FR3009086A1

FR3009086A1 - METHOD AND DEVICE FOR MEASURING THE PHASE OF AN ELECTRICAL IMPEDANCE.

Info

Publication number: FR3009086A1
Application number: FR1357303A
Authority: FR
Inventors: Alexandre Fouchard; Alain Noca
Original assignee: Commissariat a lEnergie Atomique CEA; Commissariat a lEnergie Atomique et aux Energies Alternatives CEA
Current assignee: Commissariat a lEnergie Atomique et aux Energies Alternatives CEA
Priority date: 2013-07-24
Filing date: 2013-07-24
Publication date: 2015-01-30

Abstract

L'invention concerne un procédé et un dispositif de mesure de la phase d'une impédance électrique. Selon l'invention, on utilise la tension u(t) dans l'échantillon pour générer un signal logique C1 identifiant les passages à zéro de la tension u(t). De même, on utilise le courant i(t) traversant l'échantillon pour générer un signal logique C2 identifiant les passages à zéro du courant i(t). Ainsi, le déphasage entre u(t) et i(t), et donc la phase de l'impédance, peut être déduit de la tension Uc aux bornes du condensateur 75. L'invention offre un moyen de mesure de phase économe en énergie et universel.The invention relates to a method and a device for measuring the phase of an electrical impedance. According to the invention, the voltage u (t) in the sample is used to generate a logic signal C1 identifying the zero crossings of the voltage u (t). Similarly, the current i (t) passing through the sample is used to generate a logic signal C2 identifying the zero crossings of the current i (t). Thus, the phase shift between u (t) and i (t), and therefore the phase of the impedance, can be deduced from the voltage Uc across the capacitor 75. The invention provides an energy-saving phase measurement means and universal.

Description

PROCEDE ET DISPOSITIF DE MESURE DE LA PHASE D'UNE IMPEDANCE ELECTRIQUE DESCRIPTION DOMAINE TECHNIQUE La présente invention concerne le domaine de la mesure de la phase d'une impédance électrique. L'invention s'applique notamment à des mesures de bioimpédance et de tomographie par impédance électrique. ÉTAT DE LA TECHNIQUE ANTÉRIEURE Le principe de la mesure d'impédance d'un tissu biologique consiste à appliquer entre deux électrodes un signal d'excitation sous la forme d'une tension u(t) de faible amplitude, typiquement d'amplitude inférieure à 100 mV. Les deux électrodes sont placées sur un échantillon à étudier, par exemple en deux points d'un tissu biologique humain ou animal. La faible amplitude de la tension garantit une réponse linéaire de l'échantillon soumis à cette tension. Cette réponse se traduit par un courant i(t) circulant dans l'échantillon et entre les deux électrodes. Le courant i(t) est caractéristique du milieu entre les électrodes. Ceci se traduit par la loi d'Ohm : u(t) = Z * i(t) (1) 2 0 où Z est l'impédance du milieu entre les électrodes. Alternativement, on peut injecter un signal d'excitation sous la forme d'un courant i(t), et mesurer une tension u(t) résultante. L'impédance Z pour une fréquence f d'un signal d'excitation est définie par un module IZI et un déphasage cl) tels que : 2 5 Z(f) = IZ(f)I* eMf) (2) Le module IZI est défini de la façon suivante : VI = Au(f) (3) Ai(f) avec Au(f) l'amplitude crête à crête de la tension dans l'échantillon et Ai(f) l'amplitude crête à crête du courant circulant dans l'échantillon, où u(f) et i(f) sont des signaux alternatifs à une fréquence f. Dans tout le texte, le terme « amplitude » désigne une amplitude crête à crête. La phase cl) de l'impédance Z est un déphasage entre la tension u(t) et le courant i(t). On parlera de façon équivalente de mesure de déphasage ou de mesure de phase.TECHNICAL FIELD The present invention relates to the field of measuring the phase of an electrical impedance. DESCRIPTION OF THE INVENTION The invention applies in particular to bioimpedance and electrical impedance tomography measurements. STATE OF THE PRIOR ART The principle of the measurement of impedance of a biological tissue consists in applying between two electrodes an excitation signal in the form of a voltage u (t) of low amplitude, typically of amplitude less than 100 mV. The two electrodes are placed on a sample to be studied, for example at two points of a human or animal biological tissue. The low amplitude of the voltage guarantees a linear response of the sample subjected to this voltage. This response results in a current i (t) circulating in the sample and between the two electrodes. The current i (t) is characteristic of the medium between the electrodes. This results in Ohm's law: u (t) = Z * i (t) (1) where Z is the impedance of the medium between the electrodes. Alternatively, an excitation signal can be injected in the form of a current i (t), and a resulting voltage u (t) can be measured. The impedance Z for a frequency f of an excitation signal is defined by a module IZI and a phase shift c1) such that: Z (f) = IZ (f) I * eMf) (2) The IZI module is defined as follows: VI = Au (f) (3) Ai (f) with Au (f) the peak-to-peak amplitude of the voltage in the sample and Ai (f) the peak-to-peak amplitude of the current flowing in the sample, where u (f) and i (f) are alternating signals at a frequency f. Throughout the text, the term "amplitude" refers to a peak-to-peak amplitude. The phase cl) of the impedance Z is a phase shift between the voltage u (t) and the current i (t). We will speak equivalently of phase shift measurement or phase measurement.

La Figure 1 illustre les paramètres Au, Ai et cl), à déterminer pour calculer l'impédance Z à une fréquence f prédéterminée. On a illustré sur la Figure 1 le courant i(t), présentant une amplitude Ai, la tension u(t), présentant une amplitude Au, et le déphasage cl) entre la tension u(t) et le courant i(t).Figure 1 illustrates the parameters Au, Ai and cl), to be determined to calculate the impedance Z at a predetermined frequency f. FIG. 1 illustrates the current i (t), having an amplitude Ai, the voltage u (t), having an amplitude Au, and the phase shift c1) between the voltage u (t) and the current i (t). .

L'un des signaux parmi u(t) et i(t) est mesuré sur l'échantillon et correspond à la réponse de l'échantillon au signal d'excitation. L'autre des signaux parmi u(t) et i(t) est le signal d'excitation lui-même. On choisit de préférence des signaux d'excitation de faible amplitude au regard du milieu étudié (par exemple moins de 100 mV ou moins de 100 mA, de préférence moins de 10 mA dans le cas d'un tissu biologique), de façon à ce que la réponse du milieu étudié reste linéaire : le signal d'excitation et le signal de réponse sont des sinusoïdes de même fréquence. On s'intéressera ici plus particulièrement à la mesure du déphasage cl) entre la tension u(t) et le courant i(t). Ce déphasage est celui introduit par l'impédance de l'échantillon. Le déphasage cl) peut être exploité dans le cadre de la tomographie par impédance électrique. On injecte alors un signal d'excitation dans l'échantillon à analyser, et on mesure ensuite une réponse du milieu entre différentes paires d'électrodes, les paires d'électrodes étant définies parmi un jeu d'au moins trois électrodes, par exemple quatre électrodes. On réitère ces mesures pour différentes fréquences du signal d'excitation. A l'aide de ces différentes mesures de Au, Ai et cl), on obtient une représentation du milieu étudié sous la forme d'une cartographie d'impédances.One of u (t) and i (t) is measured on the sample and corresponds to the response of the sample to the excitation signal. The other one of u (t) and i (t) is the excitation signal itself. Preferably, excitation signals of small amplitude are chosen with respect to the medium studied (for example less than 100 mV or less than 100 mA, preferably less than 10 mA in the case of a biological tissue), so that that the response of the medium studied remains linear: the excitation signal and the response signal are sinusoids of the same frequency. We will focus here more particularly on the measurement of the phase shift c1) between the voltage u (t) and the current i (t). This phase shift is that introduced by the impedance of the sample. The phase shift cl) can be exploited in the context of the electric impedance tomography. An excitation signal is then injected into the sample to be analyzed, and a response of the medium between different pairs of electrodes is then measured, the pairs of electrodes being defined from a set of at least three electrodes, for example four electrodes. These measurements are repeated for different frequencies of the excitation signal. Using these different measurements of Au, Ai and cl), we obtain a representation of the studied medium in the form of an impedance map.

On connaît dans l'art antérieur différentes méthodes de mesure du déphasage cl). On peut par exemple mesurer un temps écoulé entre le passage à zéro de la tension u(t) et le passage à zéro du courant i(t). La figure 2 illustre le principe de cette méthode. Le signal V illustre en fonction du temps t la tension u(t) telle que définie plus haut.In the prior art are known different methods of measuring the phase shift c1). For example, a time elapsed between the zero crossing of the voltage u (t) and the zero crossing of the current i (t) can be measured. Figure 2 illustrates the principle of this method. The signal V illustrates as a function of time t the voltage u (t) as defined above.

On considère que la tension u(t) ne comprend pas de tension d'offset. En d'autres termes, le signal u(t) est centré sur l'axe des abscisses correspondant à une tension continue nulle. Le signal Cl est le signal logique identifiant les passages à zéro de la tension u(t). Le signal Cl vaut 1 lorsque u(t) est supérieur ou égal à la tension nulle. Le signal Cl vaut 0 lorsque u(t) est inférieur à la tension nulle. Le signal I illustre en fonction du temps t le courant i(t) tel que défini plus haut, converti en tension. On considère que le courant i(t) ne comprend pas de courant d'offset. En d'autres termes, le signal i(t) est centré sur l'axe des abscisses correspondant à un courant constant nul.It is considered that the voltage u (t) does not include an offset voltage. In other words, the signal u (t) is centered on the abscissa axis corresponding to a zero DC voltage. The signal Cl is the logic signal identifying the zero crossings of the voltage u (t). The signal C1 is 1 when u (t) is greater than or equal to the zero voltage. The signal Cl is 0 when u (t) is less than the zero voltage. The signal I illustrates as a function of time t the current i (t) as defined above, converted into voltage. It is considered that the current i (t) does not include an offset current. In other words, the signal i (t) is centered on the abscissa axis corresponding to a zero constant current.

