FR2913835A1 - Traitement d'un signal de communication, avant amplification en modulation multi-porteuses - Google Patents

Abstract

La présente invention concerne le traitement d'un signal de télécommunication, avant amplification, en contexte de modulation multi-porteuses où un nombre de sous-porteuses autorisées est alloué pour l'émission du signal. Pour réduire une dynamique d'enveloppe en vue d'opérer une amplification plus efficace en termes de rendement énergétique, sans dégradation de la transmission, on ajoute un signal correcteur (c) à un signal de données (x) pour obtenir un signal composite (x+c) de dynamique d'enveloppe réduite. Le signal correcteur est alors optimisé sous contraintes conjointes et pour pouvoir augmenter le nombre et la rigueur des contraintes en vue d'avoir un signal composite (x+c) de bonne qualité, on applique au signal de données (x) un sur-échantillonnage (141) qui revient à augmenter le nombre de sous-porteuses sur lesquelles on peut effectuer l'optimisation précitée du signal correcteur (c). De plus, ce procédé n'engage aucun traitement idoine en réception.

Description

Traitement d'un signal de communication, avant amplification, en

modulation multi-porteuses

La présente invention concerne la communication de données en modulation mufti-5 porteuses (OFDM, OFDMA, COFDM ou analogue).

De telles techniques de modulation, notamment l'OFDM (pour Orthogonal Frequency Division Multiplexing ), consistent à diviser un signal à transmettre sur un grand nombre de sous-porteuses. Pour que les fréquences des sous-porteuses soient les 10 plus proches possibles et ainsi optimiser l'efficacité spectrale de la modulation, l'OFDM utilise des sous-porteuses orthogonales entre elles. Les signaux des différentes sous-porteuses peuvent se chevaucher mais, grâce à l'orthogonalité, elles n'interfèrent pas entre elles. Chaque porteuse est modulée indépendamment en utilisant des modulations de phase (ou PSK pour Phase Shift Keying ), d'amplitude en 15 quadrature (ou QAM pour Quadrature Amplitude Modulation ) à plusieurs états, ou autres, parmi lesquelles : - la modulation QPSK (modulation de phase à quatre états), la modulation d'amplitude en quadrature à 4, 16 ou 64 états.

20 La modulation OFDM est aujourd'hui utilisée dans de nombreux systèmes de communications numériques (DAB, DVB, HIPERLAN2, norme IEEE-802.11.a, ou autres). Cette modulation présente plusieurs avantages : - sa robustesse aux canaux de propagation multi-trajets, - le débit élevé de transmission qu'elle offre, 25 - et sa mise en oeuvre qui est très simple.

Néanmoins, l'un des problèmes rencontrés avec ce type de modulation consiste en ce que l'enveloppe du signal ainsi modulé, présente une forte dynamique comme illustré sur la figure 10A. Par ailleurs, le signal ainsi modulé, avant d'être transmis, doit être 30 amplifié pour compenser les atténuations de propagation. On a représenté sur la figure 9 les caractéristiques typiques d'un amplificateur de puissance radiofréquence, avec, en abscisses, la puissance Pe du signal en entrée de l'amplificateur et, en ordonnées, la puissance PS du signal en sortie de l'amplificateur. En particulier, tant que l'amplificateur n'est pas arrivé à saturation (asymptote horizontale représentée en traits mixtes), l'amplification est considérée comme fonctionnant en zone linéaire LIN (asymptote oblique représentée en traits pointillés) jusqu'à une puissance seuil de saturation PsAT. Ainsi, en référence à nouveau à la figure 10A, lorsque le signal d'entrée x présente une forte dynamique d'enveloppe, l'amplification : - pour les parties d'enveloppe P, de faible amplitude, risque peu d'altérer le signal, et - pour les parties d'enveloppe P2 de forte amplitude, risque d'altérer le signal par écrêtage.

Plus précisément, l'un des principaux inconvénients des modulations multi-porteuses dont l'OFDM est le fort rapport de la puissance maximale du signal sur sa puissance moyenne, appelé PMEPR (pour Peak to Mean Envelope Power Ratio ), en bande de base. Comme indiqué précédemment en référence à la figure 9, cet aspect devient néfaste dès lors qu'il s'agit d'amplifier le signal. En effet, les amplificateurs de puissance présentent des caractéristiques non linéaires qui, couplées à l'amplification de signaux à forts PMEPR, induisent des distorsions. Il s'en suit une remontée du niveau des lobes secondaires, des générations d'harmoniques, une création d'interférences entre symboles non linéaires, une création d'interférences entre sous-porteuses, ce qui entraîne bien entendu des erreurs de transmission et une augmentation du taux d'erreur binaire (TEB).

Des solutions ont été cherchées pour : diminuer directement le rapport PMEPR, - ou corriger simplement les conséquences de l'amplification non linéaire.

Une solution courante consiste à s'assurer que la plage de fonctionnement de l'amplificateur reste limitée à une zone d'amplification linéaire, ce qui dégrade malheureusement le rendement de l'amplificateur.

Plusieurs solutions alternatives ont alors été proposées pour diminuer le rapport PMEPR, notamment les techniques d'écrêtage sans perturber significativement la transmission (ou Clipping ), ou encore des techniques de choix particulier de fréquences sous-porteuses (ou Selected Mapping ). D'autres techniques utilisent des codes correcteurs d'erreurs. Toutes ces techniques entraînent toutefois des distorsions et une augmentation du taux d'erreur binaire. La plupart de ces techniques aussi ne sont pas à compatibilité descendante : elles imposent un traitement idoine en réception, ce qui ne permet pas leur intégration clans les systèmes déjà existants.

D'autres techniques plus prometteuses proposent un ajout de signal , telles que la technique dite Tone Reservation , proposée dans : "Peak to Average Power Ratio Reduction for multicarrier modulation", Jose Tellado-Mourelo, PHD THESIS, Stanford University, (2000).

Le principe général de cet ajout de signal est illustré sur la figure 8. Un signal de correction c est ajouté au signal de données x et le signal composite x+c ainsi obtenu est : - amplifié par un amplificateur AMP ayant typiquement des caractéristiques telles que représentées sur la figure 9, après avoir été transposé en bande déportée, - filtré par un filtre radiofréquences passe-bande RF-F, puis transmis (antenne ANT). Bien entendu, le signal correcteur c est choisi (avec des contraintes imposées) de manière à ce que la dynamique d'enveloppe visée à travers le rapport PMEPR soit la plus réduite possible. On comprend alors, en référence à la figure 10B, que les maxima et les minima en amplitude de l'enveloppe du signal composite x+c sont rapprochés par rapport à l'enveloppe du signal x illustrée sur la figure 10A. Ainsi, l'amplificateur AMP peut opérer près de la zone de saturation à une puissance d'entrée moyenne Pm proche de la puissance de saturation PSAT (figure 9).

Néanmoins, il se pose aussi la contrainte visant à polluer le moins possible le signal à transmettre et, à cet effet, les fréquences que doit occuper le signal correcteur c doivent être judicieusement choisies.

