L-i séparés par des symboles complexes nuis de sorte que le signal à la sortie du module 33 de transformée spectrale inverse, présente les spectres d’amplitude (St)o£i<z.-i conformément au masque 7 de spectre. Un sous-bloc (6i)o£r£i-i comprend des symboles complexes 21 successifs dans le bloc 32 multi-canaux. Les L
Figure imgf000016_0001
bL-i =
Figure imgf000016_0002
. Xn^k^-i comprennent les symboles complexes générés par le module 20 de conversion destinés à être, respectivement, affectés aux L groupes de fréquences sous-porteuses (/„0,/„0+i,...,/„0+k0-i),
Figure imgf000016_0003
Des symboles complexes nuis sont affectés aux fréquences sous-porteuses s’étalant sur les espaces de fréquences séparant les canaux de fréquences (Cj)o<t£i.-i·
A cette fin, le convertisseur série-parallèle 31 est configuré pour répartir les symboles complexes 21 sur les sous-blocs (ÔÎ)O£Î£L-I prédéfinis du bloc 32 multi-canaux. Le convertisseur série-parallèle 31 parallélise (ou distribue) les symboles complexes 21 g-aires générés par le module 20 de conversion dans les sous-blocs (&¾) O£Î£L-I, les positions restantes (c.à.d. celles en dehors des sous-blocs (PI)O£I£L-I) du bloc 32 multi-canaux recevant des symboles complexes nuis.
Dans un mode de réalisation, le convertisseur série-parallèle 31 affecte, dans le bloc 32 multi-canaux, les symboles complexes 21 à des fréquences sous-porteuses prédéfinies regroupés en L groupes, des symboles complexes nuis étant automatiquement affectés aux fréquences sous-porteuses restantes. C'est-à-dire, les fréquences sous-porteuses restantes sont mises à zéro en présentant des valeurs nulles devant les entrées correspondantes du module 33 de transformée spectrale inverse.
En alternative, le convertisseur série-parallèle 31 modifie, au moyen des symboles complexes 21, les valeurs d’un bloc 32 multi-canaux initialement nul.
Dans un autre mode de réalisation, chacun des sous-blocs ύ 0£l£L—l du bloc 32 multi-canaux est séparé de part et d’autre par des symboles complexes nuis. Autrement dit, des symboles complexes nuis sont attribués aux fréquences sous-porteuses se trouvant de part et d’autre des fréquences sous-porteuses pour lesquelles les sous-blocs (i»i)o£i<t-i sont assignés. La mise à zéro des fréquences sous-porteuses se trouvant de part et d’autre de celles réparties sur un canal de fréquences donné a pour effet d’éviter l’interférence entre canaux, en particulier l’interférence due au repliement des spectres les uns sur les autres après conversion numérique analogique. Ceci a, avantageusement, pour effet de produire le masque 7 de spectre des canaux de fréquences ( |)0£i£i-1 tel qu’il est que préconisé par les instances de normalisation, ou afin de ne rien transmettre sur des canaux de fréquences réservés prédéfinis.
Les sous-blocs (ibt) o£t£i-i sont séparés par au moins un symbole complexe nul et sont, donc, disjoints ou espacés. Le bloc 32 multi-canaux de symboles complexes est, en effet, un vecteur comprenant une pluralité de sous-vecteurs séparés par des symboles complexes nuis et, respectivement, assignés à des fréquences sous-porteuses permettant d’obtenir un signal composite dont le spectre d’amplitude occupe une pluralité de canaux CCi)0£t£L-1 conformément au masque 7 de spectre. Le nombre de symboles complexes nuis entre deux sous-blocs successifs b bi+ 1 (0 < l £ L -2) est choisi de sorte à avoir un spectre d’amplitude sensiblement nul (ou bas), ou plus généralement inférieur à un seuil prédéfini, sur toute la largeur de l’espace de fréquences séparant deux canaux de fréquences correspondants auxdits deux sous-blocs successifs.
Dans un mode de réalisation, les valeurs affectées aux fréquences sous- porteuses de part et d’autre des sous-blocs (6Î)O£Î£ -I sont sensiblement nulles de sorte que le spectre d’amplitude du signal transmis est, en dehors des canaux (CI)O£I£I-I> relativement bas par rapport à ses valeurs dans les canaux (Ct)o£t£i-i ou, plus généralement, inférieur à un seuil prédéfini.
Avantageusement, l’application d’une transformée spectrale inverse au bloc 32 multi-canaux ainsi composé et affecté aux N fréquences sous- porteuses (fn)o£n£N-i du module 33 de transformée spectrale inverse a pour effet de produire à la sortie du module 33 de transformée spectrale inverse un signal numérique dont le spectre d’amplitude occupe une pluralité de canaux de fréquences séparés et sensiblement nul en dehors de ces canaux de fréquences (d’où la qualification « multi-canaux » du modulateur 30 multi-canaux).