Le signal C2 est le signal logique identifiant les passages à zéro du courant i(t) converti en tension. Le signal C2 vaut 1 lorsque i(t) est supérieur ou égal au courant nul. Le signal C2 vaut 0 lorsque i(t) est inférieur au courant nul. On utilise un compteur piloté par un oscillateur présentant une fréquence d'horloge fh, pour mesurer un temps écoulé Tph entre un passage à 1 (respectivement 0) du signal Cl et un passage à 1 (respectivement 0) correspondant du signal C2. Le compteur détecte des fronts montants (respectivement descendants) du signal Cl et du signal C2. Le passage à 1 (respectivement 0) du signal Cl déclenche le démarrage du compteur, tandis que le passage à 1 (respectivement 0) du signal C2 arrête le comptage. L'intervalle de temps Tph mesuré par le compteur est représentatif du déphasage : un déphasage de 180° correspond à une demi-période du signal d'excitation (la période du signal d'excitation étant égale à la période du signal de réponse). La fréquence d'horloge fh détermine la précision sur la mesure du temps écoulé Tph, et donc sur la mesure du déphasage cl). Si on utilise une fréquence d'horloge fh, la résolution sur la mesure du déphasage cl) fex* pour un signal d'excitation à une fréquence fex est : . fh 360°.The signal C2 is the logic signal identifying the zero crossings of the current i (t) converted into voltage. The signal C2 is 1 when i (t) is greater than or equal to the zero current. The signal C2 is 0 when i (t) is lower than the zero current. A counter controlled by an oscillator having a clock frequency fh is used to measure an elapsed time Tph between a passage at 1 (respectively 0) of the signal C1 and a corresponding transition to 1 (respectively 0) of the signal C2. The counter detects rising (respectively descending) edges of the signal C1 and the signal C2. The change to 1 (respectively 0) of the signal C1 triggers the start of the counter, while the change to 1 (respectively 0) of the signal C2 stops the counting. The time interval Tph measured by the counter is representative of the phase shift: a phase shift of 180 ° corresponds to a half-period of the excitation signal (the period of the excitation signal being equal to the period of the response signal). The clock frequency fh determines the accuracy on the measurement of the elapsed time Tph, and thus on the measurement of the phase shift c1). If a clock frequency fh is used, the resolution on the phase shift measurement cl) fex * for an excitation signal at a frequency fex is:. fh 360 °.

Par exemple, pour une fréquence d'horloge de 16 MHz, la résolution est de 2,25° pour une fréquence d'excitation de 100 kHz. La résolution n'est plus que de 22,5° pour une fréquence d'excitation de 1 MHz. Pour assurer une précision de 1° pour une fréquence d'excitation de 1 MHz, il faudrait une fréquence d'horloge à 360 MHz. La consommation énergétique du dispositif de mesure du déphasage serait alors multipliée par 22,5. On voit donc qu'un inconvénient de cette méthode est qu'elle ne permet pas, pour des fréquences du signal d'excitation élevées, d'obtenir à la fois une grande précision de la mesure du déphasage et une faible consommation du dispositif mettant en oeuvre cette mesure de déphasage. On connaît également l'article de P. Kassanos, I. F. Triantis, et A. Demosthenous, «A nove/ front-end for impedance spectroscopy », IEEE Sensors, 2011, p. 327-330. Dans cet article, les auteurs utilisent les signaux Cl et C2 tels que définis ci-avant, en entrée d'une porte logique « ou exclusif » (nommée « porte logique XOR »).For example, for a clock frequency of 16 MHz, the resolution is 2.25 ° for an excitation frequency of 100 kHz. The resolution is only 22.5 ° for an excitation frequency of 1 MHz. To ensure a precision of 1 ° for an excitation frequency of 1 MHz, a clock frequency of 360 MHz would be required. The energy consumption of the phase-shift measuring device would then be multiplied by 22.5. It can therefore be seen that a disadvantage of this method is that it does not make it possible, for high excitation signal frequencies, to obtain both a high precision of the measurement of the phase shift and a low consumption of the device this phase shift measurement. Also known is the article by P. Kassanos, I. F. Triantis, and A. Demosthenous, "A nove / front-end for impedance spectroscopy," IEEE Sensors, 2011, p. 327-330. In this article, the authors use the signals C1 and C2 as defined above, at the input of an "exclusive" logic gate (named "XOR logic gate").

La figure 3 illustre les signaux Cl et C2, ainsi que le signal Cl C) C2 en sortie de la porte logique XOR. On voit que le signal Cl C) C2 prend la valeur nulle lorsque Cl et C2 prennent la même valeur (C1=C2=0 ou C1=C2=1). Le signal Cl C) C2 vaut 1 lorsque Cl et C2 prennent des valeurs différentes (C1=1 et C2=0, respectivement C1=0 et C2=1). On voit que la valeur moyenne du signal Cl C) C2 est proportionnelle au décalage temporel entre les signaux Cl et C2, et donc proportionnelle au déphasage cl). Le signal Cl C) C2 en sortie de la porte logique XOR est relié à un condensateur. Le signal Cl C) C2 commande la charge et la décharge du condensateur. La lecture de la tension aux bornes du condensateur, sur un certain temps d'intégration, donne une valeur moyenne du signal Cl C) C2 et donc du déphasage cl). La figure 4 illustre le dispositif mis en oeuvre comprenant deux comparateurs 41, une porte logique XOR 42 et un filtre passe bas 43 comprenant ledit condensateur. La fréquence de coupure du filtre passe-bas doit être choisie très inférieure à la fréquence du signal filtré. En d'autres termes, la fréquence de coupure du filtre passe-bas doit être choisie très inférieure à la fréquence du signal d'excitation.FIG. 3 illustrates the signals C1 and C2, as well as the signal C1 C) C2 at the output of the logic gate XOR. We see that the signal Cl C) C2 takes the value zero when C1 and C2 take the same value (C1 = C2 = 0 or C1 = C2 = 1). The signal Cl C) C2 is 1 when C1 and C2 take different values (C1 = 1 and C2 = 0, respectively C1 = 0 and C2 = 1). It can be seen that the average value of the signal C1 C) C2 is proportional to the time difference between the signals C1 and C2, and therefore proportional to the phase shift c1). The signal C1 C) C2 at the output of the logic gate XOR is connected to a capacitor. The signal Cl C) C2 controls the charging and discharging of the capacitor. Reading the voltage across the capacitor, over a certain integration time, gives a mean value of the signal C1 C) C2 and thus the phase shift c1). FIG. 4 illustrates the device implemented comprising two comparators 41, an XOR logic gate 42 and a low-pass filter 43 comprising said capacitor. The cutoff frequency of the low-pass filter should be chosen much lower than the frequency of the filtered signal. In other words, the cut-off frequency of the low-pass filter must be chosen much lower than the frequency of the excitation signal.

Le principal inconvénient lié à ce dispositif est qu'entre deux valeurs égales à 1 du signal Cl C) C2 le condensateur se décharge et la tension aux bornes de celui-ci diminue, jusqu'à la charge suivante. Cela affecte la précision de la détermination du déphasage. Un autre inconvénient est que lorsque le déphasage est faible, la tension aux bornes du condensateur est faible, ce qui complique la mesure de cette tension. Cette difficulté vient s'ajouter au défaut de précision lié à la décharge du condensateur entre deux périodes de charge. L'objectif de la présente invention est de proposer un procédé et un dispositif pour mesurer la phase d'une impédance électrique d'un échantillon, qui ne présentent pas au moins l'un des inconvénients de l'art antérieur. En particulier, un but de la présente invention est de proposer un procédé et un dispositif qui permettent d'obtenir une grande précision de la mesure de phase. En particulier, un but de la présente invention est de proposer un procédé et un dispositif qui permettent, pour des fréquences du signal d'excitation élevées, d'obtenir à la fois une grande précision de la mesure de la phase et une faible consommation du dispositif mettant en oeuvre cette mesure de phase. EXPOSÉ DE L'INVENTION La présente invention est définie par un procédé pour mesurer la phase d'une impédance électrique d'un échantillon, dans lequel : - on applique à l'échantillon un signal d'excitation sinusoïdal de fréquence prédéterminée, le signal d'excitation consistant en un courant d'excitation ou une tension d'excitation ; - on mesure un signal de réponse comprenant une tension de réponse si le signal d'excitation est un courant d'excitation, ou un courant de réponse si le signal d'excitation est une tension d'excitation ; - on génère un premier signal logique, en comparant le signal d'excitation et une première valeur de référence ; - on génère un deuxième signal logique, en comparant le signal de réponse et une deuxième valeur de référence ; on combine le premier signal logique et le deuxième signal logique pour obtenir un troisième signal logique représentatif d'un décalage temporel entre le signal d'excitation et le signal de réponse.The main disadvantage associated with this device is that between two values equal to 1 of the signal Cl C) C2 the capacitor discharges and the voltage across it decreases, until the next load. This affects the accuracy of the phase shift determination. Another disadvantage is that when the phase shift is small, the voltage across the capacitor is low, which complicates the measurement of this voltage. This difficulty is in addition to the lack of precision related to the discharge of the capacitor between two charging periods. The object of the present invention is to provide a method and a device for measuring the phase of an electrical impedance of a sample, which do not have at least one of the disadvantages of the prior art. In particular, an object of the present invention is to provide a method and a device which make it possible to obtain a high accuracy of the phase measurement. In particular, an object of the present invention is to provide a method and a device which make it possible, for high excitation signal frequencies, to obtain both a high accuracy of the phase measurement and a low power consumption. device implementing this phase measurement. DISCLOSURE OF THE INVENTION The present invention is defined by a method for measuring the phase of an electrical impedance of a sample, in which: - a sinusoidal excitation signal of predetermined frequency is applied to the sample, the signal of excitation consisting of an excitation current or an excitation voltage; measuring a response signal comprising a response voltage if the excitation signal is an excitation current, or a response current if the excitation signal is an excitation voltage; a first logic signal is generated, by comparing the excitation signal and a first reference value; a second logic signal is generated, by comparing the response signal and a second reference value; combining the first logic signal and the second logic signal to obtain a third logic signal representative of a time offset between the excitation signal and the response signal.