Dans le document Tellado-Mourelo, l'émetteur et le récepteur s'accordent sur un certain nombre de sous-porteuses réservées pour générer le signal correcteur c afin de diminuer le rapport PMEPR (d'où la dénomination de cette technique dite Tone Reservation qui peut se traduire par réservation de sous-porteuses ).

Par conséquent, cette technique n'est pas non plus à compatibilité descendante.

En outre, l'approche proposée dans ce document est restrictive car elle ne permet de résoudre que le cas particulier des signaux en bande de base réels, ce qui se limite alors à la résolution d'une programmation linéaire.

Pour pallier les insuffisances de cette technique selon le document Tellado-Mourelo, d'autres méthodes basées sur une optimisation convexe, de type SOCP (pour Second Order Cone Program ), ont été proposées notamment dans les documents Aggarwal et al. : - "Minimizing the peak-to-average power ratio of OFDM signais via convex optimisation", A. Aggarwal et T. H. Meng, Proc. IEEE Globecom Conference, vol. 4, pages 2385-2389, San Francisco û CA (décembre 2003), et "A convex interiorpoint method for optimal OFDM PAPR reduction", A. Aggarwal et T. H. Meng, Proc. IEEE International Conference on Communications, vol. 3, pages 1985-1990, Séoul (Corée du Sud - Mai 2005).

L'intérêt majeur de ces techniques est qu'elles permettent de traiter aussi les signaux OFDM en bande de base complexes. Par construction, le signal correcteur ajouté n'est pas orthogonal au signal utile dont on veut diminuer le rapport PMEPR. Comme le signal correcteur est ajouté sur toutes les sous-porteuses du signal, y compris sur les sous-porteuses de données, un impact sur le signal à transmettre est de conséquence, en particulier une augmentation du taux d'erreur binaire (ou TEB). Même si les documents Aggarwal et al. proposent aussi d'imposer une contrainte visant à réduire le TEB, la technique proposée dans ces documents n'est pas optimale.

Un autre intérêt décrit en particulier dans le premier document : "Minimizing the peak-to-average power ratio of OFDM signais via convex optimization", A. Aggarwal et T. H. Meng, Proc. IEEE Globecom Conference, vol. 4, pages 2385-2389, San Francisco û CA (décembre 2003) est la création de sous-porteuses nulles (normalement non autorisées pour l'émission de signal) et notamment de sous-porteuses dites fantômes , par sur-échantillonnage, pour porter le signal correcteur, en appliquant ensuite une contrainte au signal correcteur pour respecter un gabarit normalisé (imposé typiquement par un standard de télécommunication définissant les sous-porteuses autorisées).

Toutefois, augmenter le nombre de sous-porteuses conduit inexorablement à augmenter la puissance moyenne du signal composite relativement à une puissance moyenne du signal de données, ce qui entraîne à nouveau, à amplification constante, le problème d'écrêtage décrit précédemment. Par conséquent, le problème visant à réduire le PMEPR en bande de base (rapport de puissance maximale du signal composite sur sa puissance moyenne) ne peut pas être résolu de façon efficace par la technique exposée dans ce document.

La présente invention vient améliorer la situation.

Elle propose à cet effet un procédé de traitement d'un signal de données, avant amplification, en contexte de modulation multi-porteuses, dans lequel une bande de fréquences, comprenant une pluralité de sous-porteuses données pour porter le signal de données et une pluralité de sous-porteuses vides, est allouée pour l'émission du signal de données.30 Ainsi, on entend ci-après par sous-porteuses données (ou encore sous-porteuses de données ) les sous-porteuses utilisées pour porter le signal de données x. Elles sont situées dans une bande utile de la bande allouée.

Par opposition, on entend par sous-porteuses vides des sous-porteuses dont les fréquences sont en dehors de la bande utile. Ces sous-porteuses vides peuvent, par exemple, être obtenues par sur-échantillonnage comme décrit dans les documents précités Aggarwal et al, ou encore être incluses dans des bandes de garde situées de part et d'autre de la bande utile, laquelle est au centre de la bande allouée telle que définie par exemple par la norme IEEE 802.11 a/g et qui sera décrite plus loin en référence à la figure 12.

Dans le procédé au sens de l'invention, un signal correcteur est alors ajouté au signal de données dans la bande de fréquences allouée pour obtenir un signal composite de dynamique d'enveloppe réduite.

Selon l'invention, le signal correcteur est ajouté au signal de données au moins dans lesdites sous-porteuses vides pour réduire un rapport de puissance maximale du signal composite sur sa puissance moyenne (rapport PMEPR), en bande de base, et le procédé au sens de l'invention comporte l'application d'une pluralité de contraintes conjointes comprenant au moins : - une limitation de la densité spectrale de puissance du signal composite selon un gabarit prédéfini, - et un contrôle d'augmentation de puissance moyenne du signal composite relativement à une puissance moyenne du signal de données.

Le fait d'augmenter le nombre de sous-porteuses en lesquelles le signal correcteur peut être optimisé permet d'augmenter aussi le nombre des contraintes imposées au signal correcteur lui-même. Ainsi, même si la puissance moyenne du signal composite relativement à la puissance du signal de données aurait pu augmenter à cause du nombre de sous-porteuses vides dans lesquelles est porté le signal correcteur, la contrainte visant le contrôle de l'augmentation de la puissance moyenne du signal composite limite cette augmentation et le procédé au sens de l'invention peut, en pratique, être mis en oeuvre concrètement dans tout système de télécommunication, contrairement à la technique exposée dans les documents Aggarwal et al décrits ci- avant. De plus, comme le signal correcteur est ajouté au signal de données au moins dans les sous-porteuses vides, donc en-dehors de la bande utile précitée, la contrainte sur le respect du gabarit, par exemple un gabarit normalisé par un standard, permet de minimiser l'émission de signal en-dehors de la bande utile imposée par le standard.

On remarquera aussi que la Demanderesse a eu l'audace, pour trouver une solution à son problème de réduction de la dynamique de l'enveloppe du signal en bande de base, d'imposer des contraintes en particulier sur la puissance moyenne du signal composite, et par conséquent sur celle du signal de données lui-même, alors que l'homme du métier cherche le plus souvent à augrnenter la puissance du signal à émettre jusqu'à la limite autorisée.

Dans un mode particulier de réalisation, le signal correcteur (c) est ajouté au signal de données (x) non seulement dans des sous-porteuses vides, non destinées à porter des données ( data ou symboles) mais également dans des sous-porteuses données de la bande de fréquence allouée. Dans ce cas, on applique une contrainte de minimisation d'un taux d'erreur binaire (TEB) du signal composite (x+c), en définissant des régions admissibles pour des sous-porteuses dans une constellation associée à une modulation du signal à émettre. Cette constellation sera exposée plus loin.