A titre d’exemple, le bloc 32 multi-canaux de symboles complexes comprend un premier sous-bloc b0 de fc0 symboles complexes correspondant au premier canal de fréquences C0 ( k0*Af étant sensiblement égal à la largeur du canal de fréquences C„), un deuxième sous-bloc &! de fci symboles complexes correspondant au deuxième canal de fréquences Ci (k1*Af étant sensiblement égal à la largeur du canal de fréquences C- , et ainsi de suite jusqu’au sous-bloc bL- de k L-! symboles complexes correspondant au canal de fréquences CL-t (kL-t*Af étant sensiblement égal à la largeur du canal de fréquences C^). Le nombre N des fréquences sous-porteuses ( n)o£n£jv-i est, bien entendu, strictement supérieur à la somme des nombres k0,
Figure imgf000018_0001
. kL_i des fréquences sous- porteuses comprises dans les sous-blocs b0, bit bL_i.
Chaque sous-bloc (ôt)o£i£t-i a sensiblement la même largeur de spectre que le canal de fréquences (Ci)o£i£i-i correspondant. Dans un mode de réalisation, chaque sous-bloc (i»t)o£i<i.-i est de largeur de spectre légèrement inférieur à celui du canal de fréquences (Ct)o£i£i-i correspondant.
Dans un autre mode de réalisation, chaque sous-bloc (6t)o£i£t-i est de largeur de spectre supérieur à celui du canal de fréquences (C()0<{<i,-1 correspondant, tout en garantissant un niveau d’interférence sur les canaux adjacents inférieur à un seuil prédéfini.
Dans un mode de réalisation, des symboles complexes 21 compris dans un premier sous-bloc (ftti)o£n£L-i et des symboles complexes 21 compris dans un deuxième sous-bloc (&i2)o£i2£t-i, n¹n sont générés par le module 20 de conversion selon deux constellations de modulation de tailles (c.à.d. le nombre de bits inclus dans chaque symbole complexe 21) différentes. Aussi, au sein d’un même sous-bloc (ί»i)0£i£i-i· Iss tailles des constellations de modulation peuvent être différentes. Le module 20 de conversion peut, à cet égard, comprendre une ou plusieurs constellations de modulation.
Le nombre N des fréquences sous-porteuses („) o£n£w-i (°u- d’une manière équivalente, la fréquence d’échantillonnage Fe du signal à la sortie du module 33 de transformée spectrale inverse) est choisi de sorte que N*Af soit supérieur ou égal à la largeur de bande du masque 7 de spectre (c'est-à-dire, la largeur de bande entre la fréquence la plus basse et la fréquence la plus haute dans les canaux de fréquences (Ct) o£t£i-i)·
A la sortie du module 33 de transformée spectrale inverse, le signal (c0,Cί, ...,xN-i) dont le spectre occupe en bande de base plusieurs canaux de fréquences subit, par la suite, tout traitement approprié pour sa transmission via une antenne d’émission 70.
Dans un mode de réalisation, le signal numérique à la sortie du modulateur 30 multi-canaux (x0, i, ...,xW-i), qui est dans le domaine de temps, passe par un module 40 d’insertion d’intervalle de garde et/ou de préambule aux N échantillons (X0,JCI, ...,¾W-I). AU début de la première et/ou à chaque trame de N échantillons (x„,*i, ...,xw_i) est inséré un préambule destiné à être utilisé par le récepteur, entre autres, pour des opérations de synchronisation, de contrôle automatique de gain de l’amplificateur de réception, et/ou d’estimation du canal de transmission.
L’ensemble des N échantillons (xo,Xi,...,xN-t) auxquels des intervalles de garde sont insérés et convertis en série sont envoyés à un convertisseur numérique analogique 50 (N/A) pour en générer un signal analogique apte à être transmis par une onde radioélectrique. Le signal ainsi généré est transféré à un étage analogique 60 qui se charge de la mise en forme du signal et la transposition du spectre du signal en bande de base autour des fréquences centrales des canaux de fréquences (Ct)o£r£ -i- Le signal résultant est transmis dans l’air via une antenne d’émission 70. Coté réception (figure 6), le signal reçu subit le traitement inverse de celui à l’émission pour en extraire une estimation des données binaires 10 transmises. Le signal analogique reçu par l’antenne de réception 71 traverse un étage analogique 61 avant d’être converti en un signal numérique par le convertisseur analogique numérique 51 (A/N). Sur ce signal sont consécutivement réalisées, au niveau du module 41, les opérations comprenant, entre autres, la détection, le contrôle automatique de gain, la synchronisation, et le retrait de l’intervalle de garde. Par la suite, en passant par un convertisseur série-parallèle, des blocs (yo-yi.-.yw-i) de N échantillons sont successivement formés à partir du signal numérique.
Ces blocs sont rentrés à des moyens de démodulation multi-porteuses comprenant un module 36 de transformée spectrale comportant N fréquences sous-porteuses qui produit en sortie un vecteur de N symboles complexes (K0,R1 ...,KL,.!). La transformée spectrale utilisée par le récepteur est l’inverse de celle utilisée par l’émetteur.