Selon l'invention, le procédé comprend les étapes suivantes : on utilise le troisième signal logique pour commander la charge d'un condensateur, par une source de courant continu et de valeur constante, pendant un nombre prédéterminé de périodes du signal d'excitation ; - on mesure la tension aux bornes de ce condensateur, et on en déduit ladite phase. De préférence, la première valeur de référence est égale à la deuxième valeur de référence, elle-même égale à une valeur nulle. Avantageusement : - le premier signal logique est obtenu en comparant une tension dans l'échantillon et la première valeur de référence, la tension dans l'échantillon correspondant à la tension d'excitation ou à la tension de réponse ; - le deuxième signal logique est obtenu en comparant un courant traversant l'échantillon et la deuxième valeur de référence, le courant traversant l'échantillon 2 0 correspondant au courant d'excitation ou au courant de réponse ; Le troisième signal logique peut correspondre à l'inverse logique de la somme du deuxième signal logique avec l'inverse logique du premier signal logique. Selon l'invention, l'étape de mesure de la tension aux bornes du condensateur peut 25 être suivie par les étapes suivantes : décharge du condensateur ; et nouvelle itération de l'étape d'utilisation du troisième signal logique pour commander la charge du condensateur, et de l'étape de mesure de la tension aux bornes du condensateur. 30 L'invention concerne également un dispositif pour mesurer la phase d'une impédance électrique d'un échantillon comprenant : - des moyens pour appliquer à l'échantillon un signal d'excitation sinusoïdal de fréquence prédéterminée, le signal d'excitation consistant en un courant d'excitation ou une tension d'excitation ; - des moyens pour mesurer un signal de réponse comprenant une tension de réponse si le signal d'excitation est un courant d'excitation, ou un courant de réponse si le signal d'excitation est une tension d'excitation ; un premier comparateur recevant en entrée le signal d'excitation, le comparant avec une première valeur de référence, et fournissant en sortie un premier signal logique ; un deuxième comparateur recevant en entrée le signal de réponse, le comparant avec une deuxième valeur de référence, et fournissant en sortie un deuxième signal logique ; - des moyens de combinaison recevant en entrée le premier signal logique et le deuxième signal logique, et fournissant en sortie un troisième signal logique représentatif d'un décalage temporel entre le signal d'excitation et le signal de réponse. Selon l'invention, le dispositif comprend en outre : - un interrupteur principal disposé en série entre une source de courant continu et de valeur constante et un condensateur, et commandé par ledit troisième signal logique ; et - des moyens de mesure de la tension aux bornes du condensateur.According to the invention, the method comprises the following steps: the third logic signal is used to control the charge of a capacitor, by a direct current source of constant value, for a predetermined number of periods of the excitation signal; the voltage at the terminals of this capacitor is measured, and said phase is deduced therefrom. Preferably, the first reference value is equal to the second reference value, itself equal to a zero value. Advantageously: the first logic signal is obtained by comparing a voltage in the sample and the first reference value, the voltage in the sample corresponding to the excitation voltage or the response voltage; the second logic signal is obtained by comparing a current flowing through the sample and the second reference value, the current flowing through the sample corresponding to the excitation current or the response current; The third logic signal may correspond to the logical inverse of the sum of the second logic signal with the logical inverse of the first logic signal. According to the invention, the step of measuring the voltage across the capacitor can be followed by the following steps: discharge of the capacitor; and a new iteration of the step of using the third logic signal to control the charge of the capacitor, and the step of measuring the voltage across the capacitor. The invention also relates to a device for measuring the phase of an electrical impedance of a sample comprising: means for applying to the sample a sinusoidal excitation signal of predetermined frequency, the excitation signal consisting of a excitation current or excitation voltage; means for measuring a response signal comprising a response voltage if the excitation signal is an excitation current, or a response current if the excitation signal is an excitation voltage; a first comparator receiving as input the excitation signal, comparing it with a first reference value, and outputting a first logic signal; a second comparator receiving as input the response signal, comparing it with a second reference value, and outputting a second logic signal; - Combination means receiving as input the first logic signal and the second logic signal, and outputting a third logic signal representative of a time offset between the excitation signal and the response signal. According to the invention, the device further comprises: a main switch arranged in series between a source of direct current and of constant value and a capacitor, and controlled by said third logic signal; and - means for measuring the voltage across the capacitor.

Selon un mode de réalisation avantageux : le premier comparateur est relié à la masse, et est adapté à comparer le signal d'excitation avec une valeur nulle ; et le deuxième comparateur est relié à la masse, et est adapté à comparer le signal de réponse avec une valeur nulle.According to an advantageous embodiment: the first comparator is connected to ground, and is adapted to compare the excitation signal with a zero value; and the second comparator is grounded, and is adapted to compare the response signal with a zero value.

De préférence : - le premier comparateur reçoit en entrée une tension dans l'échantillon, la tension dans l'échantillon correspondant à la tension d'excitation ou à la tension de réponse ; - le deuxième comparateur reçoit en entrée une tension représentative d'un courant traversant l'échantillon, le courant traversant l'échantillon correspondant au courant d'excitation ou au courant de réponse. Les moyens de combinaison peuvent comprendre un inverseur logique disposé en sortie du premier comparateur, et une porte logique NOR recevant en entrée le signal de sortie de l'inverseur logique et le signal de sortie du deuxième comparateur. Le dispositif selon l'invention peut comprendre en outre : - un interrupteur secondaire agencé pour décharger le condensateur lorsqu'il est fermé ; - un compteur agencé pour compter un nombre de périodes du signal d'excitation ; et - des moyens de commande agencés pour commander l'ouverture de l'interrupteur principal et la fermeture de l'interrupteur secondaire après un nombre prédéterminé desdites périodes, puis l'ouverture de l'interrupteur secondaire et la fermeture de l'interrupteur principal une fois que le condensateur est déchargé.Preferably: the first comparator receives as input a voltage in the sample, the voltage in the sample corresponding to the excitation voltage or the response voltage; the second comparator receives as input a voltage representative of a current flowing through the sample, the current flowing through the sample corresponding to the excitation current or to the response current. The combining means may comprise a logic inverter disposed at the output of the first comparator, and a NOR logic gate receiving as input the output signal of the logic inverter and the output signal of the second comparator. The device according to the invention may further comprise: a secondary switch arranged to discharge the capacitor when it is closed; a counter arranged to count a number of periods of the excitation signal; and control means arranged to control the opening of the main switch and the closing of the secondary switch after a predetermined number of said periods, then the opening of the secondary switch and the closing of the main switch. once the capacitor is discharged.

L'invention concerne également un appareil portatif de mesure d'une impédance électrique d'un tissu humain ou animal, comprenant un dispositif selon l'invention. L'invention concerne aussi un appareil portatif de tomographie par impédance électrique d'un tissu humain ou animal, comprenant un dispositif selon l'invention.The invention also relates to a portable device for measuring an electrical impedance of a human or animal tissue, comprising a device according to the invention. The invention also relates to a portable apparatus for electric impedance tomography of a human or animal tissue, comprising a device according to the invention.

BRÈVE DESCRIPTION DES DESSINS La présente invention sera mieux comprise à la lecture de la description d'exemples de réalisation donnés à titre purement indicatif et nullement limitatif, en faisant référence aux dessins annexés parmi lesquels : - la Figure 1 illustre les paramètres à déterminer pour calculer une impédance électrique Z ; la Figure 2 illustre des signaux de tension générés dans un premier dispositif selon l'art antérieur ; la Figure 3 illustre des signaux de tension générés dans un second dispositif selon l'art antérieur ; - la Figure 4 illustre de façon schématique le second dispositif selon l'art antérieur ; la Figure 5 illustre de façon schématique un échantillon et un dispositif selon l'invention, pour mesurer la phase d'une impédance électrique de l'échantillon ; la Figure 6 illustre des signaux de tension générés dans un premier mode de réalisation du dispositif selon l'invention ; - la Figure 7 illustre de façon schématique ce premier mode de réalisation du dispositif selon l'invention ; - la Figure 8 illustre de façon schématique une première variante du premier mode de réalisation du dispositif selon l'invention ; - la Figure 9 illustre de façon schématique une deuxième variante du premier mode de réalisation du dispositif selon l'invention ; - la Figure 10 illustre de façon schématique un deuxième mode de réalisation 2 0 du dispositif selon l'invention ; la Figure 11 illustre les performances d'un dispositif selon l'invention ; et la Figure 12 illustre un appareil portatif de mesure selon l'invention. EXPOSÉ DÉTAILLÉ DE MODES DE RÉALISATION PARTICULIERS 25 On va tout d'abord décrire, en référence à la Figure 5 et de façon schématique, un dispositif 50 de mesure de phase selon l'invention. Le dispositif 50 comprend au moins deux électrodes 51, permettant d'injecter un courant sinusoïdal i(t) dans un échantillon 52. Le courant i(t) est un signal d'excitation. Il traverse l'échantillon entre deux points, d'une électrode à l'autre.BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS The present invention will be better understood on reading the description of exemplary embodiments given purely by way of indication and in no way limiting, with reference to the appended drawings in which: FIG. 1 illustrates the parameters to be determined in order to calculate an electrical impedance Z; Figure 2 illustrates voltage signals generated in a first device according to the prior art; Figure 3 illustrates voltage signals generated in a second device according to the prior art; - Figure 4 schematically illustrates the second device according to the prior art; Figure 5 schematically illustrates a sample and a device according to the invention for measuring the phase of an electrical impedance of the sample; Figure 6 illustrates voltage signals generated in a first embodiment of the device according to the invention; - Figure 7 schematically illustrates this first embodiment of the device according to the invention; - Figure 8 schematically illustrates a first variant of the first embodiment of the device according to the invention; - Figure 9 schematically illustrates a second variant of the first embodiment of the device according to the invention; Figure 10 schematically illustrates a second embodiment of the device according to the invention; Figure 11 illustrates the performance of a device according to the invention; and Figure 12 illustrates a portable measuring apparatus according to the invention. DETAILED PRESENTATION OF PARTICULAR EMBODIMENTS Firstly, with reference to FIG. 5, a phase measuring device 50 according to the invention will be described schematically. The device 50 comprises at least two electrodes 51 for injecting a sinusoidal current i (t) into a sample 52. The current i (t) is an excitation signal. It passes through the sample between two points, from one electrode to another.