D'ailleurs, d'autres avantages et caractéristiques de l'invention apparaîtront à l'examen de la description détaillée, donnée à titre d'exemple ci-après, et des dessins annexés sur lesquels : - la figure 1 illustre le principe d'ajout de signal C avec insertion de zéros, - la figure 2 illustre les régions admissibles sur la constellation MAQ-4, - la figure 3 illustre les régions admissibles sur la constellation MAQ-16, la figure 4 illustre les variations de la fonction CCDF pour un signal original OR, un signal traité par le procédé au sens de l'invention avec un paramètre y égal à 0,8dB, avec un paramètre y égal à 0,4dB, et un signal traité sans contrainte SC, la figure 5 compare la variation du taux d'erreur binaire pour le signal original (courbe) à celle du signal traité au sens de l'invention (croix), - la figure 6 compare les puissances spectrales du signal original OR et du signal traité au sens de l'invention ST, ainsi que le masque standardisé MN selon la norme IEEE 802.11 a, la figure 7 illustre les modifications qu'apporte l'invention sur une constellation MAQ-4, - la figure 8 illustre le principe d'un ajout de signal correcteur suivi d'une amplification, - la figure 9 illustre les caractéristiques d'un amplificateur classique, les figures 10A et 10B illustrent les enveloppes respectives du signal original x et du signal composite x+c résultant de l'ajout du signal correcteur, - la figure 11 illustre les étapes du traitement au sens de l'invention, la figure 12 illustre l'effet d'un sur-échantillonnage sur le nombre de sous-porteuses disponibles pour la mise en oeuvre de l'invention, la figure 13 illustre schématiquement une station de base au sens de l'invention, et - la figure 14 illustre schématiquement un dispositif de traitement d'un signal avant amplification, au sens de l'invention.

A titre d'exemple illustratif, mais non limitatif, le traitement d'un signal de télécommunication selon l'invention est ici décrit dans le cadre d'une modulation OFDM conforme à la norme IEEE 802.11a.

En outre, dans l'exemple particulier décrit, on propose de sur-échantillonner un signa] de données dans le domaine temporel, ce qui revient à ajouter des sous-porteuses vides ou "nulles" (dont les amplitudes associées sont nulles pour le signal de données), que l'on appellera "sous-porteuses fantômes", dans le spectre de ce signal, comme cela sera explicité plus loin. Ce principe, appelé insertion de zéros ou zero-padding , est illustré sur la figure 12. Son effet sur l'optimisation du signal correcteur sera décrit en détail plus loin.

En référence à la figure 12, pour une modulation, la norme IEEE 802.11 a spécifie l'utilisation de N=64 sous-porteuses dont : 48 sous-porteuses données F pour porter des données ( data ), autrement dit le signal de données, 4 sous-porteuses pilotes F pour porter un signal pilote de synchronisation, et - 12 sous-porteuses virtuelles ou "nulles" f, qui sont vides, pour éviter tout recouvrement entre deux modulations voisines (ou canaux voisins dans la terminologie consacrée en radiofréquences).

En référence à la figure 12, on appelle "bande utile", la bande de fréquences BU comportant les 52 sous-porteuses (c'est-à-dire les 48 sous-porteuses données et les 4 sous-porteuses pilotes) réellement utilisées pour la transmission en modulation IEEE 802.11a. Les 12 sous-porteuses virtuelles, vides, sont situées en dehors de la bande utile, aux deux extrémités de celle-ci, à droite et à gauche de la bande utile sur la figure 12.

Par définition, on appelle aussi "bandes de garde", les deux bandes de fréquences BG situées de part et d'autre de la bande utile BU et comportant les sous-porteuses virtuelles vides (12 au total, soit 6 à gauche et 6 à droite de la bande utile).

La bande utile et les deux bandes de garde forment la bande de fréquences BA allouée à une transmission en modulation IEEE 802.1 la (avec N=64).

Un sur-échantillonnage appliqué dans le contexte de l'invention revient à insérer des fréquences supplémentaires vides, ou sous-porteuses fantômes , en dehors de la bande utile. Ces fréquences fantômes sont représentées en traits pointillées sur la figure 12 et se répartissent de part et d'autre de la bande allouée BA (avec la bande BA allant de 1 à 64). Grâce à cette disposition, toute la bande utile est préservée pour la transmission de données et du signal pilote.

Typiquement, un sur-échantillonnage d'un facteur L=4 reviendrait à insérer L-1=3 fréquences fantômes entre deux emplacements successifs de sous-porteuses. Par conséquent, partant de N=64 fréquences dans la bande allouée, on obtient par sur-échantillonnage N(L-1) = 192 sous-porteuses fantômes. En ajoutant à ces 192 sous-porteuses fantômes les 12 sous-porteuses virtuelles spécifiées par la norme IEEE 802.11a, 204 sous-porteuses sont obtenues et sont susceptibles de porter le signal de correction.

En outre, il est également envisagé d'utiliser tout ou partie des 48 sous-porteuses données pour porter le signal de correction. Ainsi, ce signal de correction pourrait être porté par un maximum de 252 sous-porteuses (192 sous-porteuses fantômes, 12 sous- porteuses virtuelles et 48 sous-porteuses de données).

La présente invention conserve l'approche de Tellado-Mourelo consistant à ajouter un signal correcteur c à un signal de données x avant amplification (comme illustré sur la figure 8). Or, le signal correcteur c, ajouté pour les raisons de réduction de dynamique d'enveloppe (figures 10A et l0B décrites ci-avant), risque de polluer le signal de données x. Il faut alors optimiser le signal correcteur c, cette optimisation étant basée sur des contraintes qui seront décrites en détail plus loin, pour à la fois : réduire efficacement la dynamique d'enveloppe du signal composite x+c, et - limiter l'impact du signal c sur les données à transmettre (notamment pour ne pas 25 accroître le taux d'erreur binaire).

Diverses contraintes sur le signal correcteur c sont ici prévues pour augmenter encore la qualité du traitement par ajout de signal correcteur, notamment le fait de contrôler l'augmentation de la puissance moyenne du signal composite pour ne pas dépasser la 30 saturation en amplification, ou encore le fait de rester, en termes de densité spectrale de puissance, dans le masque imposé par le standard.

Par conséquent, on comprendra qu'augmenter le nombre de sous-porteuses possibles, pour porter le signal correcteur: permet d'une part de réduire à souhait le PMEPR, mais - nécessite d'autre part d'augmenter le nombre de contraintes imposées au signal c.

On notera que par sur-échantillonnage, il est possible de générer autant de sous-porteuses vides, ou "nulles", que nécessaire. L'optimisation du signal correcteur c permet ainsi d'atteindre des résultats très satisfaisants comme on le verra en référence aux figures 4 à 7. Toutefois, l'invention n'est pas limitée à cet exemple particulier, on pourrait également envisager de ne pas utiliser de sous-porteuses fantômes, créées par sur-échantillonnage, pour porter le signal de correction, mais seulement les sous-porteuses virtuelles et éventuellement les sous-porteuses données.

Auparavant, on va décrire ci-après l'application du sur-échantillonnage à l'ajout d'un signal correcteur au sens général du document Tellado-Mourelo.

Dans la description ci-après, on note X = [x0 , X, , • • •, X,v_1 ] un vecteur de symboles numériques issus d'une modulation classique MAQ (pour Modulation d'Amplitude en Quadrature ). Ce vecteur X représente donc le vecteur de données à transmettre pour un symbole OFDM. Le nombre N désigne le nombre de sous-porteuses dans le symbole OFDM. Chaque symbole numérique module chacune des N sous- porteuses { f , avec n = 0,1,..- ,N -1} , ces sous-porteuses étant choisies de façon à ce qu'elle soient orthogonales deux à deux.

