FR3017958A1 - Detection de circuit ouvert dans une structure de commutation - Google Patents

Abstract

Dispositif d'alimentation comprenant : • une structure de commutation adaptée pour piloter un courant dans une charge inductive en fonction d'au moins un signal de commande d'un interrupteur de puissance, • des moyens de détection d'anomalie générant une information de détection d'anomalie du type d'un circuit ouvert au niveau du câblage de la charge à la structure de commutation. Les moyens de détection d'anomalie comprennent : • des moyens de mesure de courant circulant dans la charge inductive, • des moyens de comparaison en continu du courant mesuré à une valeur de seuil, • des moyens de comptage de durée pendant laquelle le courant mesuré reste de façon continue inférieur à la valeur de seuil, délivrant l'information de détection d'anomalie si la durée comptée est supérieure à une durée de référence, qui est k fois supérieure à une période du signal de commande, où k > 1.

Description

La présente invention se rapporte de manière générale à la commande de charges inductives. Elle concerne plus spécialement la détection d'anomalies, comme des circuits ouverts, pouvant apparaître dans le câblage d'une structure de commutation telle qu'un 5 pont de transistors, par exemple, qui est adaptée pour piloter un courant de valeur déterminée dans une telle charge inductive. L'invention trouve des applications, en particulier, dans le domaine automobile. Elle peut être mise en oeuvre, par exemple, dans un circuit électronique intégrant une structure de commutation telle qu'un pont de transistors en H. 10 Dans l'industrie automobile, de tels circuits sont utilisés pour commander le sens et/ou l'intensité du courant électrique dans des charges inductives comme par exemple des moteurs électriques. Ces moteurs peuvent être utilisés dans des systèmes de commande électronique d'un actuateur. Il peut s'agir par exemple d'un dispositif de commande du 15 papillon des gaz (ou dispositif ETC, abréviation anglaise de « Electronic Throttle Control »), ou de la vanne de recirculation des gaz brûlés (ou « dispositif EGR », EGR étant l'abréviation anglaise de « Exhaust Gas Recirculation »), ou de toute autre vanne utilisée dans le contrôle moteur ou autre. Plus généralement, il peut s'agir de tout équipement actionné par moteur électrique, tel qu'un lève-vitre, par exemple. 20 L'alimentation de telles charges inductives utilise en général une structure de commutation telle qu'un pont d'interrupteurs en H. Un pont en H comprend quatre interrupteurs de puissance, à savoir deux interrupteurs « hauts » du côté d'une alimentation positive, par exemple une batterie produisant une tension d'alimentation positive, et deux interrupteurs « bas » du côté d'une alimentation négative ou de la 25 masse. Chaque interrupteur comprend en général un transistor MOS (acronyme anglais de « Metal Oxyde Semiconductor ») de puissance. La quantité de courant injectée dans la charge inductive délivrée par le circuit de commutation est en général commandée par une séquence de signaux analogiques de commande des quatre transistors produits à partir d'un signal de commande de 30 consigne. Le signal de commande de consigne et les signaux analogiques de commande sont en général des signaux modulés en largeur d'impulsion, ou signaux PWM (de l'anglais « Pulse Width Modulation »). La commande d'une charge inductive peut être divisée en deux grandes phases que sont la phase de commande où le courant provenant du circuit de commande 35 est injecté dans la charge inductive selon une stratégie déterminée et, une phase de roue libre où le courant induit provenant de la charge inductive est évacué dans le circuit. Le sens de circulation du courant ainsi que la quantité de courant délivrée dans la charge inductive sont dépendants du rapport cyclique ainsi que de différentes combinaisons d'états des signaux analogiques de commande. Un exemple de décomposition fonctionnelle du système selon une 5 architecture en couches est détaillé ci-après. Une couche hiérarchiquement la plus élevée nommée couche « application » 21 permet de choisir un paramétrage (initialisation). Le signal de commande de consigne est généré au niveau d'une couche dite couche « pilote » 22 du système, venant au dessus d'une couche « commande » 23, elle même au dessus d'une couche « matériel » 24 constituée par les éléments électroniques du 10 pont en H. Au niveau de l'implémentation matérielle et/ou logicielle, les couches « commande » 23 et « matériel » 24 peuvent être réalisées dans un même circuit intégré. Les couches « application » 21 et « pilote » 22 peuvent être mises en oeuvre dans le microprocesseur d'un calculateur pour automobile. Une stratégie déterminée provoque la commande du pont en H dans certaines 15 configurations déterminées, à la fréquence du signal de commande de consigne. D'autres configurations sont à l'inverse interdites, comme par exemple une configuration où un interrupteur haut et un interrupteur bas créant un court-circuit entre la batterie et la masse seraient fermés simultanément. Des anomalies physiques peuvent survenir au niveau du câblage de la 20 structure de commutation, comme des circuits ouverts sur les sorties du pont en H. L'apparition de telles anomalies peut, lors de phases de commande de la charge inductive, engendrer un mauvais fonctionnement de l'actuateur piloté par le pont en H. Lors de phases de roue libre, elles peuvent empêcher le courant induit par la charge inductive de s'évacuer. 25 Ces anomalies peuvent provoquer dans certains cas des dégâts irréversibles à l'actuateur (charge inductive) piloté ou au pont en H. Afin de prévenir les risques liés à la dégradation de l'actuateur ou du pont en H ou à l'existence même d'un circuit ouvert au niveau du système, il existe des techniques de détection de circuits ouverts dans une structure de commutation telle qu'un 30 pont en H. Une technique possible consiste à effectuer une mesure de continuité de courant à l'aide d'un capteur de courant, à la manière d'un ohmmètre. L'intensité d'un courant imposé dans le circuit de commutation est mesurée et est comparée à une valeur de seuil. Lorsque l'intensité du courant mesurée est inférieure au seuil alors il est 35 déterminé qu'un circuit ouvert est présent dans la structure de commutation. Cette technique est simple et efficace, mais elle doit être réalisée dans un état désactivé du pont en H, c'est-à-dire en dehors du fonctionnement normal du pont.

