CN105980868A - 切换结构中的开路检测 - Google Patents

Abstract

一种供电设备，包括：切换结构，其被适配用于根据功率开关的至少一个操控信号来操纵电感负载中的直流电流，异常检测装置，其生成从负载到切换结构的接线处的开路类型的异常检测信息。所述异常检测装置包括：在电感负载中流通的电流的测量装置，连续地比较所测量的电流与阈值的装置；对在其期间所测量的电流以持续的方式保持小于阈值的持续时间进行计数的装置，其在如果所计数的持续时间大于参考持续时间以及如果操控信号的占空比大于阈值的情况下递送异常检测信息，所述参考持续时间是操控信号的周期的k倍，其中k＞1。

Description

切换结构中的开路检测

技术领域

本发明一般地涉及电感负载的操控。

本发明更具体地涉及可能在诸如例如晶体管桥之类的切换结构的接线中出现的异常（如开路）的检测，所述切换结构被适配用于操纵在这样的电感负载中具有确定的值的电流。

本发明特别是在机动车辆的领域中找到应用。本发明可以实施在例如集成了切换结构（诸如H式晶体管桥）的电子电路中。

背景技术

在机动车辆工业中，这样的电路被用于操控在如（例如）电动机的电感负载中的电流的方向和/或强度。

这些电动机可以使用在致动器的电子操控系统中。其可以涉及例如以下各项的操控设备：节气门（或ETC设备，“Electronic Throttle Control（电子节气门控制）”的英文缩写），或燃烧气体的再循环阀门（或“EGR设备”，EGR是“Exhaust Gas Recirculation（废气再循环）”的英语缩写），或在发动机控制或其它中使用的任何其它阀门。更一般地，其可以涉及由电动机致动的任何设备，诸如例如车门玻璃升降器。

这样的电感负载的供电一般使用切换（commutation）结构，诸如H式的开关桥。H式的桥包括四个功率开关，即在正供电（例如产生正供电电压的电池）侧的两个“高侧”开关，以及在负供电或接地侧的两个“低侧”开关。每个开关一般包括功率MOS（“Metal OxydeSemiconductor（金属氧化物半导体）”的英文首字母缩写）晶体管。

在由切换电路递送的注入在电感负载中的电流的量一般由根据定值（consigne）操控信号所产生的用于操控四个晶体管的模拟信号的序列来被操控。定值操控信号和用于操控的模拟信号一般是脉冲宽度调制的信号，或PWM（英语“Pulse Width Modulation（脉冲宽度调制）”）信号。

电感负载的操控可以被划分成两个大阶段，所述阶段是操控阶段和空转（rouelibre）阶段，在所述操控阶段中来自操控电路的电流根据确定的策略被注入到电感负载中，在所述空转阶段中来自电感负载的感应电流在电路中被排出。电流的流通方向以及在电感负载中递送的电流的量取决于占空比以及用于操控的模拟信号的状态的不同组合。

以下详细描述根据层状架构的系统的功能分解的示例。层次中最高的、命名为“应用”层21的层使得能够选择（初始化）参数设置。定值操控信号在系统的称为“操纵”层22的层处生成，所述“操纵”层22置于“操控”层23之上，所述“操控”层23本身在由H桥的电子元件构成的“硬件”层24之上。在硬件和/或逻辑的实现方式中，“操控”层23和“硬件”层24可以实现在相同的集成电路中。“应用”层21和“操纵”层22可以实施在用于机动车辆的计算机的微处理器中。

所确定的策略促使以定值操控信号的频率来在某些确定的配置中操控H桥。相反，其它配置是禁止的，如，例如这样一种配置：其中在电池和接地之间产生短路的高侧开关和低侧开关被同时闭合。

在切换结构的接线处可能突然发生物理异常，如在H桥的输出端上的开路。这样的异常的出现在电感负载的操控阶段期间可能产生由H桥操纵的致动器的不良运转。

在空转阶段期间，其可能阻止电感负载所感生的电流排出。

这些异常在某些情况中可能对所操纵的致动器（电感负载）或H桥造成不可逆的损害。

为了预防与致动器或H桥的降级或与甚至系统处的开路的存在有关的风险，存在一些技术来在诸如H桥之类的切换结构中检测开路。

可能的技术在于借助于电流传感器、以欧姆表的方式来实现电流连续性的测量。在切换电路中施加的电流的强度被测量并且与阈值相比较。当所测量的电流的强度小于阈值时，那么确定在切换结构中存在开路。该技术简单并且有效，但是它必须在H桥的去激活状态中、也就是说在桥的正常运转之外实现。