L'enveloppe complexe en bande de base OFDM, notée x(t), est alors donnée par la relation : ,v _1 x(t)= Xk e2 ''A 0tTt. k =0 où T, désigne la période d'un symbole OFDM.

Cependant, en pratique le signal temporel discret x = [x0 est obtenu par Transformée de Fourier Inverse (IFFT) des symboles numériques X, soit : x = IFFT (X ) Il est proposé d'appliquer ici un sur-échantillonnage d'un facteur L (préférentiellement supérieur ou égal à 4) au signal temporel discret, lequel s'écrit alors : xL = QLX L , où Q1 désigne une matrice de Fourier inverse de taille NL.

L'application d'un tel sur-échantillonnage équivaut à pratiquer une insertion de zéros de part et d'autre du spectre (ou effectuer ce qui sera désigné par la suite zeropadding ). Les sous-porteuses fantômes créées par échantillonnage sont ajoutées au spectre en dehors de la bande utile. Le vecteur X des symboles numériques s'écrit alors : XO,... XN , pVJ ,X N v'l,_ 2 N(1.-1) zeros 2 et correspond donc au vecteur de données obtenu par insertion de zéros dans le vecteur X On utilise donc les sous-porteuses fantômes ou, du moins, leur emplacement généré par l'insertion de zéros résultant du sur-échantillonnage, pour porter le signal correcteur c, destiné à être additionné au signal de données x pour diminuer le rapport PMEPR. Ainsi, le rapport PMEPR du signal discret s'écrit : max lx k 2 PMEPR O_<kSNL -1 E (IxL 12 ) avec une contrainte sur le signal correcteur c telle que :25 PMEPR (x,, + c) s PMEPR (xL ) En pratique, le signal correcteur est ajouté au signal de données dans le domaine fréquentiel. Comme le sur-échantillonnage d'un facteur L équivaut à effectuer un zero- padding dans le domaine fréquentiel, c'est-à-dire une insertion de N(L-1) zéros dans la bande de fréquences, le vecteur de données s'écrit, comme indiqué précédemment : Xo X N _ 0...0 X N ... ,X , -1 2 1 N(L-I)z'o NL-- 2

et le vecteur représentant le signal correcteur est aussi de dimension NL-1 et s'écrit : c1 = [c0 CI ... ,I.NL-I1, de sorte que le signal composite X+C s'écrit : X , , + C ~ , . • • , X + C , C ,C , ,X ,.+C ••• 2 *1 V'(L -I On a illustré cette réalisation sur la figure 1, sur laquelle : 15 - la référence F1 vise les fréquences de la bande utile mais qui ne sont pas autorisées, - la référence F2 vise les fréquences non utilisées parmi les fréquences autorisées, - la référence F3 vise les fréquences autorisées et utilisées pour porter les 20 données du signal utile X, - la référence f4 vise les zéros insérés par sur-échantillonnage dans la bande des fréquences (référence XZP, le même principe étant appliqué pour le signal correcteur avec insertion de zéros et référencé CZP), - la référence F-13 vise les sous-porteuses données du signal total X+C (le signal 25 composite exprimé dans le domaine fréquentiel avec insertion de zéros), et la référence f- 14 vise les fréquences finalement prises en plus des fréquences de données pour réduire le rapport PMEPR.

Xi +CL = \'L -1 + Csr.-1 L'expression du vecteur XL+CL représentant le signal composite X+C est donnée ci-avant dans l'ensemble des complexes. Pour visualiser les fréquences qui sont réellement utilisées en pratique, il convient de se représenter les traitements de regroupement des parties réelles et parties imaginaires de ce vecteur et qui consistent globalement à couper le signal X+C représenté sur la figure 1 en deux bandes de fréquences de même largeur Gx+c et Dx+c et concaténer la partie de droite Dx+c à gauche de la partie de gauche Gx+c.

On obtient alors, conformément à la représentation de la figure 12 : - des sous-porteuses fantômes f-14, suivies de sous-porteuses F2 non utilisées de la bande de garde, des sous-porteuses de données F-13, - éventuellement des sous-porteuses non autorisées FI, - des sous-porteuses de données F-13 (à nouveau par repliement), - et à nouveau des sous-porteuses F2 de la bande de garde et des sous-porteuses fantômes f-14.

Dans le traitement décrit ci-avant pour l'obtention du signal composite, on ajoute donc le signal correcteur au signal utile, sur toutes les sous-porteuses fantômes générées par sur-échantillonnage, mais aussi sur tout ou partie des sous-porteuses données (48 sous-porteuses dans l'exemple de la figure 12), situées dans la bande utile, et des sous-porteuses virtuelles situées hors bande utile, dans les bandes de garde (12 sous-porteuses dans les bandes de garde). En effet, en plus des sous-porteuses fantômes, les sous-porteuses données et les sous-porteuses virtuelles sont aussi sélectionnées pour réduire de façon plus significative le rapport PMEPR car, de manière générale, plus le nombre de sous-porteuses dédiées à la réduction du rapport PMEPR est élevé, et meilleure est la réduction du rapport PMEPR.

En poursuivant à nouveau l'application du traitement décrit dans le document Tellado-30 Mourelo (qui toutefois ne propose aucunement un sur-échantillonnage), on impose l'orthogonalité entre les vecteurs X et C, soit :

Ck kE S2 Xk k S2 où S2 = {io } désigne l'ensemble ordonné des indices des sous-porteuses réservées pour la réduction du rapport PMEPR.

Ainsi, le rapport PMEPR du signal résultant x+c s'écrit : max lx k + ck z PMEPR =: o<_k<NL _1 E(IxL + cl2) L'approche idéale pour réduire le rapport PMEPR serait alors de minimiser le maximum de la puissance tout à gardant une puissance moyenne constante. Cet objectif peut être modélisé par une relation du type : Xk+Ck = / ( Min max C kXk + q C où q, k est la k1eme ligne de la matrice Q, représentant la restriction de la matrice Q, aux colonnes dont les indices sont les éléments de l'ensemble 1-2.

Il se pose alors un problème classique d'optimisation convexe. Pour le simplifier, le document Tellado-Mourelo propose sa résolution par une technique dite de Programmation Linéaire . Toutefois, pour ce faire, le signal en bande de base du signal OFDM et celui du signal correcteur doivent être réels. Ainsi, l'un des principaux inconvénients de la technique selon le document Tellado-Mourelo est qu'elle ne peut pas diminuer le rapport PMEPR pour tout type de signal (en particulier pour des signaux en bande de base complexes). De plus, la condition de symétrie hermitienne sur les symboles dans le domaine fréquentiel pour avoir un signal bande de base réel entraîne une diminution du débit à transmettre (de l'ordre de la moitié, ce qui n'est pas négligeable).25 Pour pallier ces insuffisances, d'autres techniques basées sur une optimisation convexeont été proposées dans les documents Aggarwal et al. cités précédemment. Il convient d'indiquer que ces documents proposent un sur-échantillonnage mais pour évaluer plus finement les maxima du rapport d'intensité des pics sur la puissance moyenne ou PAPR (pour Peak to Average Power Ratio ), et aucunement pour optimiser sous contraintes le signal correcteur c.