Une méthode connue du document US 7,548,070 a l'avantage, comparé à la technique ci-dessus, de reposer sur un principe de mesure en continu de tensions sur les sorties de la structure de commutation, dans un état activé du pont en H, c'est-à-dire pendant le fonctionnement normal du pont.

Un inconvénient de la technique décrite dans le document US 7,548,070 se présente lorsque, la charge du pont étant un moteur électrique, celui-ci a atteint une vitesse de rotation élevée en raison d'une commande avec un rapport cyclique important. Lors de l'arrêt ultérieur de la commande, la force contre-électromotrice du moteur est élevée et peut faire chuter brutalement le courant, voire réussir à inverser le sens du courant entre les deux sorties du pont en H. Ce phénomène, transitoire par nature, occasionne alors une fausse détection. L'invention vise à supprimer, ou du moins atténuer, tout ou partie des inconvénients de l'art antérieur précités. A cet effet, un premier aspect de l'invention propose un dispositif 15 d'alimentation d'une charge inductive comprenant : - une structure de commutation telle qu'un pont en H, comprenant au moins un interrupteur de puissance tel qu'un transistor MOS, et adaptée pour piloter un courant dans la charge inductive en fonction d'au moins un signal de commande de l'au moins un interrupteur de puissance qui est modulé en largeur 20 d'impulsion ; - des moyens de détection d'anomalie, du type d'un circuit ouvert au niveau du câblage de la charge inductive à la structure de commutation, adaptés pour générer au moins une information de détection d'anomalie. Le dispositif est remarquable en ce que les moyens de détection d'anomalie 25 comprennent : - des moyens de mesure de courant adaptés pour mesurer en continu le courant dans la charge inductive ; - des moyens de comparaison adaptés pour comparer en continu le courant mesuré à une valeur de seuil de courant ; 30 - des moyens de comptage de temps pour compter une durée pendant laquelle le courant mesuré reste de façon continue inférieur à la valeur de seuil de courant, et pour délivrer l'information de détection d'anomalie seulement si la durée comptée est supérieure à une durée de référence déterminée, qui est k fois supérieure à une période du signal de commande de l'au moins un interrupteur 35 de puissance, où k est un nombre supérieur à l'unité. La solution proposée permet avantageusement la détection d'un circuit ouvert dans l'état activé du pont en H, c'est-à-dire pendant le fonctionnement normal du dispositif d'alimentation. Ceci permet une détection en continu de potentielles anomalies du type des circuits ouverts au niveau du câblage de la charge inductive. Le chronomètre permet de compter la durée pendant laquelle le courant traversant le pont en H est inférieur au seuil de courant, et ce pendant à la fois les phases de commande du pont (quand le signal PWM est à l'état haut) et les phases de roue libre (quand le signal PWM est à l'état bas), mais pendant plus d'une période du signal PWM. Ainsi, le résultat obtenu est un filtrage dans le temps de l'information de détection d'un circuit ouvert, qui permet de s'affranchir des phénomènes transitoires occasionnant de fausses détections dans les dispositifs de l'art antérieur.

Dans des modes de réalisation, le dispositif peut être adapté pour que l'information de détection d'anomalie ne soit délivrée que si, en outre, le rapport cyclique du signal de commande est supérieur à une valeur seuil, par exemple 10 %. Ceci permet de s'affranchir de potentielles erreurs de détection lorsque le courant commandé dans la charge inductive est faible. En effet, un faible courant commandé dans la charge inductive peut, dans certaines conditions d'utilisation, être interprété comme reflétant une anomalie de type circuit ouvert, et ainsi générer une fausse alarme. Selon d'autres modes de réalisation du dispositif, tout ou partie des modalités suivantes peuvent être prévues, isolément ou en combinaison : - le dispositif peut comprendre en outre des moyens de communication série, adaptés pour permettre au dispositif de communiquer avec une unité de commande externe au dispositif ; - le dispositif peut comprendre un registre de mémorisation adapté pour stocker la valeur seuil du rapport cyclique reçue de l'unité de commande externe via les moyens de communication série sous la forme d'une valeur homogène à un temps ; - le dispositif peut comprendre en outre des moyens de mémorisation programmables, adaptés pour stocker une valeur modifiable du seuil de courant ; - les moyens de mémorisation programmables peuvent être programmés par l'unité de commande externe via les moyens de communication série.

Un second aspect de l'invention se rapporte à un procédé d'alimentation d'une charge inductive à l'aide d'un dispositif comprenant : - une structure de commutation telle qu'un pont en H comprenant au moins un interrupteur de puissance tel qu'un transistor MOS, et adaptée pour piloter un courant dans la charge inductive en fonction d'au moins un signal de commande de l'au moins un interrupteur de puissance qui est modulé en largeur d'impulsion et, - des moyens de détection d'anomalie du type d'un circuit ouvert au niveau du câblage de la charge inductive à la structure de commutation, adaptés pour générer au moins une information de détection d'anomalie, le procédé comprenant : - la mesure du courant dans la charge inductive, - la comparaison du courant mesuré à une valeur de seuil de courant ; - le comptage d'une durée pendant laquelle le courant mesuré reste de façon continue inférieur au seuil de courant ; et - la délivrance de l'information de détection d'anomalie seulement si la durée comptée est supérieure à une durée de référence déterminée, qui est k fois supérieure à une période du signal de commande de l'au moins un interrupteur de puissance, où k est un nombre supérieur à l'unité. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront encore à la lecture de la description qui va suivre. Celle-ci est purement illustrative et doit être lue en 15 regard des dessins annexés dans lesquels : - La figure 1 est un schéma fonctionnel d'un exemple de structure de commutation tel qu'un pont en H ; - Les figures 2a, 2b, 2c sont des schémas illustrant diverses configurations de commande d'une charge inductive par modulation de largeur 20 d'impulsion à l'aide du pont en H de la figure 1 ; - Les figures 3a et 3b sont des graphiques montrant un signal de commande de consigne périodique modulé en largeur d'impulsion, et l'évolution correspondante du courant dans la charge inductive commandée ; 25 - Les figures 4a, 4b et 4c sont des schémas fonctionnels d'exemples de dispositifs de commande selon des modes de réalisation ; - La figure 5 représente des graphiques montrant les différents signaux de commande et de mesure correspondant à la détection d'une anomalie de type circuit ouvert. 30 Des modes de réalisation sont décrits ci-après dans un exemple d'application à un circuit intégré pour piloter le sens et/ou l'intensité du courant électrique dans une charge inductive comme un moteur électrique utilisé dans un véhicule automobile. Comme représenté schématiquement sur la figure 1, un pont en H comprend quatre interrupteurs de puissance, à savoir deux interrupteurs « hauts » M1 et M4 du côté 35 d'une alimentation positive, par exemple la batterie 2 du véhicule produisant une tension d'alimentation positive Vbat, et deux interrupteurs « bas » M2 et M3 du côté d'une alimentation négative ou de la masse Gnd du véhicule.

