FR3009087A1

FR3009087A1 - METHOD AND DEVICE FOR MEASURING THE MODULE OF AN ELECTRIC IMPEDANCE.

Info

Publication number: FR3009087A1
Application number: FR1357304A
Authority: FR
Inventors: Alexandre Fouchard; Alain Noca
Original assignee: Commissariat a lEnergie Atomique CEA; Commissariat a lEnergie Atomique et aux Energies Alternatives CEA
Current assignee: Commissariat a lEnergie Atomique et aux Energies Alternatives CEA
Priority date: 2013-07-24
Filing date: 2013-07-24
Publication date: 2015-01-30
Anticipated expiration: 2033-07-24
Also published as: EP3025149A1; WO2015011098A1; FR3009087B1

Abstract

L'invention concerne un procédé et un dispositif pour mesurer une amplitude de signal en vue de fournir le module de l'impédance électrique d'un échantillon. Selon l'invention, on échantillonne (étape 43) ledit signal à une fréquence d'échantillonnage inférieure à la fréquence de Nyquist. Ensuite, on répartit les échantillons dans un histogramme (étape 44), et on recherche les deux classes de l'histogramme les plus remplies (étape 45) de façon à calculer l'amplitude du signal (étape 46). L'invention offre un moyen de mesure de bio-impédance économe en énergie.The invention relates to a method and a device for measuring a signal amplitude for providing the module of the electrical impedance of a sample. According to the invention, said signal is sampled (step 43) at a sampling frequency lower than the Nyquist frequency. Then, the samples are distributed in a histogram (step 44), and the two most filled classes of the histogram (step 45) are searched for the signal amplitude (step 46). The invention provides a means of measuring bio-impedance energy saving.

Description

PROCEDE ET DISPOSITIF DE MESURE DU MODULE D'UNE IMPEDANCE ELECTRIQUE. DESCRIPTION DOMAINE TECHNIQUE La présente invention concerne le domaine de la mesure du module d'une impédance électrique. L'invention s'applique notamment à des mesures de bioimpédance et de tomographie par impédance électrique. ÉTAT DE LA TECHNIQUE ANTÉRIEURE Le principe de la mesure d'impédance d'un tissu biologique consiste à appliquer entre deux électrodes un signal d'excitation sous la forme d'une tension u(t) de faible amplitude, typiquement d'amplitude inférieure à 100 mV. Les deux électrodes sont placées sur un échantillon à étudier, par exemple en deux points d'un tissu biologique humain ou animal. La faible amplitude de la tension garantit une réponse linéaire de l'échantillon soumis à cette tension. Cette réponse se traduit par un courant i(t) circulant dans l'échantillon et entre les deux électrodes. Le courant i(t) est caractéristique du milieu entre les électrodes. Ceci se traduit par la loi d'Ohm : u(t) = Z * i(t) (1) où Z est l'impédance du milieu entre les électrodes. Alternativement, on peut injecter un signal d'excitation sous la forme d'un courant i(t), et mesurer une tension u(t) résultante. L'impédance Z pour une fréquence f d'un signal d'excitation est définie par un module IZI et un déphasage cl) tels que : Z(f) = IZ(f)I * eMf) (2) Le module IZI est défini de la façon suivante : IZI = Au(1) Ai(f) avec Au(f) l'amplitude crête à crête de la tension aux bornes de l'échantillon et Ai(f) l'amplitude crête à crête du courant circulant dans l'échantillon, où u(f) et i(f) sont des signaux alternatifs à une fréquence f. Dans tout le texte, le terme « amplitude » désigne une amplitude crête à crête. La phase cl) de l'impédance Z est un déphasage entre la tension u(t) et le courant i(t). La Figure 1 illustre les paramètres Au, Ai et cl), à déterminer pour calculer l'impédance Z à une fréquence f prédéterminée.METHOD AND DEVICE FOR MEASURING THE MODULE OF AN ELECTRIC IMPEDANCE. TECHNICAL FIELD The present invention relates to the field of measuring the module of an electrical impedance. The invention applies in particular to bioimpedance and electrical impedance tomography measurements. STATE OF THE PRIOR ART The principle of the measurement of impedance of a biological tissue consists in applying between two electrodes an excitation signal in the form of a voltage u (t) of low amplitude, typically of amplitude less than 100 mV. The two electrodes are placed on a sample to be studied, for example at two points of a human or animal biological tissue. The low amplitude of the voltage guarantees a linear response of the sample subjected to this voltage. This response results in a current i (t) circulating in the sample and between the two electrodes. The current i (t) is characteristic of the medium between the electrodes. This results in Ohm's law: u (t) = Z * i (t) (1) where Z is the impedance of the medium between the electrodes. Alternatively, an excitation signal can be injected in the form of a current i (t), and a resulting voltage u (t) can be measured. The impedance Z for a frequency f of an excitation signal is defined by a module IZI and a phase shift c1) such that: Z (f) = IZ (f) I * eMf) (2) The module IZI is defined as follows: IZI = Au (1) Ai (f) with Au (f) the peak-to-peak amplitude of the voltage across the sample and Ai (f) the peak-to-peak amplitude of the current flowing in the sample, where u (f) and i (f) are alternating signals at a frequency f. Throughout the text, the term "amplitude" refers to a peak-to-peak amplitude. The phase cl) of the impedance Z is a phase shift between the voltage u (t) and the current i (t). Figure 1 illustrates the parameters Au, Ai and cl), to be determined to calculate the impedance Z at a predetermined frequency f.

On a illustré sur la Figure 1 le courant i(t), présentant une amplitude Ai, la tension u(t), présentant une amplitude Au, et le déphasage cl) entre la tension u(t) et le courant i(t). L'un des signaux parmi u(t) et i(t) est mesuré sur l'échantillon et correspond à la réponse de l'échantillon au signal d'excitation. L'autre des signaux parmi u(t) et i(t) est le signal d'excitation lui-même. On choisit de préférence des signaux d'excitation de faible amplitude au regard du milieu étudié (par exemple moins de 100 mV ou moins de 100 mA, de préférence moins de 10 mA dans le cas d'un tissu biologique), de façon à ce que la réponse du milieu étudié reste linéaire : le signal d'excitation et le signal de réponse sont des sinusoïdes de même fréquence. Les amplitudes Au et Ai peuvent être exploitées dans le cadre de la tomographie par impédance électrique. On injecte alors un signal d'excitation dans l'échantillon à analyser, et on mesure ensuite une réponse du milieu entre différentes paires d'électrodes, les paires d'électrodes étant définies parmi un jeu d'au moins trois électrodes, par exemple quatre électrodes. On réitère ces mesures pour différentes fréquences du signal d'excitation. A l'aide de ces différentes mesures de Au, Ai et cl), on obtient une représentation du milieu étudié sous la forme d'une cartographie d'impédances. On s'intéressera ici plus particulièrement à la mesure du module d'une impédance électrique. 2 (3) On connaît dans l'art antérieur différentes méthodes de mesure du module d'une impédance électrique. On connaît par exemple le document de brevet US 2006/0167374, qui divulgue un appareil de mesure de la bio-impédance. Cet appareil envoie un courant à une fréquence d'excitation, qui traverse un objet de référence d'impédance connue Zref, et un objet à étudier. On mesure la tension aux bornes de l'objet à étudier, et la tension aux bornes de l'objet de référence. Les tensions mesurées sont échantillonnées à une fréquence d'échantillonnage par un convertisseur analogique numérique. On calcule ensuite la transformée de Fourier discrète de chacune des deux tensions mesurées. Le module de l'impédance Zob, de l'objet à étudier est obtenu à partir du module connu de l'impédance Zref, et des transformées de Fourier discrètes calculées. La fréquence d'échantillonnage est choisie inférieure ou égale à la fréquence du signal d'excitation, pour diminuer les contraintes sur le convertisseur analogique numérique. Les calculs mis en oeuvre nécessitent cependant l'utilisation d'un processeur puissant, qui consomme donc beaucoup d'énergie. Un objectif de l'invention est de proposer un procédé et un dispositif pour fournir une information relative à l'impédance électrique d'un échantillon, qui soient simples, robustes, et consomment peu d'énergie.FIG. 1 illustrates the current i (t), having an amplitude Ai, the voltage u (t), having an amplitude Au, and the phase shift c1) between the voltage u (t) and the current i (t). . One of u (t) and i (t) is measured on the sample and corresponds to the response of the sample to the excitation signal. The other one of u (t) and i (t) is the excitation signal itself. Preferably, excitation signals of small amplitude are chosen with respect to the medium studied (for example less than 100 mV or less than 100 mA, preferably less than 10 mA in the case of a biological tissue), so that that the response of the medium studied remains linear: the excitation signal and the response signal are sinusoids of the same frequency. Au and Ai amplitudes can be exploited in the context of electrical impedance tomography. An excitation signal is then injected into the sample to be analyzed, and a response of the medium between different pairs of electrodes is then measured, the pairs of electrodes being defined from a set of at least three electrodes, for example four electrodes. These measurements are repeated for different frequencies of the excitation signal. Using these different measurements of Au, Ai and cl), we obtain a representation of the studied medium in the form of an impedance map. We will focus here more particularly on the measurement of the module of an electrical impedance. 2 (3) Various methods of measuring the module of an electrical impedance are known in the prior art. For example, patent document US 2006/0167374 discloses a bioimpedance measuring device. This apparatus sends a current at an excitation frequency, which passes through a known impedance reference object Zref, and an object to be studied. The voltage at the terminals of the object to be studied and the voltage at the terminals of the reference object are measured. The measured voltages are sampled at a sampling frequency by an analog-to-digital converter. The discrete Fourier transform of each of the two measured voltages is then calculated. The module of the impedance Zob, of the object to be studied is obtained from the known module of the impedance Zref, and the calculated discrete Fourier transforms. The sampling frequency is chosen to be less than or equal to the frequency of the excitation signal, in order to reduce the constraints on the analog-digital converter. The calculations used, however, require the use of a powerful processor, which consumes a lot of energy. An object of the invention is to provide a method and a device for providing information relating to the electrical impedance of a sample, which are simple, robust, and consume little energy.

EXPOSÉ DE L'INVENTION La présente invention est définie par un procédé pour mesurer le module d'une impédance électrique d'un échantillon dans lequel : on applique à l'échantillon un signal d'excitation sinusoïdal de fréquence prédéterminée, le signal d'excitation consistant en un courant d'excitation ou une tension d'excitation ; on mesure un signal de réponse comprenant une tension de réponse si le signal d'excitation est un courant d'excitation, ou un courant de réponse si le signal d'excitation est une tension d'excitation. Le procédé selon l'invention comprend ensuite les étapes suivantes : on numérise le signal de réponse à une fréquence d'échantillonnage inférieure à la fréquence de Nyquist, de façon à obtenir une série d'échantillons du signal de réponse ; - on construit un histogramme des échantillons, en répartissant la série d'échantillons dans plusieurs classes, chaque classe étant associée à un intervalle de tension ou de courant ; de chaque côté de l'histogramme, on identifie la classe la plus remplie ; - à partir des deux classes identifiées, on calcule l'amplitude du signal de réponse (Ai ; Au) et on en déduit ledit module de l'impédance électrique.DISCLOSURE OF THE INVENTION The present invention is defined by a method for measuring the modulus of an electrical impedance of a sample in which: a sinusoidal excitation signal of predetermined frequency is applied to the sample, the excitation signal consisting of an excitation current or an excitation voltage; measuring a response signal comprising a response voltage if the excitation signal is an excitation current, or a response current if the excitation signal is an excitation voltage. The method according to the invention then comprises the following steps: the response signal is digitized at a sampling frequency lower than the Nyquist frequency, so as to obtain a series of samples of the response signal; a histogram of the samples is constructed by distributing the series of samples in several classes, each class being associated with a voltage or current interval; on each side of the histogram, the most full class is identified; from the two classes identified, the amplitude of the response signal (A 1, Au) is calculated and the said module is deduced from the electrical impedance.