Dans ces documents, pour limiter une dégradation du taux d'erreur binaire, il est ajouté une contrainte sur le vecteur d'erreur quadratique moyenne sur l'amplitude ou EVM (pour Error Vector Magnitude ). Le problème de minimisation du rapport PMEPR est alors formalisé sous la forme d'un programme dit SOCP (pour Second Order Cone Program ), avec une contrainte sur le vecteur EVM.

Un inconvénient de la technique exposée dans ces documents est alors la dégradation du signal (augmentation du taux d'erreur binaire) à cause de l'ajout du signal correcteur c dans les sous-porteuses de la bande utile, notamment dans les sous-porteuses données.

Un mode de réalisation particulier de la présente invention consiste alors à conserver une résolution par un programme SOCP, mais non plus basée sur une contrainte imposée au vecteur EVM comme dans la technique Aggarwal et al., mais plutôt en ayant recours au principe dit des régions admissibles décrit ci-après. Cette réalisation permet notamment d'éviter une augmentation significative du taux d'erreur binaire.

En référence aux figures 2 et 3, un point, dans le plan complexe illustré sur chacune de ces figures, est représenté par deux coordonnées d'abscisse et d'ordonnée respectivement égales aux parties réelles et imaginaires d'un symbole numérique. Dans des standards où une soixantaine de fréquences sont autorisées (par exemple MAQ- 64), on a une constellation de points associés chacun à un symbole numérique.

Dans ce mode de réalisation de l'invention, on définit alors des régions admissibles dans lesquelles les symboles de données peuvent se situer, sans pour autant augmenter le taux d'erreur binaire.

En effet, l'emplacement autorisé des symboles de données dans les constellations MAQ-4 (figure 2) et MAQ-16 (figure 3) est utilisé pour générer le signal correcteur. On comprendra que, sans aucune contrainte sur le signal correcteur aux emplacements des symboles de données, une forte dégradation du taux d'erreur binaire peut survenir. Pour surmonter ce problème, on propose ici de définir des régions admissibles.

La figure 2 illustre le cas d'une modulation de type MAQ-4 (modulation d'amplitude en quadrature à quatre phases). Pour chaque point de la constellation (points 1, 2, 3, 4), les régions admissibles pour les symboles de données sont délimitées par les régions de coin, ce qui se traduit par : - X +C E R, , ce qui est équivalent à f 9ie(X + C) <_ 9ie(X) 9ie(C) 0 "3m(X +C) 3m(X)' et donc à 3m(C) S 0' d'où la contrainte suivante : X + C E R, si et seulement si sign[9ie(X )] • 9ie(C) > 0 sign[3m(X)]•3m(C)> 0 De la même manière, pour les autres régions de la figure 2, on a : X +C E Rz ou X +C E R3 ou X +C E R4 si et seulement si sign[9ie(X )] 9ie(C) ? 0 srgn[3m(X)]•3m(C)>0 La figure 3 illustre le cas d'une modulation de type MAQ-16 (seize phases possibles). Pour chaque point intérieur de la constellation (points d'indices respectifs 5, 7, 13, 15 dans l'exemple de la figure 3), les régions admissibles se limitent aux points eux-mêmes. Les points intérieurs sont donc interdits de déplacement .

Pour chaque point extérieur aux extrémités de la constellation (points d'indices respectifs 0, 2, 8, 10 dans l'exemple de la figure 3), les régions admissibles correspondent aux régions de coin Ro, R2, Rio, R8.

Pour les points extérieurs qui ne sont pas aux extrémités (points d'indices respectifs 3, 1, 6, 14, 11, 9, 4, 12 dans l'exemple de la figure 3), les régions admissibles correspondent aux demi-droites issues de ces points de la constellation.

Pour chaque région, on définit alors les contraintes suivantes : - X + C E Ro si et seulement si sign[JZe(X )]e(C) 0 sign[3m(X )1.3m(C) 0 - X + C E R2 si et seulement si sign[9Ze(X )] •e(C) ? 0 sign[$m(X )].3m(C) >_ 0 - X + C E R8 ou X +CER, 0 si et seulement si sign[JZe(X )] • 9Ze(C) 0 sign[3m(X )] • 3m(C) > 0 - X+CER, ou X + CE R3 ou X + Ce R9 ou X + CE R11 si et seulement si : fsign[Re(X )] • 99e(C) 0 3m(C) = 0 - X+CER4 ouX+CER6 ouX+CERä ouX+CER14 si et seulement si : Jie(C) = 0 lsign[3m(X )] • 3m(C) 0 - et X + C E R5 ou X + C E R7 ou X + C E R13 ou X + C E R15 si et seulement si : rre(C) = 0 3m(C) = 0 Comme indiqué précédemment, on impose une contrainte sur l'augmentation de la puissance moyenne relative. En effet, le fait d'ajouter un signal (c) à un signal (x) pour diminuer le rapport PMEPR du signal composite (x+c) augmente nécessairement la puissance moyenne totale à transmettre, ce qui risque de saturer l'amplificateur. On définit alors un paramètre qui permet de quantifier cette augmentation de la puissance transmise. Il s'agit de la puissance moyenne relative, définie comme le rapport de la puissance moyenne du signal somme (x+c) sur celle du signal utile (x), selon la relation : dx +cII 0~; = , E~ Jx - ) Ce paramètre devrait être aussi petit que possible pour être compatible avec les caractéristiques classiques des amplificateurs. Si la puissance moyenne du signal somme augmente considérablement, une grande diminution du rapport PMEPR serait certes atteinte, mais le signal composite x+c risque alors d'être écrêté par l'amplificateur. On prévoit donc une contrainte supplémentaire pour contrôler l'augmentation de la puissance moyenne relative. Le problème de minimisation du rapport PMEPR se formule alors comme suit, en appliquant avantageusement le sur-échantillonnage : Min t (1) c sous: xk+qk,C St k=0,1,.••,NLû1 (2) IIx+Q, Cll ` ~iK (3) r), avec K = NL E(11 x112) et .1=1010 , où r dB est un paramètre choisi en fonction de la puissance moyenne relative voulue. La contrainte (3) en particulier vise le contrôle de l'augmentation de la puissance moyenne relative. 25 Par ailleurs, le spectre du signal composite x+c risque de ne pas respecter le gabarit normalisé. C'est pourquoi on impose également des contraintes sur la puissance20 spectrale du signal composite pour respecter un gabarit normalisé ici par la norme IEEE 802.11a.

En effet, comme indiqué ci-avant, on utilise les sous-porteuses fantômes qui sont obtenues à partir du sur-échantillonnage pour diminuer le rapport PMEPR. Or, ces sous-porteuses ne sont pas parmi les 52 sous-porteuses de la bande utile spécifiées par la norme IEEE 802.11a. Le spectre du signal somme x+c ne respecte donc pas le masque (ou gabarit ) donné par cette norme. Ainsi, des contraintes sont en outre imposées sur les sous-porteuses ajoutées à l'emplacement des sous-porteuses fantômes, afin que le spectre final respecte sensiblement le gabarit imposé, comme on le verra plus loin en référence à la figure 6 en particulier.