Le courant i(t) est fourni par une source 54 émettant un signal sinusoïdal de fréquence connue. Le signal i(t) peut être déterminé par une mesure du courant à la sortie de la source 54, ou par une mesure du courant après traversée de l'échantillon.The current i (t) is provided by a source 54 emitting a sinusoidal signal of known frequency. The signal i (t) can be determined by measuring the current at the output of the source 54, or by measuring the current after passing through the sample.

Les deux électrodes 51 permettent également de mesurer la tension sinusoïdale u(t) entre deux points de l'échantillon 52. La tension u(t) est un signal de réponse. Elle présente la même fréquence f que celle du signal d'excitation puisque le milieu est supposé linéaire. Les deux électrodes 51 sont reliées à une unité de mesure 55, qui calcule la phase de l'impédance électrique Z de l'échantillon entre ces deux points. On peut prévoir deux paires d'électrodes : une paire d'électrodes d'injection, pour injecter un signal dans l'échantillon, et une paire d'électrodes de mesure, pour mesurer un signal de réponse de l'échantillon. Le dispositif 50 peut comprendre au moins trois électrodes, dans le cadre d'une tomographie par impédance électrique. Dans une variante non représentée, la source sinusoïdale impose une tension u(t) entre deux points de l'échantillon 52. La tension u(t) est alors un signal d'excitation. Ce signal u(t) peut être déterminé par une mesure de la tension à la sortie de la source 54, ou par une mesure de la tension entre deux points de l'échantillon.The two electrodes 51 also make it possible to measure the sinusoidal voltage u (t) between two points of the sample 52. The voltage u (t) is a response signal. It has the same frequency f as that of the excitation signal since the medium is assumed to be linear. The two electrodes 51 are connected to a measurement unit 55, which calculates the phase of the electrical impedance Z of the sample between these two points. Two pairs of electrodes may be provided: a pair of injection electrodes for injecting a signal into the sample, and a pair of measurement electrodes for measuring a sample response signal. The device 50 may comprise at least three electrodes, in the context of an electrical impedance tomography. In a variant not shown, the sinusoidal source imposes a voltage u (t) between two points of the sample 52. The voltage u (t) is then an excitation signal. This signal u (t) can be determined by measuring the voltage at the output of the source 54, or by measuring the voltage between two points of the sample.

On mesure le courant i(t) traversant l'échantillon 52 entre les deux électrodes. Le courant i(t) forme alors un signal de réponse. Selon l'invention, on applique à l'échantillon 52 un signal d'excitation sinusoïdal u(t) respectivement i(t), de fréquence prédéterminée. Les moyens pour appliquer à l'échantillon 52 ce signal d'excitation comprennent la paire d'électrodes 51.The current i (t) passing through the sample 52 is measured between the two electrodes. The current i (t) then forms a response signal. According to the invention, there is applied to the sample 52 a sinusoidal excitation signal u (t) respectively i (t), of predetermined frequency. The means for applying to the sample 52 this excitation signal comprise the pair of electrodes 51.

Ensuite, on mesure un signal de réponse i(t) respectivement u(t) à l'aide des deux électrodes 51. La tension u(t) et le courant i(t) ne comprennent pas d'offset. En d'autres termes, le signal u(t) est centré sur l'axe des abscisses correspondant à une tension continue nulle et le signal i(t) est centré sur l'axe des abscisses correspondant à un courant continu nul. On peut prévoir une étape de filtrage pour ne conserver que la composante alternative des signaux u(t) et i(t). Le procédé selon l'invention comprend ensuite les étapes suivantes, mises en oeuvre par l'unité de mesure 55 : - on génère un premier signal logique, en comparant le signal d'excitation et une première valeur de référence ; - on génère un deuxième signal logique, en comparant le signal de réponse et une deuxième valeur de référence ; - on combine le premier signal logique et le deuxième signal logique pour obtenir un troisième signal logique représentatif d'un décalage temporel entre le signal d'excitation et le signal de réponse ; - on utilise le troisième signal logique pour commander la charge d'un condensateur, par une source de courant continu et de valeur constante, pendant un nombre prédéterminé de périodes du signal d'excitation ; et - on mesure la tension aux bornes de ce condensateur, et on en déduit la phase de l'impédance de l'échantillon 52. La Figure 7 permettra d'illustrer plus précisément les moyens pour mettre en oeuvre ces étapes du procédé selon l'invention, c'est-à-dire un premier mode de réalisation de dispositif 100 selon l'invention. La Figure 6 illustre des signaux logiques générés dans ce premier mode de réalisation d'un dispositif selon l'invention. Pour des raisons de lisibilité de la Figure 7, les moyens pour appliquer un signal d'excitation et les moyens pour mesurer un signal de réponse ne sont pas représentés.Then, a response signal i (t) or u (t) is measured using the two electrodes 51. The voltage u (t) and the current i (t) do not include an offset. In other words, the signal u (t) is centered on the abscissa axis corresponding to a zero DC voltage and the signal i (t) is centered on the abscissa axis corresponding to a zero DC current. A filtering step can be provided to retain only the AC component of the signals u (t) and i (t). The method according to the invention then comprises the following steps, implemented by the measurement unit 55: a first logic signal is generated, by comparing the excitation signal and a first reference value; a second logic signal is generated, by comparing the response signal and a second reference value; - combining the first logic signal and the second logic signal to obtain a third logic signal representative of a time offset between the excitation signal and the response signal; the third logic signal is used to control the charge of a capacitor, by a direct current source of constant value, for a predetermined number of periods of the excitation signal; and the voltage at the terminals of this capacitor is measured, and the phase of the impedance of the sample 52 is deduced. FIG. 7 will illustrate more precisely the means for carrying out these steps of the method according to FIG. invention, that is to say a first embodiment of device 100 according to the invention. Figure 6 illustrates logic signals generated in this first embodiment of a device according to the invention. For reasons of readability of FIG. 7, the means for applying an excitation signal and the means for measuring a response signal are not represented.

On a directement représenté une voie recevant la tension u(t) et une voie recevant le courant i(t). Un premier comparateur 71 compare le signal u(t) avec une première valeur de référence. La première valeur de référence correspond à une tension constante, ici la tension nulle. Ainsi, le premier comparateur 71 reçoit en entrée le signal u(t), et une première valeur de référence, ici une tension nulle correspondant à la masse. On obtient en sortie du premier comparateur un premier signal logique, dit signal Cl. Le signal Cl présente la même fréquence que le signal d'excitation. Le signal Cl prend ici une valeur positive (égale à l'unité) lorsque u(t) est supérieur ou égal à zéro, et une valeur nulle lorsque u(t) est inférieur à zéro.A channel receiving the voltage u (t) and a channel receiving the current i (t) is directly represented. A first comparator 71 compares the signal u (t) with a first reference value. The first reference value corresponds to a constant voltage, here the zero voltage. Thus, the first comparator 71 receives as input the signal u (t), and a first reference value, here a zero voltage corresponding to the ground. At the output of the first comparator, a first logic signal, said signal C1, is obtained. The signal C1 has the same frequency as the excitation signal. The signal C1 here takes a positive value (equal to the unit) when u (t) is greater than or equal to zero, and a zero value when u (t) is less than zero.

Un deuxième comparateur 72 compare le signal représentant le courant i(t), converti en tension, avec une deuxième valeur de référence. La deuxième valeur de référence correspond à une tension constante, ici la tension nulle. Ainsi, le deuxième comparateur 72 reçoit en pratique le signal i(t) converti en tension, et une valeur de référence, ici une tension nulle correspondant à la masse. On obtient en sortie du deuxième comparateur un deuxième signal logique, dit signal C2. Le signal C2 présente la même fréquence que le signal d'excitation. Le signal C2 prend ici une valeur positive (égale à l'unité) lorsque i(t) est supérieur ou égal à zéro, et une valeur nulle lorsque i(t) est inférieur à zéro. Selon l'invention, la première valeur de référence n'est pas forcément égale à la deuxième valeur de référence, et ces valeurs de référence ne sont pas forcément égales à la valeur nulle. Néanmoins, des valeurs de référence nulles facilitent la mise en oeuvre du procédé selon l'invention, en particulier lorsqu'on ignore les valeurs extrêmes de chacun des signaux à comparer, centrés sur la valeur nulle car sans offset. Si l'on connaît les valeurs extrêmes de chacun des signaux à comparer, on peut par exemple choisir les valeurs de référence de façon que leur rapport soit égal au rapport des amplitudes crête- à-crête de chacun des signaux à comparer, centrés sur la valeur nulle. Ensuite, les signaux Cl et C2 sont combinés pour former un troisième signal logique, représentatif du décalage temporel Tph entre les signaux Cl et C2. Dans l'exemple représenté sur les Figures 6 et 7, on combine les signaux Cl et C2 pour former un signal Cl + C2. Ce signal présente la même fréquence que le signal d'excitation. Le signal Cl est l'inverse logique du signal Cl. Pour générer le signal C1, on utilise un inverseur logique 73 disposé en sortie du premier comparateur 71.A second comparator 72 compares the signal representing the current i (t), converted into voltage, with a second reference value. The second reference value corresponds to a constant voltage, here the zero voltage. Thus, the second comparator 72 receives in practice the signal i (t) converted into voltage, and a reference value, here a zero voltage corresponding to the mass. At the output of the second comparator, a second logic signal, said signal C2, is obtained. The signal C2 has the same frequency as the excitation signal. The signal C2 here takes a positive value (equal to unity) when i (t) is greater than or equal to zero, and a zero value when i (t) is less than zero. According to the invention, the first reference value is not necessarily equal to the second reference value, and these reference values are not necessarily equal to the zero value. Nevertheless, null reference values facilitate the implementation of the method according to the invention, in particular when the extreme values of each of the signals to be compared, centered on the zero value because without offset, are ignored. If the extreme values of each of the signals to be compared are known, it is possible, for example, to choose the reference values so that their ratio is equal to the ratio of the peak-to-peak amplitudes of each of the signals to be compared, centered on the null value. Then, the signals C1 and C2 are combined to form a third logic signal, representative of the time shift Tph between the signals C1 and C2. In the example shown in Figures 6 and 7, the signals C1 and C2 are combined to form a C1 + C2 signal. This signal has the same frequency as the excitation signal. The signal C1 is the logical inverse of the signal C1. In order to generate the signal C1, a logic inverter 73 is used at the output of the first comparator 71.