Une telle structure de commutation comprend quatre interrupteurs, ayant chacun, par exemple, un transistor MOS de puissance. Un premier transistor M1 est connecté entre une borne d'alimentation positive portée par exemple à la tension de la batterie Vbat, et un premier noeud OUT1. Un deuxième transistor M2 est connecté entre ledit noeud OUT1 et une borne de masse Gnd. Un troisième transistor M3 est connecté entre un second noeud OUT2 et la borne de masse Gnd. Enfin, un quatrième transistor M4 est connecté entre la borne d'alimentation positive Vbat et ledit second noeud OUT2. Les transistors M1 et M4 sont appelés transistors hauts (« high side » en anglais) et les transistors M2 et M3 sont appelés transistors bas (« low side » en anglais).

Le noeud OUT1 entre le premier transistor haut M1 et le premier transistor bas M2 qui sont en série entre la source d'alimentation positive Vbat et la masse Gnd, correspond à une première sortie du pont en H. De même, le noeud OUT2 entre un second transistor haut M4 et un second transistor bas M3 en série entre la source d'alimentation positive Vbat et la masse Gnd, correspond à une seconde sortie du pont en H. La charge inductive, par exemple un moteur électrique 3 dans l'exemple représenté à la figure 1, est connectée entre les sorties OUT1 et OUT2 du pont en H. Une séquence de signaux analogiques de commande des quatre transistors M1 à M4, respectivement, est produite à partir d'un signal de commande de consigne. Ce dernier est généré au niveau d'une couche « pilote » 22 du système, venant au dessus d'une couche « commande » 23, à son tour au dessus d'une couche « matériel » 24 constituée par les éléments électroniques du pont en H proprement dits. Cette séquence est produite selon une stratégie de commande déterminée au sein d'une couche « application » 21.

Cette stratégie provoque la commande du pont en H dans certaines configurations déterminées. D'autres configurations sont à l'inverse interdites, comme par exemple une configuration où les interrupteurs M1 et M2 seraient fermés ensemble, ceci afin d'éviter de connecter la batterie 2 à la masse Gnd. Typiquement, le pont en H peut être commandé selon trois états ou 30 configurations possibles, décrites ci-dessous en référence aux figures 2a, 2b et 2c. Dans un premier état illustré par la figure 2a, la paire formée du transistor haut M1 et du transistor bas M3 permet, lorsque ces transistors sont passants (interrupteurs fermés), de faire circuler un courant à travers le moteur 3 dans un premier sens, de la source d'alimentation positive Vbat vers la masse Gnd, comme 35 indiqué par une flèche sur la figure 2a. Les transistors M2 et M4 sont alors bloqués (interrupteurs ouverts).

Inversement, dans un deuxième état illustré par la figure 2b, la paire formée du transistor bas M2 et du transistor haut M4 permet, lorsque ces transistors sont passants (interrupteurs fermés), de faire circuler un courant à travers le moteur 3 dans l'autre sens, toujours de la source d'alimentation positive Vbat vers la masse Gnd, comme indiqué par la flèche sur la figure 2b. Les transistors M-I et M3 sont alors bloqués (interrupteurs ouverts). Enfin, dans un troisième état illustré par la figure 2c, les transistors hauts M-I et M4 sont bloqués (interrupteurs ouverts) et les transistors bas M2 et M3 sont passants (interrupteurs fermés). Ceci permet d'évacuer l'énergie accumulée dans la charge inductive, ici le moteur 3, sous la forme d'un courant circulant vers la masse Gnd à travers M2 et M3, comme représenté par la flèche sur la figure 2c. Cet état est qualifié d'état ou configuration de « roue libre ». Il peut être commandé consécutivement à un fonctionnement du pont en H dans le premier état ou le deuxième état précité, après l'ouverture du transistor M-I ou du transistor M4, respectivement et la fermeture du transistor M2 ou du transistor M3, respectivement. Notons que la roue libre réalisée par l'exemple de la figure 2c via les transistors bas M2 et M3 peut également être réalisée par d'autres moyens. Par exemple, elle peut être réalisée via les transistors hauts M-I et M4, c'est-à-dire en mettant les transistors M-I et M4 à l'état passant et les transistors M2 et M3 à l'état bloqué.