La minimisation du rapport PMEPR peut alors être modélisée algorithmiquement sous la forme d'un problème d'optimisation convexe avec : une contrainte imposée pour éviter une dégradation du taux d'erreur binaire, - une contrainte sur le gabarit des sous-porteuses imposé par un standard de télécommunication (IEEE 802.1 la dans l'exemple particulier de la description), et une contrainte pour contrôler l'augmentation de la puissance moyenne relative.

La figure 11 est un organigramme possible illustrant les étapes du traitement au sens de l'invention. Le signal de données X (étape 20) est traité par insertion de zéros (étape 21) pour obtenir le signal XZP. Parallèlement, à partir des caractéristiques du signal de données X, on construit le signal de correction (étape 22) pour réduire le rapport PMEPR (PMEPR-min), en imposant conjointement les contraintes précitées : contrôler l'augmentation de la puissance moyenne relative (CTRL(Pm)). respecter le gabarit des sous-porteuses imposé par un standard tel que IEEE 802.1 la ((freq) E (STD) ), et éviter une dégradation du taux d'erreur binaire (TEB-min).

En référence à la figure 11, l'optimisation du signal correcteur sous contraintes est effectuée sur les sous-porteuses issues du sur-échantillonnage pour obtenir finalement le signal correcteur optimisé CZP (étape 23), lequel est ajouté au signal de données avec insertion de zéros XZP (étape 24). Le signal composite obtenu XZP+CZP est enfin amplifié à l'étape 25.

On décrit plus en détail ci-après un traitement algorithmique pour l'optimisation du signal correcteur c selon une composition de contraintes conjointes.

De préférence, les contraintes pour que la constellation résultante associée au signal composite x+c reste dans les régions admissibles ne concernent que les sous-porteuses données.

Pour la modélisation du problème de réduction du rapport PMEPR, il est en effet utile de connaître l'emplacement des sous-porteuses qui sont identifiées par un point ou un groupe de points d'indices respectifs donnés de la constellation QAM associée. Ainsi, pour un vecteur de données X, un ensemble D des indices de sous-porteuses de données et un ensemble G des sous-porteuses fantômes, chacun des indices porte un symbole numérique (un point de la constellation) et toutes les combinaisons possibles d'ensemble d'indices qui portent un point ou un groupe de points de la constellation peuvent être déterminées pour une constellation quelconque (MAQ-4 ou MAQ-16, ou encore MAQ-64), comme décrit ci-après.

Pour le cas de la constellation MAQ-4, le problème de minimisation du rapport PMEPR est donné par les relations suivantes : 22 Min t (1) sous: Ixk+qk,C <t k=0,1,• •,NLù1 (2) Ilx + N.-K. (3) liCk < 8k k e G (4) 0 k e D (5) k k k e D (6) 0 Les relations (1) et (2) traduisent l'opération de réduction du rapport PMEPR. L'inégalité (3) désigne la contrainte sur le contrôle de l'augmentation de la puissance moyenne relative. L'inégalité (4) désigne la contrainte pour respecter le gabarit imposé par le standard. Les inégalités (3) et (4) ne concernent que l'ensemble des sous-porteuses vides, c'est-à-dire les sous-porteuses fantômes générées par sur-échantillonnage et les sous-porteuses virtuelles (dans les bandes de garde) spécifiées par le standard IEEE 802.11a.

Les inégalités (5) et (6) désignent les contraintes pour diminuer la dégradation du taux d'erreur binaire. Elles imposent aux points de la constellation portés par les sous-porteuses de données d'être dans des régions admissibles.

Pour le cas de la constellation MAQ-16, on note DI, D2, D3, D4 les ensembles 15 respectifs d'indices des groupes de points (0, 2, 8, 10), (1, 3, 9, 11), (4, 6, 12, 14), (5, 7, 13, 15), de sorte que, en référence à la figure 3 : D, = {k e D / IIXk 112 =18} (en comptant trois unités au carré (soit 9) sur l'axe des réels (abscisses) plus trois unités au carré (soit 9) sur l'axe des imaginaires purs (ordonnées)), 20 D2 = {k e D/IIXk 112 =10 et 19ie(;Xk = 3 } (en comptant trois unités au carré (soit 9) sur l'axe des réels (abscisses) plus une unité au carré (soit 1) sur l'axe des imaginaires purs (ordonnées)), D3 = {kE D /II Xk II2 = 10 et I Sm(Xk = 3 (en comptant une unité au carre (soit 1) sur l'axe des réels (abscisses) plus trois unités au carré (soit 9) sur l'axe des imaginaires purs (ordonnées)), et D4 = {k E D/IIXk II2 = 21 (en comptant une unité au carré (soit 1) sur l'axe des réels (abscisses) plus une unité au carré (soit 1) sur l'axe des imaginaires purs (ordonnées)).

Le problème de minimisation du rapport PMEPR s'écrit alors : Min t (1) sous: Ixk+gk,C1t k=0,1,• ,NLù1 (2) Ilx+Q,.Cll ,/.x (3) IICkll<_8k kE G (4) SkeC;` >ù 0 k E Da (5) Sk,"Ckm > 0 k E Do (7) Ckm<0 kED,1 (7) Cl':" > 0 k E D22 (8) Ck` < 0 k E D31 (9) Ck` > 0 k E D32 (10) Ck =0 kE D4 (11) où : - Sk` = sign(9Ze(Xk )), - Ski"' = sign(Z m(Xk )), Ck` _9e(Ck), 15 Ck" =$m(Ck), - G désigne l'ensemble des sous-porteuses fantômes : Do = D1 u D2 u D310 - D21, D22, Dai, D32 sont des sous-ensembles de l'ensemble D désignant respectivement l'ensemble des indices portant les groupes de points (3, 11), (1, 9), (12, 14), (6, 4), soit : D2, = {k E D 1X/12 =10 et 3m(X) =1 } D22 ={kE DIIXkI12 =10 et 3m(X)=-1} D31 ={kE D/IIXk112 =10 et Rie(X)=1} D32 ={kE DllJXk 112 =10 et 9ie(X)_-11 Les relations (1) et (2) traduisent l'opération de réduction du rapport PMEPR.

L'inégalité (3) désigne la contrainte sur le contrôle de l'augmentation de la puissance moyenne relative. L'inégalité (4) désigne la contrainte pour respecter le gabarit imposé par le standard. Les inégalités (3) et (4) ne concernent que les sous-porteuses fantômes et les sous-porteuses virtuelles. Les relations (5) à (11) désignent les contraintes pour diminuer la dégradation du taux 15 d'erreur binaire. Elles imposent aux points de la constellation portés par les sous-porteuses de données d'être dans des régions admissibles.

Les performances apportées par la mise en oeuvre de l'invention sont remarquables.

20 Les figures 4 à 7 illustrent les résultats de simulations, donnés pour une modulation IEEE 802.11 a de type MAQ-4 comportant un nombre total N=64 sous-porteuses dont 48 sous-porteuses données, 4 sous-porteuses pilotes et 12 sous-porteuses virtuelles vides, et pour un facteur de sur-échantillonnage L=4. Le nombre de sous-porteuses fantômes est de 192, de sorte que le nombre total de sous-porteuses est de 252 pour 25 réduire le rapport PMEPR.