Pour former ensuite le signal Cl + C2, on utilise une porte logique NOR 74 recevant en entrée le signal Cl et le signal C2. Le signal Cl + C2 est désigné par la référence numérique 65. Le signal 65 prend ici une valeur positive (égale à l'unité) lorsque le signal Cl est positif et le signal C2 est nul. Dans tous les autres cas, le signal 65 prend la valeur nulle. Ainsi, pour chaque période correspondant à la fréquence du signal d'excitation, le signal 65 prend une valeur nulle excepté pendant une durée correspondant au décalage temporel entre les signaux Cl et C2, ce décalage étant égal au décalage temporel entre la tension u(t) et le courant i(t). Dans la suite, la période correspondant à la fréquence du signal d'excitation est nommée période du signal d'excitation. L'idée à la base de l'invention est de générer un signal logique prenant la valeur 1 ou 0, uniquement pendant une durée représentative du décalage temporel Tph entre le signal d'excitation et le signal de réponse, et d'exploiter ce signal de façon à déterminer un déphasage entre u(t) et i(t), tout en mettant en oeuvre un circuit peu consommateur d'énergie. On pourra prévoir de nombreuses variantes permettant d'obtenir un tel signal. Selon un mode moins préféré, on génère, à l'aide d'une porte OU exclusif (XOR), un signal logique prenant la valeur 1 pendant une durée égale à deux fois le décalage temporel Tph, pendant une période du signal l'excitation.Then, to form the signal C1 + C2, a NOR logic gate 74 receiving the signal C1 and the signal C2 is used. The signal C1 + C2 is designated by the numeral 65. The signal 65 here takes a positive value (equal to unity) when the signal C1 is positive and the signal C2 is zero. In all other cases, the signal 65 takes the value zero. Thus, for each period corresponding to the frequency of the excitation signal, the signal 65 takes a zero value except for a time corresponding to the time shift between the signals C1 and C2, this offset being equal to the time difference between the voltage u (t ) and the current i (t). In the following, the period corresponding to the frequency of the excitation signal is called period of the excitation signal. The idea underlying the invention is to generate a logic signal taking the value 1 or 0, only during a time representative of the time shift Tph between the excitation signal and the response signal, and to exploit this signal. in order to determine a phase shift between u (t) and i (t), while implementing a circuit that consumes little energy. Many variants can be provided to obtain such a signal. According to a less preferred mode, using a proprietary OR gate (XOR), a logic signal is generated which has the value 1 for a duration equal to twice the time offset Tph during a period of the signal excitation. .

L'homme du métier saura aisément déterminer le lien de proportionnalité entre le décalage temporel entre les signaux Cl et C2, et le décalage temporel entre le signal d'excitation et le signal de réponse, à partir des valeurs de référence choisies, et le cas échéant des valeurs maximales et minimales des signaux de tension correspondant au signal de référence et au signal de réponse.Those skilled in the art will readily be able to determine the proportionality link between the time shift between the signals C1 and C2, and the time difference between the excitation signal and the response signal, from the reference values chosen, and the case where appropriate, maximum and minimum values of the voltage signals corresponding to the reference signal and the response signal.

Selon l'invention, le signal 65 est utilisé pour commander la charge d'un condensateur 75 par une source de courant continu et constant à la valeur Icon' et pendant un nombre prédéterminé de périodes du signal d'excitation de fréquence prédéterminée. Pour cela, on utilise un interrupteur 76 disposé entre la source de courant constant 77, et le condensateur 75. L'ouverture et la fermeture de l'interrupteur 76, dit interrupteur principal, sont commandées par le signal 65. Lorsque le signal 65 prend la valeur nulle, l'interrupteur 76 est ouvert. Lorsque le signal 65 prend la valeur égale à l'unité, l'interrupteur 76 est fermé et le condensateur 75 est partiellement chargé par la source de courant constant 77. De façon générale, l'idée à la base de l'invention est que le condensateur se charge uniquement lorsque le signal logique 65 prend l'une des deux valeurs qu'il peut prendre. Au bout d'un nombre prédéterminé de périodes du signal d'excitation la tension aux bornes du condensateur 75 est remise zéro. Ici le condensateur 75 se charge uniquement lorsque le signal 65 prend la valeur 1, la tension aux bornes du condensateur dépendant alors du rapport de durée entre la période du signal 65 et la durée pendant laquelle le signal 65 prend la valeur 1. Ce rapport de durée correspond au rapport entre la période du signal d'excitation, et le décalage temporel entre la tension u(t) et le courant i(t). Ainsi, connaissant le nombre de périodes du signal d'excitation écoulées, on relie facilement la tension aux bornes de l'interrupteur au déphasage cl) entre la tension u(t) et le courant i(t). On note que le déphasage cl) est calculé pour une fréquence donnée du signal d'excitation. On note que la présence de la source de courant 77 permet de maîtriser la charge du condensateur 75 lorsque l'interrupteur 76 est fermé. De plus, l'ouverture de l'interrupteur 76 entre deux charges consécutives du condensateur 75 permet d'éviter une décharge du condensateur. L'utilisation combinée de la source de courant 77 et de l'interrupteur 76 permet d'accumuler une charge, aux bornes du condensateur 75, correspondant précisément au cumul du déphasage cl) pour le nombre de périodes du signal d'excitation écoulées. Le déphasage cl) pour une période est obtenu en considérant la tension U, mesurée aux bornes du condensateur, et le nombre p de périodes écoulées comme détaillé ci-dessous.According to the invention, the signal 65 is used to control the charging of a capacitor 75 by a DC power source and constant at the value Icon 'and for a predetermined number of periods of the predetermined frequency excitation signal. For this, a switch 76 is used between the constant current source 77 and the capacitor 75. The opening and closing of the switch 76, called the main switch, are controlled by the signal 65. When the signal 65 takes the zero value, the switch 76 is open. When the signal 65 takes the value equal to unity, the switch 76 is closed and the capacitor 75 is partially charged by the constant current source 77. In general, the idea underlying the invention is that the capacitor is charged only when the logic signal 65 takes one of the two values it can take. After a predetermined number of periods of the excitation signal the voltage across the capacitor 75 is reset zero. Here the capacitor 75 is charged only when the signal 65 takes the value 1, the voltage across the capacitor then depending on the time ratio between the period of the signal 65 and the duration during which the signal 65 takes the value 1. This ratio of duration is the ratio of the period of the excitation signal to the time difference between the voltage u (t) and the current i (t). Thus, knowing the number of periods of the excitation signal elapsed, it is easy to connect the voltage across the switch phase shift cl) between the voltage u (t) and the current i (t). It is noted that the phase shift c1) is calculated for a given frequency of the excitation signal. It is noted that the presence of the current source 77 makes it possible to control the charge of the capacitor 75 when the switch 76 is closed. In addition, the opening of the switch 76 between two consecutive charges of the capacitor 75 makes it possible to avoid a discharge of the capacitor. The combined use of the current source 77 and the switch 76 makes it possible to accumulate a charge, at the terminals of the capacitor 75, corresponding precisely to the accumulation of the phase shift c1) for the number of periods of the elapsed excitation signal. The phase shift c1) for a period is obtained by considering the voltage U, measured across the capacitor, and the number p of elapsed periods as detailed below.

On a représenté sur la Figure 7 un graphique illustrant la tension U, aux bornes du condensateur 75 en fonction du temps t. La courbe 79 correspondant à la tension U, en fonction du temps t est une droite. On pourra relever qu'il s'agit là d'une approximation, et qu'elle peut en fait être formée d'une succession de paliers pour lesquels U, est une constante (interrupteur 76 ouvert), et de paliers pour lesquels U, augmente linéairement (interrupteur 76 fermé). Ces paliers correspondent à la succession de valeurs nulles et positives du signal 65. Dans l'exemple représenté sur la Figure 7, la tension Uc(T1), à un instant T1, en supposant que le condensateur 75 est initialement déchargé vaut : Uc(T1)=1 Cns * Tph*p (4) où Irons est la valeur du courant émis par la source de courant 77 ; C est la capacité du condensateur 75 ; p est le nombre de périodes du signal d'excitation, écoulées pendant le temps T1; Tph est le décalage temporel moyen entre la tension u(t) et le courant i(t) sur le nombre de périodes écoulées (ce décalage étant ici égal au décalage temporel entre les signaux Cl et C2).FIG. 7 shows a graph illustrating the voltage U at the terminals of capacitor 75 as a function of time t. The curve 79 corresponding to the voltage U, as a function of time t is a straight line. It may be noted that this is an approximation, and that it may in fact be formed of a succession of bearings for which U is a constant (switch 76 open), and stages for which U, linearly increases (switch 76 closed). These steps correspond to the succession of null and positive values of the signal 65. In the example represented in FIG. 7, the voltage Uc (T1), at a time T1, assuming that the capacitor 75 is initially discharged is: Uc ( T1) = 1 Cns * Tph * p (4) where Irons is the value of the current emitted by the current source 77; C is the capacitance of the capacitor 75; p is the number of periods of the excitation signal, elapsed during the time T1; Tph is the average time difference between the voltage u (t) and the current i (t) over the number of elapsed periods (this offset here being equal to the time difference between the signals C1 and C2).

