JP2007202160A

JP2007202160A - データ送信方法

Info

Publication number: JP2007202160A
Application number: JP2007015683A
Authority: JP
Inventors: Steve Parker; スチーブ・パーカー; Justin Coon; ジャスティン・クーン
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2006-01-26
Filing date: 2007-01-26
Publication date: 2007-08-09
Also published as: GB2434725B; GB2434725A; GB0601620D0; US20070171994A1

Abstract

【課題】マルチ帯域ＯＦＤＭ（ＭＢ−ＯＦＤＭ）システムのデータ送信おけるＯＦＤＭ信号の生成方法を提供する。
【解決手段】複数のサブキャリアを、２以上のサブキャリアのグループに分割することと、ＯＦＤＭ信号のピーク平均電力比（ＰＡＰＲ）を最小にすることと、更にＯＦＤＭ信号の送信を繰り返すことにより、前記ＯＦＤＭ信号の送信を増強することとの各ステップを含むことを特徴とする。送信用情報を、前記グループのうちの第１のグループに割り当て、前記割り当てられた情報を、置換アルゴリズムによって置換し、前記割り当てられ置換された情報を、前記グループのうちの第２のグループの割り当てる。
【選択図】図３ｂ

Description

本発明は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）通信システムにおけるデータ送信のための装置及び方法に関する。更に詳しくは、マルチバンドＯＦＤＭ（ＭＢ−ＯＦＤＭ）システムにおけるデータ送信に関する。

ＯＦＤＭは、高ビットレートデジタルデータ信号を送信するための周知技術である。単一キャリアを高速データで変調するのではなく、このデータは、各々が個別のサブキャリア上で送信される多くの低データレートチャネルに分割される。これにより、シンボル期間が、チャネルの遅れ拡散に比べて増加されるので、ＩＳＩは縮小される。ＯＦＤＭ信号では、図１のスペクトル１０内のサブキャリア１２に示すように、個別のサブキャリアは、オーバーラップするように、一定間隔で配置される。サブキャリアが相互に直交するようにサブキャリア周波数が選択される。その結果、サブキャリア上に変調された個別の信号は、受信機において復元される。１つのＯＦＤＭシンボルは、各サブキャリア上に変調されたシンボルのセットによって定義される（したがって、複数のデータビットに対応する）。これらサブキャリアは、周波数において１／Ｔの間隔で離れて位置するのであれば直交する。ここで、ＴはＯＦＤＭシンボル期間であり、サイクリックプレフィクスの期間を含んでいない。

ＯＦＤＭシンボルは、入力されたシンボルのセットについてフーリエ逆変換、好適には高速フーリエ逆変換（ＩＦＦＴ：Inverse Fast Fourier Transform）を行なうことにより得ることができる。この入力シンボルは、ＯＦＤＭシンボルについてフーリエ変換、好適には高速フーリエ変換（ＦＦＴ：fast Fourier transform）を行うことにより復元される。ＦＦＴは、ＯＦＤＭシンボルに各サブキャリアを効率的に乗じ、シンボル期間Ｔにわたって積分する。ＯＦＤＭシンボルの他のサブキャリアとのオーバーラップは、積分期間Ｔにわたって平均してゼロになるので、与えられたサブキャリアについて、ＯＦＤＭシンボルからの１つのサブキャリアのみがこの手順によって抽出されることが理解されうる。

Ｎ個のサブキャリアを有するＯＦＤＭシステムの場合、１／Ｔ＝Δｆであるので、各サブキャリアのシンボルレートは、全ての帯域幅Ｗを使用する単一キャリアシステムにおいてよりも、Ｎ倍遅いことに着目されるべきである。これは、同等の単一キャリアシステムに対して、チャネルロバスト性における必然的改良をもたらす。

与えられた帯域幅Ｗ内で、Ｎ個のサブキャリアにわたってデータを分割することによって、上述したように、同じデータレートを持つ単一チャネルの場合よりもＮ倍長いシンボル間隔が得られる。Ｎが十分に大きい場合、シンボル期間Ｔは、チャネル拡散の期間より大きくなる。そして、その効果は、ＩＳＩを著しく小さくする。一般的には、より大きなシンボル間隔は、他が全て等しい場合、あらゆるＩＳＩが、ほんの少しのシンボルにわたってしか拡散されないことを意味する。これは、ＩＳＩの訂正に対する等化を単純にする。

Ｎ個のサブキャリアにわたってデータを分割することはまた、サブキャリアにわたった順方向誤り訂正のような冗長符号を分配するスコープを提供する。

これによって、与えられたあらゆる周波数において、フェージングに対して、シンボルストリームをさらにロバストにする。したがって、ＯＦＤＭは、１つの等価なレートチャネルよりも、同じデータスループットについて、はるかに大きなチャネル拡散レジリエンスを提供する能力を持っている。