L'utilisation des diodes de structure est également possible, permettant d'avoir un seul transistor passant, ou même aucun, dans une configuration de roue libre rapide. Suivant la configuration de roue libre utilisée, la rapidité de la décroissance du courant pendant la phase de roue libre peut différer. On appréciera que l'invention n'est pas non plus limitée par le type de 25 structure de commutation. Notamment, elle peut aussi s'appliquer aussi à une structure de commutation en demi pont, c'est-à-dire avec deux transistors MOS de puissance seulement (un transistor haut et un transistor bas), ou à une structure de commutation avec un seul interrupteur de puissance seulement, par exemple un hacheur de tension. Egalement, la forme de réalisation du ou des interrupteurs de puissance 30 montrée aux figures 2a, 2b, 2c n'est qu'un exemple non limitatif. Ces interrupteurs peuvent comprendre chacun un autre type de transistor à effet de champ (FET, « Field Effect Transistor » en anglais), un transistor bipolaire (BJT, « Bipolar Junction transistor » en anglais), un transistor IGBT (« lnsulated Gate Bipolar Transistor » en anglais) etc., au lieu d'un transistor MOS. Ils peuvent aussi comprendre un assemblage de tels transistors, 35 avec éventuellement d'autres composants tels que des résistances, condensateurs, etc. En référence aux chronogrammes des figures 3a et 3b, la commande du courant dans la charge inductive 3 s'effectue par modulation de largeur d'impulsion d'un signal de consigne PWM périodique. Ce signal a un rapport cyclique TO donné, et est utilisé pour générer des signaux de commande pour les transistors M1-M4 du pont de transistors. Le signal de consigne PWM a une fréquence qui peut atteindre 20 kHz, ce qui 5 donne une période T d'environ 50 ps. Dans une grande partie des cas, la fréquence utilisée est de 1 kHz. Comme représenté à la figure 3a, un tel signal de consigne PWM est, à chaque période T, dans un premier état logique déterminé parmi les états logiques haut et bas pendant au moins une première fraction de la période T, et dans l'autre état logique 10 pendant le reste de la période. Dans l'exemple montré dans la figure 3a, le signal de consigne PWM est à l'état logique haut (état actif) pendant une fraction de la période T ayant une durée to inférieure à T, appelé durée d'activation. Le rapport cyclique de consigne TO est donné par : TO = to / T [1] 15 Le rapport cyclique de consigne TO peut varier entre 0 % et 100 `Vo. La figure 3b montre l'évolution de la valeur instantanée du courant lm dans le moteur 3 obtenue en réponse au signal de commande de consigne PWM de la figure 3a. Pendant la durée d'activation du signal de consigne PWM c'est-à-dire, dans l'exemple, quand ce signal est à l'état logique haut, le courant lm dans le moteur 20 électrique 3 augmente vers une valeur nominale déterminée par le rapport entre la tension de la batterie 2 divisée par la résistance totale. Le pont en H est alors commandé dans le premier ou le second état, illustrés par les figures 2a et 2c, respectivement, en fonction du sens de rotation du moteur 3 qui est désiré. Pendant la période de désactivation du signal de consigne PWM c'est-à-dire, 25 dans l'exemple, quand ce signal est à l'état logique bas, le courant lm diminue vers la valeur nulle. Le pont en H est alors commandé dans le troisième état, ou état de roue libre, illustré par la figure 2c. Du fait de la nature inductive de la charge constituée par le moteur 3, les montées et descentes du courant lm sont en pente douce, au lieu de suivre l'allure des 30 fronts carrés du signal de consigne PWM. La valeur moyenne <IM> du courant lm est donnée par : <Im> = TO x Vbat x 1 /R [2] où R est essentiellement la valeur de l'impédance du moteur 3. Les autres éléments résistifs sont les résistances de conduction Rds0N des transistors passants, et 35 la résistance des fils, des connections, et des pistes de circuit intégré. Des anomalies physiques peuvent apparaître dans le câblage applicatif, en particulier des circuits ouverts au niveau des sorties OUT1 et OUT2. Par « circuit ouvert », il faut comprendre une résistance de contact qui, sans être forcément infinie, est anormalement élevée du fait d'un défaut dans la connexion de la charge inductive, ici le moteur 3, sur les sorties OUT1 et OUT2 du pont en H. Un tel défaut peut être présent dès l'installation, ou apparaître avec le temps en raison du vieillissement et des conditions (température, vibrations, etc.). Ils peuvent être détectés grâce à une mesure du courant dans les transistors, sous la forme d'une baisse anormale du courant dans certaines configurations du pont en H. Ces circuits ouverts, lorsqu'ils apparaissent, empêchent l'évacuation de 10 l'énergie accumulée dans la charge inductive 3 lors des phases de roue libre. Ceci est susceptible d'affecter le bon fonctionnement du pont en H, et du système comprenant la charge inductive commandée. Une détection des anomalies de type circuit ouvert est mise en oeuvre afin qu'une réponse adaptée puisse être apportée, par exemple au niveau de la couche 15 « application » 21 du système venant au-dessus de la couche « pilote » 22. Cette réponse adaptée peut, par exemple, faire partie des fonctionnalités de diagnostic du véhicule automobile. Afin de filtrer les fausses détections qui peuvent résulter d'un écroulement important du courant dans la charge inductive 3 lors de l'arrêt de la commande en raison 20 de la force électromotrice du moteur électrique lancé à vitesse élevée, un mécanisme est mis en oeuvre au niveau de la couche « commande » 21 afin de générer un seuil de durée de détection d'un circuit ouvert correspondant à une durée de référence TO. Cette durée de référence TO peut être programmable. Elle est k fois supérieure à la période T du signal de commande PWM. Dit autrement, la détection de circuit ouvert n'est pas 25 restreinte aux configurations du pont en H correspondant à un fonctionnement en roue libre. Au contraire, les modes de réalisation proposés permettent une détection de circuit ouvert à la fois dans les configurations de commande et dans les configurations de roue libre du pont en H. Avantageusement, afin de s'affranchir d'éventuelles erreurs de mesure, 30 l'invention propose un dispositif permettant la détection de circuit ouvert en dessus d'un rapport cyclique programmable et déterminé. En effet, lorsque le rapport cyclique TO du signal de commande PWM est inférieur à 10 % le courant qui circule dans la charge inductive est tellement faible qu'il peut être proche du seuil de courant utilisé pour caractériser un circuit ouvert, ce qui dans certain cas peut engendrer des fausses 35 détections de circuit ouvert. Pour répondre à cette problématique dans un mode de réalisation le dispositif selon l'invention ne délivre l'information de détection d'anomalie que si le rapport cyclique TO du signal de commande du pont en H est supérieur à 10 `Vo. Ceci permet d'effectuer une détection de circuit ouvert qui est plus fiable. Comme il a été exposé en introduction, les vérifications d'anomalies sont mises en oeuvre au niveau de la couche « commande » 23 du système. Pour la détection de circuits ouverts, par exemple, cela peut-être réalisé en surveillant le courant dans la charge inductive pour détecter s'il est anormalement bas. Si c'est le cas, cela signifie qu'un circuit ouvert est peut-être en formation, qui se traduit par une élévation de l'impédance. Il est alors déterminé qu'une anomalie de type circuit ouvert est présente. Dans des modes de réalisation, une telle anomalie est détectée lorsque le courant mesuré dans un transistor du pont en H est inférieur à une valeur seuil de courant pendant une durée donnée, qui est supérieure à k fois la période T, où k est un nombre réel supérieur à l'unité. L'information correspondante est alors signalée à la couche « pilote » 21 du système. Des modes de réalisation d'un dispositif de commande sont présentés schématiquement sur les figures 4a, 4b et 4c. Leur fonctionnement sera expliqué ci-dessous en référence aux graphes de la figure 5, pour un transistor déterminé du pont en H, par exemple le transistor bas M3. Ces graphes donnent le courant mesuré dans le transistor M3 en fonction du temps, lorsque le pont en H est dans une configuration de commande, par exemple parmi celles des figures 2a et 2b, ou dans la configuration de roue libre illustrée par la figure 2c. Les graphes correspondent à un fonctionnement normal, c'est-à-dire en l'absence d'anomalie pendant deux périodes consécutives du signal de commande de consigne PWM, suivies d'un fonctionnement en présence d'une anomalie de type circuit ouvert pendant les trois périodes suivantes. En référence à la figure 4a, le dispositif peut être réalisé sous la forme d'un circuit intégré, par exemple un ASIC (acronyme anglais de « Application Specific Integrated Circuit »), ou similaire. Il peut être couplé à une unité de commande 20, par exemple un microcontrôleur, un microprocesseur, ou similaire. En variante, le dispositif peut être intégré à l'unité de commande 20, laquelle peut être réalisée sous la forme d'un module de commande dédié à la commande du circuit de puissance comprenant les transistors MOS, par exemple un circuit de puissance intelligent (« smart power » en anglais). L'unité de commande 20 peut également être un circuit intégré autonome (« stand-alone » en anglais), les transistors MOS commandés étant alors les seuls composants séparés. Les fonctionnalités de l'unité de commande 20 correspondent à une couche 35 « commande » 23 du système, si l'on considère le modèle en couches auquel il a déjà été fait référence ci-dessus pour la modélisation du système.