On peut adapter la formule (4) en fonction du signal logique 65 généré. Par exemple si le signal logique prend la valeur 1 pendant une durée égale à deux fois la durée Tph, on ajoute un facteur 1/2. Connaissant p, on retrouve donc facilement Tph. Puis connaissant Tph, on retrouve le déphasage cl), sachant qu'un décalage d'une demi-période du signal d'excitation correspond à un déphasage de 180° (n). On obtient typiquement une précision de 1° sur la mesure du déphasage cl). Le cumul du déphasage, sur plusieurs périodes du signal d'excitation, effectue une moyenne des mesures de décalage temporel, ce qui réduit la sensibilité au bruit du dispositif et du procédé selon l'invention.The formula (4) can be adapted according to the generated logic signal 65. For example, if the logic signal takes the value 1 for a duration equal to twice the duration Tph, a factor 1/2 is added. Knowing p, we find easily Tph. Then knowing Tph, we find the phase shift cl), knowing that a shift of half a period of the excitation signal corresponds to a phase shift of 180 ° (n). An accuracy of 1 ° is typically obtained on the measurement of the phase shift c1). The cumulative phase shift, over several periods of the excitation signal, averages the time offset measurements, which reduces the sensitivity to noise of the device and the method according to the invention.

Sur la Figure 7, la mesure de la tension Uc aux bornes du condensateur est réalisée à l'aide du voltmètre 78 branché en série sur le condensateur. On attend typiquement plus de 10 voire 100 ou 1000 périodes du signal d'excitation avant de mesurer la tension aux bornes du condensateur 75. Le fait de cumuler la tension aux bornes du condensateur, sur plusieurs périodes, permet une lecture plus aisée de la tension résultante, cette dernière étant plus élevée. Le condensateur 75 est choisi de façon à ce que la tension à ses bornes puisse augmenter linéairement pendant toute la durée correspondant à ce nombre de périodes du signal d'excitation. Par exemple : la fréquence du signal d'excitation vaut 1 MHz, soit une période du signal d'excitation de 1 us ; la capacité du condensateur vaut 1 nF ; et le courant constant vaut 10 u.A. Un déphasage de 1° correspond donc à un décalage temporel de 2,77 ns. En intégrant sur 1000 périodes du signal d'excitation, la tension U, aux bornes du condensateur 75 vaudra donc U,=27,7 mV. On peut prévoir des moyens de traitement (non représentés sur la Figure 7) recevant en entrée la tension aux bornes du condensateur, et fournissant en sortie le déphasage cl) entre la tension u(t) et le courant i(t). Ces moyens de traitement peuvent également permettre de piloter l'ensemble des composants, en particulier l'interrupteur 76. Ces moyens de traitement peuvent comprendre un circuit électronique numérique ou analogique, de préférence dédié, associé à un microprocesseur et/ou un ordinateur. On peut par exemple utiliser un microcontrôleur basse consommation pour réaliser lesdits moyens de traitement. Un microcontrôleur est un circuit intégré qui rassemble les éléments essentiels d'un ordinateur tels que : processeur, mémoires (mémoire morte pour stocker des moyens logiciels, mémoire vive pour stocker des données d'entrée et sortie des moyens logiciels), unités périphériques et interfaces d'entrées-sorties. Les unités périphériques sont pilotées par les moyens logiciels, de façon à réaliser les fonctions voulues. Ce microcontrôleur calcule alors le déphasage cl), et pilote l'ensemble des interactions entre les différents composants formant le dispositif 100 selon l'invention. Le microcontrôleur est par exemple de type MSP 430 (Texas Instrument ®), connu pour sa faible consommation et son aptitude à équiper des circuits embarqués avec une contrainte de consommation (de l'ordre de 10 mW).In Figure 7, the measurement of the voltage Uc across the capacitor is performed using the voltmeter 78 connected in series on the capacitor. Is expected typically more than 10 or even 100 or 1000 periods of the excitation signal before measuring the voltage across the capacitor 75. The fact of accumulating the voltage across the capacitor, over several periods, allows an easier reading of the voltage resulting, the latter being higher. The capacitor 75 is chosen so that the voltage across its terminals can increase linearly for the duration corresponding to this number of periods of the excitation signal. For example: the frequency of the excitation signal is 1 MHz, ie a period of the excitation signal of 1 us; the capacity of the capacitor is 1 nF; and the constant current is 10 u.A. A phase shift of 1 ° therefore corresponds to a time shift of 2.77 ns. By integrating over 1000 periods of the excitation signal, the voltage U across the capacitor 75 will therefore be U = 27.7 mV. Processing means (not shown in FIG. 7) can be provided that receive the voltage at the terminals of the capacitor as input, and output the phase difference φ between the voltage u (t) and the current i (t). These processing means may also make it possible to control all the components, in particular the switch 76. These processing means may comprise a digital or analog electronic circuit, preferably dedicated, associated with a microprocessor and / or a computer. For example, it is possible to use a low-power microcontroller to produce said processing means. A microcontroller is an integrated circuit which gathers the essential elements of a computer such as: processor, memories (read-only memory for storing software means, random access memory for storing input and output data of the software means), peripheral units and interfaces input-output. The peripheral units are driven by the software means, so as to perform the desired functions. This microcontroller then calculates the phase shift c1), and controls all the interactions between the various components forming the device 100 according to the invention. The microcontroller is for example MSP 430 (Texas Instrument ®), known for its low power consumption and its ability to equip embedded circuits with a consumption constraint (of the order of 10 mW).

On voit donc que, par rapport à l'art antérieur, le procédé et le dispositif selon l'invention permettent de s'affranchir d'un compteur piloté par un oscillateur présentant une fréquence d'horloge fh, et mesurant un temps écoulé Tph entre un passage à zéro de la tension u(t) et un passage à zéro du courant i(t). Il n'est donc pas nécessaire de prévoir un compteur présentant une fréquence d'horloge particulièrement élevée, même pour une mesure de phase à une fréquence du signal d'excitation élevée (typiquement supérieure à 10 kHz). Le procédé et le dispositif selon l'invention utilisent des composants peu onéreux et qui ne nécessitent pas une grande consommation d'énergie, quelle que soit la fréquence du signal d'excitation. Grâce à l'utilisation d'une source de courant annexe pour charger le condensateur, et d'un interrupteur qui isole le condensateur du circuit lorsque le condensateur n'est pas en charge, on évite un phénomène de décharge incontrôlée du condensateur qui viendrait entacher la précision du lien entre la tension aux bornes du condensateur et le déphasage. En outre, l'utilisation d'une source de courant annexe pour charger le condensateur permet d'obtenir aux bornes du condensateur des valeurs de tension facilement mesurables. L'invention offre donc un procédé et un dispositif permettant d'obtenir à la fois une grande précision de la mesure de phase et une faible consommation du dispositif mettant en oeuvre cette mesure de phase. L'invention peut typiquement être mise en oeuvre à l'aide d'un simple microcontrôleur de faible consommation énergétique. En outre, la mesure de phase est basée sur une charge d'un condensateur et une mesure de tension aux bornes de ce condensateur. Il n'est pas nécessaire d'adapter les composants du dispositif mettant en oeuvre cette mesure, en fonction de la fréquence du signal d'excitation. L'invention offre donc un procédé et un dispositif adaptés à des mesures de phase sur de larges plages de fréquences du signal d'excitation. Le procédé et le dispositif permettent également une mise en oeuvre très simple et pour un faible encombrement.It can therefore be seen that, compared with the prior art, the method and the device according to the invention make it possible to dispense with a counter controlled by an oscillator having a clock frequency fh, and measuring an elapsed time Tph between a zero crossing of the voltage u (t) and a zero crossing of the current i (t). It is therefore not necessary to provide a counter having a particularly high clock frequency, even for a phase measurement at a high excitation signal frequency (typically greater than 10 kHz). The method and the device according to the invention use inexpensive components that do not require a large power consumption, regardless of the frequency of the excitation signal. Thanks to the use of an auxiliary current source to charge the capacitor, and a switch which isolates the capacitor from the circuit when the capacitor is not charging, uncontrolled discharge of the capacitor which would taint the precision of the link between the voltage across the capacitor and the phase shift. In addition, the use of an auxiliary current source for charging the capacitor makes it possible to obtain easily measurable voltage values across the capacitor. The invention therefore provides a method and a device for obtaining both a high precision of the phase measurement and a low consumption of the device implementing this phase measurement. The invention can typically be implemented using a simple microcontroller low energy consumption. In addition, the phase measurement is based on a capacitor load and a voltage measurement across this capacitor. It is not necessary to adapt the components of the device implementing this measurement, as a function of the frequency of the excitation signal. The invention therefore provides a method and a device adapted to phase measurements over wide frequency ranges of the excitation signal. The method and the device also allow a very simple implementation and for a small footprint.

La Figure 8 illustre de façon schématique une première variante du dispositif 100 de la Figure 7. La Figure 8 ne sera décrite que pour ses différences relativement à la Figure 7.Figure 8 schematically illustrates a first variant of the device 100 of Figure 7. Figure 8 will only be described for its differences with respect to Figure 7.