文献US 7,548,070中已知的方法与以上的技术相比具有的优势是其基于在H桥的激活状态中、也就是说在桥的正常运转期间在切换结构的输出端上对电压的连续测量的原理。

在文献US 7,548,070中描述的技术的缺点在桥的负载是电动机、所述电动机由于具有大占空比的操控而达到高旋转速度时出现。在操控的之后的停止时，电动机的反-电动的力很大并且可能使得电流突然下跌，甚至成功地能使在H桥的两个输出端之间的电流的方向倒向。该现象，本质上是瞬变的，于是造成误检测。

发明内容

本发明的目的在于消除或至少减轻前述现有技术的缺点中的全部或部分。

为此，本发明的第一方面提出一种电感负载的供电设备，包括：

·诸如H桥之类的切换结构，其包括至少一个功率开关（诸如MOS晶体管）并且被适配用于根据所述至少一个功率开关的、经脉冲宽度调制的至少一个操控信号来操纵电感负载中的电流；

·异常检测装置，所述异常具有从电感负载到切换结构的接线处的开路的类型，所述异常检测装置被适配用于生成至少一项异常检测信息。

所述设备值得注意之处在于异常检测装置包括：

·电流测量装置，其被适配用于连续地测量电感负载中的电流；

·比较装置，其被适配用于连续地比较所测量的电流与电流的阈值；

·计时装置，其用于对在其期间所测量的电流以持续的方式保持小于电流阈值的持续时间进行计数，并且用于仅仅在所计数的持续时间大于所确定的参考持续时间的情况下递送异常检测信息，所述所确定的参考持续时间是所述至少一个功率开关的操控信号的周期的k倍，其中k是大于一的数。

所提出的解决方案有利地使得能够在H桥的激活状态中、也就是说在供电设备的正常运转期间检测开路。这使得能够连续地检测电感负载的接线处的开路类型的潜在异常。

计时器使得能够对在其期间通过H桥的电流小于电流阈值的持续时间进行计数，并且这既在桥的操控阶段期间（当PWM信号处于高状态时）也在空转阶段期间（当PWM信号处于低状态时），但是在多于PWM信号的一个周期期间。因此，所得到的结果是在开路检测信息的时间中的滤波，其使得能够免除现有技术设备中的造成误检测的瞬变现象。

在实施例中，所述设备可以被适配使得异常检测信息仅仅在此外操控信号的占空比大于阈值（例如10%）的情况下被递送。这使得能够免除当电感负载中所操控的电流很低时的潜在检测误差。事实上，电感负载中操控的小电流在某些使用条件中可能被解释为反映开路类型的异常并且因此生成误警报。

根据所述设备的其它实施例，可以单独地或以组合地预见以下模态中的全部或部分：

·所述设备可以此外包括串行通信装置，其被适配用于使得所述设备能够与设备外部的操控单元通信；

·所述设备可以包括存储寄存器，其被适配用于存储从外部操控单元、经由串行通信装置、以与时间一致的值的形式所接收的占空比的阈值；

·所述设备可以此外包括可编程的存储装置，其被适配用于存储电流阈值的可修改的值；

·所述可编程的存储装置可以由外部操控单元经由串行通信装置来编程。

本发明的第二方面涉及借助于一种设备来对电感负载进行供电的方法，所述设备包括：

·诸如H桥之类的切换结构，其包括至少一个功率开关（诸如MOS晶体管）并且被适配用于根据所述至少一个功率开关的、经脉冲宽度调制的至少一个操控信号来操纵电感负载中的电流；以及

·异常检测装置，所述异常具有从电感负载到切换结构的接线处的开路的类型，所述异常检测装置被适配用于生成至少一项异常检测信息，所述方法包括：

-测量电感负载中的电流；

-比较所测量的电流与电流阈值；

-对在其期间所测量的电流以持续的方式保持小于电流阈值的持续时间进行计数；以及

-仅仅在所计数的持续时间大于所确定的参考持续时间的情况下递送异常检测信息，所述所确定的参考持续时间是所述至少一个功率开关的操控信号的周期的k倍，其中k是大于一的数。