Les N symboles complexes {YQ,Y\, ...,KLT-I) sont égalisés par un égaliseur 37 permettant de produire un bloc 38 multi-canaux de N symboles complexes ( 'o, 'c, ..., 'w-i)· Cette égalisation a pour objectif l'inversion de la distorsion du canal de transmission subie par le signal transmis. La sortie du module de transformée spectrale est aussi utilisée pour estimer les coefficients du canal de transmission ainsi que d’autre paramètres tel que le décalage grossier de fréquence (ou CFO pour « Coarse Frequency Offset ») et le décalage de fréquence d’échantillonnage (ou SFO pour « Sampling Frequency Offset ») au niveau du module 376.
Des moyens de sélection, comprenant un module de conversion parallèle- série 39, sélectionnent dans le bloc 38 multi-canaux (C'o,C' , ..., 'JV_I) les symboles complexes
Figure imgf000020_0001
compris dans les sous-blocs (b'üo£i£L-i à la sortie de l’égaliseur 37 et dont les indices sont ceux des fréquences sous-porteuses
(f no> f no+t>—, f no+fc0-l< f tii’ f ni+1’···, f ni+k±-l’ > f ni-i> f ni-\+1>···, f ni-i+ki-±-l) ^U modulateur multi-canaux 30. Le module de conversion parallèle-série 39 communique en série les symboles complexes sélectionnés à des moyens d’estimation de données binaires à partir de ces symboles complexes. Ces moyens d’estimation comprennent le module 22. Au sein de ce dernier module 22, ces symboles complexes sont transformés en des décisions souples (par exemple de type, test du rapport de vraisemblance ou LLR pour Log Likelihood Ratio) sur les bits d’information, et sont réalisées les opérations de traitement de données inverses à celles réalisées à l’émission (de type, dépoinçonnage, décodage et débrouillage). Les bits d’information 23 ainsi obtenus sont estimés être les données binaires 10 transmises.
Le nombre des fréquences sous-porteuses du récepteur peut être différent du nombre des fréquences sous-porteuses de l’émetteur. La distance Af entre deux fréquences sous-porteuses successives du récepteur est la même que celle de la transformée spectrale inverse à l’émission.
Dans une mise en œuvre illustrée par la figure 7 du modulateur 30 multi canaux présenté ci-dessus, les moyens de modulation multi-porteuses comprennent une modulation OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) basée sur une transformée de Fourier rapide (FFT). Les fréquences sous-porteuses (/„)o£n£«-i sont orthogonales. Leur nombre N est choisi comme une puissance de deux.
Dans cet exemple, le modulateur 30 multi-canaux est configuré pour générer un signal numérique de spectre occupant simultanément quatre canaux de fréquences
Figure imgf000021_0001
séparés destiné à être transmis sur une liaison par faisceau hertzien.
Le convertisseur série-parallèle 31 génère les symboles complexes
(Co,C! . XN-!) à l’entrée du module IFFT de transformée de Fourier discrète inverse. Les symboles complexes à l’entrée de ce module IFFT de transformée de Fourier discrète inverse sont modulés sur des sous- porteuses (fn) o<n£jv-i dont la somme des largeurs, ( N * Af) en Hz, est supérieure à la somme des largeurs en Hz des canaux de fréquences Co> ci> c 2> c 3 Les symboles complexes sont affectés, par le convertisseur série-parallèle 31, aux sous-porteuses de I’ I FFT de la façon suivante :
- ( n0, Xno+i, -,Xno+k0-i) sont affectés aux fréquences sous- porteuses (/n0/n0+i< -,/n0+fc0-i) ciui constituent le spectre du canal de fréquences C0. n0 est l’indice dans l’intervalle [0, N- 1] de la fréquence sous-porteuse de l’IFFT au début du spectre du canal de fréquences C„, et k0*Af est la largeur du spectre du canal de fréquences C0 en Hz ;
(*ni, Xni+1, - -^m+fc!-i) sont affectés aux fréquences sous- porteusesC/n^/^+!,...,/^.,.^-!) qui constituent le spectre du canal de fréquences
Figure imgf000022_0001
est l’indice dans l’intervalle [0, N- 1] de la fréquence sous-porteuse de l’IFFT au début du spectre du canal de fréquences Clt et k1* f est la largeur du spectre du canal de fréquences Ct en Hz. «! est strictement supérieur à n0 + k0 -,
-
Figure imgf000022_0002
sont affectés aux fréquences sous- porteuses (fn2>fn2+i>-,fn2+k2-i Qui constituent le spectre du canal de fréquences C2. n2 est l’indice dans l’intervalle [0, N- 1] de la fréquence sous-porteuse de l’IFFT au début du spectre du canal de fréquences C2, et k2*Af est la largeur du spectre du canal de fréquences C2 en Hz. n2 est strictement supérieur à «! + ¾! ;
- ( Xn >Xn +i>->Xn +k -i) sont affectés aux fréquences sous- porteuses (fn >fn +v ~,fn +k -i) Qui constituent le spectre du canal de fréquences C3. n3 est l’indice dans l’intervalle [0, N- 1] de la fréquence sous-porteuse de l’IFFT au début du spectre du canal de fréquences C3, et k3*Af est la largeur du spectre du canal de fréquences C3 en Hz. n est strictement supérieur à n2 + k2.