しかしながら、ＯＦＤＭのこれらの特性は、多くの条件に従う。

１つの条件は、信号の代表的なサンプリングを保証するために、受信機と送信機とが、クロック周波数とタイミングの点から完全に同期されるということである。これに対処するために、当該技術では、データパケットが、既知の構成のプリアンブルを含むことがよく知られている。これは、受信を同期するために使用することができる（プリアンブルはまた、等化中に使用されるチャネル伝送機能の推定を可能にする）。同様に、１つ以上のサブキャリアは、既知の信号パターンを伝送し、送信機に対する受信機のあらゆる周波数ドリフトの追跡を可能にするパイロットチャネルとして使用することができる。

直観的にではないが、信号の最小のチャネル拡散歪みが存在することも条件である。前のシンボル（信号ブロック）のエコーが、次のシンボルの最初において受信機に届く場合、チャネル拡散はシンボル間干渉を引き起こす。これによって、Ｎ個のサブキャリアの復元のために受信された信号のＦＦＴ復号に悪影響を与える信号歪みを引き起こす。シンボル間隔Ｔが長くなると、エコーオーバーラップ部分は少なくなるが、無くなることはない。したがって、ＯＦＤＭはシンボル間のオーバーラップの程度を少なくするが、残ったオーバーラップに対して非常に影響を与えやすい。

伝播環境における信号の反射は一般的である。この問題に応じるために、送信された信号に、最大のマルチパス遅延拡散の推定値に等しいガード間隔を追加することも当該技術では同様に良く知られている。これは、データ送信レートにかなりのオーバヘッドを加える。それは、遅延拡散対シンボル期間Ｔの比（例えば、ＩＥＥＥ８０２．１１ａの場合、２０％）に比例している。この間隔は、サイクリックプレフィックスとも称される。

ここでは、この間隔を占有するために、信号のテール（tail）部分が、信号自体に付帯している。ＯＦＤＭシステムの中には、電力スペクトル密度が、（例えばＩＥＥＥ８０２．１５．３ａのような）規制されたスペクトルマスクによって厳しく制限されている場合、より良好な性能を与えることから、サイクリックプレフィクスの代わりにゼロパディングが用いられるものもある。

前述したように、順方向誤り訂正の形式をとるシンボル内の冗長によって、マルチパスフェージングによって失われた情報の復元が可能となるが、オーバヘッドのコストが再び発生する。

第３の条件は、Ｎ個のサブキャリアの復元に悪影響を与えうる信号の最小送信歪みが存在することである。しかしながら、送信に先立って、ＯＦＤＭサブキャリアを変調する信号が、位相に構造的に加わる場合、Ｎ個のサブキャリアを、逆ＦＦＴによって波形に変換する処理によって、大きなピーク対平均電力比（ＰＡＲＲ：peak to average power ratio）となる。これはまた、送信機が、例えば電力増幅器のような非線形のコンポーネントを含んでいる場合、信号歪みをももたらす。

結果として得られる非線形効果は、信号コンステレーションの歪みと相互変調による帯域内干渉と、スペクトル拡散による隣接チャネル干渉の形態をとる帯域内干渉とを引き起こす。両タイプの干渉は、受信機におけるビット誤り率（ＢＥＲ）を増加させる。

超広帯域幅（ＵＷＢ）システムは、非常に大きな帯域幅内で動作することが許可されている。例えば、米国のＦＣＣによって７．５ＧＨｚが許可されている。しかしながら、送信は干渉に弱く、許可された最大電力スペクトル密度に課された制限によって制限された範囲を持っている。例えば、ＦＣＣは、−４１．３ｄＢｍ／ＭＨｚを許可している。従って、干渉及びフェージングに対するレジリエンスの増加、量子化誤りの低減、及び範囲の改善を行うために、例えば繰り返し符号化によって、信号を周波数において拡散する要求がある。しかしながら、ＯＦＤＭ信号の平均ＰＡＰＲは、使用されているサブキャリアの数と共に直線的に増加する。もしも、ＰＡＰＲが高すぎる場合、次のような幾つかの問題が生じる。
・ＯＦＤＭ信号の増幅が非線形になる。
・増幅器「バックオフ」の動作が、貧弱な電力効率になる。
・増幅器は、高い電源信号を直線的に増幅できなくてはならない。これは、相補性金属酸化膜半導体（ＣＭＯＳ）内の完全な実施を素子しうる。
従って、経済的及び性能的な理由でＰＡＰＲを制限する必要性は、将来のＯＦＤＭＵＷＢシステムに使用されるかもしれないサブキャリアの実質的な数を制限する。別の要因は、トーン数の増加に伴いＦＦＴの複雑さも増すことである。

高品位テレビ（ＨＤＴＶ）のためにデータレートを増加させ、国内の無線ローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）の範囲を増加させるために、多くのサブキャリアを使用するが、ＣＭＯＳ内の実装を容易にするために許容可能なＰＡＲＲを持っているＯＦＤＭＵＷＢシステムに対するニーズがある。より大きな帯域幅を使用することにより、利用可能な通信能力が増加し、これによって、増加したデータレートおよび拡張された範囲の能力を本質的に改善するだろう。