Le dispositif de la figure 4a comprend en outre un pont de transistors 1, tel qu'un pont en H, une charge inductive 3 telle qu'un moteur électrique par exemple, une unité de commande 20, un premier dispositif de mesure de courant DM1, un second dispositif de mesure de courant DM2, un premier dispositif de comparaison 6 et un second dispositif de comparaison 8 adaptés pour comparer une valeur de courant de référence nommée I seuil aux valeurs de courant mesurées Imes 1 et lmes 2 dans le pont de transistors 1 par les dispositifs DM1 et DM2, respectivement, ainsi que deux dispositifs de comptage de temps 7 et 9. Dans le mode de réalisation représenté, l'unité de commande 20 comprend un registre d'erreur 4, pour sauvegarder une information représentative des anomalies constatées pour ce transistor. Le registre est positionné dans un état logique haut « 1 » en cas d'anomalie détectée. Dans un exemple de réalisation, l'unité 20 comprend un registre d'erreur 4 associé à chaque type d'anomalie surveillée, et à chaque transistor du pont en H surveillé. Par exemple, le registre Err CO2 est associé au transistor M2 pour la détection de circuit ouvert. De même, le registre Err CO3 est associé au transistor M3 pour la détection de circuit ouvert. L'unité de commande 20 est adaptée pour recevoir des signaux provenant de la couche « application » 21 ainsi que de la couche « commande » 23 et/ou de la couche « matériel » 24. De plus, l'unité de commande 20 est adaptée pour délivrer sur des sorties 421, 422, 423 et 424 des signaux de commande pour piloter les transistors MOS de puissance Ml, M2, M3 et M4, respectivement, du pont de transistors 1 alimentant le moteur 3. L'unité de commande 20 comprend également une première entrée 411 adaptée pour recevoir le signal de commande PWM, une seconde entrée 412 adaptée pour recevoir un autre signal de commande DIR permettant de sélectionner le sens de circulation du courant dans le pont de transistors 1 en fonction d'une stratégie déterminée et une troisième entrée 413 adaptée pour recevoir un signal d'horloge CLK. De plus, l'unité de commande 20 comprend une entrée 417 adaptée pour recevoir des informations provenant de la couche « application » 21, ou lui en transmettre, via un bus de communication, par exemple un bus série comme le bus SPI (« Serial Peripheral Interface » en anglais). L'unité de commande 20 comprend également deux autres entrées 415 et 416 adaptées pour recevoir respectivement des signaux nommés Mes seuil 1 et Mes seuil 2 provenant des sorties des dispositifs de comptage 7 et 9. Les dispositifs de mesure de courant DM1 et DM2, comprennent par exemple une structure en miroir de courant (dans la figure 4a) adaptée pour mesurer le courant (ou 35 une tension image du courant dans la figure 4b) circulant dans le pont en H. Ils comprennent en outre des sorties adaptées pour générer des signaux lmes 1 et lmes 2 représentatifs du courant circulant dans le pont de transistors 1 et plus spécialement dans les transistors MOS de puissance M2 et M3, respectivement, dans l'exemple représenté. L'utilisation d'un miroir de courant comme représentée sur la figure 4a est peu consommatrice en énergie et de plus elle ne déséquilibre pas la structure du pont en H. 5 En variante, toutefois, comme représenté sur la figure 4b, on peut utiliser une structure dite « structure shunt » qui permet, à l'aide d'une résistance disposée dans le chemin de conduction des transistors, de fournir une tension aux bornes de la résistance de shunt qui est l'image du courant dans la résistance de shunt. Cette technique de mesure par « résistance de shunt » est coûteuse en puissance consommée et peut engendrer des 10 problématiques d'équilibre de courants dans le pont en H du fait qu'une charge supplémentaire est ajoutée au pont en H. Le miroir de courant du dispositif de mesure de courant DM1 de la figure 4a fonctionne de la manière décrite ci-après. Le transistor M2b est de même technologie et est soumis à la même température que le transistor M2. En fait, ses divers éléments sont 15 répartis dans la même zone que le transistor M2. Les transistors M2 et M2b sont soumis aux mêmes tensions grille-source et aux mêmes tensions drain-source. C'est un amplificateur opérationnel qui permet l'asservissement de la différence des tensions drain à 0, en pilotant un transistor MOS qui régule le courant traversant le transistor M2b. Si le transistor M2b était de même taille que le transistor M2, le courant traversant le 20 transistor M2b serait alors très proche en valeur de celui qui traverse le transistor M2. Mais il n'est généralement pas accepté de consacrer la même taille au transistor M2b qu'au transistor M2 qui, du fait de sa fonction de transistor de puissance a une taille importante. Le transistor M2b a donc une taille réduite, et la valeur du courant lmes 1 qui le traverse est donc réduite en proportion. La même proportion est appliquée au courant 25 de comparaison i seuil, avant comparaison. Le miroir de courant du dispositif de mesure de courant DM2 de la figure 4a est basé sur le même principe, pour les transistors M3 et M3b. Le premier dispositif de comparaison 6 est adapté pour effectuer la comparaison entre la valeur de référence de courant nommée I seuil et le courant lmes 1 30 mesuré par le dispositif de mesure de courant DM1, image du courant traversant le transistor MOS de puissance M2. Le premier dispositif de comparaison 6 est adapté pour générer un signal OUT _6 représentatif du résultat de la comparaison entre la valeur du courant mesurée lmes 1 et de la valeur de référence du courant I seuil. La valeur de référence du courant I seuil est déterminée pour que celle-ci soit inférieure à la valeur du 35 courant moyen traversant par exemple le transistor MOS de puissance M2 lorsque le rapport cyclique du signal de commande PWM est inférieur à 10 %. Cette valeur de référence du courant est fixée par la couche « application » 21 du système.