附图说明

本发明的其它特征和优点还将在阅读随后的描述时显现。所述描述纯粹是说明性的并且应当参照附图来阅读，在所述附图中：

-图1是诸如H桥之类的切换结构的示例的功能示意图；

-图2a、2b、2c是图示了借助于图1的H桥、通过脉冲宽度调制而对电感负载的操控的不同配置的示意图；

-图3a和3b是示出了经脉冲宽度调制的周期性定值操控信号以及所操控的电感负载中的电流的对应演进的图解；

-图4a、4b和4c是根据实施例的操控设备的示例的功能示意图；

-图5表示的图解示出了与开路类型的异常的检测相对应的不同的操控和测量信号。

具体实施方式

以下在应用于集成电路用于对电感负载、如机动车辆中使用的电动机中的电流的方向和/或强度进行操纵的示例中描述实施例。

如在图1中示意性表示的，H桥包括四个功率开关，即在正供电（例如车辆的产生正供电电压Vbat的电池2）侧的两个“高侧”开关M1和M4，以及在负供电或车辆的接地Gnd侧的两个“低侧”开关M2和M3。

这样的切换结构包括四个开关，所述开关各自具有例如功率MOS晶体管。第一晶体管M1连接在例如朝向电池电压Vbat的正供电端子和第一节点OUT1之间。第二晶体管M2连接在所述节点OUT1和接地端子Gnd之间。第三晶体管M3连接在第二节点OUT2和接地端子Gnd之间。最后，第四晶体管M4连接在正供电端子Vbat和所述第二节点OUT2之间。晶体管M1和M4被称为高侧（英语中为“high side（高侧）”）晶体管并且晶体管M2和M3被称为低侧（英语中为“low side（低侧）”）晶体管。

在串联处于正供电源Vbat和接地Gnd之间的第一高侧晶体管M1和第一低侧晶体管M2之间的节点OUT1对应于H桥的第一输出。同样地，在串联处于正供电源Vbat和接地Gnd之间的第二高侧晶体管M4和第二低侧晶体管M3之间的节点OUT2对应于H桥的第二输出。

电感负载，例如在图1中所表示的示例中的电动机3，连接在H桥的输出端OUT1和OUT2之间。

四个晶体管M1至M4各自的操控模拟信号的序列根据定值操控信号而产生。该后者在系统的“操纵”层22处生成，所述“操纵”层22置于“操控”层23之上，所述“操控”层23又在“硬件”层24之上，所述“硬件”层24是由H桥的电子元件构成。该序列根据在“应用”层21中确定的操控策略而产生。

该策略引起在某些确定的配置中操控H桥。相反，其它配置是禁止的，如，例如其中开关M1和M2将一起被闭合的配置，这是为了避免将电池2连接到接地Gnd。

典型地，H桥可以根据三种可能的配置或状态来被操控，以下参照图2a、2b和2c来被描述。

在由图2a所图示的第一状态中，由高侧晶体管M1和低侧晶体管M3形成的对在这些晶体管是导通（开关闭合）的时候允许使电流以第一方向通过电动机3而流通，从正供电源Vbat朝向接地Gnd，如由图2a上的箭头所指示的。晶体管M2和M4于是被阻断（开关断开）。

相反，在图2b所图示的第二状态中，由低侧晶体管M2和高侧晶体管M4所形成的对在这些晶体管是导通（开关闭合）的时候允许使电流以另一方向通过电动机3而流通，仍是从正供电源Vbat朝向接地Gnd，如由图2b上的箭头所指示的。晶体管M1和M3于是被阻断（开关断开）。

最后，在图2c所图示的第三状态中，高侧晶体管M1和M4被阻断（开关断开）并且低侧晶体管M2和M3导通（开关闭合）。这允许以通过M2和M3朝向接地Gnd流通（如图2c上的箭头所表示）的电流的形式排出此处为电动机3的电感负载中积累的能量。该状态被限定为“空转”配置或状态。其可以在晶体管M1或晶体管M4各自的断开以及晶体管M2或晶体管M3各自的闭合之后接连地被操控成H桥在前述第一状态或第二状态中运转。

注意到，通过图2c的示例、经由低侧晶体管M2和M3所实现的空转也可以通过其它手段来实现。例如，其可以经由高侧晶体管M1和M4来实现，也就是说通过将晶体管M1和M4置于导通状态并且将晶体管M2和M3置于阻断状态。使用结构二极管也是可能的，其使得能够在快速空转配置中具有单个导通晶体管或甚至一个都没有。根据所使用的空转配置，在空转阶段期间的电流的下降速度可能不同。