ＩＥＥＥ８０２．１５．３ａを考慮したマルチ帯域ＯＦＤＭアライアンス（ＭＢＯＡ：Multi-Band OFDM Alliance）によって発行された代表的なＵＷＢ物理（ＰＨＹ）レイヤ提案は、ＯＦＤＭを採用し、２つの最も低いレートモードのために周波数拡散を使用する。これは、"Multi-band OFDM physical layer proposal for IEEE 802.15 Task Group 3a" (A. Batra et al, IEEE 802.15-03/268r3, March 2004)（非特許文献１）、及び"Multi-band OFDM physical layer proposal for IEEE 802.15 Task Group 3a (Update)" (A. Batra et al, IEEE 802.15-04/0493r1, September 2004)（非特許文献２）で述べられる。

更に、周波数選択性フェージングと格闘する周波数ダイバーシティを増加させるために、この提案の次の改訂（"MB-OFDM proposal update" (D. Leeper, IEEE 802.15-05-397r1, July 2005)）（非特許文献３）は、より高いデータレートモードのためにデュアルキャリア変調を用いる。

２つの最も低いレートモードのためのＭＢＯＡ提案では、直交−ＰＳＫ（ＱＰＳＫ）情報シンボルのストリームが、５０からなるグループに分割される。そして、複素数値ｃ_ｎ，ｋはそれぞれ、

に従って、ｋ番目のＯＦＤＭシンボルのサブキャリアｎに割り当てられる。

その後、この反復符号は、

のようにしてシンボルを繰り返す。

この関係は、ＤＣトーンに関する各シンボルをミラーし、それを位相共役する。共役対称マップのＩＦＦＴは、純粋に真実であるので、このマッピングは有用である。従って、受信機のハードウェアは単純化されるかもしれない。しかしながら、実際には、最も単純なデバイスだけが、最も低いレートモードを排他的にサポートするであろうから、この特性は、制限のある値である。

より高いレートモードについては、ＭＢＯＡは、最近、（A. Batra et al, "Multi-band OFDM physical layer proposal for IEEE 802.15 Task Group 3a (Update)" IEEE 802.15-04/0493r1, September 2004（非特許文献４）において）各サブキャリアについて、２つの個別のＱＰＳＫシンボルからの情報を実質的に符号化し、同一の情報が、５０サブキャリア離れて位置する第２のサブキャリア上で別の符号化方法で送信される１６−ＱＡＭ信号が使用されるべきであることを提案した。システムのレートは、このデュアルキャリア変調によって変わらないままである。しかしながら、２つの相関性のないサブキャリア上で深いフェードが経験されそうもないので、周波数ダイバーシティが増加し、ビット誤り率（ＢＥＲ）性能が改善する。

本発明は、信号のＰＡＰＲを低減することによって、これら両ケースに対する性能を改善するために使用することができる。

ＰＡＰＲ低減の他の方法は、文献（reviewed in S. Han and J. Lee, "An overview of peak-average power ratio reduction techniques for multi-carrier transmission," IEEE Wireless Communications April 2005, 56-65（非特許文献５））で提案されたが、これらは関連する短所を有し、反復符号化を伴うＯＦＤＭシステム、又はデュアルキャリア変調用途にそれほど馴染むものではない。
・クリッピング：ＯＦＤＭ時間領域波形のピークは、ＰＡＰＲを低減するためにクリップされうる。これは、帯域内及び帯域外の両方のノイズを導くことになり、スペクトルマスクを満足することをより困難にする（増加したバックオフ、又は追加フィルタリングが必要となる）。
・符号化：高いＰＡＰＲの信号に至る入力シンボル組合せを識別するために、徹底的な探索を使用することができる。これは大掛かりな徹底的な探索と、大きなルックアップテーブルの使用とを必要とするが、これらの組み合わせを使用することは回避することができる。実際には、これらのスキームは、僅かな数のサブキャリアを使用するシステムに制限されている。
・部分送信シーケンス：シンボルのブロックがサブブロックへ分割される。これらは、ＰＡＰＲを最小にするために、別の１つに対して最適に調整される。このスキームは、使用されるサブブロックの数に対して指数関数的に複雑になる。したがって、性能と複雑さとのトレードオフが生じる。
・選択されたマッピング技術：いくつかの異なるマッパが、同じセットの情報に割り当てられ、ＰＡＰＲを最小にする最良のマッピングを決定するために使用される。
・インタリービング：等価データブロックのセットを生成するためにインタリーバのセットが使用され、最も低いＰＡＲＲを持つ結果が選択される。この方法は、付加的な計算上の複雑さを必要とし、改善に対して制限された範囲を持つので、受信機は、送信機によってどのインタリーバが使用されたかについて通知されねばならない。
・トーン制限／投入（reservation/injection）：トーンは、時間領域信号におけるピークを低減する狭帯域信号を加える目的に特化される。この方法は、利用可能なペイロードのサイズを縮小し、投入するべき正確なトーンを見つけるために計算上の複雑さを増加させる。
・アクティブコンステレーション拡張：コンステレーションポイントの位置は、複素平面内において、ＰＡＰＲを最小にするために、外へ向かって移動される。しかしながら、この方法は、送信電源を増加するので、ともにＵＷＢに限定的である大きなコンステレーションサイズに最も適している。
"Multi-band OFDM physical layer proposal for IEEE 802.15 Task Group 3a" (A. Batra et al, IEEE 802.15-03/268r3, March 2004) "Multi-band OFDM physical layer proposal for IEEE 802.15 Task Group 3a (Update)" (A. Batra et al, IEEE 802.15-04/0493r1, September 2004) "MB-OFDM proposal update" (D. Leeper, IEEE 802.15-05-397r1, July 2005) A. Batra et al, "Multi-band OFDM physical layer proposal for IEEE 802.15 Task Group 3a (Update)" IEEE 802.15-04/0493r1, September 2004 reviewed in S. Han and J. Lee, "An overview of peak-average power ratio reduction techniques for multi-carrier transmission," IEEE Wireless Communications April 2005, 56-65