A la sortie du module IFFT, les échantillions
Figure imgf000022_0003
appelés échantillons du symbole OFDM, représentent un signal numérique en bande de base dont le spectre occupe quatre canaux. Ces échantillons du symbole OFDM subissent, par la suite, le traitement conventionnel pour leur transmission.
Coté réception, un démodulateur multi-canaux basé sur une démodulation OFDM permet, tel qu’il est décrit ci-dessus, d’estimer les données binaires transmises.
En générant un signal occupant simultanément une pluralité de canaux de fréquences (Ct)0£t<i_ le modem décrit ci-dessus offre un débit de transmission très élevé. Dans le cas où les modules de traitements numériques des données binaires 10 (le plus souvent embarqués sur des unités de traitement de type FPGA ou ASIC) ne supporteraient pas de tels débits, ce traitement numérique peut, tel qu’il est illustré par la fig ure 8, être réparti entre une pluralité de blocs émetteur binaire 1 1 agencés en parallèle.
Un bloc émetteur binaire 1 1 peut comprendre un brouilleur 13, un encodeur 14, et un poinçonneur 15.
Dans un mode de réalisation, u n module 12 d’entrelacement de données est configuré pour produire, selon une règle d’entrelacement prédéfinie, les données binaires 10 à partir de données issues des différents blocs émetteur binaire 1 1 agencés en parallèle. Un ou plusieurs bits de données à la sortie de chacun ou de certains blocs émetteur binaire 1 1 sont acheminés de façon parallèle ou séquentielle, par exemple à chaque coup d’horloge, au module 12 d’entrelacement.
Les données issues des blocs émetteur binaire 1 1 ayant subies de manière parallèle différents traitements et entrelacées entre elles en des données binaires 10 sont transmises par faisceau hertzien sur une pluralité de canaux de fréquences séparés selon l’un quelconque des modes de réalisation décrits ci-dessus.
Au niveau du récepteur, les opérations inverses de celles effectuées à l’émission (en l’espèce, de désentrelacement, dé-poinçonnage, décodage et de-brouillage) sont mises en œuvre. Des décisions souples (par exemple de type LLRs) sur les bits , calculées à partir des symboles complexes à la sortie du démodulateur 35 multi-canaux, sont distribuées à des bocs récepteur binaire selon la même règle d’entrelacement utilisée à rémission . Les données binaires distribuées à chacun des blocs récepteur binaire subissent le traitement inverse de celui réalisé à l’émission pour en estimer l’information utile émise par chacun des blocs émetteur binaire 1 1 .
La disposition en parallèle d’une pluralité de blocs émetteur binaire 1 1 (respectivement, de blocs récepteur binaire) permet , avantageusement , d’utiliser des modules existants de traitement des données numériques pour émettre des données sur une liaison par faisceau hertzien à très haut débit.
Sur la figure 9 est reportée l’architecture d’un émetteur d’une liaison par faisceau hertzien comprenant une pluralité de modems multi -canaux, respectivement, basés sur une modulation multi-porteuses telle qu’une modulation OFDM ou équivalente. Une pluralité de modulateurs 30 multi canaux sont utilisés en parallèle, chacun étant configuré pour générer un signal numérique dont le spectre occupe une pluralité de canaux de fréquences. Ce mode de réalisation trouve, notamment, application lorsque le nombre de canaux occupés par un seul modulateur 30 multi-canaux s’avère insuffisant pour couvrir l’ensemble des canaux de fréquences disponibles.
Les spectres des signaux numériques générés par ces modulateurs 30 multi-canaux disposés en parallèle, sont décalés sur l’axe des fréquences les uns par rapport aux autres, par une ou des fréquences 91 de décalage prédéfinies, de façon à former un spectre global plus étendu, avant d’être additionnés par un sommateur 100. Le signal étendu résultant est par la suite converti en un signal analogique destiné à être transmis dans l’air. La démodulation coté réception du signal étendu ainsi obtenu procède par un décalage (ou un retro-décalage), sur l’axe des fréquences, des spectres des signaux composant le signal étendu par les fréquences de décalage correspondantes utilisées à l’émission. Ensuite, chacun de ces signaux subit le même traitement de démodulation décrit ci-dessus.
Dans un mode de réalisation, la fréquence 91 de décalage du spectre associée à un modulateur 30 multi-canaux est définie en fonction des fréquences d’échantillonnage respectives des modulateurs 30 multi-canaux précédents (on entend par fréquence d’échantillonnage d’un modulateur 30 multi-canaux la fréquence d’échantillonnage du signal numérique à la sortie du module de transformée spectrale inverse utilisé par ce modulateur 30 multi-canaux). A titre d’exemple, la fréquence 91 de décalage associée à un modulateur 30 multi-canaux est égale à la somme des fréquences d’échantillonnage respectives des modulateurs 30 précédents. Ceci a, avantageusement, pour effet d’éviter tout éventuel chevauchement entre les spectres décalés des signaux numériques aux sorties des modulateurs 30 multi-canaux.