La figure 4 illustre un niveau de probabilité (ordonnées) pour que le rapport PMEPR soit supérieur à un seuil S donné (abscisses), communément appelé Fonction de Distribution Cumulative Complémentaire ou CCDF (pour Complementary Cumulative Distribution Function ), pour : - le signal original (courbe OR), le signal composite, traité par le procédé au sens de l'invention avec un 5 paramètre YdB (choisi en fonction de la puissance moyenne relative voulue) tel que ydB=0,8dB (courbe y=0,8dB), le signal composite, traité par le procédé au sens de l'invention avec le paramètre ydB tel que ydB=0,4dB (courbe y=0,4dB), et - un signal composite, traité sans contrainte (SC) sur l'augmentation de la 10 puissance moyenne relative. La fonction CCDF est notablement réduite lorsque le signal composite est traité par le procédé au sens de l'invention.

On a illustré aussi le taux d'erreur binaire (TEB) sur la figure 5, pour le signal original 15 (courbe en trait plein) et pour le signal composite issu du procédé au sens de l'invention (croix). L'abscisse Eb/No désigne un rapport énergie bit sur une densité spectrale de bruit, équivalent à un rapport signal sur bruit. On remarque que, globalement, le TEB du signal traité est identique au TEB du signal avant traitement, indiquant clairement que la méthode mise en oeuvre n'apporte pas de dégradation sur la 20 liaison.

Les densités spectrales de puissance sont illustrées sur la figure 6, pour : le signal original (OR), le signal composite obtenu par la mise en oeuvre de l'invention (ST), 25 et le masque imposé par le standard 802.11 a (MN). On observe que la densité spectrale du signal composite ST, traité par le procédé de l'invention reste confinée dans celle du masque imposé par le standard.

La figure 7 illustre la modification de la constellation MAQ-4 par la mise en oeuvre de 30 l'invention. Les cercles illustrent les positions QPSK habituelles et les croix illustrent les positions résultant du traitement au sens de l'invention. On relèvera que les positions résultant du traitement au sens de l'invention restent bien confinées dans les régions admises. Ces positions dans chaque région admissible seront interprétées à la réception comme équivalentes aux positions de base les plus proches (cercles).

La présente invention permet alors d'améliorer le rendement de l'amplification.

En particulier, la mise en oeuvre de la présente invention permet de réduire la dynamique de l'enveloppe du signal avant l'amplification de manière à ce que l'amplificateur fonctionne en zone moins linéaire (Pe>P,,,, en référence à la figure 9). En effet, pour un signal à enveloppe non constante, l'information étant contenue dans la phase et l'amplitude, il convient d'assurer un traitement linéaire de la fonction d'amplification de manière à ne pas introduire de distorsion. Dans l'état de l'art, on utilise alors un amplificateur qui fonctionne en zone parfaitement linéaire (Pe<Pm), mais ce, au détriment du rendement d'amplification. Pour optimiser le rendement, il est préféré de faire fonctionner l'amplification dans une zone proche de la saturation et telle que le niveau de puissance moyen soit situé juste en dessous de la zone de saturation PSAT. En réduisant cette dynamique, il est possible de faire fonctionner l'amplificateur plus près de sa zone de saturation et d'améliorer son rendement.

Au sens de l'invention, on se fonde sur la métrique correspondant au rapport PMPER du signal en bande de base pour chercher à réduire la dynamique de l'enveloppe du signal.

Un signal de correction approprié c est ajouté sur un ensemble de sous-porteuses composé : de sous-porteuses de données, de sous-porteuses virtuelles spécifiées comme étant vides par un standard et des sous-porteuses "fantômes" créées par sur-échantillonnage du signal.30 Le problème de réduction du rapport PMEPR est ramené à une optimisation convexe (de type SOCP) à laquelle sont associées des contraintes : - sur la puissance moyenne du signal composite (x+c), sur le masque normalisé pour l'émission, et sur les régions admissibles de la constellation MAQ, de manière respectivement à : éviter l'écrêtage du signal au niveau de l'amplificateur par saturation, - respecter les spécifications du standard, et garantir une bonne qualité de transmission en termes de taux d'erreur binaire. 10 Dans l'exemple de la description, on crée des sous-porteuses fantômes par sur-échantillonnage et on utilise ces sous-porteuses fantômes pour porter au moins partiellement le signal de correction. On pourrait également envisager de ne pas effectuer de sur-échantillonnage, mais d'utiliser seulement tout ou partie des sousporteuses virtuelles et/ou des sous-porteuses données pour porter le signal correcteur. Dans le cas où les sous-porteuses de données sont utilisées, il est préférable d'appliquer la contrainte consistant à définir des régions admissibles dans la constellation comme décrit précédemment.

20 On pourrait également envisager de n'utiliser que des sous-porteuses fantômes créées par sur-échantillonnage pour porter le signal de correction. Dans ce cas, on pourrait se passer de la contrainte sur la définition des régions admissibles. On soulignera que plus le nombre de sous-porteuses dédiées à supporter l'information de correction (signal c) est élevé, plus l'optimisation du signal correcteur est efficace et 25 donc la dynamique d'enveloppe du signal est réduite.

La mise en oeuvre de l'invention présente l'avantage d'une compatibilité descendante (c'est-à-dire de ne nécessiter aucun traitement idoine en réception), et de ne nécessiter aucun surdimensionnement de l'amplificateur de puissance radiofréquences. Comme 30 décrit précédemment en référence aux figures 4 à 7, l'invention apporte des améliorations notables en termes de réduction du rapport PMEPR et de performances sur le signal traité (masque d'émission, puissance moyenne, constellation).

Dans le cadre de l'amplification de signaux multi-porteuses (notamment selon la norme IEEE 802.11 a/g, ou auprès des stations de base, ou autres équipements radio), l'invention permet de réduire la consommation de l'amplificateur de puissance radiofréquences qui représente un poids important dans le bilan énergétique, en rapprochant, de fait, le point de puissance d'entrée moyenne de la puissance de saturation. En particulier, la mise en oeuvre de l'invention permet de réduire notablement la consommation des amplificateurs MCPA (pour Multi Carriers Power Amplifier ) installés sur un grand nombre de stations de base (de deuxième (2G) ou troisième génération (3G)).

A ce titre, la présente invention vise aussi, en référence à la figure 13, une station de base BS, au sens large du terme (c'est-à-dire tout équipement radio d'un réseau), dans un réseau de télécommunication en contexte de modulation multi-porteuses, notamment dans un réseau cellulaire. La station de base BS est apte à communiquer avec un terminal TER et une autre station de base pour relayer une télécommunication entre les deux terminaux TER. En particulier, une telle station de base BS peut comporter un amplificateur d'un signal multi-porteuses à transmettre (tel que l'amplificateur AMP de la figure 8), et, plus particulièrement un dispositif apte à mettre en oeuvre le procédé de traitement du signal avant amplification, au sens de l'invention. En référence à la figure 14, un tel dispositif 140 comporte des moyens de calcul 142 d'un signal correcteur à ajouter à un signal de données x pour obtenir un signal composite x+c de dynamique d'enveloppe réduite. De tels moyens de calcul 142 peuvent typiquement comporter un processeur P et une mémoire de travail MEM. Le dispositif au sens de l'invention comporte alors un convertisseur analogique/numérique 141 agencé pour sur-échantillonner le signal de données x en vue de la mise en oeuvre du procédé selon l'invention. 20 25 Le procédé de l'invention pourrait également être mis en oeuvre par un terminal de communication radio intégrant le dispositif selon l'invention. L'invention concerne donc aussi un tel terminal de communication radio.