Le second dispositif de comparaison 8 est adapté pour effectuer la comparaison entre la valeur de référence de courant I seuil et le courant mesuré lmes 2, et est adapté pour générer un signal nommée OUT _8 représentatif du résultat de la comparaison entres les deux valeurs d'entrée.

On observera que les dispositifs de comparaisons 6 et 8 sont adaptés pour comparer en continu les valeurs des courants mesurés dans les transistors M2 et M3 à la fois pendant les phases de commande du pont (quand le signal de consigne PWM est à l'état haut) et pendant les phases de roue libre (quand le signal de consigne PWM est à l'état bas).

Le premier dispositif de comptage 7 est adapté pour recevoir le signal OUT _6 provenant du premier dispositif de comparaison 6, et le second dispositif de comptage 9 est adapté pour recevoir le signal OUT 8 provenant du second dispositif de comparaison 8. Chacun d'eux peut comprendre un compteur d'impulsions du signal d'horloge CLK, qui permet un comptage du temps pendant lequel le signal de comparaison correspondant, à savoir OUT _6 ou OUT 8, respectivement, est à l'état logique haut. Ils peuvent en outre être adaptés pour recevoir un signal tO et un ensemble de signaux TO (permettant l'initialisation du comptage pour une durée TO). Les dispositifs de comptage 7 et 9 sont adaptés pour délivrer des signaux de sortie vers l'unité de commande 20 en fonction d'une stratégie déterminée qui sera décrite en détail plus loin.

Afin d'éviter toute erreur de détection lorsque le courant qui traverse le pont en H est faible, le signal tO permet avantageusement de désactiver les fonctions de comptage de temps des compteurs des dispositifs de comptage 7 et 9 lorsque le rapport cyclique du signal de commande PWM est inférieur à 10 %. De plus, lorsque le signal tO est représentatif d'un rapport cyclique du signal de commande PWM inférieur à 10 %, le comptage est également désactivé et les compteurs des dispositifs de comptage 7 et 9 sont remis à zéro. Les dispositifs de comptage 7 et 9 sont adaptés pour compter une durée pendant laquelle la valeur du courant traversant le pont en H est inférieure à la valeur de référence du courant I seuil et délivrer un signal Mes seuil 1 pour le premier dispositif de comptage 7 et Mes seuil 2 pour le second dispositif de comptage 9, lorsque la durée comptée est supérieure à la valeur TO. Un exemple d'implémentation des dispositifs de comptage 7 et 9 est de charger la valeur binaire correspondant à TO lorsque l'entrée OUT _6 ou OUT _8 est à l'état bas, et de décompter jusqu'à la valeur zéro, laquelle déclenche l'état haut sur la 35 sortie Mes seuil 1 ou Mes seuil 2. Un autre exemple est de charger au contraire une valeur binaire complémentaire de TO, de façon à réaliser la même fonction par incrémentation. Pour la suite, c'est l'algorithme d'incrémentation qui est retenu à seule fin de simplifier les explications. La valeur TO est égale à k fois la période T du signal de commande PWM, k étant un nombre réel strictement supérieur à l'unité, et de préférence supérieur à 2. La prise en considération d'une durée TO pour le comptage permet avantageusement d'effectuer un filtrage dans le temps de l'information de détection de circuit ouvert, et permet ainsi de s'affranchir des phénomènes transitoires. Dans la figure 4c, la comparaison au seuil de courant des dispositifs de comparaison 6 et 8 est intégrée dans les dispositifs de mesure de courant DM1 et DM2, respectivement. Pour le premier dispositif de mesure de courant DM1, une image de (seuil est injectée sous forme de lref dans le transistor M2b, et les tensions de drain des transistors M2 et M2b sont comparées, ce qui donne directement le signal OUT 6. De même pour le second dispositif de mesure de courant DM2, la comparaison des tensions de drain des transistors M3 et M3b donne le signal OUT 8.