本発明は、上述した問題の１つ以上を改善しながら、送信されたＯＦＤＭ信号のＰＡＰＲを最小にすることを目的とする。

本発明の第１の局面では、送信用のＯＦＤＭ信号を生成する方法が提供される。この信号は、複数のサブキャリアによる送信が意図されており、上記方法は、前記複数のサブキャリアを、２グループのサブキャリアへの割り当てることと、送信用情報を、前記グループのうちの第１のグループに割り当て、前記割り当てられた情報を、置換アルゴリズムによって置換し、前記割り当てられ置換された情報を、前記グループのうちの第２のグループの割り当てることとの各ステップを含む。

好適には、前記サブキャリアは、周波数領域で指定される。

サブキャリアの第１及び第２のグループは、周波数領域におけるＤＣベースバンドキャリアに関して対称的に配置されうる。

前記置換するステップは、前記第１のグループ内のサブキャリアの第１のものに割り当てられた情報を、サブキャリアの第２のグループにおけるサブキャリアのうちの１つに割り当てることを含みうる。この場合、好適には、第１のサブキャリアからの第１の情報を置換するステップは、前記情報を、加法的逆元、すなわち、負の値にするステップを含む。

前記置換するステップは更に、サブキャリアの第２のグループ内のサブキャリアの別のものに、第１のグループにおけるサブキャリアのうちの１つ以上に割り当てられた情報の組合せから導出される情報を割り当てることを含む。したがって、前記ステップは更に、第１のグループのうちの２つのサブキャリアに割り当てられた情報を、第２のグループのサブキャリアに割り当てるのに適切な情報に組み合わせるステップを含みうる。前記組み合わせるステップは、前記２つのサブキャリアから、これらサブキャリアに割り当てられたシンボルの実数部と虚数部との各符号を判定することを含みうる。従って、相互極性関数が、前記２つのサブキャリアのシンボルの実数部及び虚数部それぞれの符号から形成されるかもしれない。そして、この相互極性関数は、第２のサブキャリアのグループに割り当てられる置換されたシンボルを形成するために、２つのサブキャリアのうちの１つに適用されるシンボルのコピーを修正するために使用されうる。

好適には、サブキャリアは、４つのグループで考慮される。２つのサブキャリアには、情報シンボルが割り当てられ、残りの２つのサブキャリアには、第１の２つのシンボルから導出されるシンボルが割り当てられる。

この相互極性関数は、前記第１及び第２のサブキャリアに割り当てられた情報の実数部と虚数部との積の算術符号を含みうる。従って、この手段は、同じ絶対値で前記積を割ることによって決定されるかもしれない。

本発明の第２の局面では、ＯＦＤＭ送信装置は、複数のサブキャリアに情報を割り当てるための情報割当手段を含む。前記割当手段は、前記複数のサブキャリアを、サブキャリアの２つのグループへ割り当てるように動作することが可能であり、各グループは、偶数のサブキャリアを含み、各グループについて、前記割当手段は、送信用情報を、前記サブキャリアの前半へ割り当てるよう動作することが可能である。更に、ＯＦＤＭ送信装置は、前記割り当てられた情報を、置換アルゴリズムによって置換する情報置換手段を含む。前記割当手段は、前記置換された割り当てられた情報を、グループ内のサブキャリアの後半に割り当てるように動作することが可能である。

ＯＦＤＭシステムでは、ゼロ（Ｄ．Ｃ）トーンは使用されないので、（例えば６４トーン又は１２８トーンを含む）トーンは、４つの等しいグループに正確には分割しないことが認識されるであろう。しかしながら、残りは帯域端にあり、いずれにせよ、帯域外干渉を防ぐためにヌルにされる。

本発明は、上記では、送信方法及び送信機に関連付けられた局面を持つものとして特徴付けられているが、本発明は、コンピュータが、上述した方法を実行するように構成されるようにするコンピュータ実施可能なコードによっても提供されることが認識されるだろう。