将领会到，本发明也不会被切换结构的类型所限制。特别是，本发明也可以同样适用于半桥式切换结构，也就是说仅仅具有两个功率MOS晶体管（高侧晶体管和低侧晶体管），或适用于仅仅具有单个功率开关的切换结构，例如电压斩波器。

同样，图2a、2b、2c上所示的一个或多个功率开关的实现形式仅仅是非限制性的示例。这些开关可以各自包括另一类型的场效应晶体管（FET，英语为“Field EffectTransistor”）、双极型晶体管（BJT，英语为“Bipolar Junction transistor（双极结型晶体管）”）、IGBT晶体管（英语为“Insulated Gate Bipolar Transistor（绝缘栅双极型晶体管）”）等等，来代替MOS晶体管。其还可以包括这样的晶体管的集合，其中在必要时具有其它组件、诸如电阻组件、电容器等等。

参照图3a和3b的时序图，电感负载3中的电流的操控通过周期性PWM定值信号的脉冲宽度调制来实现。该信号具有给定的占空比，并且被用于生成操控信号以用于晶体管桥的晶体管M1-M4。

PWM定值信号具有可以达到20kHz的频率，这给出大约50μs的周期T。在大部分的情况中，所使用的频率是1kHz。

如在图3a上所表示的，这样的PWM定值信号在每个周期T上、在周期T的至少第一分数期间处于从高逻辑状态和低逻辑状态之中所确定的第一逻辑状态中，并且在该周期的剩余部分期间处于另一逻辑状态中。在图3a中所示的示例中，PWM定值信号在具有小于T的持续时间t₀的周期T的分数期间处于高逻辑状态（活动状态），所述持续时间称为激活持续时间。定值占空比通过以下给出：

定值占空比可以在0%和100%之间变化。

图3b示出了响应于图3a的PWM定值操控信号而获得的电动机3中的电流I_M的瞬时值的演进。

在PWM定值信号的激活持续时间期间，也就是说，在示例中，当该信号处于高逻辑状态时，电动机3中的电流I_M向由电池电压2除以总电阻的比所确定的标称值增大。H桥于是根据所期望的电动机3的旋转方向而被操控在分别由图2a和2c所图示的第一或第二状态中。

在PWM定值信号的去激活时段期间，也就是说，在示例中，当该信号处于低逻辑状态时，电流I_M朝向零值减小。H桥于是被操控在图2c所图示的第三状态或空转状态中。

由于电动机3所构成的负载的电感性质，电流I_M的上升和下降是以平缓的斜率，而不是遵循PWM定值信号的方形前沿的特征。

电流I_M的平均值<I_M>由以下给出：

其中R本质上是电动机3的阻抗的值。其它电阻性元件是导通晶体管的传导电阻，以及用于连接和用于集成电路轨迹的导线的电阻。

在应用接线中可能出现物理异常，特别是在输出端OUT1和OUT2处的开路。通过“开路”，应当包括这样的接触电阻：所述接触电阻在不一定是无穷大的情况下由于在H桥的输出端OUT1和OUT2上的电感负载（此处为电动机3）的连接中的缺陷而异常地升高。这样的缺陷可能从安装开始就存在，或者随着时间由于老化和条件（温度、振动等）而出现。

所述缺陷可以凭借晶体管中电流的测量来被检测，以H桥的某些配置中的电流的异常下降的形式。

这些开路，当其发生时，阻止在空转阶段期间排出电感负载3中积累的能量。这可能影响H桥以及包括所操控的电感负载的系统的良好运转。

开路类型的异常的检测被实施以便经适配的响应可以在例如处于“操纵”层22之上的系统的“应用”层21处产生。该经适配的响应可以例如构成机动车辆的诊断功能性的部分。

为了对可能由在操控停止时由于以高速启动的电动机的电动力所导致的电感负载3中的电流的大崩塌所产生的误检测进行过滤，在“操控”层21处实施一种机制以便生成与参考持续时间T0相对应的开路的检测持续时间的阈值。该参考持续时间T0可以是可编程的。其是PWM操控信号的周期T的k倍。换句话说，开路的检测不被约束于与空转运转相对应的H桥配置。相反，所提出的实施例使得能够实现既在H桥的操控配置中又在H桥的空转配置中的开路的检测。