Plus généralement, la fréquence 91 de décalage associée à un modulateur 30 multi-canaux est égale à la somme de la fréquence 91 de décalage associée au modulateur 30 multi-canaux précédent et la fréquence d’échantillonnage dudit modulateur 30 multi-canaux précédent. La fréquence 91 de décalage associée au premier modulateur 30 multi canaux, parmi la pluralité de modulateurs 30 multi-canaux, peut être nulle.
En première variante, la fréquence 91 de décalage associée à un modulateur 30 multi-canaux est égale à la somme de la fréquence de décalage associée au modulateur 30 multi-canaux précédent et d’une valeur de fréquence inférieure à la fréquence d’échantillonnage dudit modulateur 30 multi-canaux précédent. Ceci permet à ce que les spectres décalés des signaux numériques à la sortie de deux modulateurs 30 multi canaux successifs ne soient pas séparés par un espace fréquentiel de largeur supérieure à une valeur prédéfinie.
En deuxième variante, la fréquence 91 de décalage associée à un modulateur 30 multi-canaux est égale à la somme de la fréquence de décalage associée au modulateur 30 multi-canaux précédent et d’une valeur de fréquence supérieure ou égale à la fréquence d’échantillonnage dudit modulateur 30 multi-canaux précédent. Plus généralement, la fréquence 91 de décalage associée à un modulateur 30 multi-canaux est supérieure ou égale à la fréquence d’échantillonnage dudit modulateur 30 multi-canaux précédent. Ceci permet à ce que les spectres décalés des signaux numériques à la sortie de deux modulateurs 30 multi-canaux successifs soient séparés par un espace fréquentiel de largeur au moins égale à une valeur prédéfinie.
Dans une mise en œuvre illustrative, les échantillons du signal numérique à la sortie de chaque modulateur 30 multi-canaux, auxquels sont éventuellement insérés des intervalles de garde et/ou des préambules, sont interpolés au moyen d’un interpolateur 80 de facteur d’interpolation prédéfini. Un interpolateur 80 comprend des filtres d’interpolation destinés à filtrer après sur-échantillonnage les signaux numériques qui y transitent.
Les signaux numériques à la sortie de l’interpolateur 80 passent ensuite par un mixeur 90. Dans la mesure où les spectres d’amplitude des signaux à la sortie des modulateurs 30 multi-canaux occupent la même bande spectrale, des mixeurs 90 sont utilisés pour décaler ces spectres les uns par rapport aux autres par les fréquences 91 de décalage de façon à former un spectre global plus étendu. Par exemple, le premier signal à la sortie d’un premier modulateur 30 multi-canaux n’est pas décalé en fréquence (la première fréquence 91 de décalage étant nulle), le deuxième signal à la sortie d’un deuxième modulateur 30 multi-canaux est décalé par rapport au premier signal par une deuxième fréquence 91 de décalage, le troisième signal à la sortie d’un troisième modulateur 30 multi-canaux est décalé par rapport au deuxième signal par une troisième fréquence 91 de décalage et ainsi de suite.
Dans un mode de réalisation où les fréquences d’échantillonnage des modulateurs 30 multi-canaux sont identiques, la fréquence 91 de décalage est un multiple de la fréquence d’échantillonnage du signal numérique à la sortie du module de transformée spectrale inverse (le module IFFT, dans le cas d’une modulation OFDM) utilisé par les modulateurs 30 multi canaux. Ainsi, le spectre du signal numérique à la sortie d’un modulateur 30 multi-canaux est décalé par le mixeur 90 par une fréquence 91 de décalage égale à la fréquence d’échantillonnage multipliée par l’ordre de ce modulateur 30 multi-canaux dans la pluralité de modulateurs 30 multi canaux disposés en parallèle. Plus généralement, le spectre du signal à la sortie d’un modulateur 30 multi-canaux est décalé au moyen du mixeur 90 par une fréquence 91 de décalage associée de manière unique à ce modulateur 30 multi-canaux.
Les mixeurs 90 sont, dans un mode de réalisation, des mixeurs numériques. Le décalage de spectre peut, donc, s’effectuer au moyen d’un oscillateur contrôlé par entrée numérique (ou NCO pour Numerically Controlled Osci I lato r) .
Les signaux aux sorties des mixeurs 90 ayant des spectres d’amplitude décalés les uns par rapport aux autres sont sommés par le sommateur 100 permettant d’additionner les signaux à son entrée. Le sommateur 100 produit ainsi un signal unique dont le spectre d’amplitude occupe un nombre de canaux supérieur au nombre de canaux occupés par le spectre du signal produit par un seul modulateur 30 multi-canaux. Le signal à la sortie du sommateur 100 est, de ce fait, appelé signal étendu dans le sens où son spectre d’amplitude occupe encore plus de canaux que le spectre d’un signal produit par un seul modulateur 30 multi-canaux peut occuper. Ce signal étendu est converti en un signal analogique par le convertisseur numérique analogique 50, puis transmis à l’étage analogique 60 où il est conditionné avant d’être transmis dans l’air via l’antenne d’émission 70.