本発明の実施例が、添付図面を参照して記述される。

本発明の具体的な実施例は、添付図面に基づいてより詳細に記述されるだろう。これは単なる一例であり、要求される保護の観点について如何なる限定を示すものとも見なされるべきではないことが認識されるであろう。

ＯＦＤＭシステムにおけるデータ送信方法及び装置が開示される。以下に示す記載では、本発明の実施例の完全な理解を提供するために多くの具体的な詳細が示される。しかしながら、当該技術における熟練者にとっては、これらの具体的な詳細は、本発明を実現するために用いられる必要は必ずしもないことが明らかになろう。

図２は、本発明の背景の一例を提供するラップトップコンピュータデバイス２０を概略的に示す。ラップトップ２０は、ワーキングメモリ２３に格納されているか、及び／又は大容量記憶装置２１から取得可能な機械コード命令を実行するよう動作することが可能なプロセッサ２２を含んでいる。汎用バス２５によって、ユーザ操作可能入力デバイス２６は、プロセッサ２２と通信する。ユーザ操作可能入力装置２６は、この例では、キーボードおよびタッチパッドを備えているが、マウスあるいは他のポインティングデバイス、デバイスの表示装置上の接触感知面、ライティングタブレット、音声認識手段、触覚型入力手段、あるいはユーザ入力動作を解釈でき、データ信号に変換可能なその他任意の手段をも含みうる。

オーディオ／ビデオ出力デバイス２７は更に、ユーザへの情報出力のために、汎用バス２５に接続される。オーディオ／ビデオ出力デバイス２７は、ビジュアル表示装置及びスピーカを含んでいるが、ユーザに情報を提示することができる他のデバイスも更に含むことができる。

通信ユニット２００は、汎用バス２５に接続され、更にアンテナ２６０に接続される。通信ユニット２００及びアンテナ２６０によって、ラップトップコンピュータ２０は、別のデバイスとの無線通信を確立することができる。通信ユニット２００は、ラップトップコンピュータ２０を用いることが適切なシステムによる使用のために、以前に確立された通信プロトコルに従って、バス２５上に渡されたデータを、ＲＦ信号キャリアに変換するよう動作することが可能である。

図２のデバイス２０では、ワーキングメモリ２３は、プロセッサ２２によって実行された時、ユーザインターフェースの確立によって、ユーザ間のデータの通信を可能にするユーザアプリケーション２４を格納する。このアプリケーション２４は、ユーザによって習慣的に使用される汎用目的又は特別なコンピュータ実装されたユーティリティ及び機能を確立する。

図３ａ及び図３ｂは、ＩＥＥＥ８０２．１５規格に対する３ａ修正案を起草することに責任を持つタスクグループ３ａで提案されたマルチ帯域ＯＦＤＭ送信機および受信機アーキテクチャをそれぞれ示す。送信機は、スクランブラ３０２、６４状態バイナリ畳込み符号（ＢＣＣ）３０４、パンクチャ部３０６、３ステージインタリーバ３０８、ＱＰＳＫマッパ３１０、ＩＦＦＴブロック３１２、ＤＡＣ３１４、時間周波数カーネル３１６、乗算器３１８、およびアンテナ構成３２０を含む。当該技術において様々なコンポーネントが知られている一方、ここで興味のあるＱＰＳＫマッパ３１０は、到来する情報ビットをＱＰＳＫシンボルにマップする。そして、ＱＰＳＫシンボルはそれぞれ、ＩＦＦＴブロック３１２によって、ＯＦＤＭシンボル内のサブキャリアを変調するために使用される。ＩＥＥＥ８０２．１５．３ａの場合、１２８のサブキャリアの使用が提案されている。それらは、データ、パイロットトーン、ガード帯域、及びヌルトーンに割り当てられる。これは、一般に、ＱＰＳＫ情報シンボルで変調されるために、１００のサブキャリアを残す。したがって、一般には、１００のＱＰＳＫ情報シンボルが、単一のＯＦＤＭシンボルにマップされる。そして、これは受信機に送信される。

受信機３５０は、アンテナ３５２と、プレ選択フィルタ３５４と、低ノイズアンプ３５６と、それぞれが受信ダウンコンバータ３５８を持つ直交位相信号パス及び同相信号パス（ｉ及びｑ）と、低域フィルタ３６０と、可変利得増幅器３６２と、ＡＤＣ３６４とを備える。ＡＤＣ３６４ｉ，３６４ｑの出力は、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）ブロック３６８へ入力される。そして、その出力は、パイロットの除去、及び周波数領域等化（ＦＥＱ：frequency domain equalised）のためのデジタル処理ブロック３７０と、パイロット情報からのキャリア周波数オフセットの訂正ブロック３７２とに接続されている。ブロック３７０の出力は、ブロック３７４によって逆インタリーブされ、順方向誤り訂正符号が、Ｖｉｔｅｒｂｉデコーダ３７６によって復号され、その信号がブロック３７８によって逆スクランブルされる。また、自動利得コントローラ（ＡＧＣ：automatic gain controller）３６６も存在する。これは、各ＡＤＣ３６４ｉ，３６４ｑにおけるピーク信号に依存して、可変利得増幅器３６２ｉ，３６２ｑの利得を調節する。到来するベースバンドアナログ信号（同相及び直交位相）は、ＡＧＣ３６６によって決定され、各ＡＤＣ３６４によってそれぞれデジタル化された利得において、それぞれの可変利得増幅器３６２ｉ，３６２ｑによって増幅される。そして、デジタル化された信号（ＯＦＤＭシンボル）は、ＦＦＴ３６８に供給される。ＦＦＴ３６８は、各ＯＦＤＭシンボルを周波数領域に転換し、等化後、（元々はＱＰＳＫアルファベットからの）サブキャリアの各々について符号化された複素数コンステレーション値からなる推定値が計算されるようにする。送信されたビットシーケンスを決定するために、次に続く逆インタリーブ、誤り訂正復号、逆スクランブル処理が使用される。

