AMPLIFICATEUR DE PUISSANCE RF A PLAGES MULTIPLES Domaine technique de l'invention L'invention est relative aux amplificateurs RF, et plus particulièrement à des 5 amplificateurs à plages multiples, comprenant par exemple deux étages de sortie dont l'un fonctionne en classe A ou AB, et l'autre fonctionne en classe B ou C. Arrière-plan de l'invention Les signaux RF utilisés pour les normes de transmission de signaux numériques sont souvent caractérisés par des rapports puissance crête / puissance moyenne élevés. Un 10 amplificateur pour ces signaux doit être en mesure de traiter les amplitudes crête dans les mêmes conditions que l'amplitude moyenne. Si l'amplificateur comporte un seul étage de sortie fonctionnant, pour avoir une bonne linéarité, en classe A ou AB, cet étage doit être réglé pour avoir un courant de repos proche de celui qui doit être délivré pour les amplitudes crête. Lorsque l'amplificateur traite des signaux de plus faible 15 amplitude, c'est-à-dire la plupart du temps, son courant de repos est inutilement élevé et rend son rendement médiocre. Pour améliorer le rendement, on a recours à des amplificateurs de type Doherty, par exemple. Un tel amplificateur comprend un amplificateur de sortie principal fonctionnant en classe A ou AB dont le courant de repos est réglé pour traiter de 20 manière linéaire les signaux d'amplitude moyenne. Un amplificateur de sortie auxiliaire est configuré pour fonctionner en classe B ou C, c'est-à-dire que cet amplificateur n'amplifie que la portion du signal qui dépasse un seuil. Tant que le seuil n'est pas atteint, l'amplificateur de classe C ne consomme aucun courant. L'amplificateur auxiliaire est réglé pour entrer en action au moment où l'amplificateur 25 principal sature. La somme des sorties des deux amplificateurs correspond alors au signal que fournirait l'amplificateur principal s'il ne saturait pas. La figure 1 est un graphe simplifié illustrant plus spécifiquement ce type de fonctionnement. Lorsque la puissance d'entrée Pin est inférieure à un seuil T, l'amplificateur principal fonctionne dans une zone linéaire d'une courbe de transfert 30 Al. Lorsque la puissance d'entrée dépasse le seuil T, l'amplificateur principal entre en saturation, comme le représente l'aplatissement de la courbe Al, tandis que l'amplificateur auxiliaire entre en action selon une courbe de transfert A2. L'amplificateur principal produit alors un signal écrêté, tandis que l'amplificateur auxiliaire reproduit seulement la partie du signal qui dépasse le seuil. La puissance de sortie Pout globale est formée par la somme des sorties des deux 5 amplificateurs. Son évolution est représentée par une courbe de transfert Al+A2 en pointillés. L'étage auxiliaire finit également par saturer, ce qui est représenté par un aplatissement des courbes A2 et Al+A2. En pratique, dans le domaine des signaux RF, la combinaison des sorties des deux 10 amplificateurs en un seul signal de sortie nécessite des précautions. Dans un amplificateur Doherty classique, on utilise deux lignes à retard « quart d'onde », accordées sur la fréquence porteuse. La première ligne à retard est placée à l'entrée de l'amplificateur auxiliaire, et la deuxième ligne à retard est placée à la sortie de l'amplificateur principal. Cela permet de sommer les puissances de sortie des deux 15 amplificateurs sans interférences mutuelles entre les amplificateurs. Un tel amplificateur est difficile à réaliser dans un circuit intégré, car les lignes à retard ont tendance à occuper une surface trop importante. La figure 2 représente un schéma de principe d'un autre type d'amplificateur RF, plus adapté à une intégration, tel que décrit dans l'article [Kaymaksut, E.; Reynaert, P., 20 "Transformer-Based Uneven Doherty Power Amplifier in 90 nm CMOS for WLAN Applications", IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol.47, no.7, pp.1659,1671, July 2012]. Les sorties d'un amplificateur principal Al et d'un amplificateur auxiliaire A2 alimentent en phase deux enroulements primaires respectifs d'un transformateur. 25 L'enroulement secondaire du transformateur fournit la puissance de sortie Pout. La puissance d'entrée Pin est délivrée en parallèle aux entrées des amplificateurs Al et A2. Dans les domaines RF considérés, avec des porteuses de plusieurs gigahertz, les enroulements des transformateurs peuvent être formés de spires uniques ou de portions de spire, sous forme de pistes conductrices, occupant peu de surface. 