La figure 5 présente des graphes de signaux représentatifs d'un circuit ouvert pouvant survenir dans une structure de pont en H. Dans un souci de simplification de la description, la figure 5 à été divisée en 5 phases. Le rapport cyclique du signal de commande PWM dans l'exemple tel que représenté est égal à 50 `Vo. Les deux premiers graphes en haut de la figure 5 montrent les signaux de direction DIR et de consigne PWM qui permettent de commander le pont en H comme il a été expliqué dans ce qui précède. Le graphe suivant indique les états du pont en H en fonction des signaux de direction DIR et de consigne PWM. Le graphe suivant représente le signal I mes 2 à l'entrée du second dispositif de comparaison 8, la ligne horizontale en traits discontinu montrant le niveau de la valeur de référence du courant I seuil déterminée par la couche « application » 21. Le graphe de OUT _8 représente la sortie du second dispositif de comparaison 8. Le graphe CMP9 représente l'état du compteur du second dispositif de comptage 9 et le dernier graphe Mes seuil 2 correspond à la valeur logique en sortie de ce second dispositif de comptage 9. Lors de la phase 1 sur la figure 5 le signal de commande DIR est à l'état logique bas (valeur logique « 0 ») et le signal de commande PWM est à l'état haut. Cette combinaison des deux signaux de commande positionne le pont en H dans un état permettant par exemple de commander le moteur 3 dans un sens de rotation dit inverse, noté « R » à la figure 5, par convention (le sens réel de rotation du moteur 3 dépend également de la façon dont OUT1 et DUT2 sont connectés sur le moteur 3). Comme expliqué précédemment, le signal lmes 2 progresse et augmente lentement du fait de la nature inductive du moteur 3 et est toujours supérieur à la valeur de référence du courant I seuil. Le second dispositif de comparaison 8 génère sur sa sortie OUT _8 une valeur « 0 » signifiant que la valeur de courant mesurée lmes 2 est supérieure à la valeur de référence de courant I seuil. Le second dispositif de comptage 9 reçoit le signal TO dont la valeur est « 1 » représentatif d'un rapport cyclique du signal de commande PWM supérieur à 10 `Vo.

Comme présenté précédemment, la valeur logique « 1 » du signal TO active le second dispositif de comptage 9. Du fait de l'état logique bas du signal de sortie OUT _8 du second dispositif de comparaison 8, le second dispositif de comptage 9 n'actionne pas le comptage et génère donc une valeur logique « 0 » sur sa sortie Mes seuil 2. Lors de la phase 2 sur le graphe de la figure 5 la valeur du signal de commande PWM passe à l'état bas (valeur logique « 0 ») ce qui provoque la mise du pont en H dans l'état de roue libre. Le courant qui circule dans le pont en H diminue du fait de la nature inductive de la charge et de la force électromotrice générée par le moteur 3. Le courant mesuré lmes 2 diminue mais reste supérieur à la valeur de référence I seuil pendant la phase 2. Le signal de sortie du dispositif de comparaison reste à « 0 » et le compteur du second dispositif de comptage 9 n'est pas activé, en sorte que le signal Mes seuil 2 en sortie du second dispositif de comptage 9 reste à la valeur logique « 0 ». Durant la phase 3 le signal mesuré I mes 2 est et reste inférieur à la valeur de référence I seuil et ce pendant la fin de la roue libre (signal de commande PWM = « 0 ») et le début de la commande du pont (signal de commande PWM = « 1 »). La valeur mesurée lmes 2 étant inférieure à la valeur de référence I seuil, le signal OUT _8 en sortie du second dispositif de comparaison 8 est positionné à « 1 », provoquant l'activation du compteur du second dispositif de comptage 9 et donc le lancement du comptage. La valeur du compteur est incrémentée à chaque front du signal d'horloge CLK (non représenté) tant que la valeur du courant mesurée lmes 2 est inférieure à la valeur de référence I seuil. Au début de la phase 4, la valeur du courant mesurée lmes 2 devient supérieure à la valeur de référence du courant I seuil, et ce pendant toute la phase 4, ce qui provoque la mise à la valeur « 0 » du signal OUT _8 en sortie du second dispositif de comparaison 8. La mise à « 0 » de la sortie OUT _8 provoque également la remise à zéro du compteur du second dispositif de comptage 9. La sortie du second dispositif de comptage 9 n'ayant pas été positionnée à « 1 » lors de la phase précédente celle-ci reste à « 0 ». Au début de la phase 5 la valeur du courant mesurée lmes 2 dévient inférieure à la valeur de référence du courant I seuil et ce durant plus d'une période du signal de commande PWM. La sortie OUT _8 du second dispositif de comparaison 8 est positionnée à la valeur logique « 1 ». Le compteur du second dispositif de comptage 9 est activé, et le comptage dure tant que le signal OUT _8 est à « 1 ». Malgré l'alternance des phases de commande et des phases de roue libre du pont en H, le signal mesuré lmes 2 reste à une valeur inférieure à la valeur de référence du courant I seuil. La valeur du compteur du second dispositif 9 est incrémentée et parvient, à l'instant t1, à la valeur TO qui est transmise par la couche « application » 21. Dans l'exemple de la figure 5 la 5 valeur TO est égale à 2,2 fois la période T du signal de commande PWM. Le second dispositif de comptage 9, lorsque la valeur de son compteur est supérieure à la valeur TO, positionne sa sortie Mes seuil 2 à la valeur logique « 1 » ce qui est représentatif d'un circuit ouvert au niveau du transistor M3 du pont en H. Le signal Mes seuil 2 est envoyé sur une entrée 416 de l'unité de commande 20 et, en conséquence, le registre Err CO3 10 correspondant à un circuit ouvert au niveau du transistor M3 est positionné à la valeur logique « 1 ». L'unité de commande 20 peut, dans ce cas, et selon une stratégie déterminée, délivrer à la couche « application » 21 une information de détection d'un circuit ouvert sur un transistor déterminé via le bus de communication SPI 417. Une action peut être mise 15 en oeuvre au niveau de la couche « application » 21, comme par exemple de délivrer un message d'erreur, permettant au service après-vente et réparation de connaître la nature de l'anomalie lors d'une opération de maintenance du véhicule. La description ci-dessus a été donnée à titre illustratif, et seulement pour le cas du transistor MOS de puissance M3. Cet exemple de réalisation est également 20 valable pour le transistor MOS de puissance M2. Toute variante de réalisation techniquement envisageable peut être préférée aux modes de réalisation décrits. Par exemple, les dispositifs de comparaison 6 et 8 peuvent êtres réalisés à l'aide de circuits extérieurs ou de portes logiques et une circuiterie associée permettant de réaliser la même fonction que celle décrite dans l'invention.