図３ｃは、本発明の具体的な実施例に従い、図３ａに示す送信機の構成と概略一致した送信機４００を示す。接頭番号を３の代わりに４とすることにより、送信機のコンポーネントの参照番号は一致する。

更に、図３ｃに示された送信機４００は、ＱＰＳＫマッパ４１０とＩＦＦＴブロック４１２との間に配置された複製及び位相共役ユニット４１１を含む。これは低レートモードのために操作可能であり、ロバスト性さとレンジを増加させるために使用される。ＱＰＳＫマッパ４１０は、送信機内の前の部品又はブロックから、ＦＥＣ符号化され、パンクチャされ、インタリーブされたビットストリームを受け取る。複製及び位相共役ユニット４１１は、下記に述べるシンボル複製及び置換処理に従って、到来するＱＰＳＫシンボル（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３…）を処理する。

本発明では、上述するように、サブキャリアは４グループが考慮される。それは、図５に示されるようなベースバンドＤＣサブキャリア４２に関し、対称的なペアで配置される。図４は、送信システム４００におけるＩＦＦＴモジュール４１２への入力における最初の３グループ３４，３６，３８のためのグルーピング構成を示している。ここでは、時間領域信号は、

のように得られる。また、Ｘ_ｆは、ｆ番目の複素数コンステレーション値を表し、Ｎは、サブキャリアの数を表し、ｆは、ディスクリート周波数を表し、ｔはディスクリート時間を表す。

図４および図５は、サブキャリアの割当てについて等しく有効で、かつ等価な表示であることが読者によって認識されるだろう。図４は、図の左におけるＤＣベースバンドをサブキャリア１として、サブキャリア番号順に並んだサブキャリアを示している。図５は、同じサブキャリアを示すが、周波数に関して代数的に配置されており、Ｘ_６４を超えるサブキャリアは、負の周波数を持つものとして考慮される。

この例では、図示するように、１２８のサブキャリアがある。これらのうち最初の半分は、通常の方法で割り当てられる。サブキャリアの残りの半分の割り当ては、２つの関係のうちの１つに従って実行される。すなわち、一方には奇数インデクスが、他方には偶数インデクスが割り当てられる。奇数インデクスに対する関係は次の通りである。

したがって、Ｘ_６７とＸ_１２７との間の奇数番号サブキャリアについては、シンボルは、第１のサブキャリアセット内の対応するシンボルの負の値にマップされる。すなわち、Ｘ_１２７はＸ_３に、Ｘ_１２５はＸ_５に、Ｘ_１２３はＸ_７というように対応する。

そして、偶数番号サブキャリアについては、第１のグループ内の対応する偶数番号サブキャリアから同様にマップされるのではなく、最初の半分における偶数番号シンボルと、ペア内の隣接する奇数番号サブキャリアとの間の相互極性に関する判定がなされる。そして、これは、送信のＰＡＰＲ特性を更に高めるために、偶数番号サブキャリアに割り与えられた値に適用される。次式はこれを表す。

本質的に、これは、第１のグループ内の２つの隣接したサブキャリア上で送信される情報の実数部と虚数部との積によって得られる「符号」を計算し、第２のグループ内で問題となっている偶数番号サブキャリア上で送信される情報に到着するために、この符号（±１）にそれらのサブキャリアのうちの１つについての情報を乗じることである。

代替実施例では、奇数番号サブキャリアと偶数番号サブキャリアとの取り扱いが置換されうることが認識されるであろう。

この単純な例は、ＱＰＳＫシンボルと１２８のサブキャリア（ＩＥＥＥ８０２．１５．３ａＯＦＤＭプロポーザルにおける全てのモードで使用される）を含むだろう。Ｘ_１２７とＸ_１２８とを考慮すると、送信される情報はＸ_２とＸ_３とから導出される。