有利地，为了免除可能的测量误差，本发明提出一种设备，其使得能够在大于可编程且确定的占空比的情况下检测开路。事实上，当PWM操控信号的占空比小于10%时，在电感负载中流通的电流这样低使得其可能接近于用于表征开路的电流的阈值，这在某种情况中可能导致开路的误检测。为了响应于该问题，在根据本发明的设备的实施例中，仅仅在H桥的操控信号的占空比大于10%时递送异常检测信息。这使得能够实现更弱的开路的检测。

如在引言中所展现的，在系统的“操控”层23处实施异常的验证。例如，对于开路的检测，其可以通过监测电感负载中的电流以用于检测所述电流是否异常低来被实现。如果情况如此，那么这表明可能形成了开路，这体现为阻抗的升高。于是确定了存在开路类型的异常。

在实施例中，当H桥的晶体管中所测量的电流在给定持续时间期间小于电流的阈值时检测到这样的异常，所述给定的持续时间大于周期T的k倍，其中k是大于一的实数。对应的信息于是通过信号被发给系统的“操纵”层21。

在图4a、4b和4c上示意性地呈现了操控设备的实施例。以下参照图5的图解、针对H桥的确定的晶体管（例如低侧晶体管M3）来解释它们的运转。这些图解给出当H桥处于例如在图2a和2b的配置之中的操控配置中或处于图2c所图示的空转配置中时在晶体管M3中根据时间的测量电流。这些图解对应于正常运转，也就是说在PWM定值操控信号的两个接连的周期期间没有异常，继之以在随后的三个周期期间在存在开路类型的异常的情况下的运转。

参考图4a，设备可以以集成电路的形式实现，例如ASIC（“Application SpecificIntegrated Circuit（专用集成电路）”的英语首字母缩写）或类似物。其可以耦合到操控单元20，例如微控制器、微处理器或类似物。作为变型，设备可以集成到操控单元20，所述操控单元20可以以专用于包括MOS晶体管的功率电路、例如智能功率电路（英语为“smart power（智能功率）”）的操控的操控模块的形式来实现。操控单元20还可以是自主（英语为“stand-alone（独立）”）的集成电路，其中所操控的MOS晶体管于是是唯一的分离的组件。

操控单元20的功能性对应于系统的“操控”层23，如果考虑以上为了系统的模型化已经参照的层状模型的话。

图4a的设备此外包括晶体管的桥1（诸如H桥）、电感负载3（诸如例如电动机）、操控单元20、第一电流测量设备DM1、第二电流测量设备DM2、被适配用于比较被命名为I_seuil（I_阈值）的参考电流值与晶体管桥1中的分别通过设备DM1和DM2所测量的电流的值Imes_1和Imes_2的第一比较设备6和第二比较设备8，以及两个计时设备7和9。

在所表示的实施例中，操控单元20包括误差寄存器4，以用于保存表示针对该晶体管所观察到的异常的信息。寄存器在检测到异常的情况下被定位在高逻辑状态“1”中。在实现示例中，单元20包括误差寄存器4，所述误差寄存器4相关联于所监测的异常的每个类型，并且相关联于所监测的H桥的每个晶体管。例如，寄存器Err_CO2相关联于晶体管M2以用于检测开路。同样地，寄存器Err_CO3相关联于晶体管M3以用于检测开路。

操控单元20被适配用于接收来自“应用”层21以及“操控”层23和/或“硬件”层24的信号。此外，操控单元20被适配用于在输出端421、422、423和424上递送操控信号以用于分别操纵为电动机3供电的晶体管桥1的功率MOS晶体管M1、M2、M3和M4。操控单元20还包括被适配用于接收PWM操控信号的第一输入端411、被适配用于接收另一DIR操控信号、使得能够根据所确定的策略来选择晶体管桥1中的电流的流通方向的第二输入端412，以及被适配用于接收时钟信号CLK的第三输入端413。此外，操控单元20包括输入端417，所述输入端417被适配用于接收来自“应用”层21的信息，或经由通信总线、例如串行总线（如SPI总线（英语为“Serial Peripheral Interface（串行外围接口）”））向所述“应用”层21发射信息。操控单元20还包括两个其它输入端415和416，所述输入端被适配用于分别接收来自计数设备7和9的输出端的命名为Mes_seuil_1和Mes_seuil_2的信号。

电流测量设备DM1和DM2包括例如电流镜结构（在图4a中），所述结构被适配用于测量H桥中流通的电流（或图4b中的电流的电压映像）。其此外包括输出端，所述输出端被适配用于生成对在晶体管桥1中以及更特别地在所表示的示例中分别在功率MOS晶体管M2和M3中流通的电流进行表示的信号Imes_1和Imes_2。