Sur la Figure 8, on a représenté la source 80 fournissant le signal d'excitation sinusoïdal. Dans l'exemple de la Figure 8, le signal d'excitation est un courant i(t). L'impédance Z symbolise le milieu étudié. On souhaite mesurer cette impédance, en particulier sa phase. Des moyens de mesure de tension 81 permettent de mesurer le signal de réponse formé par la tension aux bornes de l'impédance Z. Ces moyens de mesure de tension 81 sont réalisés ici par un circuit comparateur recevant en entrée le potentiel à l'une des bornes de l'impédance Z, et le potentiel à l'autre des bornes de l'impédance Z. La sortie de ces moyens de mesure de tension est le signal u(t), qui est envoyé vers le premier comparateur 71.In Figure 8, there is shown the source 80 providing the sinusoidal excitation signal. In the example of Figure 8, the excitation signal is a current i (t). The impedance Z symbolizes the studied medium. It is desired to measure this impedance, in particular its phase. Voltage measuring means 81 make it possible to measure the response signal formed by the voltage across the impedance Z. These voltage measuring means 81 are produced here by a comparator circuit receiving as input the potential at one of the terminals of the impedance Z, and the potential across the terminals of the impedance Z. The output of these voltage measuring means is the signal u (t), which is sent to the first comparator 71.

Des moyens de mesure de courant 82 permettent de mesurer le signal d'excitation i(t) envoyé à l'impédance Z. Ces moyens de mesure de courant 82 sont réalisés ici par un circuit convertisseur de courant recevant en entrée le courant i(t) après traversée de l'impédance Z, et fournissant en sortie une tension proportionnelle à ce courant. On nomme également « convertisseur à trans-impédance » ce circuit convertisseur de courant. La sortie de ces moyens de conversion est le signal i(t) converti en tension, qui est envoyé vers le deuxième comparateur 72. Le voltmètre 78 de la Figure 7 est remplacé par un convertisseur analogique numérique 83 relevant la tension en entrée du condensateur 75. Ce convertisseur analogique numérique est relié aux moyens de traitement 84 recevant en entrée la tension aux bornes du condensateur, et fournissant en sortie le déphasage cl) entre la tension u(t) et le courant i(t). La liaison entre le convertisseur analogique numérique 83 et les moyens de traitement 84 est une liaison numérique, par exemple de type SPI (pour l'anglais « Serial Peripheral Interface »).Current measurement means 82 make it possible to measure the excitation signal i (t) sent to the impedance Z. These current measuring means 82 are produced here by a current converter circuit receiving the current i (t ) after crossing the impedance Z, and outputting a voltage proportional to this current. Also called "trans-impedance converter" this current converter circuit. The output of these conversion means is the signal i (t) converted into voltage, which is sent to the second comparator 72. The voltmeter 78 of Figure 7 is replaced by an analog digital converter 83 recording the input voltage of the capacitor 75 This digital analog converter is connected to the processing means 84 receiving as input the voltage across the capacitor, and outputting the phase shift c1) between the voltage u (t) and the current i (t). The link between the digital analog converter 83 and the processing means 84 is a digital link, for example of the SPI (Serial Peripheral Interface) type.

La Figure 9 illustre de façon schématique une deuxième variante du dispositif 100 de la Figure 8. La Figure 9 ne sera décrite que pour ses différences relativement à la Figure 8. Dans l'exemple de la Figure 9, le signal d'excitation est une tension u(t).Figure 9 schematically illustrates a second variant of the device 100 of Figure 8. Figure 9 will be described only for its differences with respect to Figure 8. In the example of Figure 9, the excitation signal is a voltage u (t).

On mesure le signal de réponse i(t) à l'aide du convertisseur courant-tension 82 tel que décrit précédemment. On utilise la tension u(t) directement en sortie de la source 80, et non la tension aux bornes de l'impédance Z. La source 80 est donc reliée à la fois à l'impédance Z et à l'entrée du premier comparateur 71.The response signal i (t) is measured using the current-voltage converter 82 as previously described. The voltage u (t) is used directly at the output of the source 80, and not the voltage across the impedance Z. The source 80 is therefore connected to both the impedance Z and the input of the first comparator 71.

Sur la Figure 9, l'interrupteur principal 76 est représenté fermé. Le dispositif 100 comprend un interrupteur secondaire 91 permettant de décharger le condensateur 75 lorsque l'interrupteur secondaire 91 passe de l'état ouvert à l'état fermé. Le dispositif 100 comprend également un compteur 92 permettant de compter un nombre de périodes du signal d'excitation. Le compteur 92 compte par exemple un nombre d'impulsions hautes du signal 65. Lorsqu'un nombre prédéterminé de périodes du signal d'excitation est atteint : - l'interrupteur principal 76 est ouvert, de façon à arrêter la charge du condensateur 75 ; la tension aux bornes du condensateur 75 est lue par le convertisseur analogique-numérique 83 ; puis - l'interrupteur secondaire 91 est fermé, de façon à décharger le condensateur 75.In Figure 9, the main switch 76 is shown closed. The device 100 includes a secondary switch 91 for discharging the capacitor 75 when the secondary switch 91 goes from the open state to the closed state. The device 100 also comprises a counter 92 for counting a number of periods of the excitation signal. The counter 92 for example counts a number of high pulses of the signal 65. When a predetermined number of periods of the excitation signal is reached: the main switch 76 is open, so as to stop the charging of the capacitor 75; the voltage across the capacitor 75 is read by the analog-to-digital converter 83; then - the secondary switch 91 is closed, so as to discharge the capacitor 75.

On peut ensuite réitérer le procédé selon l'invention, en mettant le compteur 92 à zéro, ouvrant l'interrupteur secondaire 91 puis fermant l'interrupteur principal 76. Ce procédé est mis en oeuvre grâce à des moyens de commande de l'interrupteur secondaire et de l'interrupteur principal, recevant en entrée un signal fourni par le compteur 92. Ces moyens de commande sont ici intégrés aux moyens de traitement 84.The method according to the invention can then be reiterated by setting the counter to zero, opening the secondary switch 91 and then closing the main switch 76. This method is implemented by means of control means of the secondary switch. and of the main switch, receiving as input a signal supplied by the counter 92. These control means are here incorporated into the processing means 84.

Pour des raisons de lisibilité de la Figure, on n'a pas représenté le lien entre les moyens de traitement 84 et le compteur 92, l'interrupteur secondaire 91 et l'interrupteur principal 76. Les moyens de traitement 84 commandent également la fréquence du signal d'excitation. Cette commande est symbolisée sur la Figure 9 par la flèche 93. On peut ainsi faire varier la fréquence du signal d'excitation sur une plage allant de 0,1 Hz à 1 MHz. Le procédé selon l'invention est alors mis en oeuvre successivement pour plusieurs fréquences du signal d'excitation, par exemple deux par décade. On peut prévoir toutes les plages de fréquences désirées, même des fréquences allant au-delà de 1 MHz. De préférence, la fréquence du signal d'excitation est supérieure à 10 kHz. En effet, l'expérience montre que pour des faibles fréquences, la durée de mise en oeuvre de l'invention peut se révéler trop importante. Ainsi, l'invention est particulièrement adaptée à des fréquences élevées, typiquement supérieures à 10 kHz. La Figure 10 illustre de manière schématique un deuxième mode de réalisation du dispositif 200 selon l'invention. La Figure 10 n'est utilisée que pour illustrer un exemple d'interface analogique-numérique dans un dispositif selon l'invention. Le dispositif 200 selon l'invention comprend une connectique blindée 201 pour injecter un signal d'excitation 202 et recevoir un signal de mesure 203. Un module de mesure 204 fait l'interface entre : une zone analogique 205, du côté des signaux d'excitation et de mesure ; et une zone numérique 206, du côté d'un module de contrôle et acquisition des données 207. Le module de mesure 204 reçoit l'ensemble des composants électroniques selon l'invention, notamment des comparateurs, un condensateur, au moins un interrupteur, une source, un convertisseur analogique-numérique. Le module de contrôle et acquisition des données 207 correspond aux moyens de traitement tels que décrits précédemment. Il pilote l'ensemble des composants électroniques du dispositif selon l'invention. Il est relié au module de mesure 204 par une liaison numérique de type SPI.30 L'invention n'est pas limitée aux modes de réalisations et variantes décrits en référence aux figures. Par exemple, on pourra prévoir que le signal d'excitation est un courant i(t), mesuré directement en sortie de la source, et le signal de mesure est une tension u(t) mesurée aux bornes de l'impédance Z. On pourra prévoir que le condensateur est chargé par la source de courant constant pour la valeur nulle du troisième signal logique. On pourra également prévoir de combiner le dispositif selon l'invention avec un dispositif selon l'art antérieur tel que décrit en introduction et utilisant un compteur pour mesurer directement le décalage temporel entre le signal d'excitation et le signal de mesure. Dans ce cas : - le dispositif selon l'art antérieur sera utilisé pour les faibles fréquences du signal d'excitation (par exemple inférieures à 50 kHz, ce qui correspond à une résolution de 1,12° pour une fréquence d'horloge du compteur de 16 MHz) ; - le dispositif selon l'invention sera utilisé pour les hautes fréquences du signal d'excitation (par exemple supérieures à 50 kHz) ; et - les moyens de traitement commandent l'utilisation de l'un ou l'autre dispositif en fonction de la commande de fréquence du signal d'excitation envoyée à la source.For reasons of legibility of the Figure, the connection between the processing means 84 and the counter 92, the secondary switch 91 and the main switch 76 is not shown. The processing means 84 also control the frequency of the switch. excitation signal. This command is symbolized in FIG. 9 by the arrow 93. It is thus possible to vary the frequency of the excitation signal over a range from 0.1 Hz to 1 MHz. The method according to the invention is then implemented successively for several frequencies of the excitation signal, for example two per decade. It is possible to provide all the desired frequency ranges, even frequencies exceeding 1 MHz. Preferably, the frequency of the excitation signal is greater than 10 kHz. Indeed, experience shows that for low frequencies, the duration of implementation of the invention may be too important. Thus, the invention is particularly suitable for high frequencies, typically greater than 10 kHz. Figure 10 schematically illustrates a second embodiment of the device 200 according to the invention. Figure 10 is only used to illustrate an example of an analog-digital interface in a device according to the invention. The device 200 according to the invention comprises a shielded connector 201 for injecting an excitation signal 202 and receiving a measurement signal 203. A measurement module 204 interfaces between: an analog zone 205, on the side of the signals of excitement and measurement; and a digital zone 206, on the side of a data acquisition and control module 207. The measurement module 204 receives all the electronic components according to the invention, in particular comparators, a capacitor, at least one switch, a source, an analog-to-digital converter. The data acquisition and control module 207 corresponds to the processing means as described above. It controls all the electronic components of the device according to the invention. It is connected to the measurement module 204 by a digital link of the SPI type.30 The invention is not limited to the embodiments and variants described with reference to the figures. For example, it can be provided that the excitation signal is a current i (t), measured directly at the output of the source, and the measurement signal is a voltage u (t) measured across the impedance Z. On may provide that the capacitor is charged by the constant current source for the null value of the third logic signal. It will also be possible to combine the device according to the invention with a device according to the prior art as described in the introduction and using a counter to directly measure the time difference between the excitation signal and the measurement signal. In this case: the device according to the prior art will be used for the low frequencies of the excitation signal (for example less than 50 kHz, which corresponds to a resolution of 1.12 ° for a clock frequency of the counter 16 MHz); the device according to the invention will be used for the high frequencies of the excitation signal (for example greater than 50 kHz); and the processing means control the use of one or the other device as a function of the frequency control of the excitation signal sent to the source.