De préférence, le signal d'échantillonnage est généré par une horloge d'échantillonnage, le signal d'excitation est généré par une horloge de signal d'excitation, l'horloge d'échantillonnage et l'horloge de signal d'excitation étant asynchrones. La fréquence du signal d'excitation peut être égale à un multiple entier de la fréquence d'échantillonnage, plus une fraction de la fréquence d'échantillonnage, où m et n sont des entiers premiers entre eux et n est supérieur ou égal à dix. En variante, la fréquence du signal d'excitation peut être égale à un multiple entier de la fréquence d'échantillonnage, plus ou moins une fraction de la fréquence d'échantillonnage inférieure à un dixième. La fréquence d'échantillonnage est avantageusement inférieure à un dixième ou un centième ou un millième de la fréquence du signal d'excitation. Le procédé selon l'invention peut comprendre en outre les étapes suivantes : on numérise le signal d'excitation à une fréquence d'échantillonnage inférieure à la fréquence de Nyquist, de façon à obtenir une série d'échantillons du signal d'excitation ; - on construit un histogramme des échantillons, en répartissant la série d'échantillons dans plusieurs classes, chaque classe étant associée à un intervalle de tension ou de courant ; de chaque côté de l'histogramme, on identifie la classe la plus remplie ; à partir des deux classes identifiées, on calcule l'amplitude du signal d'excitation ; et on utilise l'amplitude du signal d'excitation et l'amplitude du signal de réponse pour obtenir le module de l'impédance électrique.Preferably, the sampling signal is generated by a sampling clock, the excitation signal is generated by an excitation signal clock, the sampling clock and the excitation signal clock being asynchronous . The frequency of the excitation signal may be equal to an integer multiple of the sampling frequency, plus a fraction of the sampling frequency, where m and n are prime integers to each other and n is greater than or equal to ten. Alternatively, the frequency of the excitation signal may be equal to an integer multiple of the sampling frequency, plus or minus a fraction of the sampling frequency less than one-tenth. The sampling frequency is advantageously less than one tenth or one hundredth or one thousandth of the frequency of the excitation signal. The method according to the invention may further comprise the following steps: the excitation signal is digitized at a sampling frequency lower than the Nyquist frequency, so as to obtain a series of samples of the excitation signal; a histogram of the samples is constructed by distributing the series of samples in several classes, each class being associated with a voltage or current interval; on each side of the histogram, the most full class is identified; from the two classes identified, the amplitude of the excitation signal is calculated; and the amplitude of the excitation signal and the amplitude of the response signal are used to obtain the modulus of the electrical impedance.

Le procédé selon l'invention peut comprendre en outre les étapes d'un procédé pour mesurer la phase de l'impédance électrique, dans lequel : on génère un premier signal logique, en comparant le signal et une première valeur de référence ; on génère un deuxième signal logique, en comparant le signal de réponse et une deuxième valeur de référence ; on combine le premier signal logique et le deuxième signal logique pour obtenir un troisième signal logique représentatif d'un décalage temporel entre le signal d'excitation et le signal de réponse ; on utilise le troisième signal logique pour commander la charge d'un condensateur, par une source de courant continue et de valeur constante, pendant un nombre prédéterminé de périodes du signal d'excitation ; on mesure la tension aux bornes de ce condensateur, et on en déduit ladite phase.The method according to the invention may further comprise the steps of a method for measuring the phase of the electrical impedance, wherein: generating a first logic signal, comparing the signal and a first reference value; generating a second logic signal, comparing the response signal and a second reference value; combining the first logic signal and the second logic signal to obtain a third logic signal representative of a time offset between the excitation signal and the response signal; the third logic signal is used to control the charge of a capacitor, by a constant current source of constant value, for a predetermined number of periods of the excitation signal; the voltage at the terminals of this capacitor is measured, and said phase is deduced therefrom.

De préférence, la première valeur de référence est égale à la deuxième valeur de référence, elle-même égale à une valeur nulle. L'invention concerne également un dispositif pour mesurer le module d'une impédance électrique d'un échantillon, le dispositif comprenant : des moyens pour appliquer à l'échantillon un signal d'excitation sinusoïdal de fréquence prédéterminée, le signal d'excitation consistant en un courant d'excitation ou une tension d'excitation ; des moyens pour mesurer un signal de réponse comprenant une tension de réponse si le signal d'excitation est un courant d'excitation, ou un courant de réponse si le signal d'excitation est une tension d'excitation.Preferably, the first reference value is equal to the second reference value, itself equal to a zero value. The invention also relates to a device for measuring the modulus of an electrical impedance of a sample, the device comprising: means for applying to the sample a sinusoidal excitation signal of predetermined frequency, the excitation signal consisting of an excitation current or an excitation voltage; means for measuring a response signal comprising a response voltage if the excitation signal is an excitation current, or a response current if the excitation signal is an excitation voltage.

Selon l'invention, le dispositif comprend en outre : - un premier convertisseur analogique numérique recevant en entrée le signal de réponse, et fournissant en sortie une série d'échantillons de ce signal, une fréquence d'échantillonnage étant inférieure à la fréquence de Nyquist ; - des moyens de traitement recevant en entrée la série d'échantillons du signal de réponse et fournissant en sortie ledit module de l'impédance électrique, ces moyens de traitement étant adaptés à mettre en oeuvre les étapes suivantes : construction d'un histogramme des échantillons, en répartissant la série d'échantillons dans plusieurs classes, chaque classe étant associée à un intervalle de tension ou de courant ; de chaque côté de l'histogramme, identification de la classe la plus remplie ; à partir des deux classes identifiées, calcul de l'amplitude du signal de réponse, et utilisation de ladite amplitude pour calculer ledit module.According to the invention, the device further comprises: a first digital analog converter receiving as input the response signal, and outputting a series of samples of this signal, a sampling frequency being lower than the Nyquist frequency; ; processing means receiving as input the series of samples of the response signal and outputting said module of the electrical impedance, these processing means being adapted to implement the following steps: construction of a histogram of the samples distributing the series of samples in several classes, each class being associated with a voltage or current range; on each side of the histogram, identification of the most filled class; from the two classes identified, calculating the amplitude of the response signal, and using said amplitude to calculate said module.

Le dispositif selon l'invention peut comprendre en outre un deuxième convertisseur analogique numérique recevant en entrée le signal d'excitation, les moyens de traitement recevant en entrée les sorties des premier et deuxième convertisseurs analogique numérique et étant adaptés à calculer l'amplitude du signal d'excitation et du signal de réponse, et à utiliser ces deux amplitudes pour calculer ledit module. De préférence, le dispositif selon l'invention comprend en outre des moyens pour mesurer la phase de l'impédance électrique comprenant : - un premier comparateur recevant en entrée le signal d'excitation, le comparant avec une première valeur de référence, et fournissant en sortie un premier signal logique ; - un deuxième comparateur recevant en entrée le signal de réponse, le comparant avec une deuxième valeur de référence, et fournissant en sortie un deuxième signal logique ; - des moyens de combinaison recevant en entrée le premier signal logique et le deuxième signal logique, et fournissant en sortie un troisième signal logique représentatif d'un décalage temporel entre le signal d'excitation et le signal de réponse ; - un interrupteur principal disposé en série entre une source de courant continue et de valeur constante et un condensateur, et commandé par ledit troisième signal logique ; et - des moyens de mesure de la tension aux bornes du condensateur. Avantageusement ; - le premier comparateur est relié à la masse, et est adapté à comparer le signal d'excitation avec une valeur nulle ; et - le deuxième comparateur est relié à la masse, et est adapté à comparer le signal de réponse avec une valeur nulle. L'invention concerne également un appareil portatif de mesure d'une impédance électrique d'un tissu humain ou animal, comprenant un dispositif selon l'invention.The device according to the invention may further comprise a second digital analog converter receiving as input the excitation signal, the processing means receiving as input the outputs of the first and second digital analog converters and being adapted to calculate the amplitude of the signal of excitation and of the response signal, and to use these two amplitudes to calculate said module. Preferably, the device according to the invention further comprises means for measuring the phase of the electrical impedance comprising: a first comparator receiving as input the excitation signal, comparing it with a first reference value, and providing in outputting a first logic signal; a second comparator receiving as input the response signal, comparing it with a second reference value, and outputting a second logic signal; - combining means receiving as input the first logic signal and the second logic signal, and outputting a third logic signal representative of a time shift between the excitation signal and the response signal; a main switch disposed in series between a DC and constant-current source and a capacitor, and controlled by said third logic signal; and - means for measuring the voltage across the capacitor. Advantageously; the first comparator is connected to ground, and is adapted to compare the excitation signal with a zero value; and the second comparator is connected to ground, and is adapted to compare the response signal with a zero value. The invention also relates to a portable device for measuring an electrical impedance of a human or animal tissue, comprising a device according to the invention.

L'invention concerne aussi un appareil portatif de tomographie d'impédance électrique d'un tissu humain ou animal, comprenant un dispositif selon l'invention. BRÈVE DESCRIPTION DES DESSINS La présente invention sera mieux comprise à la lecture de la description d'exemples de réalisation donnés à titre purement indicatif et nullement limitatif, en faisant référence aux dessins annexés parmi lesquels : - la Figure 1 illustre les paramètres à déterminer pour calculer une impédance électrique Z ; - la Figure 2 illustre un échantillonnage d'un signal sinusoïdal et un histogramme des échantillons obtenus ; - la Figure 3 illustre un échantillonnage selon l'invention ; - la Figure 4 illustre les étapes d'un procédé selon l'invention ; - la Figure 5 illustre de façon schématique un échantillon et un dispositif selon l'invention, pour mesurer le module d'une impédance électrique de l'échantillon ; - la Figure 6 illustre un premier mode de réalisation de dispositif selon l'invention ; la Figure 7 illustre un deuxième mode de réalisation de dispositif selon l'invention ; la Figure 8 illustre des signaux de tension générés dans un troisième mode de réalisation du dispositif selon l'invention ; la Figure 9 illustre de façon schématique un détail de ce troisième mode de réalisation du dispositif selon l'invention ; la Figure 10 illustre un exemple de ce troisième mode de réalisation de dispositif selon l'invention ; la Figure 11 illustre les performances d'un dispositif selon l'invention ; et la Figure 12 illustre un appareil portatif de mesure selon l'invention.The invention also relates to a portable electrical impedance tomography apparatus of a human or animal tissue, comprising a device according to the invention. BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS The present invention will be better understood on reading the description of exemplary embodiments given purely by way of indication and in no way limiting, with reference to the appended drawings in which: FIG. 1 illustrates the parameters to be determined in order to calculate an electrical impedance Z; FIG. 2 illustrates a sampling of a sinusoidal signal and a histogram of the samples obtained; - Figure 3 illustrates a sampling according to the invention; FIG. 4 illustrates the steps of a method according to the invention; - Figure 5 schematically illustrates a sample and a device according to the invention for measuring the modulus of an electrical impedance of the sample; FIG. 6 illustrates a first device embodiment according to the invention; Figure 7 illustrates a second embodiment of the device according to the invention; Figure 8 illustrates voltage signals generated in a third embodiment of the device according to the invention; Figure 9 schematically illustrates a detail of this third embodiment of the device according to the invention; Figure 10 illustrates an example of this third embodiment of the device according to the invention; Figure 11 illustrates the performance of a device according to the invention; and Figure 12 illustrates a portable measuring apparatus according to the invention.

EXPOSÉ DÉTAILLÉ DE MODES DE RÉALISATION PARTICULIERS On va tout d'abord décrire, en référence à la Figure 2, le principe général mis en oeuvre selon l'invention. La Figure 2 illustre un échantillonnage d'un signal sinusoïdal et un histogramme des échantillons obtenus. Le signal sinusoïdal 21 est représenté dans un graphique donnant la valeur du signal (axe des ordonnées) en fonction du temps (axe des abscisses). On parlera de valeur du signal pour désigner son amplitude à un instant t, pour éviter toute confusion avec l'amplitude crête à crête d'un signal, nommée également « amplitude ».DETAILED DESCRIPTION OF PARTICULAR EMBODIMENTS We will first describe, with reference to Figure 2, the general principle implemented according to the invention. Figure 2 illustrates a sampling of a sinusoidal signal and a histogram of the samples obtained. The sinusoidal signal 21 is represented in a graph giving the value of the signal (y-axis) as a function of time (x-axis). We will talk about the value of the signal to designate its amplitude at a time t, to avoid any confusion with the peak-to-peak amplitude of a signal, also called "amplitude".

Le signal sinusoïdal 21 est échantillonné en des temps d'échantillonnage réguliers répartis uniformément sur une période du signal sinusoïdal 21 (à un multiple près de cette période, c'est-à-dire après repliement sur une période). Les échantillons obtenus sont représentés par des points 22. A chaque échantillon correspond une valeur de signal A.The sinusoidal signal 21 is sampled at regular sampling times uniformly distributed over a period of the sinusoidal signal 21 (at a multiple close to this period, that is to say after folding over a period). The samples obtained are represented by points 22. Each sample corresponds to a value of signal A.