如图4a上所表示的电流镜的使用不太消耗能量并且此外其不使H桥结构失去平衡。然而，作为变型，如在图4b上所表示的，可以利用称为“分流结构”的结构，其使得能够借助于被布置在晶体管的传导路径中的电阻而在分流电阻的端子上供应电压，所述电压是分流电阻中的电流的映像。通过“分流电阻”的该测量技术在消耗的功率方面是昂贵的并且可能产生由于向H桥上添加了附加的负载而引起的H桥中的电流的平衡问题。

图4a的电流测量设备DM1的电流镜以下文所述的方式运转。晶体管M2b以相同的技术并且经受与晶体管M2相同的温度。事实上，其各种各样的元件分布在与晶体管M2相同的区中。晶体管M2和M2b经受相同的栅极-源极电压和相同的漏极-源极电压。这是运算放大器，其使得能够通过操纵对通过晶体管M2b的电流进行调节的MOS晶体管而使漏极电压的差异服从于0。如果晶体管M2b具有与晶体管M2相同的尺寸，那么通过晶体管M2b的电流于是在值上将非常接近于通过晶体管M2的电流。但是通常不接受将相同的尺寸致力于晶体管M2b和晶体管M2，所述晶体管M2由于其功率晶体管的功能具有大的尺寸。晶体管M2b因此具有缩减的尺寸，并且通过它的电流的值Imes_1因此成比例地缩减。在比较之前，相同的比例被应用于比较电流i_seuil。

图4a的电流测量设备DM2的电流镜基于相同的原理，针对晶体管M3和M3b。

第一比较设备6被适配用于实现在命名为I_seuil的电流参考值和通过电流测量设备DM1所测量的电流Imes_1、通过功率MOS晶体管M2的电流的映像之间的比较。第一比较设备6被适配用于生成信号OUT_6，所述信号OUT_6表示在所测量的电流值Imes_1和电流参考值I_seuil之间的比较的结果。电流参考值I_seuil被确定使得其在PWM操控信号的占空比小于10%时小于通过例如功率MOS晶体管M2的平均电流值。该电流参考值由系统的“应用”层21确定。

第二比较设备8被适配用于实现在电流参考值I_seuil和所测量的电流Imes_2之间的比较，并且被适配用于生成表示两个输入值之间的比较结果的称为OUT_8的信号。

将观察到，比较设备6和8被适配用于既在桥的操控阶段期间（当PWM定值信号处于高状态时）也在空转阶段期间（当PWM定值信号处于低状态时）连续地比较在晶体管M2和M3中所测量的电流的值。

第一计数设备7被适配用于接收来自第一比较设备6的信号OUT_6，并且第二计数设备9被适配用于接收来自第二比较设备8的信号OUT_8。它们中的每一个可以包括时钟信号CLK的脉冲计数器，其使得能够对在其期间对应的比较信号（即OUT_6或OUT_8）分别处于高逻辑状态的时间进行计数。它们此外可以被适配用于接收信号以及一组信号T0（使得能够初始化针对持续时间T0的计数）。计数设备7和9被适配用于根据将在下文中详细描述的所确定的策略而向操控单元20递送输出信号。

为了避免当通过H桥的电流很小时的任何检测误差，信号有利地使得能够当PWM操控信号的占空比小于10%时使计数设备7和9的计数器的时间计数功能去激活。此外，当信号表示小于10%的PWM操控信号的占空比时，计数同样被去激活并且计数设备7和9的计数器被重置为零。

计数设备7和9被适配用于对在其期间通过H桥的电流的值小于电流参考值I_seuil的持续时间进行计数并且当所计数的持续时间大于值T0时针对第一计数设备7递送信号Mes_seuil_1并且针对第二计数设备9递送Mes_seuil_2。

计数设备7和9的实现示例是当输入OUT_6或OUT_8处于低状态时加载对应于T0的二进制值，并且倒数直到值零，所述触发输出Mes_seuil_1或Mes_seuil_2上的高状态。

另一示例是相反地加载T0的互补的二进制值，以便通过增量而实现相同的功能。对于下文，保留了增量算法仅仅用于简化解释。

值T0等于PWM操控信号的周期T的k倍，其中k是严格大于一的实数，并且优选地大于2。考虑持续时间T0以用于计数有利地使得能够实现在开路检测信息的时间中的滤波，并且因此使得能够免除瞬变现象。