そのような場合、

となる。ここで、

はそれぞれ実数部と虚数部とを示す。

より詳細には、ＱＰＳＫにおいて利用可能なシンボルは、エネルギー規格化を無視して、１＋ｉ，１−ｉ，−１−ｉ，−１＋ｉと表すことができる。

以下のテーブルでは、式（７）においてＸ_２に適用する符号乗算器が示される。

より一般的な場合、Ｍ≧３である場合においてＮ＝２^Ｍであるサブキャリアの数について、式（６）及び式（７）は以下のように一般化される。

Ｎ／４−２において、ｆの範囲を制限することによって、Ｎ＝１２８の場合、ｆの最大値は３０となる。これは、６３より大きいインデクスの割り当てを回避する。

実際、帯域端におけるサブキャリアは、スペクトルマスクが満足され、グループ化できない残りのトーンを対処することを確認するために、ゼロに設定されるだろう。式（６）及び式（７）によって示される奇数トーン及び偶数トーンの関係が維持される限り、グループもまた、パイロットトーンの何れかの側で構成される。

このアプローチを採ることによって、シーケンスは、Ｘ_１を省略するのみならず、実用的な実施例において通常はゼロに設定されるＸ_６４、Ｘ_６５、およびＸ_６６をも省略することが認識されるだろう。

実用的な実施例では、入力シンボルは、ＭＢ−ＯＦＤＭ送信システムにより、式（６）及び式（７）に従って複製されるだろう。受信機では、逆の動作が行なわれ、結果として得られるシンボルのペアは、最大比結合(maximum ratio combining)のような方法を用いて結合されうる。

図６ａ及び図６ｂは、ＱＰＳＫコンステレーションポイントおよび１２８のサブキャリアの結果を示す。図６ｂで示された累積分布関数（ＣＤＦ）曲線は、ＭＢＯＡプロポーザルに使用された共役対称アプローチについては、ＯＦＤＭシンボルの９０％が、１０．３ｄＢ以下のＰＡＰＲであるが、本発明によって使用される方法の場合、８．２ｄＢ以下に低減（２．１ｄＢ低減）されることを示している。

図７ａは、相補的なＣＦＤ（ＣＣＦＤ）の場合の結果を示す。これは、ＭＢＯＡプロポーザルによって適用された共役対称結果が、ＰＡＰＲの観点から特に悪い選択であり、ランダムトーン順（負の周波数におけるシンボルが、任意に割り当てられた正の周波数に複製される）、対称トーン反復（共役対称方法と同じであるが、位相共役を持たない）、及び本発明（４トーン最小化（ＦＴＭ）と称される）よりも悪いことを示す。このプロットでは、比較目的に対して共通して受け入れられる確率値は１０^−３ポイントである。プロットは、本ＦＴＭ発明が、決定論的な対称アプローチよりも１ｄＢ優れており、共役対称よりも２ｄＢ優れていることを示している。

ＭＢＯＡプロポーザルに対する改訂におけるデュアルキャリア変調のために適用された１６−ＱＡＭコンステレーションに対する結果が図７ｂに示されている。より高いレートモードについては、共役対称は、ＭＢＯＡプロポーザルでは採用されないが、「ランダム」に体系化されたスキームに対して本発明を使用する際にはまだ有益な長所が存在する。

本発明は、単一ユーザＵＷＢシナリオに関して記述された。しかしながら、ランダムトーン順に関連するスキームの性能利得は、（サブブロックの最適さは、ブロックサイズ全体のうちの僅かな割合にしかならないので）サブキャリアの数が増加すると低下する。図８は、これを１６、３２、６４、および９６で占められたトーンのスキームの性能を比較して図示する。

従って、各ユーザがそれぞれの送信のために直交トーンのサブセットが割り当てられる場合、本構成はＯＦＤＭＡに有利になりえる。個々のユーザのトーンの縮小されたセットが本発明に従って体系化されれば、それらの信号のＰＡＰＲは、最適に近づくであろう。

図１は、ＯＦＤＭ信号スペクトルのサブキャリアを示す。ここで、Ｘ軸は周波数、Ｙ軸は（任意のスケールでの）電力を示す。図２は、通信デバイスの一例を示す概略図である。図３ａは、ＩＥＥＥ８０２．１５規格設定体系のタスクグループ３ａに従う送信機を示す概略図である。図３ｂは、ＩＥＥＥ８０２．１５規格設定体系のタスクグループ３ａに従う受信機を示す概略図である。図３ｃは、本発明の具体的な実施例に従った送信機の概略図である。図４は、本発明の実施例に従った１２８ポイントＩＦＦＴへの入力用の最初の１３のサブキャリアからなるグルーピングを示す。図５は、本発明の実施例に従ってスペクトルで示された内部の９つのサブキャリアからなるグルーピングを示す。図６ａは、本発明の実施例に従って得られたＰＡＰＲの確率分布関数（ＰＤＦ：probability distribution functions）と、従来技術で開示された方法に従って得られたＰＡＲＲのＰＤＦとを示す。図６ｂは、本発明の実施例に従って得られたＰＡＰＲの累積頻度分布（ＣＤＦ：cumulative frequency distribution）と、従来技術で開示された方法に従って得られたＰＡＲＲのＣＤＦとを示す。図７ａは、本発明の方法に従って得られたＱＰＳＫおよび１２８サブキャリアを使用する場合に競合するスキームのためのＰＡＰＲの相補的（complimentary）ＣＤＦ（ＣＣＤＦ）を示す。図７ｂは、本発明の方法に従って得られた１６ＱＡＭおよび１２８サブキャリアを使用する場合に競合するスキームのためのＰＡＰＲのＣＣＤＦを示す。図８は、本発明の方法に従って得られたＯＦＤＭＡスキームのために性能利得を与えうる相対的パフォーマンス利得が、トーン数の減少とともにどのように増加するかを実証する競合スキームのためのＰＡＰＲのＣＣＤＦを示す。