30 Les courbes de la figure 1 sont schématiques. En pratique, comme cela est représenté par des zones grisées, la saturation de l'amplificateur Al survient progressivement - on dit que l'amplificateur entre dans une phase de compression. L'entrée en action de l'amplificateur A2 se fait également de manière progressive. Idéalement, les parties des deux courbes de transfert Al et A2 au niveau de la transition sont complémentaires, de sorte que la courbe de transfert globale Al +A2 reste linéaire sur la transition. Toutefois, les phénomènes intervenant dans les deux amplificateurs au niveau de la transition n'obéissent pas aux mêmes lois physiques, de sorte que les courbes ne sont pas, en pratique, complémentaires au niveau de la transition. Une structure du type de la figure 2 offre un seul degré d'ajustement de la transition, par le réglage du seuil de l'amplificateur A2. Cela ne permet pas d'atteindre une transition 10 suffisamment linéaire pour de nombreuses applications. Résumé de l'invention On souhaite ainsi disposer d'un amplificateur à plages multiples permettant de régler les transitions entre plages avec plusieurs degrés d'ajustement. On tend à satisfaire ce besoin en prévoyant un amplificateur comprenant un étage de 15 sortie principal configuré pour fonctionner en classe A ou AB et recevant un premier signal de commande dérivé d'un signal d'entrée de l'amplificateur ; un étage de sortie auxiliaire configuré pour fonctionner en classe B ou C, recevant un deuxième signal de commande dérivé du signal d'entrée de l'amplificateur, et connecté à l'étage principal de manière à combiner sa sortie avec celle de l'étage principal ; et un transformateur 20 d'entrée ayant un enroulement primaire recevant le signal d'entrée et au moins deux enroulements secondaires produisant respectivement les premier et deuxième signaux de commande des étages de sortie. Selon un mode de réalisation, les étages de sortie principal et auxiliaire sont configurés chacun pour produire un signal de sortie en courant, et les sorties des étages principal et 25 auxiliaire sont connectées en parallèle pour former la sortie de l'amplificateur. Selon un mode de réalisation, les étages de sortie principal et auxiliaire comprennent chacun un transistor à effet de champ monté en source commune ; et des tensions de polarisation respectives des étages principal et auxiliaire sont appliquées à des bornes respectives des deux enroulements secondaires. 30 Selon un mode de réalisation, les étages de sortie principal et auxiliaire sont différentiels ; et les tensions de polarisation respectives des étages principal et auxiliaire sont appliquées à des points milieu respectifs des deux enroulements secondaires.
Selon un mode de réalisation, les rapports de transformation sont différents pour les deux enroulements secondaires. Selon un mode de réalisation, l'amplificateur comprend plusieurs étages de sortie auxiliaires configurés pour fonctionner en classe B ou C et connectés à des 5 enroulements secondaires individuels du transformateur. Selon un mode de réalisation, les étages de sortie auxiliaires sont polarisés à des valeurs différentes. Description sommaire des dessins Des modes de réalisation seront exposés dans la description suivante, faite à titre non 10 limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles : - la figure 1, précédemment décrite, illustre des courbes de transition entre deux plages de fonctionnement d'un amplificateur RF à deux plages ; - la figure 2, précédemment décrite, représente un schéma de principe d'un amplificateur classique à plages multiples utilisant un transformateur pour 15 combiner les sorties de deux amplificateurs ; - la figure 3 illustre un exemple de courbes de gain d'un amplificateur principal et d'un amplificateur auxiliaire en fonction de la puissance d'entrée ; et - la figure 4 représente schématiquement un mode de réalisation d'amplificateur RF à plages multiples offrant plusieurs degrés d'ajustement pour régler les 20 transitions entre plages. Description d'un mode de réalisation préféré de l'invention Comme le précise l'article IEEE susmentionné, chacun des amplificateurs Al et A2 de la figure 2 comprend en pratique deux étages reliés l'un à l'autre par un transformateur. Chaque étage comprend un couple de transistors MOS connectés en source commune 25 selon un étage pseudo-différentiel. Dans un amplificateur du type de la figure 2, on ne dispose que d'un degré d'ajustement, celui du seuil de démarrage de l'amplificateur auxiliaire, pour lisser la transition entre les deux plages de fonctionnement. Le seuil de l'amplificateur auxiliaire A2 peut être réglé par la tension de polarisation des grilles des transistors du dernier étage de l'amplificateur. Ce seuil T est alors égal à la différence Vth-V2, où Vth est la tension seuil des transistors, et V2 < Vth la tension de polarisation choisie. L'amplificateur principal Al, étant configuré pour fonctionner en classe A, les grilles de ses transistors sont polarisées à une tension V1 supérieure au seuil Vth, réglant un 5 courant de repos permanent dans les transistors. La figure 3 est un graphe illustrant un exemple de courbes de gain de l'amplificateur principal Al et de l'amplificateur auxiliaire A2, en supposant que ceux-ci utilisent des étages à transistors MOS montés en source commune. Le gain est exprimé en fonction de la puissance d'entrée portée sur une échelle logarithmique. 