在图4c中，比较设备6和8与电流阈值的比较被分别集成在电流测量设备DM1和DM2中。对于第一电流测量设备DM1，Iseuil的映像以Iref的形式注入在晶体管M2b中，并且晶体管M2和M2b的漏极电压被比较，这直接给出信号OUT_6。同样地，对于第二电流测量设备DM2，晶体管M3和M3b的漏极电压的比较给出信号OUT_8。

图5表示了对可能在H桥结构中突然发生的开路进行表示的信号的图解。考虑到描述的简化，图5已经被划分成5个阶段。在诸如所表示的示例中的PWM操控信号的占空比等于50%。

在图5的上部的最初两个图解示出了DIR方向信号和PWM定值信号，其使得能够操控H桥，如在前文中已经解释的那样。后一图解指示了根据DIR方向信号和PWM定值信号的H桥的状态。后一图解表示了在第二比较设备8的输入端处的信号I_mes 2，其中不连续线条的水平线示出了由“应用”层21所确定的电流参考值I_seuil的水平。OUT_8的图解表示第二比较设备8的输出。图解CMP9表示第二计数设备9的计数器的状态，并且最后的图解Mes_seuil_2对应于在该第二计数设备9的输出端上的逻辑值。

在图5上的阶段1期间，DIR操控信号处于低逻辑状态（逻辑值“0”）并且PWM操控信号处于高状态。所述两个操控信号的该组合将H桥置于这样一种状态中：所述状态例如常规地使得能够操控电动机3以称作反向的旋转方向（在图5上标注为“R”）（电动机3的实际旋转方向还取决于OUT1和OUT2连接到电动机3上的方式）。如之前所解释的，信号Imes_2由于电动机3的电感性质而缓慢地进展和增大，并且总是大于电流参考值I_seuil。第二比较设备8在其输出OUT_8上生成值“0”，所述值“0”表明所测量的电流值Imes_2大于电流参考值I_seuil。

第二计数设备9接收信号，所述信号的值为“1”，表示大于10%的PWM操控信号的占空比。如先前所呈现的，信号的逻辑值“1”激活第二计数设备9。由于第二比较设备8的输出信号OUT_8的低逻辑状态，第二计数设备9不致动计数并且因此在其输出Mes_seuil_2上生成逻辑值“0”。

在图5的图解上的阶段2 期间，PWM操控信号的值转到低状态（逻辑值“0”），这引起将H桥置于空转状态中。在H桥中流通的电流由于负载的电感性质以及电动机3所生成的电动力而减小。所测量的电流Imes_2在阶段2期间减小但是保持大于参考值I_seuil。比较设备的输出信号保持为“0”并且第二计数设备9的计数器没有被激活，使得第二计数设备9的输出端上的信号Mes_seuil_2保持为逻辑值“0”。

在阶段3期间，所测量的信号I_mes_2小于并且保持小于参考值I_seuil并且这在空转（PWM操控信号=“0”）的结束以及桥的操控（PWM操控信号=“1”）的开始期间。所测量的值Imes_2小于参考值I_seuil，第二比较设备8的输出端上的信号OUT_8被置于“1”处，这引起第二计数设备9的计数器的激活并且因此引起计数的启动。只要所测量的电流的值Imes_2小于参考值I_seuil，计数器的值就在时钟CLK信号（未表示）的每个前沿处递增。

在阶段4的开始，所测量的电流值Imes_2变成大于电流参考值I_seuil，并且这在整个阶段4期间，这引起第二比较设备8的输出端上的信号OUT_8被置于值“0”。输出OUT_8的被置于“0”还引起第二计数设备9的计数器的重置于零。在前一阶段期间，第二计数设备9的输出没有被置于“1”，其保持为“0”。

在阶段5的开始，所测量的电流的值Imes_2变成小于电流参考值I_seuil，并且这持续大于PWM操控信号的一个周期。第二比较设备8的输出OUT_8被置于逻辑值“1”。第二计数设备9的计数器被激活，并且只要信号OUT_8为“1”，所述计数就持续。不管H桥的操控阶段和空转阶段的交替，所测量的信号Imes_2保持在小于电流参考值I_seuil的值处。第二设备9的计数器的值递增并且在时刻t1处达到值T0，所述值T0由“应用”层21传送。在图5的示例中，值T0等于PWM操控信号的周期T的2.2倍。第二计数设备9，当其计数器的值大于值T0时，将其输出Mes_seuil_2置于逻辑值“1”处，其表示H桥的晶体管M3处的开路。信号Mes_seuil_2被发送到操控单元20的输入端416上，并且结果，对应于晶体管M3处的开路的寄存器Err_CO3被置于逻辑值“1”处。