A partir du jeu d'échantillons obtenu, on réalise un histogramme 23. Dans cet histogramme, les échantillons sont classés en fonction de leur valeur de signal, dans des classes de même largeur 24. Chaque classe correspond à un intervalle de valeurs de signal [At ; Aid. Les classes sont rangées par ordre croissant ou décroissant de leur valeur médiane. On voit que l'histogramme 23 présente un minimum au centre (classe la moins remplie) et deux maxima aux extrêmes (classes les plus remplies). Chaque maximum est situé à une extrémité de l'histogramme. Les maxima sont situés de part et d'autre de la valeur médiane de l'histogramme.From the set of samples obtained, a histogram 23 is made. In this histogram, the samples are classified according to their signal value, in classes of the same width 24. Each class corresponds to a range of signal values [ At; Aid. Classes are ranked in ascending or descending order of their median value. It can be seen that the histogram 23 has a minimum in the center (the least filled class) and two maxima in the extremes (the most filled classes). Each maximum is located at one end of the histogram. The maxima are located on both sides of the median value of the histogram.

On note qu'en pratique, les maximal ne correspondent pas forcément aux extrema de l'histogramme car l'histogramme peut comprendre des classes correspondant à du bruit. Néanmoins, on aura toujours un maximum de chaque côté de l'histogramme, c'est pourquoi on pourra parler de deux maxima, situés chacun d'un côté de l'histogramme. En d'autres termes, les deux classes les plus remplies de l'histogramme sont situées de part et d'autre d'une valeur de référence. Le profil de l'histogramme s'explique par la forme sinusoïdale du signal 21 : - au voisinage du maximum du signal 21, la valeur du signal varie lentement : plus de points échantillonnés se trouvent dans une classe donnée ; - pour la même raison, plus de points échantillonnés se trouvent dans une classe donnée au voisinage du minimum du signal 21. Ainsi, l'histogramme 23 présente deux classes 25, 26 les plus remplies, correspondant aux tranches de valeurs extrêmales du signal. La classe 25 correspond à l'intervalle [At ; Au[ de valeurs du signal 21, les valeurs At et Au étant représentées sur la figure 2. La classe 26 correspond à un intervalle [Ar, A,[ (non représenté) de valeurs du signal 21. Une première classe correspond à un intervalle de valeurs minimales (en valeurs algébriques) du signal sinusoïdal. Une deuxième classe correspond à un intervalle de valeurs maximales (en valeurs algébriques) du signal sinusoïdal. Ainsi, la différence entre les deux classes correspond sensiblement à l'amplitude du signal. L'idée à la base de l'invention est d'exploiter cette propriété pour calculer l'amplitude d'un signal de tension ou d'un signal de courant, en vue de fournir une information relative à une impédance électrique. La Figure 2 illustre donc cette propriété intéressante de l'échantillonnage, lorsque les instants d'échantillonnages sont uniformément répartis au cours d'une période du signal, ou en d'autres termes lorsque les temps d'échantillonnage sont distribués selon une densité de probabilité uniforme sur une période du signal. Dans tout le texte, une densité de probabilité uniforme sur une période d'un signal désignera une densité de probabilité uniforme sur une période du signal, à un multiple près de cette période, c'est-à-dire après repliement sur une période. Cependant, l'invention peut être mise en oeuvre quel que soit l'échantillonnage appliqué, dès lors que les classes 25, 26 correspondant aux maximal précédemment décrits comportent un nombre suffisant d'occurrences relativement aux autres classes, de façon à se distinguer des autres classes. On comprend que plus ce nombre d'occurrences est élevé relativement aux occurrences des autres classes, plus le procédé est précis. Ce nombre d'occurrences, pour chaque maximum, doit être de préférence supérieur à 10, et encore de préférence supérieure à 100.Note that in practice, the maximums do not necessarily correspond to the extrema of the histogram because the histogram can include classes corresponding to noise. Nevertheless, there will always be a maximum on each side of the histogram, so we can talk about two maxima, each located on one side of the histogram. In other words, the two most filled classes of the histogram are located on either side of a reference value. The profile of the histogram is explained by the sinusoidal form of the signal 21: in the vicinity of the maximum of the signal 21, the value of the signal varies slowly: more sampled points are in a given class; for the same reason, more sampled points are found in a given class in the vicinity of the minimum of the signal 21. Thus, the histogram 23 has two classes 25, 26 that are the most filled, corresponding to the extreme value slices of the signal. Class 25 corresponds to the interval [At; At [of values of signal 21, the values At and Au being represented in FIG. 2. Class 26 corresponds to an interval [Ar, A, [(not shown) of values of signal 21. A first class corresponds to an interval of minimum values (in algebraic values) of the sinusoidal signal. A second class corresponds to an interval of maximum values (in algebraic values) of the sinusoidal signal. Thus, the difference between the two classes corresponds substantially to the amplitude of the signal. The idea underlying the invention is to use this property to calculate the amplitude of a voltage signal or a current signal, in order to provide information relating to an electrical impedance. Figure 2 thus illustrates this interesting property of sampling, when sampling times are uniformly distributed over a period of the signal, or in other words when sampling times are distributed according to a probability density uniform over a period of the signal. Throughout the text, a uniform probability density over a period of a signal will designate a uniform probability density over a period of the signal, at a multiple close to that period, ie, after folding over a period. However, the invention can be implemented regardless of the sampling applied, since the classes 25, 26 corresponding to the maximum described above have a sufficient number of occurrences relative to the other classes, so as to be distinguished from the others. classes. It is understood that the higher this number of occurrences relative to the occurrences of the other classes, the more precise the process is. This number of occurrences, for each maximum, must preferably be greater than 10, and even more preferably greater than 100.

Avantageusement, les temps d'échantillonnage sont distribués selon une densité de probabilité uniforme sur une période du signal. Ainsi, si l'on classe ces échantillons dans un histogramme, l'histogramme présente un continuum de classes encadrées par deux classes 25, 26 plus remplies que les autres. Cela facilite l'identification de ces deux classes 25 et 26.Advantageously, the sampling times are distributed according to a uniform probability density over a period of the signal. Thus, if we classify these samples in a histogram, the histogram presents a continuum of classes framed by two classes 25, 26 more filled than the others. This facilitates the identification of these two classes 25 and 26.

L'histogramme présente de préférence des classes de même largeur, associées chacune à un intervalle de valeurs du signal. Néanmoins, là encore, l'invention peut être mise en oeuvre avec des classes de largeurs différentes, dès lors que les classes 25, 26 comportent un nombre suffisant d'occurrences relativement aux autres classes. On acquiert par exemple 3000 échantillons du signal étudié.30 La Figure 3 illustre un échantillonnage selon l'invention. Sur la Figure 3, on a illustré un signal de tension V en fonction du temps t. Le signal de tension est un signal sinusoïdal de fréquence f e , = -. Le signal de tension est échantillonné, à une fréquence 7,1 x d'échantillonnage f , ech = Teck On rappelle que la fréquence de Nyquist vaut 2*fex. En d'autres termes, lorsque l'invention n'est pas mise en oeuvre, un signal de fréquence fex devra être échantillonné selon une fréquence d'échantillonnage supérieure à 2*fe,, pour que l'échantillonnage réalisé permette de reconstruire le signal sans perte d'information. Selon l'invention, il n'est pas nécessaire de reconstruire le signal. Il n'est donc pas nécessaire que l'échantillonnage selon l'invention soit réalisé à une fréquence d'échantillonnage supérieure à la fréquence de Nyquist. Selon l'invention, on excite un milieu de préférence à l'aide d'un signal d'excitation de faible amplitude au regard du milieu étudié (par exemple moins de 100 mV ou moins de 10 mA), et on mesure un signal de réponse. Un signal d'excitation de faible amplitude entraîne une réponse linéaire du milieu étudié : le signal de réponse est donc de forme connue (une sinusoïde, de même fréquence que celle du signal d'excitation). Autrement dit, l'application d'un signal d'excitation de faible amplitude permet de maîtriser la forme du signal de réponse, cette dernière étant similaire à la forme du signal d'excitation. Ainsi, il est d'autant moins utile de reconstruire le signal.The histogram preferably has classes of the same width, each associated with a range of values of the signal. However, again, the invention can be implemented with classes of different widths, since the classes 25, 26 comprise a sufficient number of occurrences relative to the other classes. For example, 3000 samples of the signal studied are acquired. Figure 3 illustrates a sampling according to the invention. In Figure 3, there is illustrated a voltage signal V as a function of time t. The voltage signal is a sinusoidal signal of frequency f e, = -. The voltage signal is sampled, at a frequency 7.1 x sampling f, ech = Teck It is recalled that the frequency of Nyquist is 2 * fex. In other words, when the invention is not implemented, a signal of frequency fex will have to be sampled at a sampling frequency greater than 2 * ff ,, so that the sampling carried out makes it possible to reconstruct the signal without loss of information. According to the invention, it is not necessary to reconstruct the signal. It is therefore not necessary for the sampling according to the invention to be carried out at a sampling frequency higher than the Nyquist frequency. According to the invention, a medium is preferably excited by means of a low-amplitude excitation signal relative to the medium under study (for example less than 100 mV or less than 10 mA), and a signal is measured. reply. A low amplitude excitation signal causes a linear response of the medium studied: the response signal is therefore of known form (a sinusoid, of the same frequency as that of the excitation signal). In other words, the application of a low amplitude excitation signal makes it possible to control the shape of the response signal, the latter being similar to the shape of the excitation signal. Thus, it is even less useful to rebuild the signal.

Une fréquence d'échantillonnage élevée impose une grande consommation énergétique des moyens d'échantillonnage. Selon l'invention, on choisit donc de ne pas respecter le critère de Nyquist. Une fréquence d'échantillonnage selon l'invention est inférieure à la fréquence de Nyquist. Un signal en tension (ou en courant) est échantillonné à une fréquence d'échantillonnage inférieure à la fréquence de Nyquist. On peut ainsi réduire une consommation énergétique d'un dispositif selon l'invention. La fréquence d'échantillonnage est par exemple inférieure à un millième de la fréquence du signal échantillonné. On peut même prévoir que la fréquence d'échantillonnage soit inférieure à un millionième de la fréquence du signal échantillonné. Selon l'invention, la fréquence d'échantillonnage est ajustée en fonction de la fréquence du signal échantillonné. Par exemple, la fréquence du signal échantillonné peut varier, par exemple entre 1 Hz et 1 MHz. Dans ce cas la fréquence d'échantillonnage peut valoir 30 kHz lorsque la fréquence du signal échantillonné dépasse 20 kHz. Elle peut être réduite à 500 Hz lorsque la fréquence du signal échantillonné est comprise dans la plage 250 Hz - 20 kHz, puis à 2 Hz lorsque la fréquence du signal échantillonné est comprise dans la plage 1 Hz - 250 Hz. La période Tech d'échantillonnage est supérieure à la moitié de la période Tex du signal de tension, et la période du signal de tension est fixe.A high sampling frequency imposes a high energy consumption of the sampling means. According to the invention, one therefore chooses not to respect the Nyquist criterion. A sampling frequency according to the invention is lower than the Nyquist frequency. A voltage (or current) signal is sampled at a sampling frequency lower than the Nyquist frequency. It is thus possible to reduce an energy consumption of a device according to the invention. The sampling frequency is for example less than one thousandth of the frequency of the sampled signal. It can even be expected that the sampling frequency is less than one millionth of the frequency of the sampled signal. According to the invention, the sampling frequency is adjusted according to the frequency of the sampled signal. For example, the frequency of the sampled signal may vary, for example between 1 Hz and 1 MHz. In this case, the sampling frequency may be 30 kHz when the frequency of the sampled signal exceeds 20 kHz. It can be reduced to 500 Hz when the frequency of the sampled signal is in the range 250 Hz - 20 kHz, then to 2 Hz when the frequency of the sampled signal is in the range 1 Hz - 250 Hz. Sampling is greater than half the voltage signal's Tex period, and the period of the voltage signal is fixed.