Claims

複数のサブキャリアによる送信が意図されている、送信用のＯＦＤＭ信号を生成する方法であって
前記複数のサブキャリアを、２グループのサブキャリアへ割り当てることと、
送信用情報を、前記グループのうちの第１のグループに割り当て、
前記割り当てられた情報を、置換アルゴリズムによって置換し、
前記割り当てられ置換された情報を、前記グループのうちの第２のグループの割り当てることと
の各ステップを含む方法。
前記サブキャリアは、周波数領域で指定される請求項１に記載の方法。
前記サブキャリアの第１及び第２のグループは、周波数領域におけるＤＣベースバンドキャリアに関して対称的に配置される請求項２に記載の方法。
前記置換するステップは、前記第１のグループ内のサブキャリアのうちの第１のサブキャリアに割り当てられた情報を、前記サブキャリアの第２のグループにおけるサブキャリアのうちの１つに割り当てることを含む請求項１乃至３のうち何れか１項に記載の方法。
第１のサブキャリアからの前記情報を置換するステップは、前記情報を、その負の値にするステップを含む請求項４に記載の方法。
前記置換するステップは、前記サブキャリアのうち第２のグループ内の別のサブキャリアに、前記第１のグループにおける１より多いサブキャリアに割り当てられた情報の組合せから導出される情報を割り当てることを含む請求項５に記載の方法。
前記ステップは、前記第１のグループのうちの２つのサブキャリアに割り当てられた情報を、前記第２のグループのサブキャリアに割り当てるのに適切な情報と組み合わせるステップを含む請求項６に記載の方法。
前記組み合わせるステップは、前記２つのサブキャリアから、これらサブキャリアに割り当てられたシンボルの実数部と虚数部との各符号を判定し、前記２つのサブキャリアのシンボルの実数部及び虚数部それぞれの符号から相互極性関数を形成する請求項７に記載の方法。
請求項８に記載の方法において、前記相互極性関数を用いて、前記２つのサブキャリアのうちの１つに適用されるシンボルのコピーを修正し、前記第２のサブキャリアのグループに割り当てられた置換されたシンボルを形成することを更に含む方法。
前記相互極性関数は、前記第１及び第２のサブキャリアに割り当てられた情報の実数部と虚数部との積の算術符号を含む請求項８又は請求項９に記載の方法。
前記サブキャリアは、４つのグループが考慮され、２つのサブキャリアには、情報シンボルが割り当てられ、残りの２つのサブキャリアには、第１の２つのシンボルから導出されるシンボルが割り当てられる請求項１乃至１０のうち何れか１項に記載の方法。
ＯＦＤＭ送信装置であって、複数のサブキャリアに情報を割り当てる情報割当手段を備え、前記割当手段は、前記複数のサブキャリアを、サブキャリアの２つのグループへ割り当てるよう動作可能であり、各グループは、偶数のサブキャリアを含み、各グループについて、前記割当手段は、送信用情報を、前記サブキャリアの最初の半分へ割り当てるように動作可能であり、前記ＯＦＤＭ送信装置は更に、前記割り当てられた情報を、置換アルゴリズムによって置換する情報置換手段を含み、前記割当手段は、前記置換された割り当てられた情報を、グループ内のサブキャリアの最後の半分へ割り当てるように動作可能であるＯＦＤＭ送信装置。
前記割当手段は、前記サブキャリアの第１及び第２のグループが、周波数領域におけるＤＣベースバンドキャリアに関して対称的に配置されるように、前記サブキャリアの第１及び第２のグループに、前記複数のサブキャリアを割り当てるように動作可能である請求項１２に記載のＯＦＤＭ送信装置。
前記割当手段は、前記第１のグループ内のサブキャリアの第１のサブキャリアに割り当てられた情報を、前記サブキャリアの第２のグループにおけるサブキャリアのうちの１つに割り当てるように動作可能である請求項１２の装置。
前記割当手段は、前記第１のグループのうちの２つのサブキャリアに割り当てられた情報を、前記第２のグループのサブキャリアに割り当てるのに適切な情報に組み合わせるように動作可能である請求項１４に記載の装置。
コンピュータを、請求項１乃至１１のうちの何れか１項に記載の方法を実施するよう設定させるように動作可能なコンピュータ実施可能なプログラム手段を記憶したコンピュータプログラム製品。