10 Le courant de drain Id d'un transistor à effet de champ (MOS) s'exprime de manière approchée par : Id = 1/2J3(Vgs-Vth)2, avecfl ,uC'W/L, où Vgs est la tension grille-source du transistor, ù la mobilité des porteurs, C0 la 15 capacité de grille, W la largeur de canal, et L la longueur de canal. Pour un transistor monté en source commune, la tension Vgs est égale à la tension d'entrée superposée à la tension de polarisation (V1). Pour un signal Vgs alternatif, les valeurs basses du signal sont amplifiées avec moins de gain que les valeurs élevées. On considère, pour simplifier, que le gain pour une amplitude donnée du signal d'entrée est 20 le rapport entre la valeur crête à crête du signal de sortie et la valeur crête à crête du signal d'entrée. Dans le domaine RF, cette approche n'est pas loin de la réalité, car tout signal périodique devient sinusoïdal du fait que tout élément de circuit forme naturellement un filtre passe-bas parasite à ces fréquences. Si a est l'amplitude du signal sinusoïdal d'entrée, la transconductance de chaque transistor vaut 25 gm (Idmax - Idm,n)/2a, soit gm = 1/2J31-(VI+a-Vth)2 - (VI-a-Vth)21/2a = fl(V1-Vth). La transconductance est donc une constante fonction de la tension de polarisation, ce qui est représenté par la partie horizontale initiale de la courbe de gain Al. Dans le domaine RF, comme on raisonne en termes de puissance, qui est proportionnelle à la 30 tension et au courant, la notion de « gain » inclut la transconductance.
Lorsque l'amplitude a atteint V1-Vth, la valeur atteint une valeur plancher de 0, et le gain s'exprime par : gn, = fl(V1+a-Vth)2 /4a On assiste à une phase d'expansion - le gain se met à croître et tend vers une droite de pente 13/4. Le transistor finit ensuite par atteindre son état entièrement passant, de sorte que l'amplitude du signal de sortie sature à une valeur Amax fonction de l'impédance de la charge, de la résistance à l'état passant Ron du transistor, et de la tension d'alimentation de l'amplificateur. L'amplificateur entre dans une phase de compression avec un gain qui se met à décroître selon une hyperbole en Amala.
Le gain de l'amplificateur A2, de classe B ou C, est quasi nul tant que l'amplitude du signal d'entrée n'atteint pas Vth-V2. A partir de là, il s'exprime par : gn, = fl(a-Vth+V2)2 /4a (1) En d'autres termes, l'amplificateur A2 passe d'une phase de gain quasi nul à une phase d'expansion, comme cela est représenté par une courbe A2 en trait plein, avec un gain qui tend vers une droite de même pente 13/4 que dans la phase d'expansion de l'amplificateur Al (l'échelle des abscisses du graphe étant logarithmique, les droites apparaissent comme des exponentielles). L'amplificateur A2 finit également par entrer dans une phase de compression lorsque ses transistors atteignent leur état entièrement passant, comme le représente la décroissance de la courbe A2.
La valeur de la tension de polarisation V2 détermine la position de la phase d'expansion de l'amplificateur A2 sur l'axe des abscisses. La tension V2 est choisie pour que cette phase d'expansion compense au mieux la phase de compression de l'amplificateur Al afin que le gain global se maintienne sans trop d'irrégularité après la saturation de l'amplificateur Al. Un tel choix ne peut être qu'approximatif, car on cherche à compenser une décroissance hyperbolique par une croissance linéaire. La pente de croissance est en outre fixe, car aucun paramètre des structures classiques ne permet de la modifier. La pente pourrait cependant être modifiée à l'aide du rapport W/L intervenant dans le coefficient 13. Cela modifierait les caractéristiques des transistors de l'amplificateur A2, notamment leur réponse en fréquence et leur capacité de grille, ce qui n'est pas souhaitable. En effet, la modification des caractéristiques d'un transistor dans un circuit RF a de nombreux effets de bord qui nécessitent d'autres modifications du circuit pour en tenir compte. On préfère généralement dans les circuits RF que tous les transistors aient les mêmes caractéristiques. La figure 4 représente schématiquement un mode de réalisation d'amplificateur RF à plages multiples offrant notamment la possibilité d'ajuster individuellement la pente de 5 la phase d'expansion d'un ou plusieurs amplificateurs de classe B ou C, sans intervenir sur les dimensions des transistors. Le signal d'entrée Pin est fourni sur l'enroulement primaire d'un transformateur d'entrée. Chacun