La Figure 11 illustre les performances du procédé et du dispositif selon l'invention. Il s'agit d'un diagramme de Bode issu de la mesure d'impédance d'un circuit RC, où R = 200 S2 et C= 470 nF. L'axe des abscisses correspond à une fréquence en Hz, représentée en échelle logarithmique. L'axe des ordonnées correspond à une phase en degrés.Figure 11 illustrates the performance of the method and device according to the invention. This is a Bode diagram from the impedance measurement of an RC circuit, where R = 200 S2 and C = 470 nF. The abscissa axis corresponds to a frequency in Hz, represented in logarithmic scale. The y-axis corresponds to a phase in degrees.

La courbe 111 est obtenue par interpolation des points de mesure, les mesures étant réalisées à 1Hz, 10 Hz, 100 Hz, 1 kHz, 10 kHz, 100 kHz, 1 MHz. Le procédé selon l'invention a été mis en oeuvre pour les mesures à 10 kHz, 100 kHz, 1 MHz. Pour les fréquences comprises entre 1 Hz et 10 kHz exclu, on a utilisé une méthode l'art antérieur. La courbe 112 est la courbe théorique représentant la phase de ce circuit en fonction de la fréquence du signal d'excitation.The curve 111 is obtained by interpolation of the measurement points, the measurements being carried out at 1 Hz, 10 Hz, 100 Hz, 1 kHz, 10 kHz, 100 kHz, 1 MHz. The method according to the invention has been implemented for measurements at 10 kHz, 100 kHz and 1 MHz. For frequencies between 1 Hz and 10 kHz excluded, a method has been used in the prior art. Curve 112 is the theoretical curve representing the phase of this circuit as a function of the frequency of the excitation signal.

On voit que l'invention offre des résultats très satisfaisants, puisque la courbe 111 représentant les phases mesurées est très proche de la courbe 112 représentant les valeurs théoriques de phase. Une application particulièrement avantageuse de l'invention est celle des dispositifs embarqués ou implantés, de mesure de la bio-impédance. La Figure 12 illustre un appareil portatif 120 de mesure d'une impédance électrique d'un tissu humain ou animal. Ici, le tissu étudié est un tissu humain situé au niveau du bras d'un patient 122. L'appareil portatif regroupe en particulier un dispositif 100 selon l'invention, et un dispositif 121 de mesure du module de l'impédance électrique. La phase et le module sont combinés au sein de l'appareil portatif, de façon à fournir l'impédance électrique. En variante, l'appareil portatif 120 permet de réaliser une tomographie par impédance électrique d'un tissu humain ou animal.It can be seen that the invention offers very satisfactory results, since the curve 111 representing the measured phases is very close to the curve 112 representing the theoretical phase values. A particularly advantageous application of the invention is that of embedded or implanted devices for measuring bioimpedance. Figure 12 illustrates a portable apparatus 120 for measuring an electrical impedance of a human or animal tissue. Here, the studied tissue is a human tissue located at the level of the arm of a patient 122. The portable device gathers in particular a device 100 according to the invention, and a device 121 for measuring the module of the electrical impedance. The phase and the module are combined within the portable device, so as to provide the electrical impedance. In a variant, the portable device 120 makes it possible to carry out an electrical impedance tomography of a human or animal tissue.

Claims

REVENDICATIONS1. A method for measuring the phase (ck) of an electrical impedance (Z) of a sample (52), wherein: a sinusoidal excitation signal of predetermined frequency is applied to the sample (52), the signal of excitation consisting of an excitation current or an excitation voltage; measuring a response signal comprising a response voltage if the excitation signal is an excitation current, or a response current if the excitation signal is an excitation voltage; generating a first logic signal (C1) by comparing the excitation signal (i (t); u (t)) with a first reference value; generating a second logic signal (C2) by comparing the response signal (u (t); u (i)) with a second reference value; combining the first logic signal (C1) and the second logic signal (C2) to obtain a third logic signal (65; Cl + C2) representative of a time offset (Tph) between the excitation signal and the response signal ; characterized in that it comprises the following steps: - the third logic signal (65; Cl + C2) is used to control the charge of a capacitor (75), by a source of direct current and constant value (77) during a predetermined number of periods of the excitation signal (202); the voltage (Ut) is measured at the terminals of this capacitor (75), and said phase (c1) is deduced therefrom).

2. Method according to claim 1, characterized in that the first reference value is equal to the second reference value, itself equal to a zero value.

3. Method according to claim 1 or 2, characterized in that: - the first logic signal (C1) is obtained by comparing a voltage in the sample (u (t)) and the first reference value, the voltage in the sample corresponding to the excitation voltage or the response voltage; the second logic signal (C2) is obtained by comparing a current (i (t)) passing through the sample and the second reference value, the current flowing through the sample corresponding to the excitation current or the response current;

4. Method according to any one of claims 1 to 3, characterized in that the third logic signal (65; Cl + C2) corresponds to the logical inverse of the sum of the second logic signal with the logical inverse of the first signal logic.

5. Method according to any one of claims 1 to 4, characterized in that the step of measuring the voltage across the capacitor (75) is followed by the following steps: - discharge of the capacitor (75); and - a new iteration of the step of using the third logic signal (65; Cl + C2) to control the charge of the capacitor, and the step of measuring the voltage across the capacitor.

A device (50; 100; 200) for measuring the phase (c1) of an electrical impedance (Z) of a sample (52) comprising: means (51; 201) for applying to the sample a signal sinusoidal excitation circuit (202) of predetermined frequency, the excitation signal consisting of an excitation current or an excitation voltage; means (51; 201) for measuring a response signal comprising a response voltage if the excitation signal is an excitation current, or a response current if the excitation signal is an excitation voltage; a first comparator (71) receiving as input the excitation signal (i (t); u (t)), comparing it with a first reference value, and outputting a first logic signal (C1); a second comparator (72) receiving as input the response signal (u (t); u (i)), comparing it with a second reference value, and outputting a second logic signal (C2); combining means (73, 74) receiving as input the first logic signal (C1) and the second logic signal (C2), and outputting a third logic signal (65; C1 + C2) representative of a time offset ( Tph) between the excitation signal and the response signal; characterized in that it further comprises: a main switch (76) arranged in series between a DC source (77) of constant value and a capacitor (75), and controlled by said third logic signal (65; + C2); and measuring means (78; 83) for measuring the voltage across the capacitor (75).

7. Device (50; 100; 200) according to claim 6, characterized in that: the first comparator (71) is connected to ground, and is adapted to compare the excitation signal (u (t); t)) with a value of zero; and the second comparator (72) is grounded, and is adapted to compare the response signal (i (t); u (i)) with a zero value.

Device (50; 100; 200) according to claim 6 or 7, characterized in that: - the first comparator (71) receives as input a voltage in the sample (u (t)), the voltage in the sample corresponding to the excitation voltage or the response voltage - the second comparator (72) receives as input a voltage representative of a current (i (t)) passing through the sample, the current flowing through the corresponding sample the excitation current or the response current.

9. Device (50; 100; 200) according to any one of claims 6 to 8, characterized in that the combining means comprise a logic inverter (73) disposed at the output of the first comparator (71), and a logic gate NOR (74) receiving as input the output signal of the logic inverter and the output signal of the second comparator (72).

10. Device (50; 100; 200) according to any one of claims 6 to 9, characterized in that it further comprises; a secondary switch (91) arranged to discharge the capacitor (75) when closed; a counter (92) arranged to count a number of periods of the excitation signal; and control means arranged to control the opening of the main switch (76) and the closing of the secondary switch (91) after a predetermined number of said periods, then the opening of the secondary switch (91) and closing the main switch (76) once the capacitor (75) is discharged.

11. Portable device (120) for measuring an electrical impedance of a human or animal tissue, characterized in that it comprises a device (50; 100; 200) according to any one of claims 6 to 10.

12. Portable electrical impedance tomography apparatus of a human or animal tissue, characterized in that it comprises a device (50; 100; 200) according to any one of claims 6 to 10.30.