Selon l'invention, et en considérant un repliement du signal de tension modulo une période Tex dudit signal, on doit de préférence s'assurer que la densité de probabilité des temps d'échantillonnage est sensiblement uniforme sur une période Tex du signal de tension. Comme précisé ci-avant, la fréquence du signal d'excitation selon l'invention est égale à la fréquence du signal de réponse selon l'invention. Ainsi, selon l'invention, la fréquence du signal d'excitation et la fréquence du signal d'échantillonnage sont avantageusement choisies de sorte que la densité de probabilité des temps d'échantillonnage soit sensiblement uniforme sur une période du signal d'excitation. On pourra obtenir une telle densité de probabilité de différentes façons. Par exemple, on peut simuler un échantillonnage aléatoire, en choisissant une horloge de génération du signal d'échantillonnage et une horloge de génération du signal de tension asynchrones. L'asynchronisme résulte alors de la dérive naturelle en phase et en fréquence des horloges distinctes. Une horloge de génération de signal est typiquement un oscillateur à quartz. Même lorsque l'horloge de génération du signal d'échantillonnage et l'horloge de génération du signal de tension sont synchrones, on peut simuler un échantillonnage pseudo-aléatoire par un choix approprié du rapport de fréquence entre la fréquence du signal de tension et la fréquence du signal d'échantillonnage. En particulier, la fréquence du signal de tension est égale à un multiple entier de la fréquence d'échantillonnage, plus m une fraction -n de la fréquence d'échantillonnage, où m et n sont des entiers premiers entre eux et n est supérieur ou égal à 10. On peut choisir n supérieur à 100, et même n supérieur à 1000. On définit ainsi un motif élémentaire de l'échantillonnage. Avantageusement, on relèvera au moins n échantillons du signal de tension pour construire un histogramme. On pourra relever un nombre p d'échantillon pour construire un histogramme, où p est un multiple entier de n.According to the invention, considering a folding of the voltage signal modulo a period Tex of said signal, it should preferably be ensured that the probability density of the sampling times is substantially uniform over a period Tex of the voltage signal. As specified above, the frequency of the excitation signal according to the invention is equal to the frequency of the response signal according to the invention. Thus, according to the invention, the frequency of the excitation signal and the frequency of the sampling signal are advantageously chosen so that the probability density of the sampling times is substantially uniform over a period of the excitation signal. Such a probability density can be obtained in different ways. For example, random sampling can be simulated by selecting a sampling signal generation clock and an asynchronous voltage signal generation clock. Asynchronism results from the natural drift in phase and frequency of the distinct clocks. A signal generation clock is typically a quartz oscillator. Even when the sample signal generation clock and the voltage signal generation clock are synchronous, a pseudo-random sampling can be simulated by an appropriate choice of the frequency ratio between the voltage signal frequency and the frequency signal. sampling signal frequency. In particular, the frequency of the voltage signal is equal to an integer multiple of the sampling frequency, plus m a fraction -n of the sampling frequency, where m and n are prime integers to each other and n is greater than or equal to equal to 10. We can choose n greater than 100, and even n greater than 1000. We thus define a basic pattern of the sampling. Advantageously, there will be at least n samples of the voltage signal to build a histogram. A sample number p can be used to construct a histogram, where p is an integer multiple of n.

En variante, la fréquence du signal de tension est égale à un multiple entier de la fréquence d'échantillonnage, plus une fraction inférieure à un dixième de la fréquence d'échantillonnage. La fraction peut être inférieure à un centième, et même inférieure à un millième. L'homme du métier pourra imaginer de nombreuses autres alternatives, par exemple vobuler la fréquence d'échantillonnage entre une fréquence haute et une fréquence basse, ou mettre en oeuvre des sauts pseudo-aléatoires de la fréquence d'échantillonnage. On rappelle que cette condition sur la densité de probabilité des temps d'échantillonnage n'est toutefois pas nécessaire.Alternatively, the frequency of the voltage signal is equal to an integer multiple of the sampling frequency, plus a fraction less than one-tenth of the sampling frequency. The fraction may be less than one hundredth, and even less than one thousandth. Those skilled in the art can imagine many other alternatives, for example sweep the sampling frequency between a high frequency and a low frequency, or implement pseudo-random jumps in the sampling frequency. It is recalled that this condition on the probability density of the sampling times is not necessary, however.

Les échantillons sont utilisés pour construire un histogramme tel que décrit en référence à la Figure 2. L'utilisation d'un histogramme permet de s'affranchir de valeurs isolées pour déterminer une amplitude de signal. L'invention est donc particulièrement robuste au bruit de mesure. La fréquence d'échantillonnage, liée au nombre d'échantillons utilisés pour construire l'histogramme (plus de 1000 échantillons, par exemple 3000), implique que les échantillons correspondent à différentes périodes du signal étudié. Néanmoins, les échantillons restent prélevés en une durée faible devant la variation de l'impédance d'un tissu humain ou animal, cette dernière variant entre quelques secondes ou quelques jours, voire au-delà, selon les applications considérées.The samples are used to construct a histogram as described with reference to Figure 2. The use of a histogram makes it possible to dispense with isolated values to determine a signal amplitude. The invention is therefore particularly robust to measurement noise. The sampling frequency, related to the number of samples used to build the histogram (more than 1000 samples, for example 3000), implies that the samples correspond to different periods of the signal studied. Nevertheless, the samples are taken in a short time in front of the variation of the impedance of a human or animal tissue, the latter varying between a few seconds or a few days, or even beyond, depending on the applications considered.

Par ailleurs, l'échantillonnage sur plusieurs périodes du signal n'est pas problématique : cela permet au contraire d'obtenir une moyenne des valeurs maximales du signal sur ces quelques périodes, ce qui augmente la robustesse à l'égard du bruit de mesure.Moreover, the sampling over several periods of the signal is not problematic: on the contrary, it makes it possible to obtain an average of the maximum values of the signal over these few periods, which increases the robustness with regard to the measurement noise.

La Figure 4 illustre les différentes étapes du procédé selon l'invention, pour mesurer un module d'une impédance électrique Z d'un échantillon : - dans une étape 41, on applique à un échantillon un signal d'excitation sinusoïdal de fréquence prédéterminée, le signal d'excitation consistant ici en une tension d'excitation u(t) ; dans une étape 42, on mesure le courant de réponse i(t) ; dans une étape 43, on numérise le courant de réponse i(t), de façon à obtenir une série d'échantillons du courant de réponse. Les conditions relatives à l'échantillonnage mis en oeuvre ont été détaillées précédemment. ; - dans une étape 44, on construit un histogramme des échantillons, en répartissant la série d'échantillons dans plusieurs classes, chaque classe étant associée à un intervalle de courant. Typiquement, le nombre de classes est de plusieurs dizaines, ou plusieurs centaines de classes. De préférence, les classes de l'histogramme présentent toutes la même largeur. - dans une étape 45, on identifie les deux intervalles correspondant respectivement aux deux classes les plus remplies, de chaque côté de l'histogramme. Pour cela, on peut définir deux zones de recherche : l'une correspondant à une classe (ou canal) de faible indice, l'autre correspondant à une classe de fort indice, l'indice d'une classe étant un entier proportionnel à la valeur médiane de l'intervalle de valeurs correspondant. Dans chaque zone, la classe la plus remplie est recherchée. On parle également d'une recherche d'un maximum local sur chaque zone, à chaque extrémité de l'histogramme. Ensuite, on identifie une valeur i' it représentative de l'intervalle de valeurs de signal associé à chaque classe ainsi identifiée. Cette valeur représentative est typiquement la valeur moyenne de l'intervalle de valeurs de signal associé à chaque classe ou la valeur d'une borne de chaque classe. - dans une étape 46, on calcule l'amplitude Ai du courant de réponse, en comparant lesdites valeurs représentatives i' it ainsi identifiées, en particulier par une soustraction : Ai=icit. On calcule ensuite le module VI = -Au. L'amplitude Au de la tension At d'excitation peut soit être mesurée de la même façon que l'amplitude Ai, soit être supposée connue.FIG. 4 illustrates the different steps of the method according to the invention, for measuring a module of an electrical impedance Z of a sample: in a step 41, a sinusoidal excitation signal of predetermined frequency is applied to a sample, the excitation signal here consisting of an excitation voltage u (t); in a step 42, the response current i (t) is measured; in a step 43, the response current i (t) is digitized so as to obtain a series of samples of the response current. The conditions relating to the sampling implemented have been detailed previously. ; in a step 44, a histogram of the samples is constructed by distributing the series of samples in several classes, each class being associated with a current interval. Typically, the number of classes is several tens, or several hundred classes. Preferably, the classes of the histogram all have the same width. in a step 45, the two intervals respectively corresponding to the two most filled classes, on each side of the histogram, are identified. For this, we can define two search areas: one corresponding to a class (or channel) of low index, the other corresponding to a class of strong index, the index of a class being an integer proportional to the median value of the corresponding range of values. In each zone, the most filled class is searched. We are also talking about a search for a local maximum on each zone, at each end of the histogram. Then, a value i 'it representative of the range of signal values associated with each class thus identified is identified. This representative value is typically the average value of the signal value range associated with each class or the value of a terminal of each class. in a step 46, the amplitude Ai of the response current is calculated, by comparing said representative values i 'it thus identified, in particular by a subtraction: Ai = icit. The module VI = -Au is then calculated. The amplitude Au of the excitation voltage At can be measured in the same way as the amplitude Ai, or be assumed to be known.

On va maintenant décrire, en référence à la Figure 5 et de façon schématique, un dispositif 50 de mesure de module selon l'invention. Le dispositif 50 comprend au moins deux électrodes 51, permettant d'injecter un courant sinusoïdal i(t) dans un échantillon 52. Le courant i(t) est un signal d'excitation. Il traverse l'échantillon entre deux points, d'une électrode à l'autre. Le courant i(t) est fourni par une source 54 émettant un signal sinusoïdal de fréquence connue. Le signal i(t) peut être déterminé par une mesure du courant à la sortie de la source 54, ou par une mesure du courant après traversée de l'échantillon ou en supposant que le signal théoriquement émis par la source 54 correspond au signal effectivement émis par ladite source. Les deux électrodes 51 permettent également de mesurer la tension sinusoïdale u(t) entre deux points de l'échantillon 52. La tension u(t) est un signal de réponse. Elle présente la même fréquence f que celle du signal d'excitation puisque le milieu est supposé linéaire. Les deux électrodes 51 sont reliées à une unité de mesure 55, qui calcule le module de l'impédance électrique Z de l'échantillon entre ces deux points (étapes 43 à 46 telles que décrites en référence à la Figure 4).A device 50 for measuring the module according to the invention will now be described with reference to FIG. 5 and schematically. The device 50 comprises at least two electrodes 51 for injecting a sinusoidal current i (t) into a sample 52. The current i (t) is an excitation signal. It passes through the sample between two points, from one electrode to another. The current i (t) is provided by a source 54 emitting a sinusoidal signal of known frequency. The signal i (t) can be determined by a measurement of the current at the output of the source 54, or by a measurement of the current after passing through the sample or by assuming that the signal theoretically emitted by the source 54 corresponds to the actual signal. issued by said source. The two electrodes 51 also make it possible to measure the sinusoidal voltage u (t) between two points of the sample 52. The voltage u (t) is a response signal. It has the same frequency f as that of the excitation signal since the medium is assumed to be linear. The two electrodes 51 are connected to a measurement unit 55, which calculates the modulus of the electrical impedance Z of the sample between these two points (steps 43 to 46 as described with reference to FIG. 4).

On peut prévoir deux paires d'électrodes : une paire d'électrodes d'injection, pour injecter un signal dans l'échantillon, et une paire d'électrodes de mesure, pour mesurer un signal de réponse de l'échantillon. Le dispositif 50 peut comprendre au moins trois électrodes, dans le cadre d'une tomographie par impédance électrique.Two pairs of electrodes may be provided: a pair of injection electrodes for injecting a signal into the sample, and a pair of measurement electrodes for measuring a sample response signal. The device 50 may comprise at least three electrodes, in the context of an electrical impedance tomography.

Dans une variante non représentée, la source sinusoïdale impose une tension u(t) entre deux points de l'échantillon 52. La tension u(t) est alors un signal d'excitation. Ce signal u(t) peut être déterminé par une mesure de la tension à la sortie de la source 54, ou par une mesure de la tension entre deux points de l'échantillon ou en supposant que le signal théoriquement émis par la source 54 correspond au signal effectivement émis par ladite source. On mesure le courant i(t) traversant l'échantillon 52 entre les deux électrodes. Le courant i(t) forme alors un signal de réponse. La tension u(t) et le courant i(t) ne comprennent pas d'offset. En d'autres termes, le signal u(t) est centré sur l'axe des abscisses correspondant à une tension continue nulle et le signal i(t) est centré sur l'axe des abscisses correspondant à un courant continu nul. On peut prévoir une étape de filtrage pour ne conserver que la composante alternative des signaux u(t) et i(t). La Figure 6 illustre un premier mode de réalisation de dispositif 100 selon l'invention. Selon ce mode de réalisation, une source 60 applique une tension u(t) aux bornes de l'impédance électrique Z. L'impédance Z symbolise le milieu étudié. La tension u(t) forme ici le signal d'excitation. La réponse de l'impédance Z à la tension u(t) est un courant i(t), mesuré par les moyens de mesure de courant 61, en sortie de l'impédance Z. Le courant i(t) forme ici le signal de réponse.In a variant not shown, the sinusoidal source imposes a voltage u (t) between two points of the sample 52. The voltage u (t) is then an excitation signal. This signal u (t) can be determined by measuring the voltage at the output of the source 54, or by measuring the voltage between two points of the sample or by assuming that the signal theoretically transmitted by the source 54 corresponds to the signal actually transmitted by said source. The current i (t) passing through the sample 52 is measured between the two electrodes. The current i (t) then forms a response signal. The voltage u (t) and the current i (t) do not include an offset. In other words, the signal u (t) is centered on the abscissa axis corresponding to a zero DC voltage and the signal i (t) is centered on the abscissa axis corresponding to a zero DC current. A filtering step can be provided to retain only the AC component of the signals u (t) and i (t). Figure 6 illustrates a first embodiment of device 100 according to the invention. According to this embodiment, a source 60 applies a voltage u (t) across the electrical impedance Z. The impedance Z symbolizes the medium studied. The voltage u (t) here forms the excitation signal. The response of the impedance Z to the voltage u (t) is a current i (t), measured by the current measurement means 61, at the output of the impedance Z. The current i (t) here forms the signal Answer.