Avantageusement, une telle combinaison de modulateurs 30 multi-canaux permet d’augmenter le débit de la liaison micro-ondes (de l’ordre de plusieurs dizaines de giga bits par seconde) tout en utilisant un étage analogique unique.
Dans un mode de réalisation, le signal étendu à la sortie du sommateur 100 est, avant sa transmission au convertisseur numérique analogique 50, interpolé avec un coefficient d’interpolation prédéfini .
Dans un autre mode de réalisation, le signal étendu interpolé numériquement traverse un modulateur en quadrature numérique configuré pour décaler le spectre de ce signal vers une nouvelle fréquence porteuse intermédiaire. Le signal résultant est, par la suite, communiqué au convertisseur numérique analogique 50.
Afin d’augmenter la capacité de transmission par faisceau hertzien , les méthodes de modulation/démodulation multi-canaux décrites ci-dessus peuvent être combinées avec d’autres formes de diversité telles qu’une diversité en polarisation (émission sur plus d’une polarité), ou une diversité spatiale (émission sur plus d’une antenne).
Dans une mise en œuvre des modes de réalisation décrits ci-dessus, lorsque la transmission via un canal de fréquences additionnel est requise pour répondre à un certain besoin (augmenter le débit d’une liaison par faisceau hertzien , su pporter de nouvelles applications natives I P à haut débit, diffusion du flux de données d’une nouvelle chaîne de télévision, passage d’une chaîne existante au format haute définition, ou migration vers de nouvelles normes de diffusion , par exemples) , la redéfinition des sous-blocs au sein du bloc 32 multi-canaux d’un modulateur multi-canaux (ou d’une manière équivalente, la redéfinition des groupes des fréquences sous-porteuses) et/ou une augmentation du nombre des fréquences sous- porteuses d’un modulateur multi-canaux permettent de générer un signal dont le spectre occupe, en outre, celui du canal de fréquences additionnel . Il en résulte que les modes de réalisation décrits ci-dessus permettent, à moindre coût, l’utilisation simultanée de plusieurs canaux de fréquences pour faire évoluer une liaison par faisceau hertzien vers le très haut débit.
Avantageusement, u n produit programme d’ordinateur implémenté sur un support mémoire, susceptible d’être mis en œuvre au sein d’une unité de traitement informatique et comprenant des instructions pour la mise en œuvre de l’un quelconque des modes de réalisations décrits ci-dessus permet la transmission de données binaires par faisceau hertzien sur une pluralité de canaux de fréquences séparés .

Claims

REVEN DICATIONS
1 . Dispositif pour la transmission de données binaires ( 10) par faisceau hertzien sur une bande de fréquences répartie en une pluralité de canaux de fréquences séparés par des espaces de fréquences prédéfinis, ce dispositif comprenant :
- des moyens (20) de conversion configurés pour générer des symboles complexes (21 ) à partir des données binaires (10) ;
- des premiers moyens de modulation multi-porteuses comportant une première pluralité de fréquences sous-porteuses, cette première pluralité de fréquences sous-porteuses intégrant au moins
o un premier groupe de fréquences sous-porteuses réparties sur un premier canal de fréquences de largeur prédéfinie de ladite pluralité de canaux;
o un deuxième groupe de fréquences sous-porteuses réparties sur un deuxième canal de fréquences de largeur prédéfinie de ladite pluralité de canaux, le deuxième canal de fréquences étant séparé du premier canal de fréquences par un premier espace de fréquences desdits espaces de fréquences ;
o un troisième groupe de fréquences sous-porteuses réparties sur le premier espace de fréquences ;
- des premiers moyens (31 ) configurés pour former un premier bloc (32) de symboles complexes intégrant au moins
o un premier sous-bloc de symboles complexes générés destinés à être affectés aux fréquences sous-porteuses du premier groupe de fréquences sous-porteuses;
o un deuxième sous-bloc de symboles complexes générés destinés à être affectés aux fréquences sous-porteuses du deuxième groupe de fréquences sous-porteuses, o un troisième sous-bloc de symboles complexes sensiblement nuis affectés aux fréquences sous-porteuses du troisième groupe de fréquences sous-porteuses, les premiers moyens de modulation multi-porteuses étant configurés pour appliquer une transformée spectrale inverse au premier bloc (32) de symboles complexes de façon à produire un premier signal numérique dont le spectre d’amplitude occupe le premier canal de fréquences et le deuxième canal de fréquences, et est sensiblement nul sur le premier espace de fréquences, ce dispositif étant caractérisé en ce qu’il comprend, en outre,
- des deuxièmes moyens de modulation multi-porteuses comportant une deuxième pluralité de fréquences sous-porteuses, cette deuxième pluralité de fréquences sous-porteuses intégrant au moins o un cinquième groupe de fréquences sous-porteuses réparties sur un troisième canal de fréquences de largeur prédéfinie de ladite pluralité de canaux;
o un sixième groupe de fréquences sous-porteuses réparties sur un quatrième canal de fréquences de largeur prédéfinie de ladite pluralité de canaux, le quatrième canal de fréquences étant séparé du troisième canal de fréquences par un troisième espace de fréquences desdits espaces de fréquences;
o un septième groupe de fréquences sous-porteuses réparties sur le troisième espace de fréquences ;
- des deuxièmes moyens (31) configurés pour former un deuxième bloc (32) de symboles complexes intégrant au moins o un cinquième sous-bloc de symboles complexes générés destinés à être affectés aux fréquences sous-porteuses du cinquième groupe de fréquences sous-porteuses; o un sixième sous-bloc de symboles complexes générés destinés à être affectés aux fréquences sous-porteuses du sixième groupe de fréquences sous-porteuses,