La présente invention vise aussi un programme informatique pour un tel dispositif et comportant alors des instructions pour la mise en oeuvre du procédé selon l'invention, lorsqu'il est exécuté par le processeur P de ce dispositif. En particulier, le programme peut comporter des instructions pour mener une optimisation convexe du signal correcteur avec application d'une composition de contraintes comme visé par exemple à l'étape 22 de la figure 11. A ce titre, la figure 11 peut illustrer très schématiquement un organigramme du programme au sens de l'invention. Le programme peut être stocké dans ou transmis par un support de données. Celui-ci peut être un support matériel de stockage, par exemple un CD-ROM, une disquette magnétique ou un disque dur, ou bien un support transmissible tel qu'un signal électrique, optique ou radio.

Bien entendu, la présente invention ne se limite pas à la forme de réalisation décrite ci-avant à titre d'exemple ; elle s'étend à d'autres variantes.

Ainsi, la contrainte portant sur des régions admissibles d'une constellation peut viser une constellation MAQ comme décrit ci-avant, mais aussi tout autre type de constellation associée à une modulation du signal à émettre, notamment une modulation de phases.

Par ailleurs, l'application de l'invention à la norme IEEE 802.11 (a ou g) est décrite ci-avant à titre d'exemple, étant entendu que l'invention s'applique à tout système de télécommunication en modulation multi-porteuses.

Claims (12)

REVENDICATIONS

1. Procédé de traitement d'un signal de données, avant amplification, en contexte de modulation multi-porteuses, dans lequel une bande de fréquences, comprenant une pluralité de sous-porteuses données pour porter le signal de données et une pluralité de sous-porteuses vides, est allouée pour l'émission du signal de données, procédé dans lequel un signal correcteur (c) est ajouté au signal de données (x) dans la bande de fréquences allouée pour obtenir un signal composite (x+c) de dynamique d'enveloppe réduite, caractérisé en ce que le signal correcteur (c) est ajouté au signal de données (x) au moins dans lesdites sous-porteuses vides pour réduire un rapport de puissance maximale du signal composite sur sa puissance moyenne (PMEPR), en bande de base, et en ce qu'il comporte l'application d'une pluralité de contraintes conjointes comprenant au moins une limitation de la densité spectrale de puissance du signal composite (x+c) selon un gabarit prédéfini (MN) et un contrôle d'augmentation de puissance moyenne du signal composite (x+c) relativement à une puissance moyenne du signal de données (x).

2. Procédé selon la revendication 1, dans lequel le signal correcteur (c) est ajouté au signal de données (x) dans lesdites sous-porteuses données de la bande de fréquence allouée et on applique une contrainte de minimisation d'un taux d'erreur binaire (TEB) du signal composite (x+c), en définissant des régions admissibles (RI, R2, R3, R4) pour des sous-porteuses dans une constellation associée à une modulation du signal à émettre (MAQ-4).

3. Procédé selon l'une des revendications 1 et 2, dans lequel on crée des sous-porteuses vides par sur-échantillonnage du signal de données et on ajoute le signal correcteur au moins dans lesdites sous-porteuses vides ainsi créées.

4. Procédé selon la revendication 3, dans lequel le sur-échantillonnage est appliqué au signal de données sous forme discrète (xL) dans le domaine temporel et correspond, 30dans le domaine spectral, à un ajout de sous-porteuses supplémentaires (f) de part et d'autre d'une bande utile (BU) comportant lesdites porteuses données.

5. Procédé selon l'une des revendications 1 à 4, dans lequel, la modulation mufti- porteuse utilisée pour moduler le signal étant conforme à un standard de télécommunications spécifiant des sous-porteuses vides virtuelles, le signal correcteur (c) est ajouté au signal de données (x) au moins dans lesdites sous-porteuses vides virtuelles spécifiées par le standard.

6. Procédé selon l'une des revendications 3 à 5, caractérisé en ce que les contraintes pour limiter la densité spectrale de puissance du signal composite (x+c) sont appliquées au signal correcteur (c) dans les sous-porteuses obtenues par sur-échantillonnage (f-14) et/ou dans les sous-porteuses vides virtuelles.

7. Dispositif de traitement avant amplification d'un signal de données en contexte de modulation multi-porteuses, ledit signal étant destiné à être émis dans une bande de fréquences allouée, comprenant une pluralité de sous-porteuses données pour porter le signal de données et une pluralité de sous-porteuses vides, comportant des moyens pour ajouter un signal correcteur (c) au signal de données (x) afin d'obtenir un signal composite (x+c) de dynamique d'enveloppe réduite et de réduire un rapport de puissance maximale du signal composite sur sa puissance moyenne (PMEPR), en bande de base, caractérisé en ce que lesdits moyens pour ajouter le signal correcteur au signal de données sont agencés pour ajouter ledit signal correcteur dans lesdites sous-porteuses vides et en ce qu'il comprend en outre des moyens pour appliquer au signal composite une pluralité de contraintes conjointes comprenant au moins une limitation de la densité spectrale de puissance du signal composite (x+c) selon un gabarit prédéfini (MN) et un contrôle d'augmentation de puissance moyenne du signal composite (x+c) relativement à une puissance moyenne du signal de données (x).30

8. Dispositif selon la revendication 7, dans lequel lesdits moyens pour ajouter le signal correcteur au signal de données sont agencés pour ajouter ledit signal correcteur dans lesdites sous-porteuses données de la bande de fréquence allouée et il est prévu des moyens pour appliquer au signal composite une contrainte de minimisation d'un taux d'erreur binaire (TEB) du signal composite (x+c), en définissant des régions admissibles (RI, R2, R3, R4) pour des sous-porteuses dans une constellation fréquence-amplitude (MAQ-4).

9. Station de base d'un réseau de télécommunication en contexte de modulation mufti- porteuses, comportant un amplificateur d'un signal à transmettre, caractérisée en ce qu'elle comporte en outre un dispositif selon l'une des revendications 7 et 8, de traitement avant amplification dudit signal.

10. Terminal de communication, apte à communiquer à travers un réseau de télécommunication en contexte de modulation multi-porteuses, comportant un amplificateur d'un signal à transmettre, caractérisée en ce qu'il comporte en outre un dispositif selon l'une des revendications 7 et 8, de traitement avant amplification dudit signal.

11. Programme informatique pour un dispositif selon l'une des revendications 7 et 8, caractérisé en ce qu'il comporte des instructions pour la mise en oeuvre du procédé selon l'une des revendications 1 à 7 lorsqu'il est exécuté par un processeur d'un tel dispositif.

12. Support de données stockant le programme selon la revendication 11.