Les moyens de mesure de courant 61 sont réalisés ici par un circuit convertisseur de courant recevant en entrée le courant i(t) après traversée de l'impédance Z, et fournissant en sortie une tension proportionnelle à ce courant. On nomme également « convertisseur à trans-impédance » ce circuit convertisseur de courant. Le courant i(t) converti en tension est ensuite numérisé à l'aide d'un convertisseur analogique-numérique 62. On utilise par exemple un convertisseur analogique-numérique 12 bits : les signaux sont donc répartis sur 212=4096 niveaux. L'histogramme présente alors 4096 classes. Avantageusement, le nombre de classes de l'histogramme correspond au nombre de niveaux après la conversion du signal analogique en signal numérique. Comme précisé en référence à la Figure 3, la numérisation est effectuée à une fréquence d'échantillonnage inférieure à la fréquence de Nyquist, et de préférence avec une densité de probabilité des temps d'échantillonnage sensiblement uniforme sur une période du signal d'excitation. La numérisation fournit une série d'échantillons du courant i(t).The current measurement means 61 are made here by a current converter circuit receiving as input the current i (t) after passing through the impedance Z, and outputting a voltage proportional to this current. Also called "trans-impedance converter" this current converter circuit. The current i (t) converted into voltage is then digitized using an analog-digital converter 62. For example, a 12-bit analog-to-digital converter is used: the signals are therefore distributed over 212 = 4096 levels. The histogram then has 4096 classes. Advantageously, the number of classes of the histogram corresponds to the number of levels after the conversion of the analog signal into a digital signal. As indicated with reference to FIG. 3, the digitization is performed at a sampling frequency lower than the Nyquist frequency, and preferably with a probability density of substantially uniform sampling times over a period of the excitation signal. The digitization provides a series of samples of the current i (t).

Le convertisseur analogique-numérique présente un temps d'ouverture faible par rapport à la fréquence du signal à échantillonner, dans un rapport typiquement 1/1000. Il est associé à une horloge de conversion présentant une fréquence de conversion fh. En pratique, on choisit la fréquence du signal d'excitation fex, partant de la fréquence de conversion, pour qu'elle ne soit pas un multiple entier de la fréquence de conversion. Par exemple, la fréquence de conversion vaut 500 kHz, et on fixe la fréquence du signal d'excitation à 999kHz au lieu de 1 Mz. Ici, la fréquence d'échantillonnage vaut Lech 33,3 kHz. On a alors : ( 2 5100) = 15 . (29 fex - = fech + 1,97,0) Ainsi, la fréquence du signal d'excitation est égale à un multiple entier (29) de la fréquence d'échantillonnage plus une fraction Il de la fréquence d'échantillonnage, avec m=97 et n=100 premiers entre eux. On retrouve bien l'un des moyens pour obtenir une densité de probabilité des temps d'échantillonnage uniforme sur une période du signal d'échantillonnage. Le convertisseur analogique numérique 62 est relié à des moyens de traitement 64 recevant en entrée la série d'échantillons du courant i(t), et fournissant en sortie le module de l'impédance électrique Z. La liaison 63 entre le convertisseur analogique numérique 62 et les moyens de traitement 64 est une liaison numérique, par exemple de type SPI (pour l'anglais « Serial Peripheral Interface »). Les moyens de traitement peuvent comprendre un circuit électronique numérique ou analogique, de préférence dédié, associé à un microprocesseur et/ou un ordinateur. Les échantillons étant peu nombreux (par exemple 3000), on peut utiliser un microcontrôleur basse consommation pour réaliser lesdits moyens de traitement. Un microcontrôleur est un circuit intégré qui rassemble les éléments essentiels d'un ordinateur tels que : processeur, mémoires (mémoire morte pour stocker des moyens logiciels, mémoire vive pour stocker des données d'entrée et sortie des moyens logiciels), unités périphériques et interfaces d'entrées-sorties. Les unités périphériques sont pilotées par les moyens logiciels, de façon à réaliser les fonctions voulues. Ce microcontrôleur calcule alors l'amplitude Ai, et en déduit le module VI de l'impédance Z. Il pilote en outre l'ensemble des interactions entre les différents composants formant le dispositif 100 selon l'invention. Le microcontrôleur est par exemple de type MSP 430 (Texas Instrument ®), connu pour sa faible consommation et son aptitude à équiper des circuits embarqués avec une contrainte de consommation (de l'ordre de 10 mW). Dans le mode de réalisation de la Figure 6, on applique une tension connue u(t) aux bornes de l'impédance Z. L'amplitude Au du signal de tension est supposée connue : on suppose que le signal de tension effectivement émis par la source 60 correspond au signal de tension théoriquement émis par la source 60. Les moyens de traitement 64 utilisent l'amplitude de la tension Au et l'amplitude du courant Ai pour calculer le module de l'impédance électrique Z. Les moyens de traitement 64 peuvent mettre en oeuvre un algorithme de reconstruction tomographique. Un tel algorithme vise à estimer en trois dimensions la répartition d'impédance électrique d'un échantillon. Dans ce cas, le dispositif selon l'invention peut comprendre des moyens de traitement séparés en deux modules : un premier module de traitement réalisé typiquement par un microcontrôleur qui pilote les composants tels que le convertisseur analogique-numérique, et calcule au moins une amplitude de signal Ai, Au ; un deuxième module de traitement, plus puissant, qui utilise les amplitudes calculées dans un algorithme de reconstruction tomographique. On voit donc que l'invention offre un procédé et un dispositif ne consommant que très peu d'énergie grâce à un échantillonnage à une fréquence inférieure à la fréquence de Nyquist et à des calculs simples, sans recours à des transformées de Fourier.The analog-digital converter has a low opening time with respect to the frequency of the signal to be sampled, in a ratio typically 1/1000. It is associated with a conversion clock with a conversion frequency fh. In practice, the frequency of the excitation signal fex, starting from the conversion frequency, is chosen so that it is not an integer multiple of the conversion frequency. For example, the conversion frequency is 500 kHz, and the frequency of the excitation signal is set at 999kHz instead of 1 Mz. Here, the sampling frequency is Lech 33.3 kHz. We then have: (2 5100) = 15. (29 fex - = fech + 1.97.0) Thus, the frequency of the excitation signal is equal to an integer multiple (29) of the sampling frequency plus a fraction II of the sampling frequency, with m = 97 and n = 100 first between them. One of the ways to obtain a probability density of the uniform sampling times over a period of the sampling signal is found. The digital analog converter 62 is connected to processing means 64 receiving as input the series of samples of the current i (t), and outputting the electrical impedance module Z. The link 63 between the analog digital converter 62 and the processing means 64 is a digital link, for example of the SPI (Serial Peripheral Interface) type. The processing means may comprise a digital or analog electronic circuit, preferably dedicated, associated with a microprocessor and / or a computer. Samples being few (for example 3000), one can use a low power microcontroller to achieve said processing means. A microcontroller is an integrated circuit which gathers the essential elements of a computer such as: processor, memories (read-only memory for storing software means, random access memory for storing input and output data of the software means), peripheral units and interfaces input-output. The peripheral units are driven by the software means, so as to perform the desired functions. This microcontroller then calculates the amplitude Ai, and deduces the module VI from the impedance Z. It also controls all the interactions between the various components forming the device 100 according to the invention. The microcontroller is for example MSP 430 (Texas Instrument ®), known for its low power consumption and its ability to equip embedded circuits with a consumption constraint (of the order of 10 mW). In the embodiment of FIG. 6, a known voltage u (t) is applied across the impedance Z. The amplitude Au of the voltage signal is assumed to be known: it is assumed that the voltage signal actually emitted by the source 60 corresponds to the voltage signal theoretically emitted by the source 60. The processing means 64 use the amplitude of the voltage Au and the amplitude of the current Ai to calculate the modulus of the electrical impedance Z. The processing means 64 can implement a tomographic reconstruction algorithm. Such an algorithm aims to estimate in three dimensions the electrical impedance distribution of a sample. In this case, the device according to the invention can comprise processing means separated into two modules: a first processing module typically produced by a microcontroller which controls the components such as the analog-digital converter, and calculates at least one amplitude of signal Ai, Au; a second processing module, more powerful, which uses the amplitudes calculated in a tomographic reconstruction algorithm. It can thus be seen that the invention offers a method and a device that consumes very little energy thanks to sampling at a frequency lower than the Nyquist frequency and to simple calculations, without the use of Fourier transforms.

On propose ici un dispositif pouvant présenter un faible encombrement, et un coût réduit, puisque les composants nécessaires sont peu nombreux, peu encombrants, et courants dans le commerce. En particulier, le dispositif et le procédé selon l'invention ne requièrent qu'un simple microcontrôleur de faible consommation pour piloter les composants du dispositif et réaliser les calculs d'amplitude. La Figure 7 illustre un deuxième mode de réalisation de dispositif selon l'invention. La Figure 7 ne sera décrite que pour ses différences relativement à la Figure 6. Selon le mode de réalisation de la Figure 7, la source 60 injecte un courant i(t) dans l'impédance Z. Le courant i(t) forme ici le signal d'excitation.Here we propose a device that can have a small footprint, and a reduced cost, since the necessary components are few in number, compact and common in the trade. In particular, the device and the method according to the invention require only a simple low-power microcontroller to drive the components of the device and perform the amplitude calculations. Figure 7 illustrates a second embodiment of the device according to the invention. FIG. 7 will only be described for its differences with respect to FIG. 6. According to the embodiment of FIG. 7, the source 60 injects a current i (t) into the impedance Z. The current i (t) forms here the excitation signal.

La réponse de l'impédance Z au courant i(t) est la tension u(t) mesurée par les moyens de mesure de tension 71 aux bornes de l'impédance Z. La tension u(t) forme ici le signal de réponse. Les moyens de mesure de tension 71 sont réalisés ici par un circuit comparateur recevant en entrée le potentiel à l'une des bornes de l'impédance Z, et le potentiel à l'autre des bornes de l'impédance Z.The response of the impedance Z to the current i (t) is the voltage u (t) measured by the voltage measuring means 71 across the impedance Z. The voltage u (t) here forms the response signal. The voltage measuring means 71 are made here by a comparator circuit receiving as input the potential at one of the impedance Z and the potential at the other end of the impedance Z.