o un septième sous-bloc de symboles complexes sensiblement nuis affectés aux fréquences sous-porteuses du septième groupe de fréquences sous-porteuses, les deuxièmes moyens de modulation multi-porteuses étant configurés pour appliquer une transformée spectrale inverse au deuxième bloc (32) de symboles complexes de façon à produire un deuxième signal numérique dont le spectre d’amplitude occupe le troisième canal de fréquences et le quatrième canal de fréquences, et est sensiblement nul sur le troisième espace de fréquences, un mixeur (90) configuré pour décaler, sur l’axe des fréq uences, le spectre du deuxième signal numérique produit par une fréquence (91 ) de décalage prédéfinie par rapport au spectre du premier signal numérique produit.
2. Dispositif selon la revendication précédente, caractérisé en ce que ladite première pluralité de fréquences sous-porteuses intègre, en outre, un quatrième groupe de fréquences sous-porteuses réparties sur un deuxième espace de fréquences, le premier canal de fréquences séparant le deuxième espace de fréquences et le premier espace de fréquences, le premier bloc (32) de symboles complexes intégrant, en outre, un quatrième sous-bloc de symboles complexes sensiblement nuis affectés aux fréquences sous-porteuses du quatrième groupe de fréquences sous- porteuses.
3. Dispositif selon la revendicatio n 1 ou 2, caractérisé en ce que les moyens (20) de conversion sont configurés pour générer, à partir des données binaires (10) , un premier symbole complexe selon une première constellation de modulation et un deuxième symbole complexe selon une deuxième constellation de modulation , la taille de la deuxième constellation étant différente de la taille de la première constellation.
4. Dispositif selon l’une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce qu’il comprend , en outre, un module (12) d’entrelacement configuré pour produire, selon une règle d’entrelacement prédéfinie, les données binaires (10) à partir de données issues d’une pluralité de blocs émetteur binaire ( 1 1 ) agencés en parallèle.
5. Dispositif selon l’une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que la fréquence (91 ) de décalage est supérieure ou égale à la fréquence d’échantillonnage du premier signal numérique produit ou un multiple de la fréquence d’échantillonnage du premier signal numérique produit.
6. Dispositif selon l’une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce qu’il comprend , en outre, un sommateur (100) configuré pour additionner, en un signal étendu, le premier signal et le deuxième signal décalé.
7. Dispositif pour la démodulation d’un signal numérique transmis par le dispositif de l’une quelconque des revendications précédentes sur une bande de fréquences répartie en une pluralité de canaux de fréquences séparés par des espaces de fréquences prédéfinis , le signal numérique transmis comprenant un premier signal numérique et un deuxième signal numérique, le dispositif pour la démodulation étant caractérisé en ce qu’il comprend
- des moyens configurés pour décaler, sur l’axe des fréquences, le spectre du deuxième signal numériq ue par une fréquence de décalage prédéfinie par rapport au spectre du premier signal numérique,
- des premiers moyens de démodulation multi-porteuses comportant une première pluralité de fréquences sous-porteuses, cette première pluralité de fréquences sous-porteuses intégrant au moins
o un premier groupe de fréquences sous-porteuses prédéfinies réparties sur un premier canal de fréquences de ladite pluralité de canaux de fréquences ;
o un deuxième groupe de fréquences sous-porteuses prédéfinies réparties sur un deuxième canal de fréquences de ladite pluralité de canaux de fréquences , le premier canal de fréquences et le deuxième canal de fréquences étant séparés par un premier espace de fréquences desdits espaces de fréquences ;
o un troisième groupe de fréquences sous-porteuses prédéfinies réparties sur le premier espace de fréquences ; les premiers moyens de démodulation multi-porteuses étant configurés pour appliquer une transformée spectrale au premier signal numérique de façon à produire un premier bloc de symboles complexes ;
- des deuxièmes moyens de démodulation multi-porteuses comportant une deuxième pluralité de fréquences sous-porteuses, cette deuxième pluralité de fréquences sous-porteuses intégrant au moins o un cinquième groupe de fréquences sous-porteuses prédéfinies réparties sur un troisième canal de fréquences de ladite pluralité de canaux;
o un sixième groupe de fréquences sous-porteuses prédéfinies réparties sur un quatrième canal de fréquences de ladite pluralité de canaux, le quatrième canal de fréquences et le troisième canal de fréquences étant séparés par un troisième espace de fréquences desdits espaces de fréquences ;
o un septième groupe de fréquences sous-porteuses réparties sur le troisième espace de fréquences ; les deuxièmes moyens de démodulation multi-porteuses étant configurés pour appliquer une transformée spectrale au deuxième signal numérique de façon à produire un deuxième bloc de symboles complexes,
- des moyens de sélection des symboles complexes associés aux fréquences sous-porteuses du premier groupe , des symboles complexes associés aux fréquences sous-porteuses du deuxième groupe , des symboles complexes associés aux fréquences sous- porteuses du cinquième groupe , et des symboles complexes associés aux fréquences sous-porteuses du sixième groupe ;
- des moyens d’estimation de données binaires à partir des symboles complexes sélectionnés.