操控单元20在该情况中并且根据所确定的策略可以经由SPI通信总线417向“应用”层21递送确定的晶体管上的开路检测信息。在“应用”层21处可以实施动作，如例如递送误差消息，其使得售后和维修服务能够在车辆的维护操作期间识别异常的性质。

以上的描述作为说明性的被给出，并且仅仅用于功率MOS晶体管M3的情况。该实现示例对于功率MOS晶体管M2同样有效。技术上可设想的任何实现变型可以相对于所述实施例是优选的。例如，比较设备6和8可以借助于外部电路或逻辑门以及相关联的电路（其使得能够实现与本发明中所描述的相同的功能）来实现。

同样地，值T0，以及参考值I_seuil作为说明性的被给出并且不限于此处给出的示例，并且可以由于实现系统而是所有其它值。

最后，当然，本发明适用于任何电感负载的操控，而不是仅仅适用于电动机的操控。其可以涉及例如具有固定线圈和移动核芯的电磁致动器。

Claims (8)

1.一种电感负载（3）的供电设备，包括：

·切换结构（M1-M4），其包括至少一个功率开关并且被适配用于根据所述至少一个功率开关的经脉冲宽度调制的至少一个操控信号（PWM）来操纵电感负载（3）中的直流电流，

·异常检测装置，其被适配用于生成从电感负载（3）到切换结构（M1-M4）的接线处的开路类型的至少一项异常检测信息，

其中，所述异常检测装置包括：

-电流测量装置（DM1，DM2），其被适配用于连续地测量电感负载（3）中的电流（Imes_1，Imes_2），

-比较装置（6、8），其被适配用于连续地比较所测量的电流与电流阈值（I_seuil）；

-计数装置（7、9），其用于对在其期间所测量的电流（Imes_1、Imes_2）以持续的方式保持小于电流阈值（I_seuil）的持续时间进行计数，并且用于在以下情况下递送异常检测信息：

·所计数的持续时间大于所确定的参考持续时间（T0），所述所确定的参考持续时间（T0）是所述至少一个功率开关的操控信号（PWM）的周期（T_PWM）的k倍，其中k是大于一的数，以及，

·操控信号（PWM）的占空比大于阈值（）。

2.根据权利要求1所述的设备，其中操控信号（PWM）的占空比的阈值至少等于10%。

3.根据权利要求1至2中任一项所述的设备，此外包括串行通信装置（417），所述串行通信装置（417）被适配用于使得所述设备能够与所述设备外部的操控单元（20）通信。

4.根据权利要求3所述的设备，其包括存储寄存器，所述存储寄存器被适配用于存储从外部操控单元（20）、经由串行通信装置、以与时间一致的值的形式接收的占空比的阈值。

5.根据权利要求1至4中任一项所述的设备，其此外包括可编程的存储装置，所述可编程的存储装置被适配用于存储电流阈值（I_seuil）的可修改的值。

6.根据权利要求5所述的设备，其中可编程的存储装置由外部操控单元（20）经由串行通信装置（417）来编程。

7.借助于一种设备来对电感负载（3）供电的方法，所述设备包括：

·切换结构（M1-M4），其包括至少一个功率开关并且被适配用于根据所述至少一个功率开关的经脉冲宽度调制的至少一个操控信号（PWM）来操纵电感负载（3）中的直流电流，

·异常检测装置，其被适配用于生成从电感负载（3）到切换结构（M1-M4）的接线处的开路类型的至少一项异常检测信息，

所述方法包括：

·测量电感负载（3）中的电流；

·比较所测量的电流（Imes_1、Imes_2）与电流阈值（I_seuil）；

·对在其期间所测量的电流（Imes_1、Imes_2）以持续的方式保持小于电流阈值（I_seuil）的持续时间进行计数；以及

·如果所计数的持续时间大于所确定的参考持续时间（T0）以及如果操控信号（PWM）的占空比大于阈值（），则递送异常检测信息，所述所确定的参考持续时间是所述至少一个功率开关的操控信号（PWM）的周期（T_PWM）的k倍，其中k是大于一的数。

8.根据权利要求7所述的对电感负载（3）的供电方法，其中操控信号（PWM）的占空比的阈值（）至少等于10%。