La tension u(t) est ensuite numérisée à l'aide d'un convertisseur analogique- numérique 72, comme détaillé en référence à la Figure 6 et à propos de la numérisation du courant i(t). La numérisation fournit une série d'échantillons de la tension u(t). Le convertisseur analogique numérique 72 est relié aux moyens de traitement 64 par une liaison numérique, par exemple SPI. Les moyens de traitement 64 mettent en oeuvre les étapes 43 à 46 telles que définies en référence à la Figure 4, appliquées aux échantillons de la tension u(t). Les moyens de traitement 64 calculent ainsi l'amplitude Au de la tension et en déduisent le module de l'impédance Z. Dans le mode de réalisation de la Figure 7, on injecte un courant connu i(t) dans l'impédance Z. L'amplitude Ai du courant est supposée connue : on suppose que le courant effectivement émis par la source 60 correspond au courant théoriquement émis par la source 60. On pourra imaginer différentes variantes en combinant à loisir ces modes de réalisation. Par exemple, on pourra déterminer l'amplitude de la tension par une mesure de la tension aux bornes de l'impédance Z, comme en Figure 7, et déterminer l'amplitude du courant par une mesure du courant en sortie de l'impédance Z, comme en Figure 6.30 On va maintenant décrire un dispositif plus complet, prenant en compte un autre aspect de l'invention, permettant en outre de calculer de façon astucieuse et économe en énergie le déphasage entre la tension u(t) et le courant i(t). Ce troisième mode de réalisation de dispositif 100 selon l'invention sera décrit en référence aux Figures 8, 9 et 10. La Figure 8 illustre des signaux de tension générés dans le troisième mode de réalisation du dispositif selon l'invention. La Figure 9 illustre de façon schématique un détail de ce troisième mode de réalisation du dispositif selon l'invention, en particulier la partie du dispositif selon l'invention permettant de générer et exploiter les signaux de la Figure 8. Un premier comparateur 91 compare le signal u(t) avec une première valeur de référence. La première valeur de référence correspond à une tension constante, ici la tension nulle. Ainsi, le premier comparateur 91 reçoit en entrée le signal u(t), et une première valeur de référence, ici une tension nulle correspondant à la masse. On obtient en sortie du premier comparateur un premier signal logique, dit signal Cl. Le signal Cl présente la même fréquence que le signal d'excitation. Le signal Cl prend ici une valeur positive (égale à l'unité) lorsque u(t) est supérieur ou égal à zéro, et une valeur nulle lorsque u(t) est inférieur à zéro. Un deuxième comparateur 92 compare le signal représentant le courant i(t), converti en tension, avec une deuxième valeur de référence. La deuxième valeur de référence correspond à une tension constante, ici la tension nulle correspondant à la masse. Ainsi, le deuxième comparateur 92 reçoit en pratique le signal i(t) converti en tension, et une deuxième valeur de référence, ici une tension nulle. On obtient en sortie du deuxième comparateur un deuxième signal logique, dit signal C2. Le signal C2 présente la même fréquence que le signal d'excitation. Le signal C2 prend ici une valeur positive (égale à l'unité) lorsque i(t) est supérieur ou égal à zéro, et une valeur nulle lorsque i(t) est inférieur à zéro. Selon l'invention, la première valeur de référence n'est pas forcément égale à la deuxième valeur de référence, et ces valeurs de référence ne sont pas forcément égales à la valeur nulle. Néanmoins, des valeurs de référence nulles facilitent le traitement tel que décrit dans la suite, en particulier lorsqu'on ignore les valeurs extrêmes de chacun des signaux à comparer, centrés sur la valeur nulle car sans offset. Si l'on connaît les valeurs extrêmes de chacun des signaux à comparer, on peut par exemple choisir les valeurs de référence de façon que leur rapport soit égal au rapport des amplitudes crête-à-crête de chacun des signaux à comparer, centrés sur la valeur nulle. Ensuite, les signaux Cl et C2 sont combinés pour former un troisième signal logique, représentatif du décalage temporel Tph entre les signaux Cl et C2. Dans l'exemple représenté sur les Figures 8 et 9, on combine les signaux Cl et C2 pour former un signal Cl + C2. Ce signal présente la même fréquence que le signal d'excitation. Le signal Cl est l'inverse logique du signal Cl. Pour générer le signal C1, on utilise un inverseur logique 93 disposé en sortie du premier comparateur 91. Pour former ensuite le signal Cl + C2, on utilise une porte logique NOR 94 recevant en entrée le signal Cl et le signal C2. Le signal Cl + C2 est désigné par la référence numérique 85. Le signal 85 prend ici une valeur positive (égale à l'unité) lorsque le signal Cl est positif et le signal C2 est nul. Dans tous les autres cas, le signal 85 prend la valeur nulle. Ainsi, pour chaque période correspondant à la fréquence du signal d'excitation, le signal 85 prend une valeur nulle excepté pendant une durée correspondant au décalage temporel entre les signaux Cl et C2, ce décalage étant égal au décalage temporel entre la tension u(t) et le courant i(t). Dans la suite, la période correspondant à la fréquence du signal d'excitation est nommée période du signal d'excitation. L'idée à la base de cet aspect de l'invention est de générer un signal logique prenant la valeur 1 ou 0, uniquement pendant une durée représentative du décalage temporel Tph entre le signal d'excitation et le signal de réponse, et d'exploiter ce signal de façon à déterminer un déphasage entre u(t) et i(t), tout en mettant en oeuvre un circuit peu consommateur d'énergie. On pourra prévoir de nombreuses variantes permettant d'obtenir un tel signal. Selon un mode moins préféré, on génère, à l'aide d'une porte OU exclusif (XOR), un signal logique prenant la valeur 1 pendant une durée égale à deux fois le décalage temporel Tph, pendant une période du signal l'excitation. L'homme du métier saura aisément déterminer le lien de proportionnalité entre le décalage temporel entre les signaux Cl et C2, et le décalage temporel entre le signal d'excitation et le signal de réponse, à partir des valeurs de référence choisies, et le cas échéant des valeurs maximales et minimales des signaux de tension correspondant au signal de référence et au signal de réponse. Selon cet aspect de l'invention, le signal 85 est utilisé pour commander la charge d'un condensateur 95 par une source de courant continu et de valeur constante Icons, et pendant un nombre prédéterminé de périodes du signal d'excitation de fréquence prédéterminée. Pour cela, on utilise un interrupteur 96 disposé entre la source de courant constant 97, et le condensateur 95. L'ouverture et la fermeture de l'interrupteur 96, dit interrupteur principal, sont commandées par le signal 85. Lorsque le signal 85 prend la valeur nulle, l'interrupteur 96 est ouvert. Lorsque le signal 85 prend la valeur égale à l'unité, l'interrupteur 96 est fermé et le condensateur 95 est partiellement chargé par la source de courant constant 97. De façon générale, l'idée à la base de l'invention est que le condensateur se charge uniquement lorsque le signal logique 85 prend l'une des deux valeurs qu'il peut prendre. Au bout d'un nombre prédéterminé de périodes du signal d'excitation la tension aux bornes du condensateur 95 est remise à zéro. Ici le condensateur 95 se charge uniquement lorsque le signal 85 prend la valeur 1. La tension aux bornes du condensateur dépend alors du rapport de durée entre la période du signal 85 et la durée pendant laquelle le signal 85 prend la valeur 1. Ce rapport de durée correspond au rapport entre la période du signal d'excitation, et le décalage temporel entre la tension u(t) et le courant i(t). Ainsi, connaissant le nombre de périodes du signal d'excitation écoulées, on relie facilement la tension aux bornes de l'interrupteur au déphasage cl) entre la tension u(t) et le courant i(t). On note que le déphasage cl) est calculé pour une fréquence donnée du signal d'excitation. On note que la présence de la source de courant 97 permet de maîtriser la charge du condensateur 95 lorsque l'interrupteur 96 est fermé. De plus, l'ouverture de l'interrupteur 96 entre deux charges consécutive du condensateur 95 permet d'éviter une décharge du condensateur. L'utilisation combinée de la source de courant 97 et de l'interrupteur 96 permet d'accumuler une charge, aux bornes du condensateur 95, correspondant précisément au cumul du déphasage cl) pour le nombre de périodes du signal d'excitation écoulées. Le déphasage cl) pour une période est obtenu en considérant la tension Uc mesurée aux bornes du condensateur, et le nombre p de périodes écoulées comme détaillé ci-dessous. On a représenté sur la Figure 9 un graphique illustrant la tension Uc aux bornes du condensateur 95 en fonction du temps t. La courbe 99 correspondant à la tension Uc en fonction du temps t est une droite. On pourra relever qu'il s'agit là d'une approximation, et qu'elle peut en fait être formée d'une succession de paliers pour lesquels Uc est une constante (interrupteur 96 ouvert), et de paliers pour lesquels Uc augmente linéairement (interrupteur 96 fermé). Ces paliers correspondent à la succession de valeurs nulles et positives du signal 85.The voltage u (t) is then digitized by means of an analog-to-digital converter 72, as detailed with reference to FIG. 6 and about the digitization of the current i (t). The digitization provides a series of samples of the voltage u (t). The digital analog converter 72 is connected to the processing means 64 by a digital link, for example SPI. The processing means 64 implement steps 43 to 46 as defined with reference to FIG. 4, applied to the samples of the voltage u (t). The processing means 64 thus calculate the amplitude Au of the voltage and deduce therefrom the module of the impedance Z. In the embodiment of FIG. 7, a known current i (t) is injected into the impedance Z. The amplitude Ai of the current is assumed to be known: it is assumed that the current actually emitted by the source 60 corresponds to the current theoretically emitted by the source 60. It will be possible to imagine different variants by combining at leisure these embodiments. For example, the amplitude of the voltage can be determined by measuring the voltage across the impedance Z, as in FIG. 7, and determining the amplitude of the current by measuring the current at the output of the impedance Z As in FIG. 6.30, a more complete device will now be described, taking into account another aspect of the invention, furthermore making it possible to calculate in a smart and energy-efficient manner the phase difference between the voltage u (t) and the current i. (t). This third embodiment of device 100 according to the invention will be described with reference to FIGS. 8, 9 and 10. FIG. 8 illustrates voltage signals generated in the third embodiment of the device according to the invention. FIG. 9 schematically illustrates a detail of this third embodiment of the device according to the invention, in particular the part of the device according to the invention making it possible to generate and exploit the signals of FIG. 8. A first comparator 91 compares the signal u (t) with a first reference value. The first reference value corresponds to a constant voltage, here the zero voltage. Thus, the first comparator 91 receives as input the signal u (t), and a first reference value, here a zero voltage corresponding to the mass. At the output of the first comparator, a first logic signal, said signal C1, is obtained. The signal C1 has the same frequency as the excitation signal. The signal C1 here takes a positive value (equal to the unit) when u (t) is greater than or equal to zero, and a zero value when u (t) is less than zero. A second comparator 92 compares the signal representing the current i (t), converted into voltage, with a second reference value. The second reference value corresponds to a constant voltage, here the zero voltage corresponding to the mass. Thus, the second comparator 92 receives in practice the signal i (t) converted into voltage, and a second reference value, here a zero voltage. At the output of the second comparator, a second logic signal, said signal C2, is obtained. The signal C2 has the same frequency as the excitation signal. The signal C2 here takes a positive value (equal to unity) when i (t) is greater than or equal to zero, and a zero value when i (t) is less than zero. According to the invention, the first reference value is not necessarily equal to the second reference value, and these reference values are not necessarily equal to the zero value. Nevertheless, null reference values facilitate the processing as described below, in particular when the extreme values of each of the signals to be compared, centered on the zero value because without offset, are ignored. If the extreme values of each of the signals to be compared are known, it is possible, for example, to choose the reference values so that their ratio is equal to the ratio of the peak-to-peak amplitudes of each of the signals to be compared, centered on the null value. Then, the signals C1 and C2 are combined to form a third logic signal, representative of the time shift Tph between the signals C1 and C2. In the example shown in Figures 8 and 9, the signals C1 and C2 are combined to form a C1 + C2 signal. This signal has the same frequency as the excitation signal. The signal C1 is the logical inverse of the signal C1. In order to generate the signal C1, a logic inverter 93 is used at the output of the first comparator 91. Then, to form the signal C1 + C2, a logic gate NOR 94 receiving input C1 signal and C2 signal. The signal C1 + C2 is designated by the reference numeral 85. The signal 85 here takes a positive value (equal to unity) when the signal C1 is positive and the signal C2 is zero. In all other cases, the signal 85 takes the value zero. Thus, for each period corresponding to the frequency of the excitation signal, the signal 85 takes a zero value except for a time corresponding to the time shift between the signals C1 and C2, this offset being equal to the time difference between the voltage u (t ) and the current i (t). In the following, the period corresponding to the frequency of the excitation signal is called period of the excitation signal. The idea underlying this aspect of the invention is to generate a logic signal taking the value 1 or 0, only during a time representative of the time offset Tph between the excitation signal and the response signal, and of exploiting this signal so as to determine a phase shift between u (t) and i (t), while implementing a circuit that consumes less energy. Many variants can be provided to obtain such a signal. According to a less preferred mode, using a proprietary OR gate (XOR), a logic signal is generated which has the value 1 for a duration equal to twice the time offset Tph during a period of the signal excitation. . Those skilled in the art will readily be able to determine the proportionality link between the time shift between the signals C1 and C2, and the time difference between the excitation signal and the response signal, from the reference values chosen, and the case where appropriate, maximum and minimum values of the voltage signals corresponding to the reference signal and the response signal. According to this aspect of the invention, the signal 85 is used to control the charging of a capacitor 95 by a constant current source of constant value Icons, and for a predetermined number of periods of the predetermined frequency excitation signal. For this purpose, a switch 96 is used between the constant current source 97 and the capacitor 95. The opening and closing of the switch 96, called the main switch, are controlled by the signal 85. When the signal 85 takes the zero value, the switch 96 is open. When the signal 85 takes the value equal to the unit, the switch 96 is closed and the capacitor 95 is partially charged by the constant current source 97. In general, the idea underlying the invention is that the capacitor is charged only when the logic signal 85 takes one of the two values it can take. After a predetermined number of periods of the excitation signal the voltage across the capacitor 95 is reset. Here the capacitor 95 is charged only when the signal 85 takes the value 1. The voltage across the capacitor then depends on the ratio of time between the period of the signal 85 and the duration during which the signal 85 takes the value 1. This ratio of duration is the ratio of the period of the excitation signal to the time difference between the voltage u (t) and the current i (t). Thus, knowing the number of periods of the excitation signal elapsed, it is easy to connect the voltage across the switch phase shift cl) between the voltage u (t) and the current i (t). It is noted that the phase shift c1) is calculated for a given frequency of the excitation signal. It is noted that the presence of the current source 97 makes it possible to control the charge of the capacitor 95 when the switch 96 is closed. In addition, the opening of the switch 96 between two consecutive charges of the capacitor 95 makes it possible to avoid a discharge of the capacitor. The combined use of the current source 97 and the switch 96 makes it possible to accumulate a charge, at the terminals of the capacitor 95, corresponding precisely to the accumulation of the phase shift c1) for the number of periods of the elapsed excitation signal. The phase shift c1) for a period is obtained by considering the voltage Uc measured across the capacitor, and the number p of elapsed periods as detailed below. FIG. 9 shows a graph illustrating the voltage Uc across the capacitor 95 as a function of time t. The curve 99 corresponding to the voltage Uc as a function of time t is a straight line. It may be noted that this is an approximation, and that it may in fact be formed of a succession of bearings for which Uc is a constant (switch 96 open), and of bearings for which Uc increases linearly. (switch 96 closed). These levels correspond to the succession of null and positive values of the signal 85.