8. Méthode pour la transmission de données binaires ( 10) par faisceau hertzien sur une bande de fréquences répartie en une pluralité de canaux de fréquences séparés par des espaces de fréquences prédéfinis , cette méthode comprenant une étape de génération, selon au moins une constellation de modulation prédéfinie, de symboles complexes à partir des données binaires (10) ;
une première étape de modulation multi-porteuses comportant une pluralité de fréquences sous-porteuses, cette pluralité de fréquences sous-porteuses intégrant au moins
o un premier groupe de fréquences sous-porteuses réparties sur un premier canal de fréquences de largeur prédéfinie de ladite pluralité de canaux ;
o un deuxième groupe de fréquences sous-porteuses réparties sur un deuxième canal de fréquences de largeur prédéfinie de ladite pluralité de canaux, le deuxième canal de fréquences étant séparé du premier canal de fréquences par un premier espace de fréquences desdits espaces de fréquences ;
o un troisième groupe de fréquences sous-porteuses réparties sur le premier espace de fréquences ; une étape de formation d’un premier bloc (32) de symboles complexes intégrant au moins
o un premier sous-bloc de symboles complexes générés destinés à être affectés aux fréquences sous-porteuses du premier groupe de fréquences sous-porteuses;
o un deuxième sous-bloc de symboles complexes générés destinés à être affectés aux fréquences sous-porteuses du deuxième groupe de fréquences sous-porteuses ; o un troisième sous-bloc de symboles complexes sensiblement nuis affectés aux fréquences sous-porteuses du troisième groupe de fréquences sous-porteuses, la première étape de modulation multi-porteuse intégrant une application d’une transformée spectrale inverse au premier bloc (32) de symboles complexes de façon à produire un signal numérique dont le spectre d’amplitude occupe le premier canal de fréquences et le deuxième canal de fréquences, et est sensiblement nul sur le premier espace de fréquences, cette méthode étant caractérisée en ce qu’elle comprend, en outre,
- une deuxième étape de modulation multi-porteuses comportant une deuxième pluralité de fréquences sous-porteuses, cette deuxième pluralité de fréquences sous-porteuses intégrant au moins o un cinquième groupe de fréquences sous-porteuses réparties sur un troisième canal de fréquences de largeur prédéfinie de ladite pluralité de canaux;
o un sixième groupe de fréquences sous-porteuses réparties sur un quatrième canal de fréquences de largeur prédéfinie de ladite pluralité de canaux, le quatrième canal de fréquences étant séparé du troisième canal de fréquences par un troisième espace de fréquences desdits espaces de fréquences;
o un septième groupe de fréquences sous-porteuses réparties sur le troisième espace de fréquences ;
- une étape de formation d’un deuxième bloc (32) de symboles complexes intégrant au moins o un cinquième sous-bloc de symboles complexes générés destinés à être affectés aux fréquences sous-porteuses du cinquième groupe de fréquences sous-porteuses; o un sixième sous-bloc de symboles complexes générés destinés à être affectés aux fréquences sous-porteuses du sixième groupe de fréquences sous-porteuses,
o un septième sous-bloc de symboles complexes sensiblement nuis affectés aux fréquences sous-porteuses du septième groupe de fréquences sous-porteuses, la deuxième étape de modulation multi-porteuse intégrant une application d’une transformée spectrale inverse au deuxième bloc (32) de symboles complexes de façon à produire un deuxième signal numérique dont le spectre d’amplitude occupe le troisième canal de fréquences et le quatrième canal de fréquences, et est sensiblement nul sur le troisième espace de fréquences,
- une étape de décalage, sur l’axe des fréquences, du spectre du deuxième signal numérique produit par une fréquence (91) de décalage prédéfinie par rapport au spectre du premier signal numérique produit.
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