25 De même, la valeur TO, ainsi que la valeur de référence I seuil sont données à titre illustratif et ne sont pas limitées aux exemples donnés ici et peuvent être de toutes autres valeurs du fait du système de réalisation. Enfin, il est bien entendu que l'invention s'applique à la commande de toute charge inductive, pas uniquement à celle d'un moteur électrique. Il peut s'agir, par 30 exemple, d'un actuateur électromagnétique à bobine fixe et noyau mobile.

Claims (8)

1. REVENDICATIONS1. Dispositif d'alimentation d'une charge inductive (3) comprenant : - une structure de commutation (M1-M4) comprenant au moins un interrupteur de puissance, et adaptée pour piloter un courant dans la charge inductive (3) en fonction d'au moins un signal de commande (PWM) de l'au moins un interrupteur de puissance qui est modulé en largeur d'impulsion, - des moyens de détection d'anomalie adaptés pour générer au moins une information de détection d'anomalie du type d'un circuit ouvert au niveau du câblage de la charge inductive (3) à la structure de commutation (M1-M4), dans lequel les moyens de détection d'anomalie comprennent : - des moyens de mesure de courant (DM1, DM2) adaptés pour mesurer en continu le courant Ornes 1, lmes
2. 2) dans la charge inductive (3), - des moyens de comparaison (6, 8) adaptés pour comparer en continu le courant mesuré à une valeur de seuil de courant (I seuil) ; - des moyens de comptage (7, 9) pour compter une durée pendant laquelle le courant mesuré Ornes 1, lmes 2) reste de façon continue inférieur à la valeur de seuil de courant (I seuil), et pour délivrer l'information de détection d'anomalie si la durée comptée est supérieure à une durée de référence (TO) déterminée, qui est k fois supérieure à une période (T PWM) du signal de commande (PWM) de l'au moins un interrupteur de puissance, où k est un nombre supérieur à l'unité. 2. Dispositif selon la revendication 1, dans lequel l'information de détection d'anomalie n'est délivrée que si, en outre, le rapport cyclique du signal de commande (PWM) est supérieur à une valeur seuil (TO).
3. 3. Dispositif selon la revendication 2, dans lequel la valeur seuil du rapport 25 cyclique du signal de commande (PWM) est au moins égale à 10 `Vo.
4. 4. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, comprenant en outre des moyens de communication série (417) adaptés pour permettre au dispositif de communiquer avec une unité de commande (20) externe au dispositif.
5. 5. Dispositif selon la revendication 4, comprenant un registre de mémorisation 30 adapté pour stocker la valeur seuil du rapport cyclique reçue de l'unité de commande (20) externe via les moyens de communication série sous la forme d'une valeur homogène à un temps.
6. 6. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, comprenant en outre des moyens de mémorisation programmables, adaptés pour stocker une valeur modifiable du seuil de courant (I seuil).
7. 7. Dispositif selon la revendication 6, dans lequel les moyens de mémorisation programmables sont programmés par l'unité de commande (20) externe via les moyens de communication série (417).
8. 8. Procédé d'alimentation d'une charge inductive (3) à l'aide d'un dispositif comprenant : - une structure de commutation (M1-M4) comprenant au moins un interrupteur de puissance, et adaptée pour piloter un courant dans la charge inductive (3) en fonction d'au moins un signal de commande (PWM) de l'au moins un interrupteur de puissance qui est modulé en largeur d'impulsion et, - des moyens de détection d'anomalie adaptés pour générer au moins une information de détection d'anomalie du type d'un circuit ouvert au niveau du câblage de la charge inductive (3) à la structure de commutation (M1-M4), le procédé comprenant : - la mesure du courant dans la charge inductive (3) ; - la comparaison du courant mesuré Ornes 1, lmes 2) à une valeur de seuil de courant (I seuil) ; - le comptage d'une durée pendant laquelle le courant mesuré Ornes 1, lmes 2) reste de façon continue inférieur à la valeur de seuil de courant (I seuil) ; et - la délivrance de l'information de détection d'anomalie si la durée comptée est supérieure à une durée de référence (TO) déterminée, qui est k fois supérieure à une période (T PWM) du signal de commande (PWM) de l'au moins un interrupteur de puissance, où k est un nombre supérieur à l'unité.