Dans l'exemple représenté sur la Figure 9, la tension Uc(T1), à un instant T1, en supposant que le condensateur 95 est initialement déchargé vaut : Uc(T1)=/ c" * Tph*p (4) où Irons est la valeur du courant émis par la source de courant 97 ; C est la capacité du condensateur 95 ; p est le nombre de périodes du signal d'excitation, écoulées pendant le temps T1; Tph est le décalage temporel moyen entre la tension u(t) et le courant i(t) sur le nombre de périodes considérées (ce décalage étant ici égal au décalage temporel entre les signaux Cl et C2). On peut adapter la formule (4) en fonction du signal logique 85 généré. Par exemple si le signal logique prend la valeur 1 pendant une durée égale à deux fois la durée Tph, on ajoute un facteur 1/2.In the example shown in FIG. 9, the voltage Uc (T1), at a time T1, assuming that the capacitor 95 is initially discharged is: Uc (T1) = / c "* Tph * p (4) where Irons is the value of the current emitted by the current source 97, C is the capacitance of the capacitor 95, p is the number of periods of the excitation signal, elapsed during the time T1, and Tph is the mean time offset between the voltage u ( t) and the current i (t) over the number of periods considered (this offset here being equal to the time difference between the signals C1 and C2) .The formula (4) can be adapted as a function of the logic signal 85 generated. if the logic signal takes the value 1 for a duration equal to twice the duration Tph, a factor 1/2 is added.

Connaissant p, on retrouve donc facilement Tph. Puis connaissant Tph, on retrouve le déphasage cl), sachant qu'un décalage d'une demi-période du signal d'excitation correspond à un déphasage de 180° (n). On obtient typiquement une précision de 1° sur la mesure du déphasage cl).Knowing p, we find easily Tph. Then knowing Tph, we find the phase shift cl), knowing that a shift of half a period of the excitation signal corresponds to a phase shift of 180 ° (n). An accuracy of 1 ° is typically obtained on the measurement of the phase shift c1).

Le cumul du déphasage, sur plusieurs périodes du signal d'excitation, effectue une moyenne des mesures de décalage temporel, ce qui réduit la sensibilité au bruit du dispositif et du procédé selon l'invention. Sur la Figure 9, la mesure de la tension U, aux bornes du condensateur est réalisée à l'aide du voltmètre 98 branché en série sur le condensateur.The cumulative phase shift, over several periods of the excitation signal, averages the time offset measurements, which reduces the sensitivity to noise of the device and the method according to the invention. In FIG. 9, the measurement of the voltage U across the capacitor is carried out using the voltmeter 98 connected in series with the capacitor.

On attend typiquement plus de 10 voire 100 ou 1000 périodes du signal d'excitation avant de mesurer la tension aux bornes du condensateur 95. Le fait de cumuler la tension aux bornes du condensateur, sur plusieurs périodes, permet une lecture plus aisée de la tension résultante, cette dernière étant plus élevée. Le condensateur 95 est choisi de façon à ce que la tension à ses bornes puisse augmenter linéairement pendant toute la durée correspondant à ce nombre de périodes du signal d'excitation. Par exemple : - la fréquence du signal d'excitation vaut 1 MHz, soit une période du signal d'excitation de 1 us ; la capacité du condensateur vaut 1 nF ; et le courant constant vaut 10 p.A. Un déphasage de 1° correspond donc à un décalage temporel de 2,77 ns. En intégrant sur 1000 périodes du signal d'excitation, la tension U, aux bornes du condensateur 95 vaudra donc U,=27,7 mV.Is expected typically more than 10 or even 100 or 1000 periods of the excitation signal before measuring the voltage across the capacitor 95. The fact of accumulating the voltage across the capacitor, over several periods, allows an easier reading of the voltage resulting, the latter being higher. The capacitor 95 is chosen so that the voltage across its terminals can increase linearly for the duration corresponding to this number of periods of the excitation signal. For example: the frequency of the excitation signal is 1 MHz, ie a period of the excitation signal of 1 μs; the capacity of the capacitor is 1 nF; and the constant current is 10 p.A. A phase shift of 1 ° therefore corresponds to a time shift of 2.77 ns. By integrating over 1000 periods of the excitation signal, the voltage U at the terminals of the capacitor 95 will therefore be worth U = 27.7 mV.

Les signaux u(t) et i(t) pourront être obtenus : l'un directement en sortie de la source 60, et l'autre par mesures sur l'impédance Z (voir Figures 6 et 7), ou tous deux par mesure sur l'impédance Z.The signals u (t) and i (t) can be obtained: one directly at the output of the source 60, and the other by measurements on the impedance Z (see FIGS. 6 and 7), or both by measurement. on the impedance Z.

Cette mesure du déphasage cl) permet de s'affranchir d'un compteur mesurant un temps écoulé Tph entre un passage à zéro de la tension u(t) et un passage à zéro du courant i(t). Il n'est donc pas nécessaire de prévoir un compteur présentant une fréquence d'horloge particulièrement élevée, même pour une mesure de phase à une fréquence du signal d'excitation élevée (typiquement supérieure à 10 kHz). La mesure est donc économe en énergie. Les composants mis en oeuvre sont peu onéreux. On obtient à la fois une grande précision de la mesure de phase et une faible consommation énergétique. En outre, il n'est pas nécessaire d'adapter les composants du dispositif mettant en oeuvre cette mesure, en fonction de la fréquence du signal d'excitation.This phase shift measurement cl) makes it possible to dispense with a counter measuring an elapsed time Tph between a zero crossing of the voltage u (t) and a zero crossing of the current i (t). It is therefore not necessary to provide a counter having a particularly high clock frequency, even for a phase measurement at a high excitation signal frequency (typically greater than 10 kHz). The measurement is therefore energy efficient. The components used are inexpensive. High precision of the phase measurement and a low energy consumption are obtained at the same time. In addition, it is not necessary to adapt the components of the device implementing this measurement, as a function of the frequency of the excitation signal.

La Figure 10 illustre une implémentation du troisième mode de réalisation de dispositif 100 selon l'invention. On reconnaît sur la Figure 10 les éléments du premier mode de réalisation tel que décrit en référence à la Figure 6. En outre, le signal d'excitation u(t) est prélevé en sortie de la source 60, et échantillonné par un deuxième convertisseur analogique-numérique 108. Les conditions sur la fréquence d'échantillonnage relativement à la fréquence du signal d'excitation sont les mêmes que celles précédemment détaillées. La numérisation fournit une série d'échantillons de la tension u(t). Les convertisseurs analogique-numérique 62, 108 sont formés par un convertisseur analogique numérique deux voies 101, relié aux moyens de traitement 64 par une unique liaison numérique 102 de type SPI. Les moyens de traitement 64 mettent en oeuvre les étapes 43 à 46 telles que définies en référence à la Figure 4, appliquées aux échantillons de la tension u(t) et aux échantillons du courant i(t). Les moyens de traitement 64 calculent ainsi l'amplitude Au de la tension et l'amplitude Ai du courant, et en déduisent le module VI de l'impédance électrique Z. On reconnaît également sur la Figure 10 le détail représenté sur la Figure 9. Le voltmètre 98 de la Figure 9 est remplacé par un convertisseur analogique numérique 103 relevant la tension en entrée du condensateur 95. Ce convertisseur analogique numérique est relié aux moyens de traitement 64 recevant en entrée la tension aux bornes du condensateur, et fournissant en sortie le déphasage cl) entre la tension u(t) et le courant i(t). La liaison entre le convertisseur analogique numérique 103 et les moyens de traitement 64 est une liaison numérique de type SPI. Sur la Figure 10, l'interrupteur principal 96 est représenté fermé.Figure 10 illustrates an implementation of the third embodiment of device 100 according to the invention. FIG. 10 shows the elements of the first embodiment as described with reference to FIG. 6. In addition, the excitation signal u (t) is taken at the output of the source 60, and sampled by a second converter analog-digital 108. The conditions on the sampling frequency relative to the frequency of the excitation signal are the same as those previously detailed. The digitization provides a series of samples of the voltage u (t). The analog-digital converters 62, 108 are formed by a two-channel digital analog converter 101, connected to the processing means 64 by a single digital link 102 of the SPI type. The processing means 64 implement steps 43 to 46 as defined with reference to FIG. 4, applied to the samples of the voltage u (t) and to the samples of the current i (t). The processing means 64 thus calculate the amplitude Au of the voltage and the amplitude Ai of the current, and deduce therefrom the module VI from the electrical impedance Z. FIG. 9 also shows the detail shown in FIG. 9. The voltmeter 98 of FIG. 9 is replaced by an analog digital converter 103 recording the input voltage of the capacitor 95. This analog-digital converter is connected to the processing means 64 receiving as input the voltage across the capacitor, and outputting the phase shift cl) between the voltage u (t) and the current i (t). The link between the digital analog converter 103 and the processing means 64 is a digital link of the SPI type. In Figure 10, the main switch 96 is shown closed.

Le dispositif 100 comprend un interrupteur secondaire 104 permettant de décharger le condensateur 95 lorsque l'interrupteur secondaire 104 passe de l'état ouvert à l'état fermé Le dispositif 100 comprend également un compteur 106 permettant de compter un nombre de périodes du signal d'excitation. Le compteur 106 compte par exemple un nombre d'impulsions hautes du signal 85. Lorsqu'un nombre prédéterminé de périodes du signal d'excitation est atteint : - l'interrupteur principal 96 est ouvert, de façon à arrêter la charge du condensateur 95 ; - la tension aux bornes du condensateur 95 est lue par le convertisseur analogique-numérique 103 ; puis - l'interrupteur secondaire 104 est fermé, de façon à décharger le condensateur 95. On peut ensuite réitérer cet aspect du procédé selon l'invention, en mettant le compteur 106 à zéro, ouvrant l'interrupteur secondaire 104 puis fermant l'interrupteur principal 96. Cet aspect du procédé est mis en oeuvre grâce à des moyens de commande de l'interrupteur secondaire et de l'interrupteur principal, recevant en entrée un signal fourni par le compteur 106. Ces moyens de commande sont ici intégrés aux moyens de traitement 64. Pour des raisons de lisibilité de la figure, on n'a pas représenté le lien entre les moyens de traitement 64 et le compteur 106, l'interrupteur secondaire 104 et l'interrupteur principal 96. Les moyens de traitement 64 commandent également la fréquence du signal d'excitation. Cette commande est symbolisée sur la Figure 10 par la flèche 107. On peut ainsi faire varier la fréquence du signal d'excitation sur une plage allant de 0,1 Hz à 1 MHz. Le procédé selon l'invention est alors mis en oeuvre successivement pour plusieurs fréquences du signal d'excitation, par exemple deux par décade. On peut prévoir toutes les plages de fréquences désirées, même des fréquences allant au-delà de 1 MHz. De préférence, la fréquence du signal d'excitation est supérieure à 10 kHz. En effet, l'expérience montre que pour des faibles fréquences, la durée de mise en oeuvre de l'invention peut se révéler trop importante. Ainsi, l'invention est particulièrement adapté à des fréquences élevées, typiquement supérieures à 10 kHz. L'invention n'est pas limitée aux modes de réalisation décrits, et on pourra envisager de combiner entre elles différentes variantes des plusieurs modes de réalisation décrits. Par exemple, on pourra envisager plusieurs variantes du troisième mode de réalisation de la figure 10, notamment en combinant le dispositif de la figure 7 et celui de la figure 9. La Figure 11 illustre les performances du procédé et du dispositif selon l'invention. Il s'agit d'un diagramme de Bode issu de la mesure d'impédance d'un circuit RC, où R = 200 o et C = 470 nF. La fréquence d'échantillonnage vaut 33 kHz environ. L'axe des abscisses correspond à une fréquence en Hz, représentée en échelle logarithmique. L'axe des ordonnées correspond à droite à une phase en degrés, et à gauche à un module en c) représenté en échelle logarithmique.The device 100 comprises a secondary switch 104 for discharging the capacitor 95 when the secondary switch 104 moves from the open state to the closed state. The device 100 also comprises a counter 106 for counting a number of periods of the signal. excitation. The counter 106 for example counts a number of high pulses of the signal 85. When a predetermined number of periods of the excitation signal is reached: the main switch 96 is open, so as to stop the charging of the capacitor 95; the voltage across the capacitor 95 is read by the analog-to-digital converter 103; then - the secondary switch 104 is closed, so as to discharge the capacitor 95. One can then repeat this aspect of the method according to the invention, setting the counter 106 to zero, opening the secondary switch 104 and then closing the switch This aspect of the method is implemented by means of control means of the secondary switch and the main switch, receiving as input a signal provided by the counter 106. These control means are here incorporated into the means of processing 64. For reasons of legibility of the figure, it is not shown the link between the processing means 64 and the counter 106, the secondary switch 104 and the main switch 96. The processing means 64 also control the frequency of the excitation signal. This command is symbolized in FIG. 10 by the arrow 107. It is thus possible to vary the frequency of the excitation signal over a range from 0.1 Hz to 1 MHz. The method according to the invention is then implemented successively for several frequencies of the excitation signal, for example two per decade. It is possible to provide all the desired frequency ranges, even frequencies exceeding 1 MHz. Preferably, the frequency of the excitation signal is greater than 10 kHz. Indeed, experience shows that for low frequencies, the duration of implementation of the invention may be too important. Thus, the invention is particularly suitable for high frequencies, typically greater than 10 kHz. The invention is not limited to the embodiments described, and it may be possible to combine various variants of the several described embodiments. For example, we can consider several variants of the third embodiment of Figure 10, including combining the device of Figure 7 and that of Figure 9. Figure 11 illustrates the performance of the method and the device according to the invention. This is a Bode diagram from the impedance measurement of an RC circuit, where R = 200 o and C = 470 nF. The sampling frequency is approximately 33 kHz. The abscissa axis corresponds to a frequency in Hz, represented in logarithmic scale. The y-axis corresponds to a phase in degrees, and to the left to a module in c) represented in logarithmic scale.