des amplificateurs Al et A2 est alimenté par un enroulement secondaire respectif de ce transformateur. Chaque enroulement secondaire comprend en 10 outre un point milieu sur lequel est appliquée la tension de polarisation (V1, V2) des grilles de la paire pseudo-différentielle de l'amplificateur correspondant. Les enroulements secondaires sont en outre connectés pour être en phase. Dans ces conditions les sorties des amplificateurs, en courant et également en phase, peuvent être additionnées simplement en les câblant ensemble, comme cela est représenté. La sortie 15 combinée des amplificateurs peut commander l'enroulement primaire d'un transformateur de sortie, ayant un point milieu relié à une ligne d'alimentation positive. La puissance de sortie Pout est alors disponible sur l'enroulement secondaire du transformateur de sortie. Comme cela est représenté pour l'amplificateur Al, chacun des amplificateurs peut 20 comprendre une simple paire pseudo-différentielle de transistors MOS à canal N, dont les drains forment les sorties différentielles en courant. Avec cette configuration, les enroulements secondaires du transformateur d'entrée peuvent avoir des rapports de transformation différents avec l'enroulement primaire, n1 pour l'amplificateur principal Al, et nz pour l'amplificateur auxiliaire A2. On peut ainsi 25 modifier l'amplitude du signal d'entrée de l'amplificateur auxiliaire par rapport au signal d'entrée de l'amplificateur principal. La relation (1) exprimant le gain de l'amplificateur auxiliaire A2 devient alors : gin = An2a-Vth+V2)2/4a Ainsi, la pente de la droite vers laquelle tend la courbe de gain de l'amplificateur A2 30 s'exprime par J3n22/4. Comme cela est représenté à la figure 3 en pointillés, on peut obtenir des courbes de gain croissant plus vite (n2 > 1) ou plus lentement (n2 < 1) que la courbe de pente fixe de la structure classique. L'ajustement de la pente de la courbe de gain offre ainsi un degré de réglage supplémentaire pour améliorer la compensation de la phase de compression de l'amplificateur Al. Les courbes de gain de l'amplificateur A2 ont été représentées à la figure 3 avec des 5 phases d'expansion démarrant en même temps. Dans ce cas, si pour n2 = 1 on utilise une tension de polarisation V2, cela implique, pour n2 quelconque, qu'on utilise une tension de polarisation V2' telle que Vth-V2' = n2(Vth-V2), soit V2' = Vth - n2(Vth-V2). Dans la structure classique de la figure 2, il a été prévu d'utiliser des rapports différents pour les deux enroulements primaires du transformateur de sortie. Mais ce choix est 10 dicté par les contraintes d'alimentation en RF de la charge de l'amplificateur, qui laisse peu de marge de manoeuvre pour dimensionner le transformateur et choisir ces rapports. Pour améliorer davantage la compensation, on peut, comme cela est illustré en pointillés à la figure 4, ajouter un ou plusieurs amplificateurs classe C supplémentaires A3, chacun alimenté et polarisé par un enroulement secondaire individuel du transformateur 15 d'entrée, et relié en parallèle sur les autres amplificateurs par ses bornes de sortie. Cela permet de compenser la courbe de compression par segments de pentes différentes, en prévoyant des amplificateurs auxiliaires qui sont polarisés pour démarrer à des amplitudes différentes du signal d'entrée. Les rapports de transformation des enroulements secondaires peuvent tous être différents, le cas échéant.
20 Les amplificateurs décrits en relation avec la figure 4 n'ont chacun qu'un seul étage pseudo-différentiel. Si on souhaite augmenter le gain, on peut connecter un étage préamplificateur sur l'enroulement primaire du transformateur d'entrée. Un seul étage préamplificateur peut ainsi servir à commander les deux étages de sortie formés par les amplificateurs Al et A2.
25 On a supposé dans les calculs de gain de l'amplificateur A2 que le rapport de transformation n1 affecté à l'amplificateur principal Al était égal à 1. Si n1 est quelconque, le rapport n2 utilisé dans les calculs précédents est remplacé par n2/ni. De nombreuses variantes et modifications des modes de réalisation décrits ici apparaîtront à l'homme du métier. Par exemple, les étages des amplificateurs peuvent 30 être d'un autre type qu'à source commune ou être non-différentiels, c'est-à-dire n'avoir qu'un transistor. Dans ce cas, les enroulements secondaires du transformateur d'entrée n'ont pas de point milieu. L'une des bornes de l'enroulement secondaire associé à un étage est reliée à la grille du transistor unique, et l'autre borne reçoit la tension de polarisation. Les transistors ont été décrits comme des transistors MOS, mais les transistors peuvent être des transistors à effet de champ ou bipolaires de tout type adapté aux signaux que l'on souhaite traiter.