La courbe 111 correspond à des mesures de phase cl). La courbe 111 est obtenue par interpolation des points de mesure, les mesures étant réalisées à 1Hz, 10 Hz, 100 Hz, 1 kHz, 10 kHz, 100 kHz, 1 MHz. L'aspect de l'invention relatif à la mesure de déphasage a été mis en oeuvre pour les fréquences de 10 kHz, 100 kHz et 1 MHz. Pour les fréquences comprises entre 1 Hz et 10 kHz, on a utilisé une méthode de l'art antérieur.Curve 111 corresponds to phase measurements c1). The curve 111 is obtained by interpolation of the measurement points, the measurements being carried out at 1 Hz, 10 Hz, 100 Hz, 1 kHz, 10 kHz, 100 kHz, 1 MHz. The aspect of the invention relating to the phase shift measurement has been implemented for the frequencies of 10 kHz, 100 kHz and 1 MHz. For frequencies between 1 Hz and 10 kHz, a method of the prior art has been used.

La courbe 112 est la courbe théorique représentant la phase de ce circuit en fonction de la fréquence du signal d'excitation. La courbe 113 correspond à des mesures de module IZI. La courbe 113 est obtenue par interpolation de points de mesure, les mesures étant réalisées à 1Hz, 10 Hz, 100 Hz, 1 kHz, 10 kHz, 100 kHz, 1 MHz. L'invention a été mise en oeuvre pour les fréquences de 100 kHz et 1 MHz. Pour les fréquences comprises entre 1 Hz et 10 kHz inclu, on a utilisé une méthode l'art antérieur. La courbe 114 est la courbe théorique représentant le module de ce circuit en fonction de la fréquence du signal d'excitation. On voit que l'invention offre des résultats très satisfaisants, puisque la courbe 113 représentant les modules mesurés est très proche de la courbe 114 représentant les valeurs théoriques de module. De même, la courbe 111 représentant les phases mesurées est très proche de la courbe 112 représentant les valeurs théoriques de phase. Une application particulièrement avantageuse de l'invention est celle des dispositifs embarqués ou implantés, de mesure de la bio-impédance. La Figure 12 illustre un appareil portatif 120 de mesure d'une impédance électrique d'un tissu humain ou animal. Ici, le tissu étudié est un tissu humain situé au niveau du bras d'un patient 122. L'appareil portatif regroupe en particulier un dispositif 100 selon l'invention pour mesurer un module d'impédance électrique et, le cas échéant, un dispositif 121 pour mesurer la phase de cette même impédance électrique. Dans le cas où le dispositif 100 selon l'invention permet de mesurer à la fois le module et la phase de l'impédance électrique (voir Figure 10), il n'est pas nécessaire de prévoir un dispositif 121 pour mesurer la phase de l'impédance électrique. La phase et le module sont combinés au sein de l'appareil portatif, de façon à fournir l'impédance électrique. En variante, l'appareil portatif 120 permet de réaliser une tomographie par impédance électrique d'un tissu humain ou animal.Curve 112 is the theoretical curve representing the phase of this circuit as a function of the frequency of the excitation signal. Curve 113 corresponds to measurements of IZI module. Curve 113 is obtained by interpolation of measurement points, the measurements being made at 1 Hz, 10 Hz, 100 Hz, 1 kHz, 10 kHz, 100 kHz, 1 MHz. The invention has been implemented for frequencies of 100 kHz and 1 MHz. For frequencies between 1 Hz and 10 kHz inclusive, a method of the prior art has been used. Curve 114 is the theoretical curve representing the modulus of this circuit as a function of the frequency of the excitation signal. It can be seen that the invention offers very satisfactory results, since the curve 113 representing the measured modules is very close to the curve 114 representing the theoretical values of the module. Similarly, the curve 111 representing the measured phases is very close to the curve 112 representing the theoretical phase values. A particularly advantageous application of the invention is that of embedded or implanted devices for measuring bioimpedance. Figure 12 illustrates a portable apparatus 120 for measuring an electrical impedance of a human or animal tissue. Here, the studied tissue is a human tissue located at the level of the arm of a patient 122. The portable device gathers in particular a device 100 according to the invention for measuring an electrical impedance module and, if necessary, a device 121 to measure the phase of this same electrical impedance. In the case where the device 100 according to the invention makes it possible to measure both the module and the phase of the electrical impedance (see FIG. 10), it is not necessary to provide a device 121 for measuring the phase of the electrical impedance. The phase and the module are combined within the portable device, so as to provide the electrical impedance. In a variant, the portable device 120 makes it possible to carry out an electrical impedance tomography of a human or animal tissue.

Claims

REVENDICATIONS1. A method for measuring the modulus (IZI) of an electrical impedance (Z) of a sample (52) in which: a sinusoidal excitation signal (u (t); i (t) is applied to the sample (52) )) of predetermined frequency, the excitation signal consisting of an excitation current or an excitation voltage; measuring a response signal (i (t); u (t)) comprising a response voltage if the excitation signal is an excitation current, or a response current if the excitation signal is a voltage of excitement; characterized by the steps of: - the response signal (i (t); u (t)) is digitized at a sampling frequency lower than the Nyquist frequency, so as to obtain a series of samples of the response signal ; a histogram of the samples (23) is constructed by distributing the series of samples in several classes (24), each class being associated with a voltage or current interval; on each side of the histogram (23), the most filled class is identified; from the two classes identified, the amplitude of the response signal (Ai; Au) is calculated and the said module (IZI) is deduced from the electrical impedance (Z).

2. Method according to claim 1, characterized in that the sampling signal is generated by a sampling clock, the excitation signal is generated by an excitation signal clock, the sampling clock and the sampling clock. excitation clock being asynchronous.

3. Method according to claim 1 or 2, characterized in that the frequency of the excitation signal is equal to an integer multiple of the sampling frequency, plusm a fraction -n of the sampling frequency, where m and n are integers prime between them and n is greater than or equal to ten.

4. Method according to claim 1 or 2, characterized in that the frequency of the excitation signal is equal to an integer multiple of the sampling frequency plus or minus a fraction of the sampling frequency less than one-tenth.

5. Method according to any one of claims 1 to 4, characterized in that the sampling frequency is less than a tenth or a hundredth or a thousandth of the frequency of the excitation signal.

6. Method according to any one of claims 1 to 5, characterized in that it further comprises the following steps: one digitizes the excitation signal (u (t); i (t)) at a frequency of sampling less than the Nyquist frequency, so as to obtain a series of samples of the excitation signal; a histogram of the samples (23) is constructed by distributing the series of samples in several classes (24), each class being associated with a voltage or current interval; On each side of the histogram (23), the most filled class is identified; from the two classes identified, the amplitude of the excitation signal (Au; Ai) is calculated; and - the amplitude of the excitation signal (Au, Ai) and the amplitude of the response signal (Ai; Au) are used to obtain the modulus (IZI) of the electrical impedance (Z). 25

7. Method according to any one of claims 1 to 6, characterized in that it further comprises the steps of a method for measuring the phase (c1) of the electrical impedance (Z), in which: generates a first logic signal (C1), comparing the excitation signal (u (t); i (t)) and a first reference value; generating a second logic signal (C2) by comparing the response signal (i (t); u (i)) with a second reference value; combining the first logic signal (C1) and the second logic signal (C2) to obtain a third logic signal (85; C1 + C2) representative of a time offset (Tph) between the excitation signal and the response signal ; the third logic signal (85; Cl + C2) is used to control the charging of a capacitor (95) by a constant current source (97) for a predetermined number of signal periods; excitement; the voltage (Ut) is measured at the terminals of this capacitor (95), and said phase (c1) is deduced therefrom).

8. Method according to claim 7, characterized in that the first reference value is equal to the second reference value, itself equal to a zero value.

A device (50; 100) for measuring the module (14) of an electrical impedance (Z) of a sample (52), the device comprising: means (51) for applying to the sample (52) a sinusoidal excitation signal (u (t); i (t)) of predetermined frequency, the excitation signal consisting of an excitation current or an excitation voltage; means (51) for measuring a response signal (i (t); u (t)) comprising a response voltage if the excitation signal is an excitation current, or a response current if the excitation signal is excitation is an excitation voltage; characterized in that it further comprises: a first analog-to-digital converter (62; 72) receiving as input the response signal, and outputting a series of samples of that signal, a sampling frequency being less than Nyquist frequency; processing means (64) receiving as input the series of samples of the response signal and outputting said module (IZI) of the electrical impedance (Z), these processing means being adapted to implement the steps are as follows: constructing a histogram of the samples (23), distributing the series of samples in several classes (24), each class being associated with a voltage or current range; on each side of the histogram (23), identification of the most filled class; from the two classes identified, calculating the amplitude of the response signal (Ai; Au), and using said amplitude to calculate said module (IZI).

10. Device (50; 100) according to claim 9, characterized in that it further comprises a second analog digital converter (108) receiving as input the excitation signal (u (t); i (t)), and in that the processing means (64) receives as input the outputs of the first and second digital analog converters and is adapted to calculate the amplitude of the excitation signal and the response signal (Au, Ai, Ai, Au). , and use these two amplitudes to calculate said module.

11. Device (50; 100) according to claim 9 or 10, characterized in that it further comprises means for measuring the phase (ck) of the electrical impedance comprising: a first comparator (91) receiving as input the excitation signal (u (t); i (t)), comparing it with a first reference value, and outputting a first logic signal (C1); a second comparator (92) receiving as input the response signal (i (t); u (i)), comparing it with a second reference value, and outputting a second logic signal (C2); combining means (93, 94) receiving as input the first logic signal (C1) and the second logic signal (C2), and outputting a third signal (65; Cl + C2) representative of a time offset (Tph ) between the excitation signal and the response signal; a main switch (96) arranged in series between a DC and constant-current source (97) and a capacitor (95), and controlled by said third logic signal (85; Cl + C2); and means (98; 103) for measuring the voltage across the capacitor (95).

12. Device (50; 100) according to claim 11, characterized in that: the first comparator (91) is connected to ground, and is adapted to compare the excitation signal (u (t); i (t) ) with a value of zero; and the second comparator (92) is grounded, and is adapted to compare the response signal (i (t); u (i)) with a zero value.

13. Portable device (120) for measuring an electrical impedance (Z) of a human or animal tissue, characterized in that it comprises a device (50; 100) according to any one of claims 9 to 12.

14. Portable apparatus for electric impedance tomography of a human or animal tissue, characterized in that it comprises a device (50; 100) according to any one of claims 9 to 12.